JP2007235457A - 可変フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】帯域幅及び中心周波数の双方を自在に制御することが出来るマイクロ波帯用の可変フィルタを提供することを目的とする。
【解決手段】共振周波数が変化可能な１個以上の共振器４_＊に対して、それぞれの共振器４_＊を中心として入出力線路の一端側に空隙ｇ_５１とその空隙内に入出力線路の延長方向に配列された１個以上の結合電極ｅ_５１ａを備える第１結合部５_１が形成され、入出力線路３の最も他端側の共振器４_２に対して、入出力線路の出力線路側に空隙ｇ_６１とその空隙ｇ_６１内に入出力線路３の延長方向に配列された１個以上の結合電極ｅ_６１ａとを備えた第２結合部６_１が形成され、その第１、第２結合部５_１，６_１の結合電極を選択的に接地させ又は、結合電極と入出力線路間を選択的に短絡させるスイッチ手段７及び、そのスイッチ手段７に連動して共振器の共振周波数を可変とする共振周波数可変手段４_１ｍを備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、例えば無線通信装置に搭載される誘電体基板とその基板上に形成される所定の長さを持つ線路とで構成される中心周波数及び帯域幅の双方を変化可能にした可変フィルタに関する。

高周波を用いた無線通信の分野においては、数多い信号の中から特定の周波数の信号を取り出すことで、必要な信号と不必要な信号を分別している。この機能を果たす回路はフィルタと呼ばれ、多くの無線通信装置に搭載されている。フィルタが抽出する周波数を高くすると、その中心周波数と共に帯域幅も大きくなる。帯域幅が広がると隣接チャネルの信号も通過させることになり、妨害波発生の原因になる。これを防ぐためには、中心周波数と帯域幅の双方を可変制御出来るようにする必要がある。特許文献１に示されたその双方を変化可能にしたフィルタを図３０に示しその動作を説明する。複数の周波数信号を含んだ入力信号が、入力端子３０１より伝送線路３０３を通じて直流カットコンデンサ３１３とバラクターダイオード（可変キャパシタ）３１４の直列接続で構成される帯域制御回路３０５に入力される。帯域制御回路３０５の出力端と接地電位間に共振器３０４が接続される。共振コイル３０７と共振キャパシタ３０８と、コンデンサ３０９とバラクターダイオード３１０の直列回路とが互いに並列に接続されて構成される。帯域制御回路３０５と共振器３０４との接続点が、直流カットコンデンサ３０６を介して出力端子３０２に接続されている。

共振器３０４の共振周波数、つまりフィルタの中心周波数を高くするときは、共振器３０４のバラクターダイオード３１０の容量を可変する周波数制御端子３１１へ印加する電圧を高くしてバラクターダイオード３１０の容量を小さくする。この時、信号入力端の直流カットコンデンサ３１３の容量がそのままであると、帯域幅も広くなってしまう。この帯域幅の広がりを防止するために、帯域制御回路３０５のバラクターダイオード３１４の帯域制御端子３１５に印加する電圧も高くして、帯域制御回路３０５の容量を小さくする。この結果、フィルタの中心周波数を高くしたことによる帯域幅の広がりを抑制することが出来る。このように共振器の結合容量を可変することで、中心周波数と帯域幅の双方を所望の値に変化可能にしたフィルタが提案されている。

しかしながら、図３０の回路図からも分かるように、このフィルタは集中常数で構成されるものであり、このまま例えば、移動体通信で用いられるマイクロ波帯では使用が困難である。また、共振周波数の変化をバラクターダイオードの容量変化で得ているが、この種の静電容量は温度特性が不安定なため共振周波数の再現性も悪かった。例えばマイクロ波帯等で用いられる分布定数回路フィルタ及び共振周波数を変化可能にする方法を、本願出願人は特許文献２および非特許文献１に示した。
特開２００２−９５７３号公報（図１） 特開２００５−２５３０５９号公報（図１） 電子情報通信学会2005年総合大会C-2-37

しかしながら、上記した分布定数回路フィルタは、中心周波数を任意に変化させることは可能であるが、帯域幅を自在に制御することが不可能であった。
この発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、帯域幅及び中心周波数の双方を自在に制御することが出来、構造が簡単で、その制御が高再現性を持ち、且つ容易に行うことが可能な、マイクロ波帯でも動作可能な可変フィルタを提供することを目的とする。

この発明の共振器は、誘電体基板上に形成された入出力線路と、
上記入出力線路に、その長さ方向に間隔を置いて形成された少なくとも２つの結合部と、各上記結合部は、上記入出力線路に形成された空隙と、その空隙内において上記入出力線路の延長方向に配列された１個以上の結合電極とを含んでおり、
各隣接する上記結合部間において上記入出力線路に接続され、共振周波数が変化可能な共振器と、
各上記結合部の結合電極を選択的に接地させ、又は及び結合電極間或いは結合電極と入出力線路間を選択的に短絡させるスイッチ手段と、
上記スイッチ手段に連動して上記共振器の共振周波数を可変とする共振周波数可変手段と、
を具備している。

以上のようにこの発明の場合、スイッチ手段によって共振器間又は、及び共振器と入出力線路間の結合度を変化させると共に、その結合度に合わせて共振器の共振周波数が調整されることで、帯域幅と中心周波数の双方を自在に制御することが出来る。その制御を簡単な構造の結合電極とスイッチ手段とで行なえるようにしたので、帯域幅と中心周波数の双方を高い再現性で変化可能にした可変フィルタを実現することができる。

以下、この発明の実施の形態を図面を参照して説明する。同一のものには同じ参照符号を付し、説明は繰り返さない。
[この発明の基本的実施例]
図１（ａ）にこの発明による可変フィルタの基本概念を説明するための実施例を示す。図１（ｂ）はその側面図である。この例は、マイクロストリップ線路を用いて構成した例である。方形状の誘電体基板１の一方の面は、接地電位に接続される地導体２で覆われている。地導体２と反対側の誘電体基板１の一端中央部分と他端の中央部分との間に入出力線路３が形成されている。この実施例では共振周波数が変化可能な共振器を分布定数回路で構成した場合を示す。入出力線路３に沿って１個以上、この例では２個の共振線路長が変化可能な線路から成る共振器４_１，４_２が、入出力線路３の一方の側縁に接続される。各共振器４_１，４_２に対し、それぞれ入出力線路３の一端側にずらされて第１結合部５_１，５_２が設けられている。第１結合部５_１，５_２は、それぞれ入出力線路に形成された空隙ｇ_５１，ｇ_５２とその空隙ｇ_５１，ｇ_５２内に入出力線路の延長方向に配列され、入出力線路３の幅方向を長手方向とする長方形の１個以上の結合電極ｅ_５１＊，ｅ_５２＊が入出力線路３の延長方向に配列されて構成されている。ここで添え字記号「＊」について説明する。この例の場合、結合電極が３個であるからａ，ｂ，ｃを意味し、結合電極ｅ_５１ａ，ｅ_５１ｂ，ｅ_５１ｃとｅ_５２ａ，ｅ_５２ｂ，ｅ_５２ｃが設けられることを表している。以降、複数個のものを表記するのに記号＊を用いる。入出力線路３の最も他端側の共振器この例では４_２に対し、入出力線路３の他端側にずらされて、その入出力線路３に形成された空隙ｇ_６１とその空隙ｇ_６１内に入出力線路３の延長方向に配列された１個以上の結合電極ｅ_６１＊とから成る第２結合部６ _１ が設けられている。入出力線路３と共振器間又は共振器間の結合度を制御するため、この例では第１結合部５_１，５_２と第２結合部６ _１ の結合電極ｅ_５１＊，ｅ_５２＊，ｅ_６１＊の一端には、図示しない層間接続（Viaホール）を介してそれぞれを地導体２に接続させるスイッチ手段７_１＊，７_２＊，７_３＊が設けられている。以下、この種の接地スイッチをシャントスイッチと称する。スイッチ手段７_１＊，７_２＊，７_３＊に連動して上記共振器４_１，４_２の共振作用する線路長さを可変とする共振周波数可変手段４_１ｍ，４_２ｍが設けられている。なお、具体的には後述するが、スイッチ手段７_１＊，７_２＊，７_３＊は結合電極間或いは結合電極と入出力線路間を選択的に短絡させる短絡スイッチであってもよい。
[この発明の基本原理]
図１に示したこの発明の基本的実施例は、図２に示すようにＪ−インバータを用いた等価回路で表すことができる。つまりＪ−インバータＪＩ１、ＪＩ２、ＪＩ３が平衡伝送線路で直列に接続され、Ｊ−インバータＪＩ１とＪＩ２の平衡伝送路間に共振器４_１、Ｊ−インバータＪＩ２とＪＩ３との平衡伝送路間に共振器４_２が接続されている。Ｊ−インバータとは、特性アドミタンスがＪで且つ全ての周波数で長さがその周波数の波長λのλ／４を満足する仮想の伝送線路のことである。Ｊ−インバータＪＩ１、ＪＩ２，ＪＩ３は、それぞれ第１結合部５_１，５_２、第２結合部６_１と対応している。今、簡単のために入出力線路の特性アドミタンスは等しくＹ_０とし、両入出力線路はアドミタンスＹ_０で終端されているものとする。また、Ｊ−インバータのアドミタンスパラメータを以下では単にＪ値と呼ぶことにする。Ｊ−インバータＪＩ１のＪ値をＪ１、Ｊ−インバータＪＩ２のＪ値をＪ２、Ｊ−インバータＪＩ３のＪ値をＪ３とすると各Ｊ値は次式で表せる。

ｗは比帯域（帯域幅を中心周波数で除した値）、ｇ_ｋ（ｋ＝０，１，２，３）は原型低域フィルタの素子値、ｂ_ｉは可変共振器４_ｉのサセプタンススロープパラメータである。サセプタンススロープパラメータｂ_ｉ（ｉ＝１，２）は、可変共振器４_ｉのアドミタンスをＹ_ｒｉ＝Ｇ_ｒｉ＋ｊＢ_ｒｉと置いたときに式（４）で表せるものである。

ω_０は可変共振器４_ｉの共振角周波数である。式（１）〜（３）に示すようにＪ１，Ｊ２，Ｊ３は比帯域ｗの関数である。所望の比帯域ｗにするためには、可変共振器４_ｉの共振周波数、つまり中心周波数に対応したサセプタンススロープパラメータｂ_ｉに合わせてＪ１，Ｊ２，Ｊ３を調整すればよい。
図３（ａ）は、結合部３０の一例を示した電極図であり、空隙３１の中に２個の結合電極３１ａ，３１ｂが設けられ、結合電極３１ａ，３１ｂの一端は、シャントスイッチ素子３３ａ，３３ｂを介してそれぞれ接地される。図３（ｂ）はその結合部３０をＪ−インバータ等価回路で示した図である。結合部３０は、サセプタンス素子ＢａとＢｂによるπ型回路で表せ、主に容量性である。図３（ｂ）から明らかなように、結合部３０をＪ−インバータとして動作させるには、その入出力側にそれぞれ設けられる伝送線路Ｌ１，Ｌ２も必要である。

図３（ａ）に示した結合部を、例えばアルミナ（Ａｌ_２Ｏ_３）基板の上に所定の大きさの金（Ａｕ）電極で形成し、シャントスイッチ素子３３ａ，３３ｂをＯＮ/ＯＦＦさせたときのＪ値の変化を図３（ｃ）に示す。Ｊ値を単位ジーメンス（Ｓ）で左縦軸に、結合部をＪ−インバータとして機能させるために必要な伝送線路の電気長φ、つまり結合部３０の見かけ上の電気長をλ／４にする為の調整用の電気長を、右縦軸にradで示す。シャントスイッチ素子３３ａ，３３ｂがＯＦＦの時、Ｊ値は約０.７７×１０^−３である。シャントスイッチ素子３３ａ，３３ｂをＯＮするとＪ値は、約０.２７×１０^−３に、約０.５×１０^−３低下する。式（１）から明らかなように、Ｊ値が低下すると、比帯域ｗを減少させることが出来る。この時の調整用の伝送線路の電気長は、約−０.１６radから−０.２８radに変化する。マイナスの線路長は作ることが出来ないので、結合部３０に接続される共振器の線路長を短く変化させることで調整する。この例の場合、その変化量が約−０.１２radであるので、共振器側で調整する線路長は、図３（ｂ）の等価回路から−０.１２/２rad、約０.０１λ共振器の線路長を短くすればよい。このように、図３（ａ）に示すような線路の途中に設けた空隙と簡単な結合電極とによる結合部と、結合電極を制御するスイッチ手段と、共振線路長が変化可能な共振器との組み合わせで、共振器帯域幅を自在に可変することが出来る。もちろん中心周波数も任意の値にすることも可能である。

図４（ａ）にこの発明による可変フィルタの実施例１を示す。この実施例１は、先に示した図１の第１、第２結合部を構成する結合電極を各２個として、共振器４_１と４_２を、例えば長さの等しい特性インピーダンス５０Ωのλ/４波長の先端短絡スタブ（Stub）とした例である。スイッチ手段７_１，７_２，７_３の全てのシャントスイッチ素子をＯＦＦした時の比帯域を８.５％とし、スイッチ素子７_１ａ，７_２ａ，７_３ａをＯＮした時の比帯域を４.４％、スイッチ素子７_１ｂ，７_２ｂ，７_３ｂをＯＮした時の比帯域を３.０％とする場合のＪ−インバータ値と、第１、第２結合部をＪ−インバータとして機能させるために必要な、共振器４_１と４_２の線路長を求めた。その結果を表１に示す。

共振器４_１の共振周波数可変手段４_１ｍとして線路長を９５％に短縮するシャントスイッチ４_１ｍａと線路長を８５％にするシャントスイッチ４_１ｍｂとを設けている。共振器４_２の共振周波数可変手段４_２ｍとしては、線路長を９３％に短縮するシャントスイッチ４_２ｍａと線路長を８５％にするシャントスイッチ４_２ｍｂとを設けている。この時、共振器４_２の線路長を９３％と２％短くする理由は、各結合部５_１，５_２，６_１の一端側に近い結合電極ｅ_５１ａ，ｅ_５２ａ，ｅ_６１ａが接地されるために、共振器４_１，４_２を中心として入出力線路３の一端側と他端側を見た場合に非対称になる分を調整するためである。

シャントスイッチ素子７_１＊，７_２＊，７_３＊とシャントスイッチ４_１ｍａ，４_１ｍｂ，４_２ｍ，４_２ｍａの全てをＯＦＦにした時の実施例１の伝達特性をＳパラメータで図４（ｂ）に実線で示す。図４（ｂ）の横軸は周波数、縦軸はＳ_２１であり入出力線路３の一端側に入力した信号が他端側に伝わる割合をｄＢで示す。この実線で示す特性が比帯域８.５％の特性である。スイッチ手段７_１ａ，７_２ａ，７_３ａとシャントスイッチ４_１ｍａ
，４_２ｍａをＯＮした時の伝達特性を破線で示す。この時の比帯域が４.４％である。シ
ャントスイッチ素子７_１＊，７_２＊，７_３＊とシャントスイッチ４_１ｍａ，４_１ｍｂ，４_２ｍａ，４_２ｍｂの全てをＯＮにした時の伝達特性を一点鎖線で示す。この時の比帯域が３.０％である。このとき、共振器４_１と４_２の線路長は、シャントスイッチ４_１ｍｂと４_２ｍｂで決まってしまうため、４_１ｍａと４_２ｍａの状態はドントケア（Don’t care）でよい。この時は、共振器４_１，４_２を中心として入出力線路３の一端側と他端側を見た場合、対称なので共振器４_１，４_２の線路長は共に８５％で等しい。このように、中心周波数を変えずに帯域幅だけを自在に制御することが可能である。もちろん、中心周波数と帯域幅の双方を自在に可変することも可能である。

なお、図４の実施例１では、共振器を４_１と４_２の２個、第１結合部５_１，５_２及び第２結合部６_１の結合電極の数も２個の例を示したが、共振器を３個以上接続しても同様に実施可能である。また、結合電極の数及び構成も帯域幅の変化量、分解能、などによって様々な変形が可能である。次にその結合部の電極構造の変形例について実施例を示し説明を行う。

図５に１個の結合部のＪ−インバータのＪ値の調整分解能を高めた実施例２を示す。入出力線路３の途中に設けられた空隙５１内に、入出力線路延長方向に電極の一部を互いに対向させた結合電極５０ａ、５０ｂ、５０ｃ、５０ｄが配列されて結合部５０を形成している。つまり、結合電極５０ａ〜５０ｄの入出力線路３の線路幅方向の長さが入出力線路３の線路幅より短い。結合電極５０ａと５０ｃの一端は、スイッチ手段５２のシャントスイッチ素子５２ａと５２ｂを介して接地される。結合電極５０ｂと５０ｄのスイッチ手段５２と反対側の端は、スイッチ手段５３のシャントスイッチ素子５３ａと５３ｂを介して接地される。例えば、入出力線路３の線路幅は１ｍｍ程度の寸法で形成されるので、実施例２のような結合部にすることで、極めて小さなスペースでＪ値の調整分解能を高めることができる。また、結合電極５０ａ〜５０ｂが短く、且つ隣接する結合電極同士が一部しか対向していないために、更にＪ値の調整量を微細にすることができる。

図６に結合部のＪ値の調整感度を向上させた実施例３を示す。入出力線路３の途中に設けられた空隙６１内に、入出力線路３の線路幅よりも大である結合電極６０ａ，６０ｂ，６０ｃが配列されて結合部６０を形成している。結合部６０の各結合電極の一端は、スイッチ手段６２を構成するシャントスイッチ素子６２ａと６２ｂと６２ｃを介して接地される。空隙６１を挟んだ入出力線路３の両端部間には、ガウスの法則にしたがった電気力線が走ることによって入出力線路３の端部同士が結合する。電気力線は導体の面に対して垂直に出入りする性質があるので、入出力線路３の対向する面間において電気力線は直進するが、入出力線路３の幅方向の端部からの電気力線は、上記性質から入出力線路３の延長方向の中心から遠ざかる方向の円弧を描いて入出力線路の一端部と他端部を出入りする。結合部の結合電極を入出力線路３の線路幅よりも大とすることで、この円弧を描いて空隙６１部分に発生する電気力線を結合電極６０ａ，６０ｂ，６０ｃに終端することが出来る。その結果、より多くの電気力線を結合電極で制御することができるので、Ｊ値の感度を高めることが出来る。例えば、結合電極６０ａ〜６０ｃの長さを入出力線路３の線路幅の２倍にした場合、Ｊ値の変化量を４％大きくすることが出来た。このように、結合電極の形状を実施例２のように構成することで、Ｊ値の制御感度を高めることが出来る。

また、図６に破線で示した結合電極６０ｂ´、６０ｃ´のように、結合電極の長さを短くすれば、制御可能な電気力線の数が減るので自ずとＪ値の制御量が減少する。このように、結合線路の長さを可変することでＪ値の変化量を制御することが出来る。

より多くの電気力線を利用する方法として、結合電極を３次元構造にした実施例４の斜視図を図７（ａ）に示す。入出力線路３の途中に設けられた空隙７１に、入出力線路３の線路幅方向の長さが入出力線路３よりも大で、誘電体基板１の表面からの高さが高い結合電極７０ａ，７０ｂが配列されて結合部７０を形成している。図７（ｂ）は、図７（ａ）のＶＩＩ−ＶＩＩ切断線で切った断面図である。図７（ａ）及び（ｂ）においてスイッチ手段は省略している。このような高さを持った結合電極は、マイクロマシンの製造技術を応用することで作ることが可能である。その製造方法については、本願の主要部では無いので、簡単に説明する。入出力線路３を形成した後、誘電体基板１の表面に結合電極７０ａ，７０ｂの高さ分の犠牲層を形成し、その犠牲層の表面から誘電体基板１の表面までホトプロセスによって結合電極を形成する窓を開け、その後に例えば金等を蒸着若しくはスパッタ法によって犠牲層の全面に電極膜を形成する。その後、結合電極７０ａ，７０ｂ以外の部分を犠牲層と共にエッチングすることで３次元構造の結合電極を形成することができる。

結合電極を３次元構造にすることによって、空隙７１を挟んで対向する入出力線路３の端部間を３次元で走る電気力線も結合電極に収端することが可能になる。これにより平面構造よりも３次元構造にすることで、よりＪ値の制御感度を高めることが出来る。

結合電極を３次元構造にした他の実施例を図８に示す。斜視図を示す図８（ａ）は、上記した図７（ａ）と変わりがないが、図８（ａ）のＶIII−ＶIII切断線で切った断面図を示す図８（ｂ）から分かるように、結合電極８０ａ，８０ｂが誘電体基板１の内部まで形成されている点が異なる。このように結合電極８０ａ，８０ｂを形成することで、誘電体基板１の内部を走る電気力線も結合電極に終端することが出来るので、Ｊ値の制御感度をより高めることが可能である。図８（ｂ）に示すような結合電極も、上記したマイクロマシン製造技術を用いることで作ることが可能である。

図９に結合の結合度をより高めた結合電極の構造を示す。空隙９１に面する入出力線路３の両端面が凸凹の櫛歯状に形成され、その入出力線路３の両端部の櫛歯と噛み合うように、また、隣接する結合電極同士も噛み合うように、入出力線路３延長方向の両端面が櫛歯状に形成された結合電極９０ａ，９０ｂ，９０ｃが配置されて結合部９０を形成している。結合部９０の各結合電極９０ａ，９０ｂ，９０ｃの一端は、スイッチ手段９２を構成するシャントスイッチ素子９２ａと９２ｂと９２ｃを介して接地される。このように空隙９１及び結合電極９０ａ，９０ｂ，９０ｃを形成することで、限られた寸法内で対向する電極長を長くすることが出来るので、Ｊ値の制御感度をより高めることが可能である。この櫛歯状の電極構造は、インターディジタルギャップ構造とも呼ばれる。

実施例１（図１）の第１、第２結合部の結合電極の長さを、入出力線路３の幅の中央で２分割してＪ値の制御分解能を高めた実施例７を図１０に示す。第１結合部５_１の結合電極ｅ_５１ａ（図１）が上記の様に分割されて、結合電極１００ａ_１と１００ｂ_１と２個になっている。第１結合部５_２及び第２結合部６_１の各結合電極も同様に２分割されている点と、２分割された一方の結合電極１００ａ _１を選択的に接地するスイッチ手段７_１の反対側にスイッチ手段１０１，１０２，１０３が設けられている点が実施例１と異なっている。なお、共振周波数可変手段４_１ｍ，４_２ｍは省略している。このように結合部を構成することで、限られた空隙ｇ_５１，ｇ_５２，ｇ_６１のスペース内でＪ値の制御分解能を高めることができる。

これまでに示した実施例の結合電極は、全てシャントスイッチ素子によるスイッチ手段によって選択的に接地電位に接続されるものであったが、入出力線路端部と結合電極、或いは結合電極間を選択的に短絡するようにしたスイッチ手段とした実施例８を図１１に示す。入出力線路３の途中に設けられた空隙１１１内に、入出力線路３と同じ幅の結合電極１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ，１１０ｄがほぼ等間隔で４個配列されている。一端側の入出力線路３と隣接する結合電極１１０ａとの間を短絡する短絡スイッチ素子１１２ａと、隣接する結合電極間を短絡する短絡スイッチ素子１１２ｂ，１１２ｃ，１１２ｄと、他端側の入出力線路３と隣接する結合電極１１０ｄとの間を短絡する短絡スイッチ素子１１２ｅの５個の短絡スイッチ素子でスイッチ手段１１２が構成されている。短絡スイッチ素子１１２ａと１１２ｅをＯＮした時と、全ての短絡スイッチ１１２ａ〜１１２ｅをＯＦＦした場合とで空隙１１１の大きさを変えることができる。短絡スイッチ素子によって空隙１１１の大きさを小さくすると、入出力線路３の一端と他端間の静電容量が大きくなる。静電容量が大きくなるとその間の結合が強まりＪ値は大きくなる。このように短絡スイッチ素子による制御では、シャントスイッチ素子とは異なり、単純にＯＮするスイッチ素子の数を増やす制御でＪ値を増加させることが可能である。

このように入出力線路３と結合電極間若しくは結合電極間同士を、短絡スイッチ素子で接続する方法は、結合電極の形状に関わらず用いることが可能である。例えば、先に説明済みのインターディジタルギャップ構造（図９）の結合電極についても、図９に破線で示すように各電極間を短絡スイッチ素子９２ａ´〜９２ｄ´で接続してもよい。

結合電極をシャントスイッチ素子によって制御するものと、短絡スイッチ素子によって制御するものとの２つに分けることで、Ｊ値の増加減少の制御を簡単にした実施例９を図１２に示す。実施例９は、結合電極１１０ａと１１０ｂを選択的に接地するシャントスイッチ素子１２０ａと１２０ｂとによるスイッチ手段１２０と、結合電極１１０ｃと１１０ｄを入出力線路３の他方側に縦続的に接続させる短絡スイッチ素子１２１ａと１２１ｂとによるスイッチ手段１２１とを設けるようにしたものである。このように結合部を構成することで、Ｊ値を増加させたい時はスイッチ手段１２１を、Ｊ値を減少させる時はスイッチ手段１２０を制御すればよい。このようにすることでＪ値を目標値に合わせ込み易くすることが出来る。

図１３に実施例９のスイッチ手段制御に基づくＪ値の自由度を高めた実施例１０を示す。実施例１０は、入出力線路３の一端側に結合電極１１０ａと１１０ｂとを縦続的に接続させる短絡スイッチ素子１３０ａ，１３０ｂからなるスイッチ手段１３０と、入出力線路３の他端側に結合電極１１０ｄと１１０ｃとを縦続的に接続させるスイッチ素子１３１ａ，１３１ｂからなるスイッチ手段１３１と、スイッチ手段１３０と１３１とが接続された各結合電極１１０ａ〜１１０ｄの端と反対側の端部をそれぞれ接地させるシャントスイッチ素子１３２ａ，１３２ｂ，１３２ｃ，１３２ｄからなるスイッチ手段１３２の、３個のスイッチ手段を備える。このように結合部とスイッチ手段とを構成することで、スイッチ手段１２０と１２１とによる空隙１１１の容量値を変える方法に加えて、各結合電極を接地させることができるので、同じ結合電極の数でもＪ値の制御の自由度を高めることができる。自由度が高められると共に、実施例９と同様にＪ値を２方向に制御することが可能になる。つまり、スイッチ手段１３０と１３１とによって空隙１１１の静電容量を大きくできるのでＪ値を大きくする方向に制御出来る。一方、シャントスイッチ素子によるスイッチ手段１３２は、空隙１１１内に接地電極を増やすのでＪ値を小さくする方向に制御する。このようにスイッチ手段１３０と１３１とでプラス、スイッチ手段１３２でマイナスの２方向でＪ値を制御することが可能である。

実施例１０の制御分解能を高めた実施例１１を図１４に示す。実施例１１は、結合電極１１０ａ〜１１０ｄを入出力線路３の幅の中央部分で２分割することで、１４０ａ，１４０ｂ〜１４３ａ，１４３ｂの８個の結合電極としている。その上で入出力線路３の一端側に分割された一方の結合電極１４０ａと１４１ａとを縦続的に接続させるスイッチ素子１４４ａ，１４４ｂからなるスイッチ手段１４４と、入出力線路３の他端側に分割された一方の結合電極１４３ａと１４２ａとを縦続的に接続させるスイッチ素子１４５ａ，１４５ｂからなるスイッチ手段１４５とが設けられている。更に分割された他方側の結合電極１４０ｂ〜１４３ｂの、結合電極１４０ａ〜１４３ａと反対側の端には、各結合電極１４０ｂ〜１４３ｂをそれぞれ選択的に接地させるシャントスイッチ素子１４６ａ〜１４６ｄからなるスイッチ手段１４６とが設けられている。このように結合部を構成することで、Ｊ値の自由度を更に高めることが可能である。

目標とするＪ値に調整することが容易な実施例１２を図１５に示す。目標のＪ値に合わせ易くするためには、結合部を構成する基本的な電極構造によってなるべく目標値に近いＪ値が得られるようにし、そのＪ値を微調して目標値に微調できるようにすればよい。Ｊ値の可変分解能を小さくするためには、結合電極の面積を小さくする、又は、結合電極の間隔を広げる方法等があるが、これ以外の方法として結合部内に複数の結合電極と結合するオフセット結合部を設ける方法を図１５（ｂ）に示す。空隙１１１内に入出力線路３の一端側から、順次短絡スイッチ素子１５２ａ，１５２ｂ，１５２ｃを介して縦続的に接続されるそれぞれ大きさが異なる３個の結合電極１５１ａ，１５１ｂ，１５１ｃが入出力線路３の延長方向に沿って配列されている。空隙１１１を挟んで入出力線路３の他端側からは、スイッチ手段１５３を構成する短絡スイッチ素子１５３ａ，１５３ｂ，１５３ｃを順次介して入出力線路３の他端に対して縦続的に接続されるそれぞれ大きさが異なる３個の結合電極１５４ａ，１５４ｂ，１５４ｃが入出力線路３の一端側に向けて配列されている。空隙１１１の中央部分には、結合電極１５１ａ〜１５１ｃと結合する入出力線路３の他端側のオフセット結合部１５５が入出力線路３の他端部の略中央部分から結合電極１５１ａ方向に延長されている。結合電極１５４ａ〜１５４ｃと結合する入出力線路３の一端側のオフセット結合部１５６が入出力線路３の一端部の略中央部分から結合電極１５４ａ方向に延長されている。図１５（ａ）は、図１５（ｂ）に示したオフセット結合部１５５と１５６を無くし、それ以外は全く同一構成である結合部を示す。

オフセット結合部１５５，１５６が、Ｊ値の変化量に与える効果をシミュレーションした結果を図１６に示す。図１６の横軸は、各短絡スイッチ素子のＯＮ/ＯＦＦの状態を示し、縦軸は所定の値で規格化したＪ値の変化量を示す。オフセット結合部１５５，１５６が有る状態での変化量を実線で示し、それが無い状態を破線で示す。横軸のＡは、スイッチ手段１５２と１５３の全ての短絡スイッチ素子がＯＮ状態から、入出力線路３の空隙１１１に面した両端部からもっとも遠い位置の短絡スイッチ１５２ｃと１５３ｃの２個をＯＦＦ状態に変化させた場合を意味している。この時のＪ値の変化量は、オフセット結合部１５５，１５６が有る状態が約０.５４、オフセット結合部が無い状態の変化量が約１.６７である。オフセット結合部１５５，１５６が有る状態のＪ値の変化量の方が小さい。

横軸のＢは、入出力線路３の空隙１１１に面した両端部からもっとも遠い位置の短絡スイッチ１５２ｃと１５３ｃの２個をＯＦＦした状態から、更に中央の短絡スイッチ素子１５２ｂと１５３ｂをＯＦＦ状態に変化させた場合である。この時も、オフセット結合部が在る方の変化量が約０.８とそれが無い状態の約１.５９よりも小さい。
横軸のＣは、更にＢの状態から入出力線路３の空隙１１１に面した両端部に最も近い短絡スイッチ１５２ａと１５３ａをＯＦＦ状態にし、すべての短絡スイッチ素子をＯＦＦに変化させた場合である。この時も、オフセット結合部が有る方の変化量が約０.３５とそれが無い状態の約０.５２よりも小さい。

このようにオフセット結合部１５５と１５６が有る方が、いずれのスイッチ状態でもＪ値の変化量が小さい。この理由は、オフセット結合部１５５と結合電極１５１ａ〜１５１ｃ、オフセット結合部１５６と結合電極１５３ａ〜１５３ｃの結合量がバイアスとして働いているためだと考えられる。このようなオフセット結合部によって、なるべく目標のＪ値に近づけた設計をすることで、オフセット結合部を設けた効果によってスイッチ手段によるＪ値の可変分解能も小さくなるので、目標のＪ値に調整し易い可変フィルタを構成することが可能になる。

なお、図１５（ａ）に破線で示すように各短絡スイッチ素子１５２ａ〜１５２ｃをシャントスイッチ素子１５２ａ´〜１５２ｃ´に変えても良い。図１５（ａ）、（ｂ）に示す他の短絡スイッチ素子についての同様である。結合電極の長さを変えてＪ値の制御量を可変できることについて、先に述べたが、この図１５（ａ）、（ｂ）に示すように結合電極の幅を変えても同様にＪ値の制御量を可変することが可能である。その時のスイッチ手段の構成もシャントスイッチ素子でも良いし短絡スイッチ素子でもどちらでも良い。

オフセット結合部の他の実施例である実施例１３を図１７に示す。空隙１１１内に入出力線路３の幅の約半分程度の長さの結合電極１７１ａ，１７１ｂ，１７１ｃ，１７１ｄが４個、等間隔で入出力線路３の延長方向に配列されている。入出力線路３の空隙１１１に面した一端部と結合電極１７１ａとの間に短絡スイッチ素子１７２ａが、結合電極１７１ａと隣接する結合電極１７１ｂとの間に短絡スイッチ素子１７２ｂが設けられ、２個の短絡スイッチ素子１７２ａ，１７２ｂがスイッチ手段１７２を構成している。入出力線路３の空隙１１１に面した他端部側には、同様に２個の短絡スイッチ素子１７３ａと１７３ｂによるスイッチ手段１７３によって、入出力線路３の一端部側から結合電極１７１ｄと１７１ｃが順次縦続的に接続されている。結合電極１７１ａ〜１７１ｄの入出力線路３の線路幅方向で対向する空隙１１１内に、結合電極１７１ａ〜１７１ｄに対してギャップｇ_１７ａ、入出力線路３に対してはギャップｇ_１７ｂのそれぞれ間隔を空けて長方形状のオフセット結合電極１７４が配置されている。このオフセット結合電極１７４と入出力線路３及び結合電極１７１ａ〜１７１ｄとの結合量はＪ値のバイアスとして働き、スイッチ手段１７２と１７３とによりＪ値を高い可変分解能で変化させることができる。

オフセット結合部の他の実施例である実施例１４を図１８に示す。実施例１３とはスイッチ手段の構成とオフセット結合電極の形状の２箇所が異なっている。入出力線路３の一端部と他端部は、その端面の略半分の長さ広い空隙１１１で対向し、残りの略半分の長さは狭い空隙１８０とで対向している。つまり、入出力線路３の空隙側の端面の半分が空隙を狭める方向に互いに延長され突部１８１ａと１８１ｂが形成され、その先端は狭い空隙１８０で対向している。広い空隙１１１内には、結合電極１８２ａ，１８２ｂ，１８２ｃ，１８２ｄが４個、等間隔で入出力線路３の延長方向に配列されている。入出力線路３の一端部に隣接する結合電極１８２ａとの間には短絡スイッチ素子１８３ａが接続され、結合電極１８２ａと隣接する結合電極１８２ｂとの間には短絡スイッチ素子１８３ｂが接続され、結合電極１８２ｂと隣接する結合電極１８２ｃとの間には短絡スイッチ素子１８３ｃが接続され、結合電極１８２ｃと隣接する結合電極１８２ｄとの間には短絡スイッチ素子１８３ｄが接続され、結合電極１８２ｄと隣接する入出力線路３の他端部との間には短絡スイッチ素子１８３ｅが接続され、スイッチ手段１８３を構成している。狭い空隙１８０で接近して配置される突部１８１ａと１８１ｂの形状で、粗方目標のＪ値に設計し、その後、スイッチ手段１８３の切替で微調整を行なうことが可能である。

Ｊ値の調整分解能を大と小の２種類にした実施例１５を図１９に示す。実施例１５の結合電極１７１ａ〜１７１ｄとスイッチ手段の構成は、図１７に示した実施例１３と同じである。図１８に示した実施例１４の突部１８１ａと突部１８１ｂをそれぞれ入出力線路３の延長方向に２分割し、さらに分割した電極間を短絡する短絡スイッチ素子によるスイッチ手段を設けている。突部１８１ａが２分割された１８１ａ_１と１８１ａ_２は、粗調用短絡スイッチ１９０で接続される。突部１８１ｂが２分割された１８１ｂ_１と１８１ｂ_２は、粗調用短絡スイッチ１９１で接続される。このように構成することで、スイッチ手段１７２と１７３の分解能が小さい調整と、粗調用スイッチ１９０と１９１による分解能の大きな調整の２種類の調整分解能を持った可変フィルタが構成できる。

結合電極の対向する長さを増やしてＪ値の可変量を大きくした実施例１６を図２０に示す。空隙１１１の幅の両端部からＬ字状の結合電極が、空隙１１１の幅の中央に向けて４個ずつ櫛歯状に配列されている。空隙１１１に面する入出力線路３の一端面の端部が所定の幅、入出力線路３の延長方向に突出して突部２００ａを形成している。突部２００ａとギャップｇ_２１の間隔を空けて突部２００ａと同じ幅で所定の長さ入出力線路３の延長方向に延長され、上記所定の長さの半分の長さ延長された部分から幅が拡幅される結合電極２０２ａが配置されている。つまり結合電極２０２ａは、アルファベットの“Ｌ”を１８０度反時計方向に回転させた形状である。同じ形状の結合電極が同じ向きでギャップｇ_２１の間隔を空けて更に３個、入出力線路３の延長方向に沿って配列されている。突部２００ａから最も離れた結合電極２０２ｄは、一つの面で入出力線路３の他端部と対向している。突部２００ａと結合電極２０２ａとの間に短絡スイッチ素子２０３ａが、結合電極２０２ａと隣の結合電極２０２ｂとの間に短絡スイッチ素子２０３ｂが、結合電極２０２ｂと隣の結合電極２０２ｃとの間に短絡スイッチ素子２０３ｃが、結合電極２０２ｃと隣の結合電極２０２ｄとの間に短絡スイッチ素子２０３ｄが設けられ、４個の短絡スイッチ素子からなるスイッチ手段２０３を構成している。つまり、突部２００ａから短絡スイッチ素子を介して順次縦続的に４個の結合電極２０２ａ〜２０２ｄが配列されている。

空隙１１１に面する入出力線路３の他端面の突部２００ａと反対側の端部が所定の幅、入出力線路３の延長方向に突出して突部２００ｂを形成している。突部２００ｂとギャップｇ_２１の間隔を空けて突部２００ｂと同じ幅で所定の長さ入出力線路３の一端側に延長され、上記所定の長さの半分の長さ延長された部分から幅が拡幅される結合電極２０４ａが配置されている。つまり結合電極２０４ａは、アルファベットの“Ｌ”形状である。同じ形状の結合電極が同じ向きでギャップｇ_２１の間隔を空けて更に３個、入出力線路３の一端方向に配列されている。つまり、結合電極２０２ａ〜２０２ｄと噛み合う形で結合電極２０４ａ〜２０４ｄが配置されている。突部２００ａから最も離れた結合電極２０２ｄは、一つの面で入出力線路３の他端部と対向している。結合電極２０４ａ〜２０４ｄは、突部２００ｂから４個の短絡スイッチ素子２０５ａ〜２０５ｄによって縦続的に接続されている。以上のように結合部を構成することで、対向する電極長を長くすることができるのでＪ値の可変量を大きくすることが出来る。

結合部の他の実施例１７を図２１に示す。空隙１１１に面する入出力線路３の一端面の端部が所定の幅で入出力線路３の延長方向に延長され、ギャップｇ_３１で入出力線路３の他端部と対向する突部３００ａを形成している。空隙１１１に面する入出力線路３の他端面の突部３００ａと反対側の端部が所定の幅で入出力線路３の一端方向に延長されギャップｇ_３１で入出力線路３の一端部と対向する突部３００ｂを形成している。つまり、突部３００ａと突部３００ｂは、空隙１１１内において入出力線路３の幅方向にギャップｇ_３１の間隔を空けて対向している。突部３００ａの基部側のギャップｇ_３２内に一端側を突部３００ａと短絡スイッチ素子３０２ａで接続し、他端側はギャップｇ_３３の間隔を空けて突部３００ｂと対向する結合電極３０３ａが配置され、その結合電極３０３ａの入出力線路３の延長方向隣には、一端側を突部３００ｂと短絡スイッチ素子３０４ａで接続し、他端側はギャップｇ_３４の間隔を空けて突部３００ａと対向する結合電極３０５ａが配置されている。その結合電極３０５ａの隣には、一端側を突部３００ａに短絡スイッチ素子３０２ｂで接続する、結合電極３０３ａと同じ構成の結合電極３０３ｂが配置される。つまり、突部３００ａに短絡スイッチ素子３０２ａ，３０２ｂ，３０２ｃ，３０２ｄを介して接続される結合電極３０３ａ，３０３ｂ，３０３ｃ，３０３ｄと、突部３００ｂに短絡スイッチ素子３０４ａ，３０４ｂ，３０４ｃ，３０４ｄを介して接続される結合電極３０５ａ，３０５ｂ，３０５ｃ，３０５ｄとが交互に４個ずつ入出力線路３の延長方向に向けて配列されている。各結合電極３０３ａ〜３０３ｄ及び、結合電極３０４ａ〜３０４ｄが、突部３００ａ、３００ｂに対して並列に接続されているので、Ｊ値の可変分解能を大きく、且つ、可変範囲も大きくすることが出来る。

結合部を３次元構造にした実施例１８の斜視図を図２２に示す。図２２（ａ）のII II−II II切断線で切断した断面を図２２（ｂ）に示す。結合部の３次元構造は、結合電極の少なくとも１個と対向結合し、入出力線路形成面に対して間隔を置いてオフセット結合部が誘電体基板１に埋め込まれて設けられ、オフセット結合部の一端と入出力線路とが接続導体で接続されるものである。図２２に示す実施例１８では、空隙１１１内に入出力線路３の線路幅と同じ幅で所定の長さの４個の結合電極２２０ａ，２２０ｂ，２２０ｃ，２２０ｄが、ギャップｇ_２２の間隔を空けて入出力線路３の延長方向に沿って配列されている。４個の結合電極２２０ａ〜２２０ｄの一端は、入出力線路３の他端側から４個の短絡スイッチ素子２２３ａ〜２２３ｄによって順次縦続的に接続されている。入出力線路３の空隙１１１に面する一端部から入出力線路３に対して誘電体基板１の厚み方向に垂直に、接続導体２２４延長され、接続導体２２４の入出力線路３と反対側の端から結合電極２２０ａ〜２２０ｄと対向する位置にオフセット結合部２２５が形成されている。このように結合部を３次元的に形成することで、結合電極２２０ａ〜２２０ｄの大きさが同じでも２次元形状よりも結合量が増やせるのでＪ値を大きく変化させることができる。このような３次元構造は、上記したようにマイクロマシン製造技術の応用で簡単に形成することが可能である。なお、図２２の例では、４個の結合電極２２０ａ〜２２０ｄの全てに対してオフセット結合部を対向させたが、この例に限られず、オフセット結合部を１個若しくは２個又は３個と対向させてもよい。結合電極の数を含めて図２２の実施例１８に限定されない。

３次元構造の結合部の他の実施例１９を図２３に示す。結合部の３次元構造は、その結合電極の少なくとも１個と対向結合し、入出力線路形成面に対し間隔を置いてオフセット結合部２３１が入出力線路３に対して、誘電体基板１と反対側に間隔を保って設けられ、オフセット結合部２３１の一端と入出力線路３とが接続導体で接続されものである。図２３に示す例では、入出力線路３の空隙１１１に面する一端部から接続導体２３０が誘電体基板１に対して垂直に立設し、その接続導体２３０の先端から結合電極２２０ａ〜２２０ｄに対向する位置に、結合電極とギャップｇ_２３の空隙を空けてオフセット結合部２３１が形成されている。このように誘電体基板１の表面上にギャップｇ_２３を挟んで対向するオフセット結合部２３１を設けて結合部を構成しても、２次元構造のものより大きなＪ値を得ることが出来る。なお、図２３の例では、４個の結合電極２２０ａ〜２２０ｄの全てに対してオフセット結合部を対向させたが、この例に限定されないのは上記した通りである。

３次元構造の結合部の他の実施例２０を図２４に示す。図２４（ａ）のその斜視図を示す。図２４（ａ）に示す実施例２０の平面形状は、図２２に示した実施例１８と全く同じである。図２４（ａ）のIIＩＶ−IIＩＶ切断線で切断した断面を図２４（ｂ）に示す。結合部の３次元構造は、その結合電極が誘電体基板と垂直方向に延長され、垂直方向に延長された結合電極の延長部と対向結合する突出結合部がオフセット結合部に形成されているものである。図２４に示す例では、結合電極２４０ａ〜２４０ｄのそれぞれは、誘電体基板１の内部方向に垂直に延長された形状である。誘電体基板１内で対向するオフセット結合部２５５から、結合電極２４０ａと２４０ｂとの間に突出結合部２５５ａが形成されている。結合電極２４０ｂと２４０ｃの間には同じように突出結合部２５５ｂ、結合電極柱２４０ｃと２４０ｄの間には突出結合部２５５ｃ、結合電極柱２４０ｄと入出力線路３の他端側の間には突出結合部２５５ｄが形成されている。結合電極２４０ａ〜２４０ｄと突出結合部２５５ａ〜２５５ｄは、あたかも歯車が噛み合う様な形で誘電体基板１の材料を挟んで配置されている。このように結合部を構成すると、結合量が増やせるのでＪ値を大きく変化させることができる。なお、図２４に示す例は、結合電極を誘電体基板１の内部に設けたが、誘電体基板１の表面から結合電極を突出させる形状でもよい。その突出させた結合電極に図２３に示したようにオフセット結合部を対向させ、更にオフセット結合部に突出結合部を設けても良い。

ここまでは結合部の電極構造の変形例について説明をして来た。ここでは、共振周波数を微細に制御することが可能な可変フィルタの実施例２１を図２５に示し、その動作を説明する。図２５は、先に説明済みの図１と基本構成が同じであり、可変共振器の構成だけが異なる。図２５の可変共振器２５０は、入出力線路３に接続される所定の長さの共振線路２５１と、共振線路２５１の線路延長方向に所定の間隔を空けて線路幅が拡幅される複数（図２５の例では拡幅部は４個）の拡幅部２５２，２５３，２５４，２５５と、隣接する拡幅部の両端同士を短絡するスイッチ素子２５６ａ，２５６ｂ、２５７ａ，２５７ｂ、２５８ａ，２５８ｂ、とで構成される。第１結合部５_２を挟んで隣接する可変共振器２５９も、可変共振器２５０と全く同じ構成である。可変共振器２５０は、高周波信号が導体中を伝播する際の表皮効果を応用したものである。線路を伝わる電気信号は、周波数が高くなればなるほど、線路の外縁部に集中する性質を持つ。これは高周波信号の表皮効果によるもので、導体中を信号が伝播する際の電気信号が線路幅方向に侵入する深さは式（５）で表せる。

ここでｆは周波数、σは導体の導電率、μは導体の透磁率である。高周波電流は線路の内部をSkinDepth以上入り込まず外側を流れる。このため、共振器の線路形状を図２５のようにして、拡幅部の両端にスイッチ素子を設けることでスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦによって、共振器の線路長を可変することが出来る。つまり、スイッチ素子２５５ａ，２５５ｂ〜２５７ａ，２５７ｂの全てをＯＦＦにした時の共振器の線路長は、凡そ共振線路２５１と拡幅部２５２〜２５５とで形成される線路外縁部の長さになる。その状態において、拡幅部２５１の両端のスイッチ素子２５５ａ，２５５ｂをＯＮにすると、先の線路長から凡そ拡幅部１個分の外縁部の長さ短縮された線路長になる。このようにスイッチ素子の状態によって微細に、且つ高い再現性を持って共振周波数を可変することが出来る。

このように表皮効果を応用した可変共振器と、第１、第２結合部とを組み合わせることで、帯域幅と中心周波数とをより微細に、且つ高い再現性を有して制御可能な可変フィルタを実現することが可能である。
[応用例]
実施例２１（図２５）の構成を基本として、この発明による５ＧＨｚ帯２-pole帯域通過型可変フィルタを設計した。その構成を図２６に示す。第１結合部５_１は、第１結合部５_１を形成する空隙の両端側の入出力線路３の幅が広げられた拡幅部２６０内に構成される。拡幅部２６０内には１本のスリット２６１が形成され、そのスリット２６１内にスリット延長方向に結合電極２６２が配され、その結合電極２６２のスリットと反対側の端はシャントスイッチ素子２６３によって接地される。つまり、第１結合部５_１は、空隙を挟んだ入出力線路３の両端部の幅が広げられているので、４個の拡幅部２６０ａ〜２６０ｄと各拡幅部内に設けられた４個の結合電極２６２ａ〜２６２ｄとで構成される。スイッチ手段７_１は、４個のシャントスイッチ素子２６３ａ〜２６３ｄで構成されている。

第１結合部５_２は、同様に第１結合部５_２を形成する空隙２６４の両端側の入出力線路３の幅が広げられている。空隙２６４内に所定の間隔を空けて２個の結合電極２６５ａ，２６５ｂが入出力線路３の延長方向に沿って並んでいる。結合電極２６５ａ，２６５ｂの入出力線路３の外側の端はシャントスイッチ素子２６６ａ，２６６ｂによって接地される。つまり、第１結合部５_２は、空隙２６４を挟んだ入出力線路３の両端部の幅が広げられているので、２個の拡幅部間の空隙２６４ａ，２６４ｂにそれぞれ２個ずつ設けられた４個の結合電極２６５ａ〜２６５ｄとで構成される。スイッチ手段７_２は、４個のシャントスイッチ素子２６６ａ〜２６６ｄで構成されている。

第２結合部６_１は第１結合部５_１と全く同じ構成である。
なお、図２５に示した可変共振器２５０と図２６に示す可変共振器２７０は、次の点が異なっている。共振線路２７１の先端、つまり入出力線路３に接続される側と反対の端が、シャントスイッチ素子２８０によって接地出来るようになっている。要するに先端開放若しくは短絡に切り換えて使用できるようになっている。また、拡幅部の数が可変共振器２７０の方が多いのと、入出力線路３に最も近い拡幅部２７２の両端と入出力線路３との間にも短絡スイッチ２７３ａと２７３ｂが設けられている点が異なる。このように入出力線路３と拡幅部との間に短絡スイッチを設けても良い。この方が線路長の選択肢を増やすことが出来る。

以上のように構成した可変フィルタの周波数特性を電磁界シミュレーションによって求めた結果を図２７に示す。誘電体基板１の材料はアルミナ（比誘電率９.５）、線路の材料は金の条件でシミュレーションを行なった。周波数特性を示す図２７の横軸は周波数（ＧＨｚ）、縦軸はＳパラメータのＳ_２１を（ｄＢ）で表す。
図２７中の●は、第１結合部５_１，５_２と第２結合部６_１の全ての結合電極を接地するシャントスイッチ素子を全てＯＦＦ状態にした時の特性である。この時の比帯域が約８％である。シャントスイッチ素子を全てＯＦＦにした状態で、可変共振器２５０と２５１の線路長を変えて中心周波数を４.６ＧＨｚから４.９ＧＨｚに変えた時も比帯域は８％である。

×は、第１結合部５_１，５_２と第２結合部６_１の４個ある結合電極を対角線状に接地した場合であり、この時の比帯域は約６％である。△は第１結合部５_１，５_２と第２結合部６_１の全ての結合電極を接地するシャントスイッチ素子を全てＯＮ状態にした特性であり、この時の比帯域は４％である。比帯域を６％から４％に狭くする際に、中心周波数を揃える目的で、可変共振器２５０と２５１の線路長も拡幅部両端のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ制御で調整している。もちろん、同じ帯域幅でも中心周波数が４.６ＧＨｚと４.９ＧＨｚと異なる場合には、可変共振器２５０と２５１の線路長を調整して得た結果である。

このように、この発明による可変フィルタによれば、中心周波数と帯域幅の双方をそれぞれ独立に自在に制御することが可能である。
なお、これまでに示した実施例の全ては、誘電体基板１の裏側に地導体２が配されたマイクロストリップ線路で説明を行ってきたが、この発明は他の線路形式でも実施することが可能である。例えば図２８に示すような誘電体基板１の一方の面に地導体２が形成されるコプレーナ線路形式でもこの発明の可変フィルタを実現することが可能である。図２８の例は、先に説明済みの図４に示した実施例１と全く同じ構成をコプレーナ線路形式で実現したものであり、参照符号を同一にして説明は省略する。

また、第１及び第２結合部の電極構造の変形例について、多数の実施例を示して来たが、それらの組み合わせは自由に行なうことが可能である。例えば図２９に示すように、第１結合部５_１を応用例で示した図２６の第１結合部の構成にし、第１結合部５_２を実施例１０（図１３）の構成にし、第２結合部６_１を実施例８（図１１）の構成にしても良い。上記した実施例の自由な組み合わせが可能である。
また、実施例では、共振線路長が変化可能な分布定数回路による共振器を示してきたが、この発明による可変フィルタは、図３１に示すように集中定数素子による共振器で構成しても実現可能である。図３１は、図２５に示した可変共振器２５０を、共振コイル４００と共振キャパシタ４０１と、共振周波数可変用キャパシタ４０２と共振周波数可変手段であるスイッチ素子４０３の直列回路とが互いに並列に接続された共振器４０５に置き換えたものである。可変共振器４０５′は共振器４０５と全く同じ構成である。このような集中定数素子による共振器と、上記してきた結合部との組み合わせによっても帯域幅と中心周波数の双方が制御可能な可変フィルタを実現できる。なお、結合部に対して共振周波数可変用キャパシタ４０２と共振周波数可変手段であるスイッチ素子４０３の数は省略して表記している。また、共振周波数の可変方法としては、可変インダクタでも可能である。また、バラクターダイオードのような可変キャパシタでも良い。ただその場合、上記したように周波数の再現性が多少悪くなるが、結合部による精度の良い帯域幅の制御は可能である。また、上記して来た共振器以外の共振器を用いたとしてもこの発明の可変フィルタは実現可能である。また、各実施例に示した結合電極の数や空隙の大きさ等については設計事項であって、それらは、請求の範囲に示した範囲内において変形が可能であることは言うまでもないことである。

なお、スイッチ素子について具体例を示さなかったが、スイッチ素子はトランジスタ（バイポーラ、ＦＥＴなど）やダイオードを用いることが出来る。また、ＭＥＭＳ（Micro Electromechanical System）スイッチを用いることが可能である。ＭＥＭＳスイッチは機械的な構造を持つスイッチであり、金属と低抵抗な電極同士の直接接続や、容量を介しての接続が可能であるので信号の波形歪が発生し難い特徴を持つ。ＭＥＭＳスイッチについては、例えば本願出願人が先に出願した特開２００５−２５３０５９号公報の図２０に示されたものを用いることが可能である。

この発明の基本構成を示す図。図１（ａ）がその平面図、図１（ｂ）はその側面図。 図１をＪ−インバータを用いた等価回路で表した図。 結合部の具体例を示す図。図３（ａ）は結合部の一例を示した電極図、図３（ｂ）はその結合部をＪ−インバータ等価回路で示した図、図３（ｃ）はスイッチ素子をＯＮ/ＯＦＦさせたときのＪ値の変化を示す図。 この発明による可変フィルタの実施例１を示す図。図４（ａ）は実施例１の構成を示す図、図４（ｂ）は実施例１の伝達特性をＳパラメータで示す図。 結合部の電極構造の実施例２を示す図。 結合部の電極構造の実施例３を示す図。 結合電極を３次元構造にした実施例４を示す図。図７（ａ）は実施例４の斜視図、図７（ｂ）は図７（ａ）のＶII−ＶII切断線で切断した断面を示す断面図。 結合電極を３次元構造にした実施例５を示す図。図８（ａ）は実施例５の斜視図、図８（ｂ）は図８（ａ）のＶIII−ＶIII切断線で切断した断面を示す断面図。 結合部の電極構造の実施例６を示す図。 実施例１（図１）の第１、第２結合部の結合電極の長さを、入出力線路の幅の中央で２分割してＪ値の制御分解能を高めた実施例７を示す図。 結合部の電極構造の実施例８を示す図。 結合部の電極構造の実施例９を示す図。 結合部の電極構造の実施例１０を示す図。 結合部の電極構造の実施例１１を示す図。 結合部の電極構造の実施例１２を示す図。図１５（ａ）は図１５（ｂ）に示す実施例１２のオフセット結合部を削除した図、図１５（ｂ）はオフセット結合部が在る図。 実施例１２のオフセット結合部の効果を示すシミュレーション結果を示す図。 結合部の電極構造の実施例１３を示す図。 結合部の電極構造の実施例１４を示す図。 結合部の電極構造の実施例１５を示す図。 結合部の電極構造の実施例１６を示す図。 結合部の電極構造の実施例１７を示す図。 結合部を３次元構造にした実施例１８を示す図。図２２（ａ）はその斜視図、図２２（ｂ）は図２２（ａ）のII II−II II切断線で切断した断面を示す断面図。 結合部を３次元構造にした実施例１９を示す斜視図。 結合部を３次元構造にした実施例２０を示す図。図２４（ａ）はその斜視図、図２４（ｂ）は図２４（ａ）のII IＶ−II IＶ切断線で切断した断面を示す断面図。 共振周波数を微細に制御することが可能な可変共振器の実施例２１を示す図。 この発明による５ＧＨｚ帯２-pole帯域通過型可変フィルタを示す図。 図２６に示した可変フィルタの周波数特性を電磁界シミュレーションによって求めた図。 実施例１をコプレーナ線路形式で実現したものを示す図。 結合部の組み合わせが自由に行なえることを示す図。 特許文献１に示された中心周波数と帯域幅の双方を可変制御出来るようにしたフィルタを示す図。 共振器を集中定数素子で構成したこの発明の可変フィルタの実施例を示す図。

Claims (15)

1. 誘電体基板上に形成された入出力線路と、
   上記入出力線路に沿って接続され、共振周波数が変化可能な１個以上の共振器と、
   各共振器に対し、それぞれ上記入出力線路の一端側にずらされてその入出力線路に形成された空隙と、その空隙内に上記入出力線路の延長方向に配列された１個以上の結合電極を備える第１結合部と、
   上記入出力線路の最も他端側の共振器に対し、上記入出力線路の他端側にずらされて、その入出力線路に形成された空隙と、その空隙内に上記入出力線路の延長方向に配列された１個以上の結合電極とを備えた第２結合部と、
   上記第１、第２結合部の結合電極を選択的に接地させ、又は及び結合電極間或いは結合電極と入出力線路間を選択的に短絡させるスイッチ手段と、
   上記スイッチ手段に連動して上記共振器の共振周波数を可変とする共振周波数可変手段と、
   を具備したことを特徴とする可変フィルタ。
2. 請求項１に記載の可変フィルタにおいて、
   上記第１、第２結合部の上記結合電極の入出力線路の幅方向の長さが、入出力線路幅よりも大であることを特徴とする可変フィルタ。
3. 請求項１に記載の可変フィルタにおいて、
   上記第１、第２結合部の少なくとも１個は結合電極が複数個で、入出力線路延長方向において各結合電極は、一部が互いに対向して配列されていることを特徴とする可変フィルタ。
4. 請求項１又は２に記載の可変フィルタにおいて、
   上記第１、第２結合部の少なくとも１個の隣接結合電極又は、及び結合電極と入出力電極の互いに対向する部分が、互いに噛み合った櫛歯状であることを特徴とする可変フィルタ。
5. 請求項１又は２又は４に記載の可変フィルタにおいて、
   上記第１、第２結合部の少なくとも１個は結合電極が入出力線路の線路幅方向において２分割され、上記２分割された結合電極のそれぞれに上記スイッチ手段が設けられていることを特徴とする可変フィルタ。
6. 請求項５に記載の可変フィルタにおいて、
   上記２分割された結合電極の一方と他方は、結合電極の数又は、及び結合電極の大きさが互いに異なっていることを特徴とする可変フィルタ。
7. 請求項１乃至６の何れかに記載の可変フィルタにおいて、
   上記第１、第２結合部の少なくとも１個が、上記入出力線路と結合し、且つ複数の結合電極と結合しているオフセット結合部であることを特徴とする可変フィルタ。
8. 請求項１乃至７の何れかに記載の可変フィルタにおいて、
   上記結合部の少なくとも１個と対向する上記入出力線路の端部が所定の長さ拡幅されていることを特徴とする可変フィルタ。
9. 請求項１乃至８の何れかに記載の可変フィルタにおいて、
   上記第１、第２結合部の少なくとも１個は、その結合電極が上記入出力線路の厚みよりも厚い３次元構造体であることを特徴とする可変フィルタ。
10. 請求項１乃至８の何れかに記載の可変フィルタにおいて、
    上記第１、第２結合部の少なくとも１個は、その結合電極の少なくとも１個と対向結合し、入出力線路形成面に対し間隔を置いて上記オフセット結合部が上記誘電体基板に埋め込まれて設けられ、上記オフセット結合部の一端と入出力線路とが接続導体で接続されていることを特徴とする可変フィルタ。
11. 請求項１乃至８の何れかに記載の可変フィルタにおいて、
    上記第１、第２結合部の少なくとも１個は、その結合電極の少なくとも１個と対向結合し、入出力線路形成面に対し間隔を置いて上記オフセット結合部が入出力線路に対し、上記誘電体基板と反対側に間隔を保って設けられ、上記オフセット結合部の一端と入出力線路とが接続導体で接続されていることを特徴とする可変フィルタ。
12. 請求項１０又は１１に記載の可変フィルタにおいて、
    上記結合電極は上記誘電体基板と垂直方向に延長され、上記垂直方向に延長された上記結合電極の延長部と対向結合する突出結合部が上記オフセット結合部に形成されていることを特徴とする可変フィルタ。
13. 誘電体基板上に形成された入出力線路と、
    上記入出力線路に沿って接続され、共振周波数が変化可能な１個以上の共振器と、
    上記共振器に対し、それぞれ入出力線路の一端側にずらされて空隙が入出力線路に形成され、その空隙の両側の入出力線路の幅が広げられて拡幅部とされた第１結合部と、
    上記入出力線路の最も他端側の共振器に対し、上記入出力線路の他端側にずらされて、入出力線路に空隙が入出力線路に形成され、その空隙の両側の入出力線路の幅が広げられ拡幅部とされた第２結合部とを備え、
    上記第１、第２結合部の少なくとも１個は各拡幅部内に入出力線路の幅方向に延長された少なくとも１本のスリットが形成され、各スリットにその延長方向に延長した結合電極が配されたもの又は拡幅部間の空隙に少なくとも１個の結合電極が設けられたものであり、
    上記第１、第２結合部の結合電極を選択的に接地させ、又は、及び結合電極間或いは結合電極と入出力線路間を選択的に短絡させるスイッチ手段と、
    上記スイッチ手段に連動して上記共振器の共振周波数を可変とする共振周波数可変手段と、
    を具備したことを特徴とする可変フィルタ。
14. 請求項１３に記載の可変フィルタにおいて、
    上記第１、第２結合部の少なくとも１個はそれぞれ、請求項２乃至１２の何れかに記載の結合部又はこれらの組み合わせであることを特徴とする可変フィルタ。
15. 請求項１乃至１４の何れかに記載の可変フィルタにおいて、
    上記共振器は共振線路長が変化可能な共振器であり共振線路の延長方向に沿って広げられた拡幅部を具備し、上記共振周波数可変手段が上記拡幅部の両端に設けられるスイッチであることを特徴とする可変フィルタ。

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