JP2003309401A - フィルタ回路およびこのフィルタ回路を用いた周波数逓倍回路 - Google Patents
フィルタ回路およびこのフィルタ回路を用いた周波数逓倍回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の単一スタブ回路は、所望波ｆｃと不要
波ｆｘの周波数関係が、ｆｃ＝２ｎ・fｘ、またはｆｃ
＝ｆｘ／２ｎ（n：1,2,3,…）の関係に限られていた。
それ以外の周波数関係にあるときは、所望波と不要波の
周波数関係によって、LPF、HPF、BPF、BRFなどの多段フ
ィルタ回路を組み合わせて構成していた。そのため、回
路寸法が大きくなり、また挿入損失が大きくなるなどの
問題があった。 【解決手段】 ＲＦ帯伝送線路１の同一点に２本のスタ
ブ８、９を接続し、その先端を開放または短絡する。ま
たスタブ長Ｌ８，Ｌ９、特性インピーダンスＺ８，Ｚ９
を調整することにより、任意周波数の不要波を阻止す
る。この構成により、従来のフィルタ回路よりも小型
化、かつ低損失化できる。
波ｆｘの周波数関係が、ｆｃ＝２ｎ・fｘ、またはｆｃ
＝ｆｘ／２ｎ（n：1,2,3,…）の関係に限られていた。
それ以外の周波数関係にあるときは、所望波と不要波の
周波数関係によって、LPF、HPF、BPF、BRFなどの多段フ
ィルタ回路を組み合わせて構成していた。そのため、回
路寸法が大きくなり、また挿入損失が大きくなるなどの
問題があった。 【解決手段】 ＲＦ帯伝送線路１の同一点に２本のスタ
ブ８、９を接続し、その先端を開放または短絡する。ま
たスタブ長Ｌ８，Ｌ９、特性インピーダンスＺ８，Ｚ９
を調整することにより、任意周波数の不要波を阻止す
る。この構成により、従来のフィルタ回路よりも小型
化、かつ低損失化できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、高周波帯伝送線
路に設けて任意の周波数の不要波を阻止するフィルタ回
路と、このフィルタ回路を用いた周波数逓倍回路に関す
るものである。
路に設けて任意の周波数の不要波を阻止するフィルタ回
路と、このフィルタ回路を用いた周波数逓倍回路に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】高周波（以下ＲＦともいう）信号を伝送
する伝送線路、または、高周波電力を出力する無線送信
機、局部発振器などの出力ライン、特に基本波の整数倍
の高次高調波を取出す逓倍回路では、例えば不要スプリ
アスを低減する等の目的から、任意の周波数（又は周波
数帯）の選択的通過（即ちこの周波数以外の周波数の遮
断）、または任意の周波数（周波数帯）の遮断（即ちこ
の周波数以外の周波数の通過）を行うことが必要となる
場合がある。以下の説明では、このように遮断したい周
波数を不要波、通過させるべき周波数を所望波という。
従来、不要波を阻止するためには、ＲＦ帯伝送線路の途
中に分岐接続して、先端を短絡又は開放した線路からな
る単一スタブ（トラップとも言う）、または所望波と不
要波の周波数関係に応じて各種のスタブを組み合わせて
構成したいわゆるＬＰＦ（ローパスフィルタ）、ＨＰＦ
（ハイパスフィルタ）、ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）、ＢＲＦ（バンド除去フィルタ）などのフィルタ回
路を利用していた。図３はこのような従来の単一スタブ
の構成を示す図で、1はＲＦ帯伝送線路であり、２はＲ
Ｆ帯伝送線路１の途中に接続された先端開放スタブであ
る。図４は同じく伝送線路１の途中に接続された先端短
絡スタブ１２の例である。伝送線路１、先端開放スタブ
２、先端短絡スタブ１２の伝搬定数は非分散特性であ
る。高周波伝送線路１や各スタブは、図では説明の都合
上、平行２線フィーダで示しているが、同軸線路、平面
伝送線路、導波管などでもよい。
する伝送線路、または、高周波電力を出力する無線送信
機、局部発振器などの出力ライン、特に基本波の整数倍
の高次高調波を取出す逓倍回路では、例えば不要スプリ
アスを低減する等の目的から、任意の周波数（又は周波
数帯）の選択的通過（即ちこの周波数以外の周波数の遮
断）、または任意の周波数（周波数帯）の遮断（即ちこ
の周波数以外の周波数の通過）を行うことが必要となる
場合がある。以下の説明では、このように遮断したい周
波数を不要波、通過させるべき周波数を所望波という。
従来、不要波を阻止するためには、ＲＦ帯伝送線路の途
中に分岐接続して、先端を短絡又は開放した線路からな
る単一スタブ（トラップとも言う）、または所望波と不
要波の周波数関係に応じて各種のスタブを組み合わせて
構成したいわゆるＬＰＦ（ローパスフィルタ）、ＨＰＦ
（ハイパスフィルタ）、ＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）、ＢＲＦ（バンド除去フィルタ）などのフィルタ回
路を利用していた。図３はこのような従来の単一スタブ
の構成を示す図で、1はＲＦ帯伝送線路であり、２はＲ
Ｆ帯伝送線路１の途中に接続された先端開放スタブであ
る。図４は同じく伝送線路１の途中に接続された先端短
絡スタブ１２の例である。伝送線路１、先端開放スタブ
２、先端短絡スタブ１２の伝搬定数は非分散特性であ
る。高周波伝送線路１や各スタブは、図では説明の都合
上、平行２線フィーダで示しているが、同軸線路、平面
伝送線路、導波管などでもよい。
【０００３】次に動作について説明する。図３の回路に
おいて、先端開放スタブ２の伝搬定数が非分散特性を有
し、所望波の周波数ｆｃと不要波の周波数ｆｘの周波数
関係が ｆｃ＝２ｎ・ｆｘ ・・・（１） （ｎは１、
２、３・・・） の関係にあるとき、先端開放スタブ２の長さＬをＬ＝λ
ｘ／４（λｘ：不要波の1波長）とすると、先端開放ス
タブ２を伝送線路１の接続点から見た入力インピーダン
スは所望波周波数ｆｃに対して∞（ｏｐｅｎ）、不要波
周波数ｆｘに対して０（ｓｈｏｒｔ）となる。そのた
め、1本の先端開放スタブ２を取り付けることで、伝送
線路１を通る高周波の内、所望波を通過させ、不要波を
阻止することができる。
おいて、先端開放スタブ２の伝搬定数が非分散特性を有
し、所望波の周波数ｆｃと不要波の周波数ｆｘの周波数
関係が ｆｃ＝２ｎ・ｆｘ ・・・（１） （ｎは１、
２、３・・・） の関係にあるとき、先端開放スタブ２の長さＬをＬ＝λ
ｘ／４（λｘ：不要波の1波長）とすると、先端開放ス
タブ２を伝送線路１の接続点から見た入力インピーダン
スは所望波周波数ｆｃに対して∞（ｏｐｅｎ）、不要波
周波数ｆｘに対して０（ｓｈｏｒｔ）となる。そのた
め、1本の先端開放スタブ２を取り付けることで、伝送
線路１を通る高周波の内、所望波を通過させ、不要波を
阻止することができる。
【０００４】また、図４の回路において、先端開放スタ
ブ２の伝搬定数が非分散特性を有し、所望波の周波数ｆ
ｃと不要波の周波数ｆｘの周波数関係がｆｃ＝ｆｘ／
（２ｎ） ・・・（２） （nは1,2,3,…） の関係にあるとき、先端短絡スタブ１２の長さをL＝λ
ｃ／４（λc：所望波の1波長）とすると、先端短絡スタ
ブ１２を伝送線路１の接続点から見た入力インピーダン
スは、所望波に対して∞（ｏｐｅｎ）、不要波に対して
０（ｓｈｏｒｔ）となる。そのため、1本の先端短絡ス
タブ１２を取り付けることで、所望波を通過させ、不要
波を阻止することができる。
ブ２の伝搬定数が非分散特性を有し、所望波の周波数ｆ
ｃと不要波の周波数ｆｘの周波数関係がｆｃ＝ｆｘ／
（２ｎ） ・・・（２） （nは1,2,3,…） の関係にあるとき、先端短絡スタブ１２の長さをL＝λ
ｃ／４（λc：所望波の1波長）とすると、先端短絡スタ
ブ１２を伝送線路１の接続点から見た入力インピーダン
スは、所望波に対して∞（ｏｐｅｎ）、不要波に対して
０（ｓｈｏｒｔ）となる。そのため、1本の先端短絡ス
タブ１２を取り付けることで、所望波を通過させ、不要
波を阻止することができる。
【０００５】しかし、所望波の周波数ｆｃと不要波の周
波数ｆｘとの周波数関係が、上記の条件でない場合、即
ち、ｆｃ＝Ｋ・ｆｘ、｛Ｋは正の実数で、Ｋ≠２ｎ ま
たはＫ≠１／（２ｎ） （ｎは１、２、３／・・）｝の
関係にあるとき、上述の図３、図４の回路では、先端開
放スタブ２、先端短絡スタブ１２の前述の入力インピー
ダンスを所望波に対して∞（ｏｐｅｎ）となるようにス
タブの長さを調整すると、不要波に対しては、容量性、
または誘導性のインピーダンスとなるため、完全に不要
波を阻止することができない。このような場合には、従
来、図５のようにいわゆる多段フィルタが使用されてい
た。
波数ｆｘとの周波数関係が、上記の条件でない場合、即
ち、ｆｃ＝Ｋ・ｆｘ、｛Ｋは正の実数で、Ｋ≠２ｎ ま
たはＫ≠１／（２ｎ） （ｎは１、２、３／・・）｝の
関係にあるとき、上述の図３、図４の回路では、先端開
放スタブ２、先端短絡スタブ１２の前述の入力インピー
ダンスを所望波に対して∞（ｏｐｅｎ）となるようにス
タブの長さを調整すると、不要波に対しては、容量性、
または誘導性のインピーダンスとなるため、完全に不要
波を阻止することができない。このような場合には、従
来、図５のようにいわゆる多段フィルタが使用されてい
た。
【０００６】図５は（不要波周波数ｆｘ）＞ （所望波
周波数ｆｃ）の関係にあるときに用いる多段（図では３
段）ＬＰＦの例である。図５において、１はＲＦ帯伝送
線路、２ａ、２ｂ、２ｃはそれぞれ第１、第２、第３の
先端開放並列スタブ、３ａは第１の先端開放並列スタブ
２ａと第２の先端開放並列スタブ２ｂ間を接続する伝送
線路、３ｂは第２の先端開放並列スタブ２ｂと第３の先
端開放並列スタブ２ｃとの間を接続する伝送線路であ
る。次に、図５の動作について説明する。３本の１／４
波長先端開放スタブ２ａ、２ｂ、２ｃと、これらを繋ぐ
１／４波長の接続線路（ここでの１／４波長は不要波の
１／４波長）からなり、各先端開放スタブ２ａ、２ｂ、
２ｃは図３の先端開放スタブ２と同様に、長さＬａ，Ｌ
ｂ，Ｌｃをすべて同じ長さのλｘ／４（λｘ：不要波の
1波長）とする。このとき、各先端開放スタブと、これ
らを繋ぐ１／４波長の接続線路の特性インピーダンスを
調整することで、通過域の周波数範囲や挿入損失、遮断
域の周波数範囲や反射損失を決定する。さらに、通過
域、遮断域の周波数範囲を広げるため、段数を増やした
り、前記各線路の特性インピーダンスを調整したりす
る。また、先端開放スタブの代わりに線短絡スタブにし
たり、結合線路を多段に接続するなどして、ＬＰＦ，Ｈ
ＰＦ，ＢＰＦ，ＢＲＦなどを構成することができる。こ
れらにより所望波と不要波の周波数関係がｆｃ＝Ｋ・ｆ
ｘのときでも、所望波を通過させ、不要波を阻止するこ
とができる。
周波数ｆｃ）の関係にあるときに用いる多段（図では３
段）ＬＰＦの例である。図５において、１はＲＦ帯伝送
線路、２ａ、２ｂ、２ｃはそれぞれ第１、第２、第３の
先端開放並列スタブ、３ａは第１の先端開放並列スタブ
２ａと第２の先端開放並列スタブ２ｂ間を接続する伝送
線路、３ｂは第２の先端開放並列スタブ２ｂと第３の先
端開放並列スタブ２ｃとの間を接続する伝送線路であ
る。次に、図５の動作について説明する。３本の１／４
波長先端開放スタブ２ａ、２ｂ、２ｃと、これらを繋ぐ
１／４波長の接続線路（ここでの１／４波長は不要波の
１／４波長）からなり、各先端開放スタブ２ａ、２ｂ、
２ｃは図３の先端開放スタブ２と同様に、長さＬａ，Ｌ
ｂ，Ｌｃをすべて同じ長さのλｘ／４（λｘ：不要波の
1波長）とする。このとき、各先端開放スタブと、これ
らを繋ぐ１／４波長の接続線路の特性インピーダンスを
調整することで、通過域の周波数範囲や挿入損失、遮断
域の周波数範囲や反射損失を決定する。さらに、通過
域、遮断域の周波数範囲を広げるため、段数を増やした
り、前記各線路の特性インピーダンスを調整したりす
る。また、先端開放スタブの代わりに線短絡スタブにし
たり、結合線路を多段に接続するなどして、ＬＰＦ，Ｈ
ＰＦ，ＢＰＦ，ＢＲＦなどを構成することができる。こ
れらにより所望波と不要波の周波数関係がｆｃ＝Ｋ・ｆ
ｘのときでも、所望波を通過させ、不要波を阻止するこ
とができる。
【０００７】また、（不要波周波数ｆｘ）＜ （所望波
周波数ｆｃ）の関係にあるときには、図４のフィルター
を図５と同様に多段接続することにより、ｆｃ＝ｆｘ／
２ｎの関係にない不要波を阻止することができるが、図
５と類似するので説明は省略する。
周波数ｆｃ）の関係にあるときには、図４のフィルター
を図５と同様に多段接続することにより、ｆｃ＝ｆｘ／
２ｎの関係にない不要波を阻止することができるが、図
５と類似するので説明は省略する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の高周波伝送ライ
ンに用いるフィルタ回路は、所望波ｆｃと不要波ｆｘの
周波数関係が、ｆｃ＝２ｎ・ｆｘ、またはｆｃ＝ｆｘ／
（２ｎ）ここで（ｎは１、２、３・・・）の関係にある
時は単一スタブが使用され、それ以外の周波数関係にあ
るときは、所望波と不要波の周波数関係によって、ＬＰ
Ｆ、ＨＰＦ、ＢＰＦ、ＢＲＦのフィルタ回路を構成して
いた。そのため、上記周波数関係の如何によっては、フ
ィルタの段数が増し、回路構成が複雑で寸法が大きくな
り、また挿入損失が大きくなるという問題があった。
ンに用いるフィルタ回路は、所望波ｆｃと不要波ｆｘの
周波数関係が、ｆｃ＝２ｎ・ｆｘ、またはｆｃ＝ｆｘ／
（２ｎ）ここで（ｎは１、２、３・・・）の関係にある
時は単一スタブが使用され、それ以外の周波数関係にあ
るときは、所望波と不要波の周波数関係によって、ＬＰ
Ｆ、ＨＰＦ、ＢＰＦ、ＢＲＦのフィルタ回路を構成して
いた。そのため、上記周波数関係の如何によっては、フ
ィルタの段数が増し、回路構成が複雑で寸法が大きくな
り、また挿入損失が大きくなるという問題があった。
【０００９】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、所望波と不要波の周波数関係の
如何に関わらず、任意周波数の不要波を阻止できるとと
もに、従来のフィルタ回路よりも小型化かつ低損失化で
きるフィルタ回路を提供することを目的としている。
ためになされたもので、所望波と不要波の周波数関係の
如何に関わらず、任意周波数の不要波を阻止できるとと
もに、従来のフィルタ回路よりも小型化かつ低損失化で
きるフィルタ回路を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明に係るフィルタ
回路は、高周波信号を伝送する高周波伝送線路、前記高
周波伝送線路上の１点に並列に接続され、その先端が開
放された２本の先端開放高周波線路、前記２本の先端開
放高周波線路の特性インピーダンスと、長さとをそれぞ
れ調整し、前記高周波伝送線路を伝送された前記高周波
信号に含まれる第１の周波数の信号を通過させ、第２の
周波数の信号の通過を阻止するものである。
回路は、高周波信号を伝送する高周波伝送線路、前記高
周波伝送線路上の１点に並列に接続され、その先端が開
放された２本の先端開放高周波線路、前記２本の先端開
放高周波線路の特性インピーダンスと、長さとをそれぞ
れ調整し、前記高周波伝送線路を伝送された前記高周波
信号に含まれる第１の周波数の信号を通過させ、第２の
周波数の信号の通過を阻止するものである。
【００１１】また、前記２本の先端開放高周波線路の伝
搬定数が非分散特性を有し、特性インピーダンスが互い
に等しく、前記第１の周波数のＫ倍が前記第２の周波数
にほぼ等しいとき、前記第１の周波数の信号の波長をλ
ｃとし、ｍを正の整数、ｎを１以上の正の整数としたと
き、前記２本の先端開放高周波線路の長さを、一方は
（２ｍ＋１）（λc / 4） / Ｋで、他方は （２ｎＫ−
２ｍ−１）（λc / 4） / Ｋで表される値に設定したも
のである。
搬定数が非分散特性を有し、特性インピーダンスが互い
に等しく、前記第１の周波数のＫ倍が前記第２の周波数
にほぼ等しいとき、前記第１の周波数の信号の波長をλ
ｃとし、ｍを正の整数、ｎを１以上の正の整数としたと
き、前記２本の先端開放高周波線路の長さを、一方は
（２ｍ＋１）（λc / 4） / Ｋで、他方は （２ｎＫ−
２ｍ−１）（λc / 4） / Ｋで表される値に設定したも
のである。
【００１２】また、高周波信号を伝送する高周波伝送線
路、前記高周波伝送線路上の１点に並列に接続され、そ
の先端が短絡された２本の先端短絡高周波線路、前記先
端短絡高周波線路の特性インピーダンスと、長さとをそ
れぞれ調整し、前記高周波伝送線路を伝送された前記高
周波信号に含まれる第１の周波数の信号を通過させ、第
２の周波数の信号の通過を阻止するものである。
路、前記高周波伝送線路上の１点に並列に接続され、そ
の先端が短絡された２本の先端短絡高周波線路、前記先
端短絡高周波線路の特性インピーダンスと、長さとをそ
れぞれ調整し、前記高周波伝送線路を伝送された前記高
周波信号に含まれる第１の周波数の信号を通過させ、第
２の周波数の信号の通過を阻止するものである。
【００１３】また、前記２本の先端短絡高周波線路の伝
搬定数が非分散特性を有し、特性インピーダンスが互い
に等しく、前記第１の周波数のＫ倍が前記第２の周波数
にほぼ等しいとき、前記第１の周波数の信号の波長をλ
ｃとし、ｍおよびｎを１以上の正の整数としたとき、前
記２本の先端短絡高周波線路の長さを、一方は mλc /
2 / Ｋ、他方は (nＫ-m)λc / 2 / Ｋとしたものであ
る。
搬定数が非分散特性を有し、特性インピーダンスが互い
に等しく、前記第１の周波数のＫ倍が前記第２の周波数
にほぼ等しいとき、前記第１の周波数の信号の波長をλ
ｃとし、ｍおよびｎを１以上の正の整数としたとき、前
記２本の先端短絡高周波線路の長さを、一方は mλc /
2 / Ｋ、他方は (nＫ-m)λc / 2 / Ｋとしたものであ
る。
【００１４】また、高周波信号を伝送する高周波伝送線
路、前記高周波伝送線路上の１点に接続された、先端が
短絡された先端短絡高周波線路、前記先端短絡高周波線
路に並列に前記１点に接続された先端開放高周波線路、
前記先端短絡高周波線路の特性インピーダンスと長さを
調整すると共に、前記先端開放高周波線路の特性インピ
ーダンスと長さを調整し、前記高周波伝送線路を伝送さ
れた前記高周波信号に含まれる第１の周波数の信号を通
過させ、第２の周波数の信号の通過を阻止するものであ
る。
路、前記高周波伝送線路上の１点に接続された、先端が
短絡された先端短絡高周波線路、前記先端短絡高周波線
路に並列に前記１点に接続された先端開放高周波線路、
前記先端短絡高周波線路の特性インピーダンスと長さを
調整すると共に、前記先端開放高周波線路の特性インピ
ーダンスと長さを調整し、前記高周波伝送線路を伝送さ
れた前記高周波信号に含まれる第１の周波数の信号を通
過させ、第２の周波数の信号の通過を阻止するものであ
る。
【００１５】また、前記２本の先端開放、先端短絡高周
波線路の伝搬定数が非分散特性を有し、特性インピーダ
ンスが互いに等しく、前記第１の周波数のＫ倍が前記第
２の周波数にほぼ等しいとき、前記第１の周波数の信号
の波長をλｃとし、ｍおよびｎを正の整数としたとき、
前記２本の先端短絡高周波線路の長さを、一方は
｛（２ｍ＋１）Ｋ−２ｎ｝（λc / ４） / Ｋ、他方は
ｎ（λc / ２） / Ｋ、又は、一方は （２ｍ＋１）（λ
c / ４）／Ｋ、他方は ｛（２ｎ＋１）Ｋ−２ｍ−１｝
（λc / ４）／Ｋ、としたものである。
波線路の伝搬定数が非分散特性を有し、特性インピーダ
ンスが互いに等しく、前記第１の周波数のＫ倍が前記第
２の周波数にほぼ等しいとき、前記第１の周波数の信号
の波長をλｃとし、ｍおよびｎを正の整数としたとき、
前記２本の先端短絡高周波線路の長さを、一方は
｛（２ｍ＋１）Ｋ−２ｎ｝（λc / ４） / Ｋ、他方は
ｎ（λc / ２） / Ｋ、又は、一方は （２ｍ＋１）（λ
c / ４）／Ｋ、他方は ｛（２ｎ＋１）Ｋ−２ｍ−１｝
（λc / ４）／Ｋ、としたものである。
【００１６】この発明による周波数逓倍回路は、出力側
にｆ０のｎ倍の周波数の信号を通過し、ｆ０のｎ倍以外
の整数倍の周波数の信号の通過を阻止する請求項１〜６
に記載のフィルタ回路を備え、周波数ｆ０の基本波が入
力されたとき、周波数ｆ０のｎ倍の逓倍波を出力するも
のである。
にｆ０のｎ倍の周波数の信号を通過し、ｆ０のｎ倍以外
の整数倍の周波数の信号の通過を阻止する請求項１〜６
に記載のフィルタ回路を備え、周波数ｆ０の基本波が入
力されたとき、周波数ｆ０のｎ倍の逓倍波を出力するも
のである。
【００１７】
【発明の実施の形態】実施の形態１．この発明の実施の
形態１のフィルタ回路について図面により説明する。図
１において、1は一端から他端に向けて高周波信号を伝
送する特性インピーダンスＺ１のＲＦ帯伝送線路（高周
波伝送線路）、８、９は伝送線路の伝搬定数が非分散特
性を有し、損失が少なく、ＲＦ帯伝送線路１の同一点に
並列接続された各々長さＬ８、Ｌ９で、特性インピーダ
ンスＺ８、Ｚ９の先端開放または先端短絡（即ち先端の
インピーダンスＺＬ８、ＺＬ９＝０又は∞）の第１、第
２の調整スタブ（先端開放または先端短絡高周波線路）
である。長さＬ８、Ｌ９、特性インピーダンスＺ８、Ｚ
９の選択方法については後に説明する。理解を助けるた
め以下で使用する各部分の記号と符号について表１にま
とめる。
形態１のフィルタ回路について図面により説明する。図
１において、1は一端から他端に向けて高周波信号を伝
送する特性インピーダンスＺ１のＲＦ帯伝送線路（高周
波伝送線路）、８、９は伝送線路の伝搬定数が非分散特
性を有し、損失が少なく、ＲＦ帯伝送線路１の同一点に
並列接続された各々長さＬ８、Ｌ９で、特性インピーダ
ンスＺ８、Ｚ９の先端開放または先端短絡（即ち先端の
インピーダンスＺＬ８、ＺＬ９＝０又は∞）の第１、第
２の調整スタブ（先端開放または先端短絡高周波線路）
である。長さＬ８、Ｌ９、特性インピーダンスＺ８、Ｚ
９の選択方法については後に説明する。理解を助けるた
め以下で使用する各部分の記号と符号について表１にま
とめる。
【００１８】
【表１】
【００１９】図１において、所望波ｆｃ（第１の周波数
の信号という）と不要波ｆｘ（第２の周波数の信号とい
う）の周波数関係がＫ｛Ｋは正の実数、即ちＫ≠２ｎ、
またはＫ≠１／（２ｎ）ここで（ｎ＝１，２，３・・・
即ち１以上の正の整数）｝倍の関係（即ちｆｘ＝Ｋ・ｆ
ｃ）であるとき、第１、第２の調整スタブ２０ａ、２０
ｂの先端を開放または短絡（ＺＬ８＝０又は∞、ＺＬ９
＝０又は∞）にし、第１、第２の調整スタブ８、９の長
さＬ８、Ｌ９と、特性インピーダンスＺ８、Ｚ９をそれ
ぞれ調整することによって、任意周波数の不要波を阻止
することができる。以下の説明では、第１、第２の調整
スタブ８、９の先端の状態が、以下の３通りの場合に分
けて説明する。 １）第１、第２の調整スタブが、ともに、先端開放（Ｚ
Ｌ８＝ＺＬ９＝∞）のとき。（本実施の形態で説明） ２）第１、第２の調整スタブが、共に、先端短絡（ＺＬ
８＝ＺＬ９＝０）のとき。（実施の形態２で説明） ３）１つの調整スタブは先端短絡、他の１つの調整スタ
ブは開放（ＺＬ８＝０、ＺＬ９＝∞又はＺＬ８＝∞、Ｚ
Ｌ９＝０）のとき。（実施の形態３で説明）
の信号という）と不要波ｆｘ（第２の周波数の信号とい
う）の周波数関係がＫ｛Ｋは正の実数、即ちＫ≠２ｎ、
またはＫ≠１／（２ｎ）ここで（ｎ＝１，２，３・・・
即ち１以上の正の整数）｝倍の関係（即ちｆｘ＝Ｋ・ｆ
ｃ）であるとき、第１、第２の調整スタブ２０ａ、２０
ｂの先端を開放または短絡（ＺＬ８＝０又は∞、ＺＬ９
＝０又は∞）にし、第１、第２の調整スタブ８、９の長
さＬ８、Ｌ９と、特性インピーダンスＺ８、Ｚ９をそれ
ぞれ調整することによって、任意周波数の不要波を阻止
することができる。以下の説明では、第１、第２の調整
スタブ８、９の先端の状態が、以下の３通りの場合に分
けて説明する。 １）第１、第２の調整スタブが、ともに、先端開放（Ｚ
Ｌ８＝ＺＬ９＝∞）のとき。（本実施の形態で説明） ２）第１、第２の調整スタブが、共に、先端短絡（ＺＬ
８＝ＺＬ９＝０）のとき。（実施の形態２で説明） ３）１つの調整スタブは先端短絡、他の１つの調整スタ
ブは開放（ＺＬ８＝０、ＺＬ９＝∞又はＺＬ８＝∞、Ｚ
Ｌ９＝０）のとき。（実施の形態３で説明）
【００２０】１） 第１、第２の調整スタブ８、９が共
に先端開放（ＺＬ８＝ＺＬ９＝∞）のとき。図１におい
て、伝送線路１の上の第１、第２の調整スタブ８、９が
接続されている点から、並列接続された第１，第２の調
整スタブ８、９の側を見た総入力インピーダンスＺin
は、不要波周波数ｆｘにおける値をＺin_xとすると、１
／Ｚin_x ＝１／Ｚin_8x ＋１／Ｚin_9x
・・・・（３）ここでＺin_8xとＺin_9xは、それぞれ前
記接続点から第１、第２の調整スタブ８、９を見た不要
周波数ｆｘでのインピーダンスである。（３）式は １／Ｚin_x＝ ｊｔａｎ(2π/λｘ・L8)／Ｚ８＋ｊｔａｎ(2π/λｘ・L9)／Ｚ９＝∞・・・（４） となる。（λｘは不要波周波数ｆｘにおける１波長であ
る。）
に先端開放（ＺＬ８＝ＺＬ９＝∞）のとき。図１におい
て、伝送線路１の上の第１、第２の調整スタブ８、９が
接続されている点から、並列接続された第１，第２の調
整スタブ８、９の側を見た総入力インピーダンスＺin
は、不要波周波数ｆｘにおける値をＺin_xとすると、１
／Ｚin_x ＝１／Ｚin_8x ＋１／Ｚin_9x
・・・・（３）ここでＺin_8xとＺin_9xは、それぞれ前
記接続点から第１、第２の調整スタブ８、９を見た不要
周波数ｆｘでのインピーダンスである。（３）式は １／Ｚin_x＝ ｊｔａｎ(2π/λｘ・L8)／Ｚ８＋ｊｔａｎ(2π/λｘ・L9)／Ｚ９＝∞・・・（４） となる。（λｘは不要波周波数ｆｘにおける１波長であ
る。）
【００２１】一方、伝送線路１の上の第１、第２の調整
スタブ８、９が接続されている点から、並列接続された
第１，第２の調整スタブ８、９の側を見た総入力インピ
ーダンスＺinは、所望波周波数ｆｃにおける値をＺin_c
とすると、 １／Ｚin_c ＝ １／Ｚin_8c ＋１／Ｚin_8c ・・・（５） ここでＺin_8cとＺin_9cは、それぞれ前記接続点から第
１、第２の調整スタブ８、９を見た所望周波数ｆｃでの
インピーダンスである。 （５）式は ＝ｊｔａｎ(2π/λc・L8)／Ｚ８＋ｊｔａｎ(2π/λc・L9)／Ｚ９＝０・・・（６） となる。（ Zin_cは、Zin_8c、Zin_9cを並列接続した
インピーダンスである。λcは所望波周波数における１
波長である。）
スタブ８、９が接続されている点から、並列接続された
第１，第２の調整スタブ８、９の側を見た総入力インピ
ーダンスＺinは、所望波周波数ｆｃにおける値をＺin_c
とすると、 １／Ｚin_c ＝ １／Ｚin_8c ＋１／Ｚin_8c ・・・（５） ここでＺin_8cとＺin_9cは、それぞれ前記接続点から第
１、第２の調整スタブ８、９を見た所望周波数ｆｃでの
インピーダンスである。 （５）式は ＝ｊｔａｎ(2π/λc・L8)／Ｚ８＋ｊｔａｎ(2π/λc・L9)／Ｚ９＝０・・・（６） となる。（ Zin_cは、Zin_8c、Zin_9cを並列接続した
インピーダンスである。λcは所望波周波数における１
波長である。）
【００２２】式（４）、（６）より、Ｚ８＝Ｚ９のと
き、次式が得られる。 Ｌ８ ＝ ( 2m+1)（λc/4）/ Ｋ …（７） Ｌ９ ＝ (2nK-2m-1)（λc/4）/ Ｋ …（８） ここで mは ：0,1,2,3,…即ち正の整数、 nは ：1,2,3,4,…即ち１以上の正の整数、 ｆｘ＝Ｋ・ｆｃである。 式（７）、（８）により、第１、第２の調整スタブ８、
９のスタブ長さＬ８、Ｌ９を決定することにより、所望
波周波数ｆｃを通過させ、不要波周波数ｆｘを阻止でき
る。さらに、Ｚ８、Ｚ９の特性インピーダンスを調整す
ることにより、式（４）,（６）より、不要波阻止帯
域、所望波通過帯域の調整ができる。Ｚ８、Ｚ９の特性
インピーダンスを大きくすることにより、不要波阻止帯
域が狭まり、所望波通過帯域が広がる。逆に、Ｚ８、Ｚ
９の特性インピーダンスを小さくすることにより、不要
波阻止帯域が広がり、所望波通過帯域が狭まる。図１の
フィルタ回路では、その構成が従来の多段フィルタ回路
より単純化されているので、低損失化も期待できる。
き、次式が得られる。 Ｌ８ ＝ ( 2m+1)（λc/4）/ Ｋ …（７） Ｌ９ ＝ (2nK-2m-1)（λc/4）/ Ｋ …（８） ここで mは ：0,1,2,3,…即ち正の整数、 nは ：1,2,3,4,…即ち１以上の正の整数、 ｆｘ＝Ｋ・ｆｃである。 式（７）、（８）により、第１、第２の調整スタブ８、
９のスタブ長さＬ８、Ｌ９を決定することにより、所望
波周波数ｆｃを通過させ、不要波周波数ｆｘを阻止でき
る。さらに、Ｚ８、Ｚ９の特性インピーダンスを調整す
ることにより、式（４）,（６）より、不要波阻止帯
域、所望波通過帯域の調整ができる。Ｚ８、Ｚ９の特性
インピーダンスを大きくすることにより、不要波阻止帯
域が狭まり、所望波通過帯域が広がる。逆に、Ｚ８、Ｚ
９の特性インピーダンスを小さくすることにより、不要
波阻止帯域が広がり、所望波通過帯域が狭まる。図１の
フィルタ回路では、その構成が従来の多段フィルタ回路
より単純化されているので、低損失化も期待できる。
【００２３】実施の形態２．実施の形態２の図は実施の
形態１の図１と同じなので、図１を用いて説明する。ま
た、各式に用いる符号も特に断らない限り実施の形態１
と同じ意味として用いる。 ２） 第１、第２の調整スタブがともに、先端短絡（Ｚ
Ｌ８＝ＺＬ９＝０）のとき。図１において、第１、第２
の調整スタブの接続点から並列接続された両調整スタブ
を見た入力インピーダンスは、不要波周波数ｆｘにおい
て、 １／Ｚin_x ＝ １／Ｚin_8x ＋ １／Ｚin_9x ・・・・（９） ＝ 1/{jZ8・tan(2π/λx・Ｌ８)}+ 1/{jZ9・tan(2π/λx・Ｌ９)}＝∞ ・・（１０） となる。所望波周波数ｆｃ においては、 １／Ｚin_c ＝ １／Ｚin_8c ＋１／Ｚin_9c ・・（１１） ＝1/{jＺ８・tan(2π/λc・Ｌ８)}+1/{jＺ９・tan(2π/λc・Ｌ９)}＝０・（１２） となる。式（１０）、（１２）より、Ｚ８＝Ｚ９のとき
次式が得られる。 Ｌ８ ＝ ｍ（λc / ２） / Ｋ、 …（１３） Ｌ９ ＝ (ｎＫ-ｍ)（λc/２ ）/ Ｋ …（１４） m ：1,2,3,4,…即ち、１以上の正の整数、 n ：1,2,3,4,…即ち、１以上の正の整数、
形態１の図１と同じなので、図１を用いて説明する。ま
た、各式に用いる符号も特に断らない限り実施の形態１
と同じ意味として用いる。 ２） 第１、第２の調整スタブがともに、先端短絡（Ｚ
Ｌ８＝ＺＬ９＝０）のとき。図１において、第１、第２
の調整スタブの接続点から並列接続された両調整スタブ
を見た入力インピーダンスは、不要波周波数ｆｘにおい
て、 １／Ｚin_x ＝ １／Ｚin_8x ＋ １／Ｚin_9x ・・・・（９） ＝ 1/{jZ8・tan(2π/λx・Ｌ８)}+ 1/{jZ9・tan(2π/λx・Ｌ９)}＝∞ ・・（１０） となる。所望波周波数ｆｃ においては、 １／Ｚin_c ＝ １／Ｚin_8c ＋１／Ｚin_9c ・・（１１） ＝1/{jＺ８・tan(2π/λc・Ｌ８)}+1/{jＺ９・tan(2π/λc・Ｌ９)}＝０・（１２） となる。式（１０）、（１２）より、Ｚ８＝Ｚ９のとき
次式が得られる。 Ｌ８ ＝ ｍ（λc / ２） / Ｋ、 …（１３） Ｌ９ ＝ (ｎＫ-ｍ)（λc/２ ）/ Ｋ …（１４） m ：1,2,3,4,…即ち、１以上の正の整数、 n ：1,2,3,4,…即ち、１以上の正の整数、
【００２４】式（１３）、（１４）により、第１、第２
の調整スタブ８、９のスタブ長さＬ８、Ｌ９を決定する
ことにより、所望波周波数ｆｃを通過させ、不要波周波
数ｆｘを阻止できる。さらに、Ｚ８、Ｚ９の特性インピ
ーダンスを調整することにより、式（１０）、（１２）
より、不要波阻止帯域、所望波通過帯域の調整ができ
る。Ｚ８、Ｚ９の特性インピーダンスを大きくすること
により、不要波阻止帯域が狭まり、所望波通過帯域が広
がる。逆に、Ｚ８、Ｚ９の特性インピーダンスを小さく
することにより、不要波阻止帯域が広がり、所望波通過
帯域が狭まる。
の調整スタブ８、９のスタブ長さＬ８、Ｌ９を決定する
ことにより、所望波周波数ｆｃを通過させ、不要波周波
数ｆｘを阻止できる。さらに、Ｚ８、Ｚ９の特性インピ
ーダンスを調整することにより、式（１０）、（１２）
より、不要波阻止帯域、所望波通過帯域の調整ができ
る。Ｚ８、Ｚ９の特性インピーダンスを大きくすること
により、不要波阻止帯域が狭まり、所望波通過帯域が広
がる。逆に、Ｚ８、Ｚ９の特性インピーダンスを小さく
することにより、不要波阻止帯域が広がり、所望波通過
帯域が狭まる。
【００２５】実施の形態３．実施の形態３の図は実施の
形態１の図１と同じなので、図１を用いて説明する。ま
た、各式に用いる符号も特に断らない限り実施の形態１
と同じ意味として用いる。 ３）１つのスタブが先端短絡、１つのスタブが先端開放
（ＺＬ８＝０、ＺＬ９＝∞ 又はＺＬ８＝∞、ＺＬ９＝
０）のとき。図１において、第１、第２の調整スタブ
８、９の接続点から並列接続された線路８、９を見た入
力インピーダンスは、ＺＬ８＝∞、 ＺＬ９＝０のとき
不要波ｆｘにおいて、 １／Ｚin_x ＝ １／Ｚin_2x +１／Ｚin_3x ・・・・（１５） ＝jtan(2π/λx・Ｌ８)/Ｚ８+ 1/{jＺ９・tan(2π/λx・Ｌ９)}＝∞ …（１６） となる。所望波周波数ｆｃ においては、 １／Ｚin_c ＝ １／Ｚin_8c +１／Ｚin_8c ・・・（１７） ＝jtan(2π/λc・Ｌ８)/Ｚ８+1/{jＺ９・tan(2π/λc・Ｌ９)}＝0 ・・・（１８） となる。式（１６）、（１８）より、Ｚ８＝Ｚ９のと
き、次の（Ｉ）,（ＩＩ）の２通りの式が得られる。
形態１の図１と同じなので、図１を用いて説明する。ま
た、各式に用いる符号も特に断らない限り実施の形態１
と同じ意味として用いる。 ３）１つのスタブが先端短絡、１つのスタブが先端開放
（ＺＬ８＝０、ＺＬ９＝∞ 又はＺＬ８＝∞、ＺＬ９＝
０）のとき。図１において、第１、第２の調整スタブ
８、９の接続点から並列接続された線路８、９を見た入
力インピーダンスは、ＺＬ８＝∞、 ＺＬ９＝０のとき
不要波ｆｘにおいて、 １／Ｚin_x ＝ １／Ｚin_2x +１／Ｚin_3x ・・・・（１５） ＝jtan(2π/λx・Ｌ８)/Ｚ８+ 1/{jＺ９・tan(2π/λx・Ｌ９)}＝∞ …（１６） となる。所望波周波数ｆｃ においては、 １／Ｚin_c ＝ １／Ｚin_8c +１／Ｚin_8c ・・・（１７） ＝jtan(2π/λc・Ｌ８)/Ｚ８+1/{jＺ９・tan(2π/λc・Ｌ９)}＝0 ・・・（１８） となる。式（１６）、（１８）より、Ｚ８＝Ｚ９のと
き、次の（Ｉ）,（ＩＩ）の２通りの式が得られる。
【００２６】（Ｉ）先端短絡の第１の調整スタブ８で不
要波を阻止するとき Ｌ８ ＝ {(2m+1)K-2n}（λc/4）/ Ｋ、 …（１９） Ｌ９ ＝ ｎ（λc/２）/ Ｋ …（２０） ｍ ：0,1,2,3,…即ち、正の整数、 ｎ ：0,1,2,3,…即ち、正の整数、 （ＩＩ）先端開放の第１の調整スタブ８で不要波を阻止
するとき Ｌ８ ＝ (２ｍ+1)（λc / 4）／Ｋ、 …（２１） Ｌ９ ＝ {(２ｎ+1)K-2m-1}（λc /4）／Ｋ …（２２） ｍ ：0,1,2,3,…即ち、正の整数、 ｎ ：0,1,2,3,…即ち、正の整数、
要波を阻止するとき Ｌ８ ＝ {(2m+1)K-2n}（λc/4）/ Ｋ、 …（１９） Ｌ９ ＝ ｎ（λc/２）/ Ｋ …（２０） ｍ ：0,1,2,3,…即ち、正の整数、 ｎ ：0,1,2,3,…即ち、正の整数、 （ＩＩ）先端開放の第１の調整スタブ８で不要波を阻止
するとき Ｌ８ ＝ (２ｍ+1)（λc / 4）／Ｋ、 …（２１） Ｌ９ ＝ {(２ｎ+1)K-2m-1}（λc /4）／Ｋ …（２２） ｍ ：0,1,2,3,…即ち、正の整数、 ｎ ：0,1,2,3,…即ち、正の整数、
【００２７】式（１９）、（２０）、または（２１）、
（２２）により、第１、第２の調整スタブ８、９のスタ
ブ長さＬ８、Ｌ９を決定することにより、所望波周波数
ｆｃを通過させ、不要波周波数ｆｘを阻止できる。さら
に、Ｚ８＝Ｚ９の特性インピーダンスを調整することに
より、式（１６）、（１８）より、不要波阻止帯域、所
望波通過帯域の調整ができる。即ちＺ８＝Ｚ９の特性イ
ンピーダンスを大きくすることにより、不要波阻止帯域
が狭まり、所望波通過帯域が広がる。逆に、Ｚ８＝Ｚ９
の特性インピーダンスを小さくすることにより、不要波
阻止帯域が広がり、所望波通過帯域が狭まる。
（２２）により、第１、第２の調整スタブ８、９のスタ
ブ長さＬ８、Ｌ９を決定することにより、所望波周波数
ｆｃを通過させ、不要波周波数ｆｘを阻止できる。さら
に、Ｚ８＝Ｚ９の特性インピーダンスを調整することに
より、式（１６）、（１８）より、不要波阻止帯域、所
望波通過帯域の調整ができる。即ちＺ８＝Ｚ９の特性イ
ンピーダンスを大きくすることにより、不要波阻止帯域
が狭まり、所望波通過帯域が広がる。逆に、Ｚ８＝Ｚ９
の特性インピーダンスを小さくすることにより、不要波
阻止帯域が広がり、所望波通過帯域が狭まる。
【００２８】実施の形態４．図２は、Ｎ逓倍器に実施の
形態１〜３のフィルタ回路を応用し、逓倍に伴い発生す
る高調波を阻止する例を示す回路構成である（Ｎ＝2,3,
4,…）。図において、４は基本周波数波を取込み基本周
波数と複数の逓倍波（又は高調波）とを出力する能動回
路、５は能動回路４の出力側に接続された高周波伝送路
の途中に挿入された基本波反射回路、６は同じく２倍波
反射回路、７は（Ｎ−１）倍波反射回路である。基本波
反射回路５，２倍波反射回路６，（Ｎ−１）倍波反射回
路７はいずれも本発明の実施の形態１〜３のいずれかの
フィルタ回路である。逓倍数Ｎ（Ｎ＝2,3,4,…即ち２以
上の正の整数）が増すと、所望逓倍波ｆｃと不要逓倍波
ｆｘの周波数関係がｆｃ＝２ｎ・ｆｘまたはｆｃ＝ｆｘ
/２ｎの関係を満たさないものが生じるようになること
はいうまでもないが、このような場合にも、本発明のフ
ィルタ回路を用いることにより、逓倍器の小型化が可能
となる。
形態１〜３のフィルタ回路を応用し、逓倍に伴い発生す
る高調波を阻止する例を示す回路構成である（Ｎ＝2,3,
4,…）。図において、４は基本周波数波を取込み基本周
波数と複数の逓倍波（又は高調波）とを出力する能動回
路、５は能動回路４の出力側に接続された高周波伝送路
の途中に挿入された基本波反射回路、６は同じく２倍波
反射回路、７は（Ｎ−１）倍波反射回路である。基本波
反射回路５，２倍波反射回路６，（Ｎ−１）倍波反射回
路７はいずれも本発明の実施の形態１〜３のいずれかの
フィルタ回路である。逓倍数Ｎ（Ｎ＝2,3,4,…即ち２以
上の正の整数）が増すと、所望逓倍波ｆｃと不要逓倍波
ｆｘの周波数関係がｆｃ＝２ｎ・ｆｘまたはｆｃ＝ｆｘ
/２ｎの関係を満たさないものが生じるようになること
はいうまでもないが、このような場合にも、本発明のフ
ィルタ回路を用いることにより、逓倍器の小型化が可能
となる。
【００２９】
【発明の効果】以上のように、この発明のフィルタ回路
によれば、ＲＦ帯伝送線路の同一点に先端を開放した２
本のスタブを接続し、そのスタブ長、特性インピーダン
スを調整することにより、任意周波数の不要波を阻止で
き、回路の小型化、および低損失化が可能となるという
効果が得られる。
によれば、ＲＦ帯伝送線路の同一点に先端を開放した２
本のスタブを接続し、そのスタブ長、特性インピーダン
スを調整することにより、任意周波数の不要波を阻止で
き、回路の小型化、および低損失化が可能となるという
効果が得られる。
【００３０】また、ＲＦ帯伝送線路の同一点に先端を短
絡した２本のスタブを接続し、そのスタブ長、特性イン
ピーダンスを調整することにより、任意周波数の不要波
を阻止でき、回路の小型化、および低損失化が可能とな
るという効果が得られる。
絡した２本のスタブを接続し、そのスタブ長、特性イン
ピーダンスを調整することにより、任意周波数の不要波
を阻止でき、回路の小型化、および低損失化が可能とな
るという効果が得られる。
【００３１】また、ＲＦ帯伝送線路の同一点に先端を開
放したスタブと、先端を短絡したスタブとの２本のスタ
ブを並列に接続し、そのスタブ長、特性インピーダンス
を調整することにより、任意周波数の不要波を阻止で
き、回路の小型化、および低損失化が可能となるという
効果が得られる。
放したスタブと、先端を短絡したスタブとの２本のスタ
ブを並列に接続し、そのスタブ長、特性インピーダンス
を調整することにより、任意周波数の不要波を阻止で
き、回路の小型化、および低損失化が可能となるという
効果が得られる。
【００３２】この発明の周波数逓倍回路によれば、不要
なスプリアスを阻止するフィルタ回路の構成が簡単なの
で、逓倍回路の構成を簡単化することができる。
なスプリアスを阻止するフィルタ回路の構成が簡単なの
で、逓倍回路の構成を簡単化することができる。
【図１】この発明の実施の形態１〜３によるフィルタの
回路図である。
回路図である。
【図２】この発明の実施の形態４による逓倍器の構成図
である。
である。
【図３】従来の先端開放単一スタブを用いたフィルタ回
路の回路図である。
路の回路図である。
【図４】従来の先端短絡単一スタブを用いたフィルタ回
路の回路図である。
路の回路図である。
【図５】従来のＬＰＦ回路の回路図である。
１ ＲＦ帯伝送線路、 ２ スタブ、３ａ，３ｂ ス
タブ線路間を繋ぐＲＦ帯伝送線路、 ４ 能動回路、
５ 基本波反射回路、 ６ ２倍波反射回路、 ７
Ｎ−１倍波反射回路、８ 第１の調整スタブ、 ９
第２の調整スタブ。
タブ線路間を繋ぐＲＦ帯伝送線路、 ４ 能動回路、
５ 基本波反射回路、 ６ ２倍波反射回路、 ７
Ｎ−１倍波反射回路、８ 第１の調整スタブ、 ９
第２の調整スタブ。
Claims (7)
- 【請求項１】 高周波信号を伝送する高周波伝送線路、
前記高周波伝送線路上の１点に並列に接続され、その先
端が開放された２本の先端開放高周波線路、前記２本の
先端開放高周波線路の特性インピーダンスと、長さとを
それぞれ調整し、前記高周波伝送線路を伝送された前記
高周波信号に含まれる第１の周波数の信号を通過させ、
第２の周波数の信号の通過を阻止することを特徴とする
フィルタ回路。 - 【請求項２】 前記２本の先端開放高周波線路の伝搬定
数が非分散特性を有し、特性インピーダンスが互いに等
しく、前記第１の周波数のＫ倍が前記第２の周波数にほ
ぼ等しいとき、前記第１の周波数の信号の波長をλｃと
し、ｍを正の整数、ｎを１以上の正の整数としたとき、
前記２本の先端開放高周波線路の長さを、一方は（２ｍ
＋１）（λc / 4） / Ｋで、他方は （２ｎＫ−２ｍ−
１）（λc / 4） / Ｋで表される値に設定したことを特
徴とする請求項１に記載のフィルタ回路。 - 【請求項３】 高周波信号を伝送する高周波伝送線路、
前記高周波伝送線路上の１点に並列に接続され、その先
端が短絡された２本の先端短絡高周波線路、前記先端短
絡高周波線路の特性インピーダンスと、長さとをそれぞ
れ調整し、前記高周波伝送線路を伝送された前記高周波
信号に含まれる第１の周波数の信号を通過させ、第２の
周波数の信号の通過を阻止することを特徴とするフィル
タ回路。 - 【請求項４】 前記２本の先端短絡高周波線路の伝搬定
数が非分散特性を有し、特性インピーダンスが互いに等
しく、前記第１の周波数のＫ倍が前記第２の周波数にほ
ぼ等しいとき、前記第１の周波数の信号の波長をλｃと
し、ｍおよびｎを１以上の正の整数としたとき、前記２
本の先端短絡高周波線路の長さを、一方は mλc / 2 /
Ｋ、他方は (nＫ-m)λc / 2 / Ｋとしたことを特徴とす
る請求項３に記載のフィルタ回路。 - 【請求項５】 高周波信号を伝送する高周波伝送線路、
前記高周波伝送線路上の１点に接続された、先端が短絡
された先端短絡高周波線路、前記先端短絡高周波線路に
並列に前記１点で接続された先端開放高周波線路、前記
先端短絡高周波線路の特性インピーダンスと長さを調整
すると共に、前記先端開放高周波線路の特性インピーダ
ンスと長さを調整し、前記高周波伝送線路を伝送された
前記高周波信号に含まれる第１の周波数の信号を通過さ
せ、第２の周波数の信号の通過を阻止することを特徴と
するフィルタ回路。 - 【請求項６】 前記２本の先端短絡高周波線路の伝搬定
数が非分散特性を有し、特性インピーダンスが互いに等
しく、前記第１の周波数のＫ倍が前記第２の周波数にほ
ぼ等しいとき、前記第１の周波数の信号の波長をλｃと
し、ｍおよびｎを正の整数としたとき、前記２本の先端
短絡高周波線路の長さを、一方は ｛（２ｍ＋１）Ｋ−
２ｎ｝（λc / ４） / Ｋ、他方は ｎ（λc / ２） /
Ｋ、又は、一方は （２ｍ＋１）（λc / ４）／Ｋ、他
方は ｛（２ｎ＋１）Ｋ−２ｍ−１｝（λc / ４）／
Ｋ、としたことを特徴とする請求項５に記載のフィルタ
回路。 - 【請求項７】 入力された周波数ｆ０の信号を増幅し、
周波数ｆ０の整数倍の高調波信号を出力する増幅回路、
前記増幅回路の出力側に接続され、ｎを２以上の正の整
数とするとき、前記ｆ０のｎ倍の周波数の信号を通過
し、ｆ０のｎ倍以外の前記ｆ０の整数倍の周波数の信号
の通過を阻止する請求項１〜６に記載のフィルタ回路を
備え、周波数ｆ０の基本波が入力されたとき、周波数ｆ
０のｎ倍の逓倍波を出力することを特徴とする周波数逓
倍回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002114939A JP2003309401A (ja) | 2002-04-17 | 2002-04-17 | フィルタ回路およびこのフィルタ回路を用いた周波数逓倍回路 |
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2002
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