JP5294013B2 - フィルタ、通信モジュール、および通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、所定の周波数帯域の信号を通過させるフィルタに関する。

近年、携帯電話をはじめとする移動体通信機の市場が拡大するとともに、そのサービスは高機能化している。それに伴い、通信網が利用する周波数帯域は、次第に１ＧＨｚ以上の高い周波数帯域にシフトし、且つ多チャンネル化する傾向がある。

図１は、従来の高周波可変フィルタの構成を示す回路図である。図１に示す高周波可変フィルタは、複数のチャンネルフィルタ１０１ａ〜１０１ｃと、スイッチ１０２ａ及び１０２ｂとを備えている。チャンネルフィルタ１０１ａ〜１０１ｃは、互いに通過帯域が異なる。入力端子１０３から入力される高周波信号は、スイッチ１０２ａ及び１０２ｂにより選択された一つのチャンネルフィルタを介して、出力端子１０４から出力される。スイッチ１０２ａ及び１０２ｂを適宜切り替えることで、高周波可変フィルタの通過帯域を変えることができる（特許文献１，２に開示）。しかし、図１に示す構成では、チャンネル数分のフィルタが必要となるため、高周波可変フィルタのサイズが大型化するとともに、コストも増大してしまう。また、各スイッチにおいて、信号の損失が発生する。

近年、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）スイッチや可変キャパシタを用いた小型可変フィルタが注目されている。ＭＥＭＳスイッチなどのＭＥＭＳデバイスは、高Ｑ（クオリティファクタ）で、高い周波数帯域の可変フィルタへの適用ができる（非特許文献１，２，３）。また、ＭＥＭＳデバイスは、小型および低損失のため、ＣＰＷ分布定数共振器（CPW:Coplanar Waveguide）に用いられていることが多い。

非特許文献３に開示されているフィルタは、三段分布定数線路を複数のＭＥＭＳ可変キャパシタが跨ぐ構造である。このフィルタにおいて可変キャパシタを変位させて分布定数線路とのギャップを変化させると、静電容量を変化させることができる。キャパシタの静電容量を変えると、フィルタの通過帯域を変化させることができる。また、非特許文献３に開示されているフィルタにおいて、基板材料は石英とガラスである。また、基板上に形成されたグランド線と信号線との間のギャップに、可変キャパシタの駆動電極が配置されている。また、線路の長さは、基板の誘電率によって規定される。
特開平１０−３３５９０３号公報 特開２００７−１７４４３８号公報 D. Peroulis et al, "Tunable Lumped Components with Applications to Reconfigurable MEMS Filters", 2001 IEEE MTT-S Digest, p341-344 E. Fourn et al, "MEMS Switchable Interdigital Coplanar Filter", IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, NO.1 p320-324, January 2003 A. A. Tamijani et al, "Miniature and Tunable Filters Using MEMS Capacitors", IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, NO.7, p1878-1885, July 2003

上記従来の分布定数フィルタにおいては、周波数帯域が高くなるとサイズが大きくなるという課題がある。一例として、携帯電話をはじめとする主要移動体通信機の使用周波数帯域は、約８００ＭＨｚ〜６ＧＨｚに分布している。但し、８００ＭＨｚ〜６ＧＨｚ周波数帯になると波長が長くなるため、分布定数フィルタのサイズは実用には大き過ぎるサイズとなる。例えば、セラミック基板（誘電率ε＝９．４）で、８００ＭＨｚ帯の７５Ωマイクロストリップ線でλ／２線路長の線路を作製した場合、物理的な長さは約７７ｍｍとなる。この長さ寸法は、実用が困難な程度の長い寸法である。

高誘電体基板を使用することにより、線路の長さをある程度短縮できるが、基板誘電率が大きくなると、特性インピーダンスの高い分布定数線路が形成できなくなり、フィルタ構成上の自由度がなくなる。例えば、誘電率ε＝８０の基板でマイクロストリップ線を形成する場合，信号線とグランドとの間の距離を６００μｍに大きくしても、５０Ωの信号線の幅は２０μｍしか取れなく、伝送損失が高くなってしまう。従って、基板誘電率を高めにしてフィルタサイズを縮小するのは限界がある。

本発明は、小型化することができるフィルタ、通信モジュール、通信装置を実現することを目的とする。

本願に開示するフィルタは、基板と、前記基板上に形成され、入力端子と出力端子を両端に有する信号線路と、前記信号線路とグランドとの間に接続された共振線路を少なくとも一対備え、前記一対の共振線路は、同じ接点で前記信号線路に接続されているものである。

本願に開示する通信モジュールは、上記フィルタを備えている。

本願に開示する通信装置は、上記フィルタまたは上記通信モジュールを備えている。

本願の開示によれば、フィルタを小型化することができる。フィルタを小型化することにより、それを備えた通信モジュール、通信装置を小型化することができる。また、フィルタを小型化することにより、通過損失の低減にも寄与できる。

（実施の形態）
〔１．フィルタの構成〕
〔１−１．一対の共振線路を備えたフィルタ〕
図２は、本実施の形態のフィルタの一例である帯域通過フィルタの基本構成を示す回路図である。図２に示すように本実施の形態の帯域通過フィルタは、入力端子１に入力線路２ａが接続されている。入力線路２ａは、接点３に接続されている。接点３とグランドとの間には、共振線路２ｂと共振線路２ｃとが接続されている。すなわち、共振線路２ｂ及び２ｃは、同じ接点で、かつ入力端子１と出力端子４とを接続する信号線路に対して並列に接続されている。接点３と出力端子４との間には、出力線路２ｄが接続されている。また、入力線路２ａ、共振線路２ｂ及び２ｃ、出力線路２ｄは、分布定数伝送線路よりなる。本実施の形態では、同じ接点で並列に接続された２つの共振線路を「一対の共振線路」と規定する。

なお、図２に示すフィルタの入出力インピーダンスは、例えば５０Ωとした。また、共振線路２ｂ及び２ｃのインピーダンスは、少なくとも入力線路２ａ及び出力線路２ｄのインピーダンスよりも低く、本実施の形態では一例として２０Ωとした。

共振線路２ｂ及び２ｃは、（λ／８）×ｎ［ｎは自然数］の長さを有し、図２に示すフィルタにおいてはλ／４（すなわちｎ＝２）の長さを有する。λは、本実施の形態のフィルタにおいて抽出する信号の周波数（共振線路２ｂ、２ｃの共振周波数）の、分布定数伝送線路における波長（共振波長）である。また、共振線路２ｂ及び２ｃは、一端がグランドに接続されている分布定数伝送線路により形成される共振器を意味している。このように共振線路２ｂ及び２ｃの一端をグランドに接続することにより、入力線路２ａを介して共振線路２ｂ及び２ｃに入力された信号がそれぞれ共振線路２ｂ及び２ｃの接地端で全反射されてフィルタリングされ、出力端子４から所望の周波数の信号を抽出することができる。

共振線路２ｂ及び２ｃがグランド接続されている例を説明したが、開放端としても構わない。

上記のように共振線路を信号線路に対して並列に接続し、かつ複数の共振線路を信号線路における同じ位置で接続したことにより、従来技術のようにλ／２の線路長を有する共振器を複数直列接続するフィルタに比べて、入力線路２ａと出力線路２ｄとの間の線路長を短くすることができるので、フィルタの信号線路方向のサイズを小さくすることができる。

また、図２に示すフィルタは、一対の共振線路２ｂ及び２ｃが、入力端子１および出力端子４間を繋ぐ信号線路を挟んで互いに対向する位置に配置されている。これにより、共振線路を高密度に配置できるため、フィルタの信号線路方向のサイズをさらに小型化することができる。なお、共振線路は、信号線路に対して同じ側（片側）に配されていても、フィルタの信号線路方向のサイズを小型化することができる。

〔１−２．共振線路を複数対備えたフィルタ〕
図３は、共振線路を複数対備えたフィルタの回路図である。図３に示すフィルタは、入力端子１に入力線路１２ａが接続されている。入力線路１２ａは、接点１３ａに接続されている。接点１３ａとグランドとの間には、共振線路１２ｂと共振線路１２ｃとが接続されている。すなわち、共振線路１２ｂ及び１２ｃは、接点１３ａに対して並列に接続されている。また、共振線路１２ｂ及び１２ｃは、信号線路における同じ位置（接点１３ａ）に接続されている。一方、フィルタの出力側には、接点１３ｂと出力端子４との間に出力線路１２ｇが接続されている。接点１３ｂとグランドとの間には、共振線路１２ｅと共振線路１２ｆとが接続されている。すなわち、共振線路１２ｅ及び１２ｆは、接点１３ｂに対して並列に接続されている。また、共振線路１２ｅ及び１２ｆは、信号線路における同じ位置（接点１３ｂ）に接続されている。本実施の形態では、共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆがグランド接続されている例を説明したが、開放端としても構わない。

接点１３ａと接点１３ｂとの間には、カップリング回路１４が接続されている。カップリング回路１４は、フィルタにおける接点１３ａと接点１３ｂとを結合する回路である、カップリング回路１４は、例えば接点１３ａ及び１３ｂ間に直列接続したキャパシタで実現することができる。

また、図３に示すフィルタにおいて、共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆのインピーダンスは、少なくともフィルタの入出力インピーダンスよりも小さくすることが好ましい。それは、入力端子１から入力された信号（電流）が共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆに流れ込むようにするためである。本実施の形態では、一例として、フィルタの入出力インピーダンスを５０Ωとし、共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆのインピーダンスを２０Ωとした。

図３に示すフィルタにおいて、入力端子１に入力された信号は、入力線路１２ａを介して共振線路１２ｂ及び１２ｃに入力される。共振線路１２ｂ及び１２ｃはそれぞれ一端がグランドに接続されているため、共振線路１２ｂ及び１２ｃの共振条件に合う信号は共振線路１２ｂ及び１２ｃの接地端で全反射されるが、共振条件に合わない信号はグランドに落ちるか入力端側に反射されて減衰される（フィルタリング）。共振線路１２ｂ及び１２ｃの接地端で全反射された信号は、カップリング回路１４を介して共振線路１２ｅ及び１２ｆに入力される。共振線路１２ｅ及び１２ｆでは、上記と同様に信号のフィルタリングが行われ、フィルタリングされた信号が出力線路１２ｇを介して出力端子４から出力される。各共振線路では、所定の周波数帯域の信号のみフィルタリングされるため、出力端子４からは所定の周波数帯域の信号を出力することができる。

以下、カップリング回路１４の具体構成について説明する。カップリング回路１４は、上述したようにキャパシタのみで実現することもできるが、他にも様々な形態が考えられる。

図４Ａ〜図４Ｃは、代表的なカップリング回路を示す図である。図４Ａに示すカップリング回路は、入力側と出力側とを一つの回路ブロックで接続した回路を示す。例えば、回路ブロックは分布定数素子１４ａで接続した回路である。分布定数素子１４ａは、λ／４の線路長を有する。分布定数素子１４ａのインピーダンスは、フィルタの入出力インピーダンス（例えば５０Ω）に近く、共振線路のインピーダンス（例えば２０Ω）よりも高い。

図４Ｂに示すカップリング回路は、π型のカップリング回路の例である。π型のカップリング回路は入力側と出力側とを回路ブロック１４１を接続し、回路ブロック１４１の両端とグランドとを回路ブロック１４２および１４３で接続している。

図４Ｃに示すカップリング回路は、Ｔ型のカップリング回路の例である。Ｔ型のカップリング回路は入力側と出力側とを２つの回路ブロック１４５および１４６で接続し、その間とグランドとを回路ブロック１４７で接続している。これらの回路ブロックは、分布定数素子あるいは集中定数素子で実現する。分布定数素子は例えばマイクロストリップ線路などであり、集中定数素子はインダクタまたはキャパシタなどである。また、回路ブロックは、これらの素子単体あるいはその組合せ回路で実現する。

図４Ｄ〜図４Ｌは、π型のカップリング回路の例である。

図４Ｄに示すカップリング回路は、入力端子と出力端子とを接続する信号線路に接続されたキャパシタＣ１と、信号線路とグランド間に接続された２つのインダクタＬ１及びＬ２とを備えている。

図４Ｅに示すカップリング回路は、回路ブロック１４１が複数の素子を有する回路を示す。このカップリング回路は、信号線路に直列接続された２つの分布定数素子１４ｂ及び１４ｃ、キャパシタＣ１１と、信号線路とグランド間に接続された２つのインダクタＬ１１及びＬ１２とを備えている。

図４Ｆに示すカップリング回路は、信号線路に接続された分布定数素子１４ｄと、信号線路とグランドとの間に接続された２つのインダクタＬ２１及びＬ２２とを備えている。

図４Ｇに示すカップリング回路は、回路ブロック１４１〜１４３がそれぞれ並列接続したインダクタとキャパシタとを組にして有する回路を示す。このカップリング回路は、並列接続したインダクタＬ３１とキャパシタＣ３１との組を信号線路に接続し、並列接続したインダクタＬ３２とキャパシタＣ３２との組と、並列接続したインダクタＬ３３とキャパシタＣ３３との組とを信号線路とグランドとの間に接続した回路である。

図４Ｈに示すカップリング回路は、並列接続したインダクタＬ４１とキャパシタＣ４１との組を信号線路に接続し、２つのキャパシタＣ４２及びＣ４３を信号線路とグランドとの間に接続した回路である。

図４Ｉに示すカップリング回路は、分布定数素子１４ｅを信号線路に接続し、並列接続されたインダクタＬ５１とキャパシタＣ５１との組と、並列接続されたインダクタＬ５２とキャパシタＣ５２との組とを信号線路とグランドとの間に接続した回路である。

図４Ｊに示すカップリング回路は、並列接続したインダクタとキャパシタとを組にしてさらに複数接続した回路ブロック１４１を有する回路を示す。このカップリング回路は、並列接続されたインダクタＬ６０とキャパシタＣ６１と、並列接続されたインダクタＬ６１とキャパシタＣ６２との組とを信号線路に直列に接続し、並列接続されたインダクタＬ６２とキャパシタＣ６３との組と、並列接続されたインダクタＬ６３とキャパシタＣ６４との組とを、信号線路とグランドとの間に接続した回路である。

図４Ｋに示すカップリング回路は、キャパシタＣ６１と、並列接続されたインダクタＬ６１とキャパシタＣ６２との組とを信号線路に直列に接続し、並列接続されたインダクタＬ６２とキャパシタＣ６３との組と、並列接続されたインダクタＬ６３とキャパシタＣ６４との組とを、信号線路とグランドとの間に接続した回路である。

図４Ｌに示すカップリング回路は、インダクタＬ７１と、並列接続されたインダクタＬ７１とキャパシタＣ７１との組とを信号線路に接続し、並列接続されたインダクタＬ７３とキャパシタＣ７２との組と、並列接続されたインダクタＬ７４とキャパシタＣ７３との組とを、信号線路とグランドとの間に接続した回路である。

図４Ｍ、図４Ｎは、Ｔ型のカップリング回路の例である。図４Ｍは、並列接続されたキャパシタＣ９１及びインダクタＬ９１の組と、並列接続されたキャパシタＣ９２とインダクタＬ９２との組とを、入力端子と出力端子とを接続する信号線路に直列に接続し、並列接続されたキャパシタＣ９３とインダクタＬ９３との組を信号線路とグランドとの間に接続した回路である。図４Ｎに示すカップリング回路は、信号線路に直列に接続された分布定数素子１４ｆ及び１４ｇと、信号線路とグランドとの間に接続された分布定数素子１４ｈとを備えた回路である。

なお、π型あるいはＴ型でかつ集中定数素子を含むカップリング回路は、図４Ｅ、図４Ｆ、図４Ｉに示すように一部に分布定数素子を接続することができる。

また、π型のカップリング回路は、入力端子と出力端子との間に接続された信号線上に２カ所の接続点を有し、各接続点とグランドとの間には集中定数素子または分布定数素子が接続されている。各接続点とグランドとの間に接続される素子は、対称性を有することが好ましい。例えば、図４Ｄにおけるａ１部とａ２部とには、同じ素子を備えることが好ましい。ａ１部とａ２部とに同じ素子を備える構成であれば、図４Ｄなどに示すようにインダクタを備えてもよいし、図４Ｈに示すようにキャパシタを備えてもよいし、図４Ｇなどに示すように複数の集中定数素子を備えてもよい。

図３に示すように、共振線路を信号線路に対して並列に接続し、かつ複数の共振線路を信号線路における同じ位置で接続したことにより、従来技術のようにλ／２の線路長を有する共振器を複数直列接続するフィルタに比べて、入力線路１２ａと出力線路１２ｄとの間の線路長を短くすることができるので、フィルタの信号線路方向のサイズを小さくすることができる。

また、図３に示すフィルタは、対をなす共振線路１２ｂ及び１２ｃと、対をなす共振線路１２ｅ及び１２ｆとが、それぞれ入力端子１および出力端子４間を繋ぐ信号線路を挟んで互いに対向する位置に配置されている。このような構成により、線路を高密度に配置できるため、フィルタの信号線路方向のサイズをさらに小型化することができる。

なお、図３に示すフィルタは、共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆの長さが、それぞれλ／４であるが、（λ／８）×ｎ［λは共振波長、ｎは自然数］とすることができる。例えば、線路長がλ／８の共振線路（すなわちｎ＝１）を用いても、同様の効果を得ることができる。線路長がλ／８の共振線路を接続する場合は、図３に示すようにそれぞれの共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆの一端をグランドに接続する。このように線路長がλ／８の共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆを接続することで、入力端子１から入力された信号が接点１３ａを介して共振線路１２ｂに入力され、共振線路１２ｂの共振条件に合う信号のみ接地端で全反射され、共振条件に合わない信号はグランドに落ちるか入力側へ反射されて減衰する。共振線路１２ｂの接地端で全反射した信号は、接点１３ａを介して共振線路１２ｃに入力され、共振線路１２ｃの共振条件に合う信号のみ接地端で全反射され、共振条件に合わない信号はグランドに落ちるか入力側へ反射されて減衰する。共振線路１２ｃの接地端で全反射された信号は、入力端子１から接点１３ａに入力される信号とλ／２の位相差があり、干渉する。これによって、共振線路１２ｂと１２ｃとを合わせて一つの共振器として機能する。共振された信号は、カップリング回路１４を介して共振線路１２ｅ及び１２ｆにおいて、上記と同様に再度共振された後、出力線路１２ｇを介して出力端子４から出力される。これにより、出力端子４から所望の周波数帯域の信号を出力することができる。

なお、入力端子１に入力された信号のうち共振線路における共振条件に合わない波長を持つ信号は、グランドに落ちるか、入力端側に反射されるかにより減衰されて、出力端子４から出力することができない。このようにしてフィルタとして機能する。

なお、図３に示すフィルタは、一つのカップリング回路１４で入力側の一対の共振線路と出力側の一対の共振線路とを接続している。フィルタに含まれる一対の共振線路の数は、２つに限らず３以上の多数接続することが可能である。対をなす共振線路をさらに多く接続するためには、対をなす共振線路と対をなす共振線路との間の信号をカップリングするカップリング回路で接続し、このような接続構造を繰り返すことで実現できる。これにより、フィルタ全体に含まれる共振器の段数が増え、急峻性の良いフィルタが実現できる。

図５は、フィルタの他の構成例を示す回路図である。図５に示すフィルタは、入力端子１と接点２３ａとの間に入力線路２２ａが接続されている。接点２３ａとグランドとの間には、共振線路２２ｂが接続されている。接点２３ａと接点２３ｂとの間には、第１のカップリング回路２４が接続されている。接点２３ｂとグランドとの間には、共振線路２２ｃと共振線路２２ｄとが接続されている。接点２３ｂと接点２３ｃとの間には、第２のカップリング回路２５が接続されている。接点２３ｃとグランドとの間には、共振線路２２ｅが接続されている。接点２３ｃと出力端子４との間には、出力線路２２ｆが接続されている。

第１のカップリング回路２４，第２のカップリング回路２５には、π型カップリング回路あるいはＴ型カップリング回路を用いることができる。また、π型カップリング回路あるいはＴ型カップリング回路には、図４Ａ〜図４Ｎに示すカップリング回路のうちいずれか一つを採用することができる。また、π型あるいはＴ型に接続されかつ集中定数素子を含むカップリング回路は、図４Ｅ、図４Ｆ、図４Ｉに示すように一部に分布定数素子を接続することができる。

このように、共振線路２２ｃ，２２ｄを信号線路における同一箇所において並列に接続したことにより、入力端子１と出力端子４とを結ぶ信号線路の線路長を短くすることができ、フィルタの信号線路方向のサイズを小さくすることができる。

また、図５に示すフィルタでは共振線路２２ｃ，２２ｅをグランドに接続する例を説明したが、このグランドに接続した端子を開放端とすることができる。この場合、共振線路２２ｂにおいてフィルタの通過帯域の低周波側の信号レベルを減衰させ、共振線路２２ｅにおいてフィルタの通過帯域の高周波側の信号レベルを減衰させることができるので、フィルタの通過帯域特性の急峻性を向上させることができる。

なお、図５に示すフィルタは、第１のカップリング回路２４及び第２のカップリング回路２５で入力側の線路と出力側の線路とを接続しているが、カップリング回路の数を増やすことにより、信号線路とグランドとの間に接続されかつ対をなす共振線路をさらに多く接続することができる。

〔１−３．共振線路のグランドの共通化〕
図３及び図５に示す共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆの接地端は、各々独立したグランドに接続してもよいし、互いに同じグランドに接続してもよい。

図６Ａは、フィルタの具体構成を示す平面図である。図６Ａに示すフィルタにおいて、カップリング回路１４は図４Ｆに示す回路を採用した。図６Ａに示す構成要素において、図３及び図４Ｆに示す各構成要素と同一の構成要素については同一符号を付与した。また、図６Ａにおいて、各々独立したグランドに接続した共振線路１２ｂ’，１２ｃ’，１２ｅ’，１２ｆ’を破線で図示し、同一グランドに接続した共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆを実線で図示した。共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆ，１２ｂ’，１２ｃ’，１２ｅ’，１２ｆ’の線路長は、いずれもＷ１とした。また、共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆおよび分布定数素子１４ｄは、それぞれ共振線路に複数のキャパシタ電極が跨るように懸架されている（キャパシタ電極の説明は後述）。また、共振線路１２ｂと共振線路１２ｅとは、同一のグランドＧ１に接続されている。また、共振線路１２ｃと共振線路１２ｆとは、同一のグランドＧ２に接続されている。また、共振線路１２ｂ’は、グランドＧ１’に接続されている。また、共振線路１２ｃ’は、グランドＧ２’に接続されている。また、共振線路１２ｅ’は、グランドＧ３’に接続されている。また、共振線路１２ｆ’は、グランドＧ４’に接続されている。グランドＧ１’〜Ｇ４’は、各々物理的に独立している。

図６Ａ中の破線で示すように、共振線路１２ｂ’，１２ｅ’を、両端が入出力端子に接続された信号線路に対して直交するように配置し、各々独立したグランドＧ１’，Ｇ３’に接続した場合は、信号線路に対して直交する方向に寸法Ｗ２（Ｗ２＝Ｗ１）の配置スペースを要する。同様に、共振線路１２ｃ’，１２ｆ’を、両端が入出力端子に接続された信号線路に対して直交するように配置し、各々独立したグランドＧ２’，Ｇ４’に接続した場合は、信号線路に対して直交する方向に寸法Ｗ２と同じ寸法の配置スペースを要する。したがって、フィルタの縦方向（信号線路に対して直交する方向）のサイズは、Ｗ２の約２倍のＷ４が必要であった。

これに対して図６Ａ中の実線で示すように、共振線路１２ｂと共振線路１２ｅとをグランドＧ１に接続し、かつ信号線路に対して斜めに配置することにより、共振線路１２ｂ及び１２ｅを配置するためのスペースは、信号線路に対して直交する方向に寸法Ｗ３（Ｗ３＜Ｗ２）で済む。同様に、共振線路１２ｃ及び１２ｆをグランドＧ２に接続し、かつ信号線路に対して斜めに配置することにより、共振線路１２ｃ及び１２ｆを配置するためのスペースは、信号線路に対して直交する方向に寸法Ｗ３と同じ寸法で済む。したがって、フィルタの縦方向の寸法Ｗ５（Ｗ５＝Ｗ３×２）を寸法Ｗ４よりも小さくすることができる。このように、複数の共通線路を同じ接点でグランドに接続することにより、共振線路が配置されるスペースを小さくすることができる。

図６Ｂは、共振線路を同一グランドに接続したフィルタの他例を示す。図６Ｂに示すフィルタにおいて、図６Ａに示すフィルタと異なるのは、共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆの形状を、円弧状にした点である。各共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆの線路長Ｗ１１は、図６Ａに示す共振線路の線路長Ｗ１と同じである。

このように、共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆを円弧状としたことにより、信号線路に対して直交する方向の共振線路の配置スペースの寸法Ｗ１２を、図６Ａに示す寸法Ｗ２よりも小さくすることができる。したがって、フィルタの縦方向（信号線路に対して直交する方向）の寸法Ｗ１３を、図６Ａに示す寸法Ｗ４よりも小さくすることができる。

また、信号線路に対して直交する方向の共振線路の配置スペースの寸法Ｗ１２を、図６Ａに示す寸法Ｗ３よりもさらに小さくすることができる。したがって、フィルタの縦方向（信号線路に対して直交する方向）の寸法Ｗ１３を、図６Ａに示す寸法Ｗ５よりもさらに小さくすることができる。

上述した小型化できるフィルタ構成は、損失の低減にも有利である。フィルタの損失は基本的に線路の導体損失に依存する。フィルタを小型化することにより、フィルタの線路長が短縮でき、信号の通過損失を低減させることができる。

また、フィルタを小型化することによって、フィルタ製造時に一枚のウエハに作製することができるフィルタの数（取れ数）を増やすことができ、素子単体のコストを低減させることができる。

本実施形態にかかるフィルタは、例えば、ＭＥＭＳ可変キャパシタを用いた小型ＧＨｚ帯周波数可変フィルタに用いることができる。

〔２．可変フィルタの構成〕
図３に示す共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆは、基板内に配されたグランド（後述）との間における静電容量は固定値であるため、図３に示すフィルタは通過帯域が固定である。これに対して、図３に示す共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆおよびカップリング回路１４に可動キャパシタ電極（後述）を搭載することにより、通過帯域を可変することができる可変フィルタを実現することができる。また、図５に示すフィルタにおける共振線路２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ，２２ｅおよびカップリング回路２４，２５に可動キャパシタ電極を搭載することにより、通過帯域を可変することができる可変フィルタを実現することができる。共振線路に可動キャパシタ電極を搭載することで、線路長を短くすることができ、さらに小型化できると共に、通過帯域を可変することができる。また、カップリング回路に可動キャパシタ電極を搭載することで、共振線路で可変した通過帯域に応じたカップリング回路になるよう、共振線路長を等価的に変化させることができる。なお、これらの可変フィルタは可変キャパシタを有する例を説明したが、可変インダクタで実現してもよい。さらに可変フィルタは、可変キャパシタおよび可変インダクタを適宜組み合わせて実現してもよい。

図４Ｄ、図４Ｇ、図４Ｈ、図４Ｊ、図４Ｋ、図４Ｌ、図４Ｍに示すように、集中定数素子のみを含むカップリング回路を可変フィルタに備える場合は、カップリング回路に含まれる集中定数素子のうち少なくとも一つの集中定数素子を可変素子に変更すればよい。例えば、図４Ｄに示すカップリング回路を備えた場合、キャパシタＣ１を可変キャパシタに変更することにより、通過帯域に応じたカップリング回路を実現することができる。

また、図４Ｅ、図４Ｆ、図４Ｉに示すように集中定数素子と分布定数素子とを備えたカップリング回路を可変フィルタに備える場合は、カップリング回路に含まれる集中定数素子に可動キャパシタ電極を備えることにより、通過帯域に応じたカップリング回路を実現することができる。

また、図４Ｎに示すように複数の分布定数素子を備えたカップリング回路をフィルタに備えた場合は、カップリング回路に含まれる分布定数素子１４ｆ，１４ｇ，１４ｈのうち少なくとも一つの分布定数素子に可動キャパシタ電極を備えることにより、可変フィルタを実現することができる。

本実施の形態のように共振線路に可変キャパシタ電極を備えることにより、共振線路における静電容量を変化させることができ、共振線路における信号の通過帯域を変化させることができる。このように通過帯域が可変である共振線路をフィルタに備えることにより、可変フィルタを実現することができる。

以下、可動キャパシタ電極を備えた共振線路（以下、可変キャパシタ素子と称する）の具体構成について説明する。

〔２−１．可変キャパシタ素子の構成〕
図７Ａは、可変キャパシタ素子の平面図である。図７Ｂは、図７ＡにおけるＺ−Ｚ部の断面図である。

図７Ａ及び図７Ｂに示す可変キャパシタ素子は、基板３１、信号線３２、可動キャパシタ電極３３、駆動電極３５ａ及び３５ｂ、誘電体ドット３６、アンカー部３７ａ及び３７ｂ、電極パッド３８、パッケージング部材３９を備え、特定の高周波数帯域にある電磁波ないし電気信号の通過を許容するフィルタの一部として構成されている。パッケージング部材３９は可変キャパシタ素子部のみではなく、フィルタ全体を封止する。

基板３１は、多層の内部配線（配線パターン３１ｃ）を有するＬＴＣＣウェハである（LTCC:Low Temperature Co-fired Ceramics）。基板３１は、複数層（図７Ｂに示す基板は５層）の絶縁層３１ａを互いに接合して形成されている。各絶縁層３１ａは、一方の主面から他方の主面に至るまで形成された貫通孔内に導電部を備えたビア３１ｂが形成されている。また、各絶縁層３１ａの少なくとも１つの間には、配線パターン３１ｃが挟持されている。また、基板３１において最も第１面３１ｅ側に位置する配線パターン３１ｃの一部は、グランド接続されたグランド線３１ｄである。グランド線３１ｄは、絶縁層３１ａを挟んで信号線３２に対向し、グランド線３１ｄと信号線３２とは間隔ＣＧ２を有する。図７Ｂに示したグランド線３１ｄは、第１面に近い位置に配置する例を記載したが、これに限るものではなく、他の層に配置しても構わない。その場合、グランド線３１ｄは、複数の絶縁層３１ａを挟んで信号線３２に対向する。そのため、グランド線３１ｄと信号線３２との間隔ＣＧ２は、絶縁層３１ａを複数重ねた厚みとなる。また、配線パターン３１ｃ間、配線パターン３１ｃと電極パッド３８との間、は、ビア３１ｂによって接続されている。場合によって、配線パターン３１ｃと信号線３２との間はビア３１ｂによって接続されても良い。また、絶縁層３１ａは、ＬＴＣＣで実現している。しかしＬＴＣＣに限らず、他の誘電体で形成してもよい。

信号線３２は、図７Ａに示すようにその長手方向の両端に端子部３２ａおよび端子部３２ｂを備え、端子部３２ａ，３２ｂ間を電気信号が通過する導体パターンである。端子部３２ａ，３２ｂは、配線基板上の他の素子に接続するか、開放端とするか、配線基板３１内の所定のビア３１ｂおよび配線パターン３１ｃを介して所定の電極パッド３８に電気的に接続されている（不図示）。また、信号線３２は、インピーダンスが例えば２０Ωの分布定数伝送線路であり、例えばＣｕ，Ａｇ，Ａｕ，Ａｌ，Ｗ，Ｍｏなどの低抵抗金属材料で形成されている。また、信号線３２の厚さは、例えば０．５〜２０μｍである。

可動キャパシタ電極３３は、その両端が基板３１の第１面３１ｅ上に形成されたアンカー部３７ａ及び３７ｂに固定され、両端を除く主部が空隙を挟んで信号線３２、駆動電極３５ａ及び３５ｂに対向している。可動キャパシタ電極３３は、信号線３２に対向する部分に厚肉部３３ａが形成されている。厚肉部３３ａと信号線３２とは、ギャップＣＧ１を挟んで対向している。可動キャパシタ電極３３は、アンカー部３７ａ及び３７ｂ、ビア３１ｂ、配線パターン３１ｃを介して、グランドに接続されている。可動キャパシタ電極３３は、弾性変形可能な材料で形成され、例えばＡｕ，Ｃｕ，Ａｌなどの低抵抗金属より形成することができる。可動キャパシタ電極３３が可動して、可動キャパシタ電極３３と信号線３２との距離が変化することで、容量が変化する可変キャパシタ素子を実現している。また、可動キャパシタ電極３３と信号線３２との間のギャップＣＧ１は、例えば０．１〜１０μｍとすることができる。また、可動キャパシタ電極３３およびグランド線３１ｄは、本発明おけるグランド配線部の一例である。

駆動電極３５ａ及び３５ｂは、信号線３２に隣接して配置され、可動キャパシタ電極３３の一部に対向する。駆動電極３５ａ及び３５ｂは、可動キャパシタ電極３３との間に静電引力を発生させて、可動キャパシタ電極３３を矢印Ａに示す方向へ変位させることができる。駆動電極３５ａ及び３５ｂにより、可動キャパシタ電極３３が変位することにより、信号線３２と可動キャパシタ電極３３との間の静電容量が変化する。駆動電極３５ａ及び３５ｂは、例えば、ＳｉＣｒ薄膜などの高抵抗金属薄膜により形成されている。また、駆動電極３５ａ及び３５ｂと可動キャパシタ電極３３との間のギャップは、pull-in現象の発生を抑えるため、可動キャパシタ電極３３と信号線３２との間のギャップＣＧ１の３倍以上にすることが好ましい。

誘電体ドット３６は、信号線３２上に設けられており、例えばＡｌ₂Ｏ₃，ＳｉＯ₂，ＳｉｘＮｙ，ＳｉＯＣなどの誘電体材料より形成されている。誘電体ドット３６は、信号線３２と可動キャパシタ電極３３とが短絡することを防ぐことができるとともに、信号線３２と可動キャパシタ電極３３との間のギャップＣＧ１において発生する静電容量を増大させることができる。静電容量を増大することにより、フィルタ周波数可変域を広く確保することができるので、好ましい。

パッケージング部材３９は、基板３１の第１面３１ｅに接合され、基板３１の第１面３１ｅ上に形成されているフィルタの諸構造を封止している。

図７Ａ及び図７Ｂに示す可変キャパシタ素子において、信号線３２と基板３１内に配されたグランド配線部３１ｄとの間に間隔ＣＧ２が形成されていることにより、第１のキャパシタが形成されている。また、信号線３２と可動キャパシタ電極３３との間にギャップＣＧ１が形成されていることにより、第２のキャパシタが形成されている。このように、２つのキャパシタを形成することにより、静電容量を大きくすることができる。したがって、このキャパシタは、従来のように第１のキャパシタしか備えていないマイクロストリップ線路または分布定数素子に比べて、静電容量を大きくすることができる。すなわちこのキャパシタは、可動キャパシタ電極を備えていないマイクロストリップ線路または分布定数素子に比べて、静電容量を大きくすることができる。静電容量を大きくすることにより、可変可能な分布定数素子を含む共振線路の物理的な信号線路長を短くすることができる。よって、このような可変キャパシタ素子をフィルタに備えることで、共振線路の線路長を短くすることができ、フィルタを小型化することができる。

また、電極パッド３８、ビア３１ｂ、配線パターン３１ｃを介して駆動電極３５ａ及び３５ｂに電圧を印加することにより、駆動電極３５ａ及び３５ｂと可動キャパシタ電極３３との間に静電引力を生じさせ、可動キャパシタ電極３３を矢印Ａに示す方向へ弾性変位させることができる。可動キャパシタ電極３３を変位させることにより、信号線３２と可動キャパシタ電極３３とのギャップＣＧ１を小さくすることができる。ギャップＣＧ１を小さくすることにより、第２のキャパシタにおける静電容量を増大させることができる。静電容量を増大させることにより、分布定数素子の線路長が等価的ないし実質的に増大し、共振される周波数帯域が低周波側へシフトする。

また、駆動電極３５ａおよび３５ｂは、可動キャパシタ電極３３毎に分割してあると共に、個別に電圧を印加できるようになっている。そして、分割された駆動電極３５ａ，３５ｂに選択的に電圧を印加することで、複数ある可動キャパシタ電極３３を選択的に変位させる。可動キャパシタ電極３３を選択的に変位させることで、静電容量の変化に大小をつけることができる。

また、駆動電極３５ａ及び３５ｂに印加する電圧を低下させることにより、駆動電極３５ａ及び３５ｂと可動キャパシタ電極３３との間に発生する静電引力が低下するので、可動キャパシタ電極３３の変位量が減少し矢印Ｂに示す方向へ復帰させることができる。可動キャパシタ電極３３を矢印Ｂに示す方向へ復帰させることにより、信号線３２と可動キャパシタ電極３３とのギャップＣＧ１が大きくなり、第２のキャパシタにおける静電容量が低下する。静電容量が低下することにより、分布定数素子の線路長が等価的ないし実質的に低下する。

このように、駆動電極３５ａ及び３５ｂに印加する電圧を調節して、可動キャパシタ電極３３を信号線３２に近づく方向に変位させることにより、第２のキャパシタを可変キャパシタにすることができ、可変フィルタ素子における信号の通過周波数帯域を変化させることができる。このような可変キャパシタ素子を、例えば図３に示す共振線路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆおよびカップリング回路１４や図５に示す共振線路２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ，２２ｅおよびカップリング回路２４及び２５に備えることで、可変フィルタを実現することができる。

また、周知のＣＰＷ信号線路は、基板の同一面上に信号線（例えば１本）とグランド線（例えば２本）とを備えており、信号線とグランド線との間に可動キャパシタ電極を駆動させるための駆動電極を配置することになるため、駆動電極の配置スペースに限りがあり、駆動電極の面積を大きくするのには限界がある。これに対して、図７Ａ及び図７Ｂに示すようにマイクロストリップ線路を用いた可変フィルタ素子は、基板における信号線が形成された面と同一面上にグランド線を備えていないため、基板３１上において駆動電極３５ａ及び３５ｂの面積を大きく確保することができる。駆動電極３５ａ及び３５ｂの面積を大きく確保することにより、可動キャパシタ電極３３を変位させる際に駆動電極３５ａ及び３５ｂに印加する電圧を低減することができ、可動キャパシタ電極３３の可動範囲を大きく確保することができる。また、駆動電圧を低減することにより、消費電力を低減することができる。

また、駆動電極３５ａ及び３５ｂの面積を増大することにより、高周波信号によるSelf-Actuation現象を抑制することが可能と考えられる。すなわち、駆動電極３５ａ及び３５ｂの面積を増大することにより、駆動電極３５ａ及び３５ｂと可動キャパシタ電極３３との間に発生する静電引力を大きくすることができるので、硬度が高い弾性体で可動キャパシタ電極３３を形成することができる。さらに、駆動電極３５ａ及び３５ｂとキャパシタ部ＣＡＰとの面積比が大きい程、キャパシタ部ＣＡＰを通る高周波信号により信号線３２と可動キャパシタ電極３３との間に生じるクーロン力は、駆動電圧により駆動電極３５ａ及び３５ｂと可動キャパシタ電極３３との間に発生するクーロン力に比べて無視できるようになる。従って、本実施の形態では、平行平板型可変キャパシタのSelf-Actuation現象の抑制に有利であると考えられる。

〔２−２．可変フィルタ素子の製造方法〕
図８Ａ〜図８Ｇは、可変フィルタ素子の製造プロセスを示す断面図である。

まず、図８Ａに示すように、多層の内部配線を有する基板３１の第２面３１ｆ上に、電極パッド３８を形成する。電極パッド３８は、例えば、スパッタリング法により所定の金属材料を基板３１の第２面３１ｆ上に成膜した後、所定のウェットエッチングまたはドライエッチングにより当該金属膜をパターニングすることによって、形成することができる。或は、電極パッド３８の形成においては、無電解めっき法や電気めっき法を採用することができる。次に、基板３１の第１面３１ｅ上に駆動電極３５ａ及び３５ｂを形成する。駆動電極３５ａ及び３５ｂは、例えば、スパッタリング法により所定の金属材料を基板３１上に成膜した後、所定のウェットエッチングまたはドライエッチングにより当該金属膜をパターニングすることによって、形成することができる。駆動電極３５ａ及び３５ｂを形成する工程の後、駆動電極３５ａ及び３５ｂを覆うように絶縁膜を形成する工程を実施してもよい。次に、基板３１の第１面３１ｅ上に信号線３２，アンカー部３７ａ及び３７ｂを形成する。信号線３２は、例えば、信号線３２，アンカー部３７ａ及び３７ｂに対応する開口部を有するレジストパターンを基板３１上にパターン形成した後、めっき法（無電解めっき又は電気めっき）により当該開口部内に所定の金属材料（例えばＡｕ）を堆積成長させることによって、形成することができる。

次に、図８Ｂに示すように、信号線３２上に誘電体ドット３６を形成する。誘電体ドット３６は、例えば、基板３１の第１面３１ｅ側に所定の誘電体膜を形成した後、当該誘電体膜をパターンニングすることによって、形成することができる。

次に、図８Ｃに示すように、犠牲層４０を形成する。犠牲層４０は、選択的にエッチングできる除去しやすい材料よりなる。

次に、図８Ｄに示すように、可動キャパシタ電極３３を犠牲層４０上に形成する。可動キャパシタ電極３３は、例えば、スパッタリング法により所定の金属材料を犠牲層４０上に成膜した後、所定のウェットエッチングまたはドライエッチングにより当該金属膜をパターニングすることによって、形成することができる。或は、可動キャパシタ電極３３は、無電解めっき法や電気めっき法を採用して形成することができる。

次に、図８Ｅに示すように、可動キャパタ電極３３の一部をなす厚肉部３３ａを形成する。厚肉部３３ａは、例えば、厚肉部３３ａに対応する開口部を有するレジストパターンを可動キャパシタ電極３３および犠牲層４０上にわたってパターン形成した後、めっき法（無電解めっき又は電気めっき）により当該開口部内に所定の金属材料（例えばＡｕ）を堆積成長させることによって、形成することができる。

次に、図８Ｆに示すように、犠牲層４０を除去する。これにより、可動キャパシタ電極３３と、信号線３２、駆動電極３５ａ及び３５ｂ、誘電体ドット３６との間に空隙を形成することができる。

次に、図８Ｇに示すように、基板３１の第１面３１ｅ側にパッケージング部材３９を接合する。パッケージング部材３９を基板３１に接合する手法としては、例えば、陽極接合法、直接接合法、常温接合法、および共晶接合法が挙げられる。パッケージング部材３９は、ＬＴＣＣを加工して作製されたものであり、基板３１の各可変フィルタ形成区画に対応する箇所に予め凹部３９ａが設けられている。

次に、基板３１およびパッケージング部材３９を各可変フィルタ毎に切断する。

以上により、可変フィルタが完成する。

バッケージング部材としてＬＴＣＣを用いたが、樹脂やセラミックなどの誘電体や高抵抗シリコンを用いることもできる。

〔３．通信モジュールの構成〕
図９は、本実施の形態の帯域通過フィルタを備えた通信モジュールの一例を示す。図９に示すように、デュープレクサ６２は、受信フィルタ６２ａと送信フィルタ６２ｂとを備えている。また、受信フィルタ６２ａには、例えばバランス出力に対応した受信端子６３ａ及び６３ｂが接続されている。また、送信フィルタ６２ｂは、パワーアンプ６４を介して送信端子６５に接続している。ここで、受信フィルタ６２ａ及び送信フィルタ６２ｂには、本実施の形態における帯域通過フィルタが含まれている。

受信動作を行う際、受信フィルタ６２ａは、アンテナ端子６１を介して入力される受信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、受信端子６３ａ及び６３ｂから外部へ出力する。また、送信動作を行う際、送信フィルタ６２ｂは、送信端子６５から入力されてパワーアンプ６４で増幅された送信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、アンテナ端子６１から外部へ出力する。

また、図１０は、図９に示す通信モジュールにおける受信フィルタ６２ａに代えて可変受信フィルタ６６ａを備え、送信フィルタ６２ｂに代えて可変送信フィルタ６６ｂを備えた通信モジュールである。可変受信フィルタ６６ａ及び可変送信フィルタ６６ｂには、本明細書における〔２．可変フィルタの構成〕の欄で説明した可変フィルタを備えている。通過帯域を可変できない受信フィルタ及び送信フィルタでは、周波数帯域が異なる複数の高周波信号を送受信可能なマルチバンド対応の通信モジュールを実現しようとした場合、周波数帯域に対応した受信フィルタ及び送信フィルタと送受信する周波数帯域毎にフィルタを切り替えるスイッチ回路とを備える必要があり、通信モジュールが大型化していた。これに対して、図１０に示す通信モジュールによれば、それぞれ一つの可変受信フィルタ６６ａ及び可変送信フィルタ６６ｂを備えたことにより、フィルタの数を削減することができ、マルチバンド対応の通信モジュールを小型化することができる。

以上のように本実施の形態の帯域通過フィルタを、通信モジュールの受信フィルタ６２ａ及び送信フィルタ６２ｂに備えることで、通信モジュールを小型化することができる。すなわち、従来のフィルタでは、複数の共振線路を直列接続する構成を採用していたので信号線路方向のサイズが大型化していたが、本実施の形態では複数の共振線路を同一位置において並列接続する構成を採用しているため、フィルタにおける信号線路方向のサイズを小さくすることができる。したがって、小型化されたフィルタを搭載することにより通信モジュールを小型化することができる。特に、高周波帯域の通信を行う通信モジュールはフィルタの段数が多くなるため、本実施の形態のように信号線路方向のサイズが小さいフィルタを搭載することにより、通信モジュールを小型化することができる。特に、高周波帯域の通信を行う通信モジュールはフィルタの段数が多くなるため、本実施の形態のように信号線路方向のサイズが小さいフィルタを搭載することにより、高周波帯域の通信に対応した通信モジュールを小型化することができる。

また、フィルタを小型化することにより通過損失を低減することができるため、通信特性が優れた通信モジュールを実現することができる。

なお、図９及び図１０に示す通信モジュールの構成は一例であり、他の形態の通信モジュールに本発明の帯域通過フィルタを搭載しても、同様の効果が得られる。

〔４．通信装置の構成〕
図１１は、本実施の形態の帯域通過フィルタまたは通信モジュールを備えた通信装置の一例として、携帯電話端末のＲＦブロックを示す。また、図１１に示す通信装置は、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）通信方式及びＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）通信方式に対応した携帯電話端末を一例として示している。また、本実施の形態におけるＧＳＭ通信方式は、８５０ＭＨｚ帯、９５０ＭＨｚ帯、１．８ＧＨｚ帯、１．９ＧＨｚ帯に対応している。また、携帯電話端末は、図１１に示す構成以外にマイクロホン、スピーカー、液晶ディスプレイなどを備えているが、本実施の形態における説明では不要であるため図示を省略した。ここで、受信フィルタ７３ａ，７７，７８，７９，８０、および送信フィルタ７３ｂには、本実施の形態における帯域通過フィルタが含まれている。

まず、アンテナ７１を介して入力される受信信号は、その通信方式がＷ−ＣＤＭＡかＧＳＭかによってアンテナスイッチ回路７２で、動作の対象とするＬＳＩを選択する。入力される受信信号がＷ−ＣＤＭＡ通信方式に対応している場合は、受信信号をデュープレクサ７３に出力するように切り換える。デュープレクサ７３に入力される受信信号は、受信フィルタ７３ａで所定の周波数帯域に制限されて、バランス型の受信信号がＬＮＡ７４に出力される。ＬＮＡ７４は、入力される受信信号を増幅し、ＬＳＩ７６に出力する。ＬＳＩ７６では、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御する。

一方、信号を送信する場合は、ＬＳＩ７６は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ７５で増幅されて送信フィルタ７３ｂに入力される。送信フィルタ７３ｂは、入力される送信信号のうち所定の周波数帯域の信号のみを通過させる。送信フィルタ７３ｂから出力される送信信号は、アンテナスイッチ回路７２を介してアンテナ７１から外部に出力される。

また、入力される受信信号がＧＳＭ通信方式に対応した信号である場合は、アンテナスイッチ回路７２は、周波数帯域に応じて受信フィルタ７７〜８０のうちいずれか一つを選択し、受信信号を出力する。受信フィルタ７７〜８０のうちいずれか一つで帯域制限された受信信号は、ＬＳＩ８３に入力される。ＬＳＩ８３は、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御する。一方、信号を送信する場合は、ＬＳＩ８３は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ８１または８２で増幅されて、アンテナスイッチ回路７２を介してアンテナ７１から外部に出力される。

また、図１２は、図１１に示す通信装置における受信フィルタ７３ａに代えて可変受信フィルタ８４を備え、送信フィルタ７３ｂに代えて可変送信フィルタ８５を備えた通信装置である。また、受信フィルタ７７，７８，７９，８０に代えて可変受信フィルタ８６を備えている。可変受信フィルタ８４及び８６、可変送信フィルタ８５には、本明細書における〔２．可変フィルタの構成〕の欄で説明した可変フィルタを備えている。なお、図示は省略するが、可変受信フィルタ８４及び８６、可変送信フィルタ８５における通過帯域は、別途設けられている制御回路により調整される。

以上のように信号線路方向のサイズが小型化されたフィルタを通信装置に備えることにより、通信装置を小型化することができる。すなわち、従来のフィルタでは、複数の共振線路を直列接続する構成を採用していたので信号線路方向のサイズが大型化していたが、本実施の形態では複数の共振線路を同一位置において並列接続する構成を採用しているため、フィルタにおける信号線路方向のサイズを小さくすることができる。したがって、小型化されたフィルタを搭載することにより通信装置を小型化することができる。特に、高周波帯域の通信を行う通信モジュールはフィルタの段数が多くなるため、本実施の形態のように信号線路方向のサイズが小さいフィルタを搭載することにより、高周波帯域の通信に対応した通信装置を小型化することができる。

また、可変フィルタを備えることにより、１つのフィルタで複数の周波数帯域の信号を選択的に送受信することができるので、フィルタの数を削減することができ、通信装置を小型化することができる。また、フィルタを小型化することにより通過損失を低減することができるため、通信特性が優れた通信装置を実現することができる。

本実施の形態の通信装置は、使用周波数帯域が約８００ＭＨｚ〜６ＧＨｚの移動体通信装置に有用であり、特に２ＧＨｚ帯以上の周波数帯域を使用して通信を行う移動体通信装置に有用である。

〔５．実施の形態の効果、他〕
本実施の形態によれば、共振器として機能する共振線路を信号線路とグランド間に接続し、かつ複数の共振線路を信号線路における同一位置において接続したことにより、従来技術のように複数の共振線路を信号線路方向に直列に接続する構成に比べて、信号線路方向の線路長を短くすることができるため、フィルタの信号線路方向のサイズを小型化することができる。

また、共振線路の一端をグランドに接続することにより、共振線路の線路長を短縮することができる。従来技術のように信号線路に対して直列に共振線路を接続する場合は、共振線路の線路長はλ／２であったが、本実施の形態のように信号線路に対して共振線路を並列に接続し、かつ共振線路の一端をグランドに接続することにより、共振条件に合った信号を全反射させることができるので、共振線路の長さをλ／８×ｎ（ｎは自然数）にすることができる。

また、共振線路を信号線路に対して並列に接続した構成とすることにより、基板上において高密度に実装することができるため、フィルタを小型化することができる。

また、複数の共振線路を共通グランドに接続する構成とすることにより、共振線路を信号線路に対して傾斜して配置することができるため、フィルタの縦方向（信号線路に対して直交する方向）のサイズを小型化することができる。

また、複数の共振線路を共通グランドに接続するとともに、一端が信号線路に接続され他端がグランドに接続された共振線路を略円弧状にしたことにより、フィルタの縦方向（信号線路に対して直交する方向）のサイズを小型化することができる。

また、共振線路にキャパシタ電極を懸架したことにより、共振線路における静電容量を増大することができるので、共振線路の物理的な線路長を短くすることができ、フィルタの縦方向（信号線路に対して直交する方向）のサイズを小型化することができる。

また、共振線路に可動キャパシタ電極を懸架し、可動キャパシタ電極を変位させて共振線路における静電容量を変化させることにより、等価的に線路長を変化させることができるので、可変フィルタを実現することができる。可変フィルタを通信モジュールや通信装置の受信フィルタや送信フィルタに採用することにより、マルチバンド対応の通信モジュールや通信装置において送信フィルタや受信フィルタを通過帯域毎に備える必要がないため、通信モジュール及び通信装置を小型化することができる。

また、フィルタを小型化することにより、フィルタの製造時、１枚のウェハから取得できるフィルタモジュールの数を増やすことができ、製造コストを低減することができる。

（付記１）
基板と、
前記基板上に形成され、入力端子と出力端子を両端に有する信号線路と、
前記信号線路とグランドとの間に接続された共振線路を少なくとも一対備え、
前記一対の共振線路は、同じ接点で前記信号線路に接続されている、フィルタ。

（付記２）
前記共振線路の対を複数対有し、前記複数対の共振線路の間に配置されるカップリング部をさらに備える、付記１記載のフィルタ。

（付記３）
前記カップリング部は、
信号線路に接続された回路ブロックと、当該回路ブロックの両側とグランドとの間にそれぞれ接続された回路ブロックとを有する、π型カップリング回路を備える、付記２に記載のフィルタ。

（付記４）
前記カップリング部は、
信号線路に直列に接続された２つの回路ブロックと、それらの回路ブロック間とグランドとの間に接続された回路ブロックとを有する、Ｔ型カップリング回路を備える、付記２記載のフィルタ。

（付記５）
前記一対の共振器線路は、前記信号線路を挟んで互いに対向する位置に接続されている、付記１または２記載のフィルタ。

（付記６）
前記一対の共振線路のそれぞれの長さは、（λ／８）×ｎ［λは共振波長、ｎは自然数］である、付記１，２，５のうちいずれかに記載のフィルタ。

（付記７）
前記共振線路の特性インピーダンスは、前記信号経路における特性インピーダンスよりも低い、付記２記載のフィルタ。

（付記８）
前記複数の共振線路は、同一のグランドに接続されている、付記１，２，５，６のうちいずれか一項に記載のフィルタ。

（付記９）
前記共振線路は、略円弧状に形成されている、付記７に記載のフィルタ。

（付記１０）
前記共振線路の上部に空隙を挟んで配置された可動キャパシタ電極と、
前記可動キャパシタ電極と前記共振線路との距離を変位させる駆動電極とを含む可変キャパシタをさらに備える、付記１〜８のいずれか一項に記載のフィルタ。

（付記１１）
前記基板は、多層の内部配線を有する低温同時焼成セラミック基板である、付記１または１０記載のフィルタ。

（付記１２）
前記カップリング部は、可変キャパシタまたは可変インダクタを備えた、付記２，３，４のうちいずれか一項に記載のフィルタ。

（付記１３）
前記共振線路のインピーダンスは、前記信号経路におけるインピーダンスよりも低い、付記２記載のフィルタ。

（付記１４）
前記入出力インピーダンスは、５０Ωである、付記１または２記載のフィルタ。

（付記１５）
付記１〜１４のうちいずれか一項に記載のフィルタを備えた、通信モジュール。

（付記１６）
付記１〜１４のうちいずれか一項に記載のフィルタ、または付記１５に記載の通信モジュールを備えた、通信装置。

本発明のフィルタは、通信モジュール、通信装置に応用が可能である。

従来のフィルタの構成を示す回路図 本実施の形態におけるフィルタの基本構成を示す回路図 カップリング回路を接続したフィルタの構成を示す回路図 Ａ〜Ｎはカップリング回路の回路図 フィルタの他の構成例を示す回路図 共振線路を共通グランドに接続した構成を示す平面図 共振線路を円弧状にした構成を示す平面図 可変フィルタ素子の平面図 図７ＡにおけるＺ−Ｚ部の断面図 Ａ〜Ｇは可変フィルタ素子の製造工程を示す断面図 通信モジュールの構成を示すブロック図 可変フィルタを備えた通信モジュールの構成を示すブロック図 通信装置の構成を示すブロック図 可変フィルタを備えた通信装置の構成を示すブロック図

符号の説明

２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ 共振線路

Claims (10)

1. 基板と、
   前記基板上に形成され、入力端子と出力端子を両端に有する信号線路と、
   前記信号線路とグランドとの間に接続された共振線路を少なくとも一対備え、
   前記一対の共振線路は、同じ接点で前記信号線路に接続されており、
   前記共振線路の長さは、（λ／８）×ｎ［λは共振波長、ｎは自然数］であり、
   前記共振線路の対は複数あり、前記複数対の共振線路の間に接続されるカップリング部をさらに備え、
   前記カップリング部を介して互いに隣り合う複数の共振線路は、同一のグランドに接続されており、かつ、前記信号線路に対して斜めに配置される、フィルタ。
2. 前記カップリング部は、
   信号線路に接続された回路ブロックと、当該回路ブロックの両側とグランドとの間にそれぞれ接続された回路ブロックとを有する、π型カップリング回路を備える、請求項１に記載のフィルタ。
3. 前記カップリング部は、
   信号線路に直列に接続された２つの回路ブロックと、それらの回路ブロック間とグランドとの間に接続された回路ブロックとを有する、Ｔ型カップリング回路を備える、請求項１に記載のフィルタ。
4. 前記一対の共振線路は、前記信号線路を挟んで互いに対向する位置に配置される、請求項１〜３のいずれか１項に記載のフィルタ。
5. 前記共振線路は、略円弧状に形成されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載のフィルタ。
6. 前記共振線路の上部に空隙を挟んで配置された可動キャパシタ電極と、
   前記可動キャパシタ電極と前記共振線路との距離を変位させる駆動電極とを含む可変キャパシタをさらに備える、請求項１〜５のいずれか一項に記載のフィルタ。
7. 前記基板は、
   多層の内部配線を有する低温同時焼成セラミック基板である、請求項１に記載のフィルタ。
8. 前記カップリング部は、
   可変キャパシタまたは可変インダクタを備えた、請求項１〜７のうちいずれか１項に記載のフィルタ。
9. 請求項１〜８のうちいずれか一項に記載のフィルタを備えた、通信モジュール。
10. 請求項１〜８のうちいずれか一項に記載のフィルタ、または請求項９に記載の通信モジュールを備えた、通信装置。
    

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