JPH0846473A - マイクロ波可変減衰器 - Google Patents
マイクロ波可変減衰器Info
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- JPH0846473A JPH0846473A JP6175243A JP17524394A JPH0846473A JP H0846473 A JPH0846473 A JP H0846473A JP 6175243 A JP6175243 A JP 6175243A JP 17524394 A JP17524394 A JP 17524394A JP H0846473 A JPH0846473 A JP H0846473A
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- Japan
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- output
- variable
- microwave
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/24—Frequency-independent attenuators
- H03H11/245—Frequency-independent attenuators using field-effect transistor
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Attenuators (AREA)
- Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 従来よりも多くの異なる値の減衰量を高精度
に得ることができるマイクロ波可変減衰器を得る。 【構成】 入力端子１と、電気長が９０°のハイパスフ
ィルタ６の入力端子との間に、可変抵抗素子としてのＦ
ＥＴ３ａのソース，ドレイン間を直列に接続し、上記ハ
イパスフィルタ６の出力端子との間に、可変抵抗素子と
してのＦＥＴ３ｂのソース，ドレイン間を直列に接続し
て、マイクロ波減衰器１００を構成する。
に得ることができるマイクロ波可変減衰器を得る。 【構成】 入力端子１と、電気長が９０°のハイパスフ
ィルタ６の入力端子との間に、可変抵抗素子としてのＦ
ＥＴ３ａのソース，ドレイン間を直列に接続し、上記ハ
イパスフィルタ６の出力端子との間に、可変抵抗素子と
してのＦＥＴ３ｂのソース，ドレイン間を直列に接続し
て、マイクロ波減衰器１００を構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はマイクロ波可変減衰器
に関し、特にフィルタ機能を有するマイクロ波可変減衰
器に関するものである。
に関し、特にフィルタ機能を有するマイクロ波可変減衰
器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１１は従来の送受信モジュールの利得
制御に用いられるマイクロ波可変減衰器の構成を示す等
価回路図であり、図において、１０００はマイクロ波可
変減衰器であり、１６は特性インピーダンスが５０Ωの
伝送線路、１０００ａは各々固定の抵抗値を有する抵抗
１５ａ〜１５ｃを直列接続してなる第１の直列接続体、
１０００ｂは各々固定の抵抗値を有する抵抗１５ｄ〜１
５ｆを直列接続してなる第２の直列接続体であり、本マ
イクロ波可変減衰器１０００は、上記伝送線路１６の一
端と入力端子１との間に上記第１の直列接続体１０００
ａを接続し、上記伝送線路１６の他端と出力端子２との
間に上記第２の直列接続体１０００ｂを接続して、構成
されている。
制御に用いられるマイクロ波可変減衰器の構成を示す等
価回路図であり、図において、１０００はマイクロ波可
変減衰器であり、１６は特性インピーダンスが５０Ωの
伝送線路、１０００ａは各々固定の抵抗値を有する抵抗
１５ａ〜１５ｃを直列接続してなる第１の直列接続体、
１０００ｂは各々固定の抵抗値を有する抵抗１５ｄ〜１
５ｆを直列接続してなる第２の直列接続体であり、本マ
イクロ波可変減衰器１０００は、上記伝送線路１６の一
端と入力端子１との間に上記第１の直列接続体１０００
ａを接続し、上記伝送線路１６の他端と出力端子２との
間に上記第２の直列接続体１０００ｂを接続して、構成
されている。
【０００３】次に、動作について説明する。本マイクロ
波可変減衰器においては、入力端子１に入力された信号
は、第１の直列接続体１０００ａ，伝送線路１６，及び
第２の直列接続体１０００ｂを、通過する間に減衰され
て、特に上記第１，第２の直列接続体１０００ａ，１０
００ｂを通過することにより減衰されて出力端子２から
出力されるわけであるが、この際、第１，第２の直列接
続体１０００ａ，１０００ｂにおける抵抗の接続点のう
ち、２つの接続点間をジャンパー線で接続することによ
り、その減衰量を変化させることができる。従って、こ
のジャンパー線を接続する位置を変えることにより、伝
送線路と入力端子，または伝送線路と出力端子間に接続
される抵抗の数を変えることができ、このようにしてそ
の減衰量を調整することができるものである。
波可変減衰器においては、入力端子１に入力された信号
は、第１の直列接続体１０００ａ，伝送線路１６，及び
第２の直列接続体１０００ｂを、通過する間に減衰され
て、特に上記第１，第２の直列接続体１０００ａ，１０
００ｂを通過することにより減衰されて出力端子２から
出力されるわけであるが、この際、第１，第２の直列接
続体１０００ａ，１０００ｂにおける抵抗の接続点のう
ち、２つの接続点間をジャンパー線で接続することによ
り、その減衰量を変化させることができる。従って、こ
のジャンパー線を接続する位置を変えることにより、伝
送線路と入力端子，または伝送線路と出力端子間に接続
される抵抗の数を変えることができ、このようにしてそ
の減衰量を調整することができるものである。
【０００４】ここで、伝送線路１６の電気長を９０°に
しているのは、入力信号の伝送線路１６の入力端での反
射波と、該伝送線路１６を伝送し，その出力端で反射さ
れて入力側に戻ってきた反射波とが打ち消し合って、見
かけ上の反射を無くするようにするためである。即ち、
伝送線路１６の入力端で反射されるのでなく該線路１６
に入力してこれの上を伝搬し，その出力端で反射して入
力端にまで戻って来る波が、該伝送線路１６上の往復に
よって丁度１８０°位相の変化を生ずるようにするため
である。
しているのは、入力信号の伝送線路１６の入力端での反
射波と、該伝送線路１６を伝送し，その出力端で反射さ
れて入力側に戻ってきた反射波とが打ち消し合って、見
かけ上の反射を無くするようにするためである。即ち、
伝送線路１６の入力端で反射されるのでなく該線路１６
に入力してこれの上を伝搬し，その出力端で反射して入
力端にまで戻って来る波が、該伝送線路１６上の往復に
よって丁度１８０°位相の変化を生ずるようにするため
である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のマイクロ波可変
減衰器は以上のように構成され、その減衰量は、それぞ
れ入力端子と伝送線路間、伝送線路と出力端子間に接続
される第１，第２の直列接続体１０００ａ，１０００ｂ
の、ジャンパー線により短絡されるのでない、各動作状
態において抵抗として有効に使用される抵抗１５ａ〜１
５ｃ，１５ｄ〜１５ｆの数によって決まるようになって
いるので、上記減衰量は該抵抗の数に応じた離散的な値
のみが得られるものとなり、該減衰量の高精度な利得制
御を行うことはできないという問題点があった。
減衰器は以上のように構成され、その減衰量は、それぞ
れ入力端子と伝送線路間、伝送線路と出力端子間に接続
される第１，第２の直列接続体１０００ａ，１０００ｂ
の、ジャンパー線により短絡されるのでない、各動作状
態において抵抗として有効に使用される抵抗１５ａ〜１
５ｃ，１５ｄ〜１５ｆの数によって決まるようになって
いるので、上記減衰量は該抵抗の数に応じた離散的な値
のみが得られるものとなり、該減衰量の高精度な利得制
御を行うことはできないという問題点があった。
【０００６】また、上記伝送線路には、該伝送線路によ
る見かけ上の反射をなくすることができるよう、電気長
が９０°の伝送線路を用いているため、装置が大型化し
てしまうといった問題点があった。
る見かけ上の反射をなくすることができるよう、電気長
が９０°の伝送線路を用いているため、装置が大型化し
てしまうといった問題点があった。
【０００７】また、このように構成されたマイクロ波可
変減衰器は、一般に広帯域な特性を持つため、不要信号
をカットしなければならない場合には、該可変減衰器の
前段または後段に不要信号をカットするためのフィルタ
を付加しなければならず、このようにすると装置が一層
大型化し、かつコスト高になってしまうという問題点も
あった。
変減衰器は、一般に広帯域な特性を持つため、不要信号
をカットしなければならない場合には、該可変減衰器の
前段または後段に不要信号をカットするためのフィルタ
を付加しなければならず、このようにすると装置が一層
大型化し、かつコスト高になってしまうという問題点も
あった。
【０００８】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、従来装置に比し異なる減衰量の
値を、より多く、しかも高精度に得ることができるマイ
クロ波可変減衰器を得ることを目的とする。
ためになされたもので、従来装置に比し異なる減衰量の
値を、より多く、しかも高精度に得ることができるマイ
クロ波可変減衰器を得ることを目的とする。
【０００９】更に、この発明の他の目的は、従来装置に
比し、装置を小型化することのできるマイクロ波可変減
衰器を得ることを目的とする。
比し、装置を小型化することのできるマイクロ波可変減
衰器を得ることを目的とする。
【００１０】更に、この発明の他の目的は、別途フィル
タを付加する必要なく、不要信号をカットすることので
きるマイクロ波可変減衰器を得ることを目的とする。
タを付加する必要なく、不要信号をカットすることので
きるマイクロ波可変減衰器を得ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明にかかるマイク
ロ波可変減衰器は、入力信号が入力される入力端子と、
出力信号が出力される出力端子と、９０°の電気長を有
する、所定周波数以上の信号を通過させるハイパスフィ
ルタと、上記入力端子と上記ハイパスフィルタの入力と
の間に挿入された第１の可変抵抗素子と、上記ハイパス
フィルタの出力と上記出力端子との間に挿入された第２
の可変抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信
号を、上記第１，第２の可変抵抗素子の抵抗値に応じた
減衰量でもって減衰して上記出力端子から出力すること
を特徴とするものである。
ロ波可変減衰器は、入力信号が入力される入力端子と、
出力信号が出力される出力端子と、９０°の電気長を有
する、所定周波数以上の信号を通過させるハイパスフィ
ルタと、上記入力端子と上記ハイパスフィルタの入力と
の間に挿入された第１の可変抵抗素子と、上記ハイパス
フィルタの出力と上記出力端子との間に挿入された第２
の可変抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信
号を、上記第１，第２の可変抵抗素子の抵抗値に応じた
減衰量でもって減衰して上記出力端子から出力すること
を特徴とするものである。
【００１２】更にこの発明は、上記マイクロ波可変減衰
器において、上記第１の可変抵抗素子を、上記入力端子
と上記ハイパスフィルタの入力との間に、そのソース，
ドレイン間を直列接続した、そのゲートバイアスに応じ
てその抵抗値が調整される第１のＦＥＴとし、上記第２
の可変抵抗素子を、上記ハイパスフィルタの出力と上記
出力端子との間に、そのソース，ドレイン間を直列接続
した、そのゲートバイアスに応じてその抵抗値が調整さ
れる第２のＦＥＴとしたものである。
器において、上記第１の可変抵抗素子を、上記入力端子
と上記ハイパスフィルタの入力との間に、そのソース，
ドレイン間を直列接続した、そのゲートバイアスに応じ
てその抵抗値が調整される第１のＦＥＴとし、上記第２
の可変抵抗素子を、上記ハイパスフィルタの出力と上記
出力端子との間に、そのソース，ドレイン間を直列接続
した、そのゲートバイアスに応じてその抵抗値が調整さ
れる第２のＦＥＴとしたものである。
【００１３】更にこの発明にかかるマイクロ波可変減衰
器は、入力信号が入力される入力端子と、出力信号が出
力される出力端子と、その入力が上記入力端子に直接接
続され、その出力が上記出力端子に直接接続された、９
０°の電気長を有する、所定周波数以上の信号を通過さ
せるハイパスフィルタと、上記入力端子と上記ハイパス
フィルタの入力との接続点と、接地間に挿入された第３
の可変抵抗素子と、上記ハイパスフィルタの出力と上記
出力端子との接続点と、接地間に挿入された第４の可変
抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信号を、
上記第３，第４の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量
でもって減衰して上記出力端子から出力することを特徴
とするものである。
器は、入力信号が入力される入力端子と、出力信号が出
力される出力端子と、その入力が上記入力端子に直接接
続され、その出力が上記出力端子に直接接続された、９
０°の電気長を有する、所定周波数以上の信号を通過さ
せるハイパスフィルタと、上記入力端子と上記ハイパス
フィルタの入力との接続点と、接地間に挿入された第３
の可変抵抗素子と、上記ハイパスフィルタの出力と上記
出力端子との接続点と、接地間に挿入された第４の可変
抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信号を、
上記第３，第４の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量
でもって減衰して上記出力端子から出力することを特徴
とするものである。
【００１４】更にこの発明は、上記マイクロ波可変減衰
器において、上記第３の可変抵抗素子を、上記入力端子
と上記ハイパスフィルタの入力との接続点と、接地間
に、そのソース，ドレイン間を挿入接続した、そのゲー
トバイアスに応じてその抵抗値が調整される第３のＦＥ
Ｔとし、上記第４の可変抵抗素子を、上記ハイパスフィ
ルタの出力と上記出力端子との接続点と、接地間に、そ
のソース，ドレイン間を挿入接続した、そのゲートバイ
アスに応じてその抵抗値が調整される第４のＦＥＴとし
たものである。
器において、上記第３の可変抵抗素子を、上記入力端子
と上記ハイパスフィルタの入力との接続点と、接地間
に、そのソース，ドレイン間を挿入接続した、そのゲー
トバイアスに応じてその抵抗値が調整される第３のＦＥ
Ｔとし、上記第４の可変抵抗素子を、上記ハイパスフィ
ルタの出力と上記出力端子との接続点と、接地間に、そ
のソース，ドレイン間を挿入接続した、そのゲートバイ
アスに応じてその抵抗値が調整される第４のＦＥＴとし
たものである。
【００１５】更にこの発明は、上記マイクロ波可変減衰
器において、上記ハイパスフィルタを、上記ハイパスフ
ィルタの前段のインピーダンスをＺ1 ，上記ハイパスフ
ィルタの後段のインピーダンスをＺ2 とした時、その特
性インピーダンスＺf1が下記の式を満たす値に設計され
たものとしたものである。
器において、上記ハイパスフィルタを、上記ハイパスフ
ィルタの前段のインピーダンスをＺ1 ，上記ハイパスフ
ィルタの後段のインピーダンスをＺ2 とした時、その特
性インピーダンスＺf1が下記の式を満たす値に設計され
たものとしたものである。
【００１６】
【数３】
【００１７】更にこの発明にかかるマイクロ波可変減衰
器は、入力信号が入力される入力端子と、出力信号が出
力される出力端子と、９０°の電気長を有する、所定周
波数以下の信号を通過させるローパスフィルタと、上記
入力端子と上記ローパスフィルタの入力との間に挿入さ
れた第１の可変抵抗素子と、上記ローパスフィルタの出
力と上記出力端子との間に挿入された第２の可変抵抗素
子とを備え、上記入力端子に入力された信号を、上記第
１，第２の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量でもっ
て減衰して上記出力端子から出力することを特徴とする
ものである。
器は、入力信号が入力される入力端子と、出力信号が出
力される出力端子と、９０°の電気長を有する、所定周
波数以下の信号を通過させるローパスフィルタと、上記
入力端子と上記ローパスフィルタの入力との間に挿入さ
れた第１の可変抵抗素子と、上記ローパスフィルタの出
力と上記出力端子との間に挿入された第２の可変抵抗素
子とを備え、上記入力端子に入力された信号を、上記第
１，第２の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量でもっ
て減衰して上記出力端子から出力することを特徴とする
ものである。
【００１８】更にこの発明は、上記マイクロ波可変減衰
器において、上記第１の可変抵抗素子を、上記入力端子
と上記ローパスフィルタの入力との間に、そのソース，
ドレイン間を直列接続した、そのゲートバイアスに応じ
てその抵抗値が調整される第１のＦＥＴとし、上記第２
の可変抵抗素子を、上記ローパスフィルタの出力と上記
出力端子との間に、そのソース，ドレイン間を直列接続
した、そのゲートバイアスに応じてその抵抗値が調整さ
れる第２のＦＥＴとしたものである。
器において、上記第１の可変抵抗素子を、上記入力端子
と上記ローパスフィルタの入力との間に、そのソース，
ドレイン間を直列接続した、そのゲートバイアスに応じ
てその抵抗値が調整される第１のＦＥＴとし、上記第２
の可変抵抗素子を、上記ローパスフィルタの出力と上記
出力端子との間に、そのソース，ドレイン間を直列接続
した、そのゲートバイアスに応じてその抵抗値が調整さ
れる第２のＦＥＴとしたものである。
【００１９】更にこの発明にかかるマイクロ波可変減衰
器は、入力信号が入力される入力端子と、出力信号が出
力される出力端子と、その入力が上記入力端子に直接接
続され、その出力が上記出力端子に直接接続された、９
０°の電気長を有する、所定周波数以下の信号を通過さ
せるローパスフィルタと、上記入力端子と上記ローパス
フィルタの入力との接続点と、接地間に挿入された第３
の可変抵抗素子と、上記ローパスフィルタの出力と上記
出力端子との接続点と、接地間に挿入された第４の可変
抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信号を、
上記第３，第４の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量
でもって減衰して上記出力端子から出力することを特徴
とするものである。
器は、入力信号が入力される入力端子と、出力信号が出
力される出力端子と、その入力が上記入力端子に直接接
続され、その出力が上記出力端子に直接接続された、９
０°の電気長を有する、所定周波数以下の信号を通過さ
せるローパスフィルタと、上記入力端子と上記ローパス
フィルタの入力との接続点と、接地間に挿入された第３
の可変抵抗素子と、上記ローパスフィルタの出力と上記
出力端子との接続点と、接地間に挿入された第４の可変
抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信号を、
上記第３，第４の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量
でもって減衰して上記出力端子から出力することを特徴
とするものである。
【００２０】更にこの発明は、上記マイクロ波可変減衰
器において、上記第３の可変抵抗素子を、上記入力端子
と上記ローパスフィルタの入力との接続点と、接地間
に、そのソース，ドレイン間を挿入接続した、そのゲー
トバイアスに応じてその抵抗値が調整される第３のＦＥ
Ｔとし、上記第４の可変抵抗素子を、上記ローパスフィ
ルタの出力と上記出力端子との接続点と、接地間に、そ
のソース，ドレイン間を挿入接続した、そのゲートバイ
アスに応じてその抵抗値が調整される第４のＦＥＴとし
たものである。
器において、上記第３の可変抵抗素子を、上記入力端子
と上記ローパスフィルタの入力との接続点と、接地間
に、そのソース，ドレイン間を挿入接続した、そのゲー
トバイアスに応じてその抵抗値が調整される第３のＦＥ
Ｔとし、上記第４の可変抵抗素子を、上記ローパスフィ
ルタの出力と上記出力端子との接続点と、接地間に、そ
のソース，ドレイン間を挿入接続した、そのゲートバイ
アスに応じてその抵抗値が調整される第４のＦＥＴとし
たものである。
【００２１】更にこの発明は、上記マイクロ波可変減衰
器において、上記ローパスフィルタを、上記ローパスフ
ィルタの前段のインピーダンスをＺ1 ，上記ローパスフ
ィルタの後段のインピーダンスをＺ2 とした時、その特
性インピーダンスＺf2が下記の式を満たす値に設計され
たものとしたものである。
器において、上記ローパスフィルタを、上記ローパスフ
ィルタの前段のインピーダンスをＺ1 ，上記ローパスフ
ィルタの後段のインピーダンスをＺ2 とした時、その特
性インピーダンスＺf2が下記の式を満たす値に設計され
たものとしたものである。
【００２２】
【数４】
【００２３】
【作用】この発明にかかるマイクロ波可変減衰器におい
ては、上記構成としたことにより、入力端子に入力され
た信号は、上記出力端子から出力されるまでの間に、電
気長が９０°のハイパスフィルタの前後において、上記
第１，第２の可変抵抗素子を通過することにより、該第
１，第２の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量だけ減
衰されることとなる。従って、従来のように伝送線路１
６（分布定数線路）を用いることなく、集中定数素子
（ハイパスフィルタはインダクタと容量とのみからな
る）のみによってマイクロ波減衰器を構成することがで
き、装置を小型化することができる。
ては、上記構成としたことにより、入力端子に入力され
た信号は、上記出力端子から出力されるまでの間に、電
気長が９０°のハイパスフィルタの前後において、上記
第１，第２の可変抵抗素子を通過することにより、該第
１，第２の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量だけ減
衰されることとなる。従って、従来のように伝送線路１
６（分布定数線路）を用いることなく、集中定数素子
（ハイパスフィルタはインダクタと容量とのみからな
る）のみによってマイクロ波減衰器を構成することがで
き、装置を小型化することができる。
【００２４】また、上記第１，第２の可変抵抗素子の抵
抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変化する
のものであるので、従来に比し、異なる減衰量の値を、
より多く、しかも高精度に得ることができ、その結果、
利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に行うこ
とができる。
抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変化する
のものであるので、従来に比し、異なる減衰量の値を、
より多く、しかも高精度に得ることができ、その結果、
利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に行うこ
とができる。
【００２５】また、上記ハイパスフィルタにより入力信
号に含まれる低帯域の不要信号をカットすることができ
るので、低帯域の不要信号をカットするために別途フィ
ルタを設ける必要がなく、かかる低帯域の不要信号をカ
ットする必要がある場合において、従来装置よりも装置
を大きく小型化することができる。
号に含まれる低帯域の不要信号をカットすることができ
るので、低帯域の不要信号をカットするために別途フィ
ルタを設ける必要がなく、かかる低帯域の不要信号をカ
ットする必要がある場合において、従来装置よりも装置
を大きく小型化することができる。
【００２６】更に、この発明においては、上記第１，第
２の可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその
抵抗値が調整されるＦＥＴで構成したから、上記第１，
第２の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とするこ
とができ、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容
易に行うことができる。
２の可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその
抵抗値が調整されるＦＥＴで構成したから、上記第１，
第２の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とするこ
とができ、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容
易に行うことができる。
【００２７】また、この発明にかかるマイクロ波可変減
衰器においては、上記構成としたことにより、入力端子
に入力された信号は、上記出力端子から出力されるまで
の間に、電気長が９０°のハイパスフィルタの前後にお
いて、該電気長が９０°のハイパスフィルタを入力端子
側からみたインピーダンスに対して並列に接続された上
記第３の可変抵抗素子による抵抗値，及び該電気長が９
０°のハイパスフィルタを出力端子側からみたインピー
ダンスに対して並列に接続された上記第４の可変抵抗素
子による抵抗値にに応じた減衰量だけ減衰されることと
なる。従って、従来のように伝送線路１６（分布定数線
路）を用いることなく、集中定数素子（ハイパスフィル
タはインダクタと容量とのみからなる）のみによってマ
イクロ波減衰器を構成することができ、装置を小型化す
ることができる。
衰器においては、上記構成としたことにより、入力端子
に入力された信号は、上記出力端子から出力されるまで
の間に、電気長が９０°のハイパスフィルタの前後にお
いて、該電気長が９０°のハイパスフィルタを入力端子
側からみたインピーダンスに対して並列に接続された上
記第３の可変抵抗素子による抵抗値，及び該電気長が９
０°のハイパスフィルタを出力端子側からみたインピー
ダンスに対して並列に接続された上記第４の可変抵抗素
子による抵抗値にに応じた減衰量だけ減衰されることと
なる。従って、従来のように伝送線路１６（分布定数線
路）を用いることなく、集中定数素子（ハイパスフィル
タはインダクタと容量とのみからなる）のみによってマ
イクロ波減衰器を構成することができ、装置を小型化す
ることができる。
【００２８】また、上記第３，第４の可変抵抗素子の抵
抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変化する
のものであるので、従来に比し、異なる減衰量の値を、
より多く、しかも高精度に得ることができ、その結果、
利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に行うこ
とができる。
抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変化する
のものであるので、従来に比し、異なる減衰量の値を、
より多く、しかも高精度に得ることができ、その結果、
利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に行うこ
とができる。
【００２９】また、上記ハイパスフィルタにより入力信
号に含まれる低帯域の不要信号をカットすることができ
るので、低帯域の不要信号をカットするために別途フィ
ルタを設ける必要がなく、かかる低帯域の不要信号をカ
ットする必要がある場合において、従来装置よりも装置
を大きく小型化することができる。
号に含まれる低帯域の不要信号をカットすることができ
るので、低帯域の不要信号をカットするために別途フィ
ルタを設ける必要がなく、かかる低帯域の不要信号をカ
ットする必要がある場合において、従来装置よりも装置
を大きく小型化することができる。
【００３０】更に、この発明においては、上記第３，第
４の可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその
抵抗値が調整されるＦＥＴで構成したから、上記第３，
第４の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とするこ
とができ、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容
易に行うことができる。
４の可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその
抵抗値が調整されるＦＥＴで構成したから、上記第３，
第４の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とするこ
とができ、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容
易に行うことができる。
【００３１】更に、この発明においては、上記電気長が
９０°のハイパスフィルタのインピーダンスＺf1を、当
該電気長が９０°のハイパスフィルタがインピーダンス
変換回路として機能する値としたから、この電気長が９
０°のハイパスフィルタの前段と後段とでインピーダン
スが異なる場合に、別途インピーダンス変換回路を設け
る必要がなく、このような場合において、従来装置より
も装置を大いに小型化することができる。
９０°のハイパスフィルタのインピーダンスＺf1を、当
該電気長が９０°のハイパスフィルタがインピーダンス
変換回路として機能する値としたから、この電気長が９
０°のハイパスフィルタの前段と後段とでインピーダン
スが異なる場合に、別途インピーダンス変換回路を設け
る必要がなく、このような場合において、従来装置より
も装置を大いに小型化することができる。
【００３２】また、この発明にかかるマイクロ波可変減
衰器においては、上記構成としたことにより、入力端子
に入力された信号は、上記出力端子から出力されるまで
の間に、電気長が９０°のローパスフィルタの前後にお
いて、上記第１，第２の可変抵抗素子を通過することに
より、該第１，第２の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減
衰量だけ減衰されることとなる。従って、従来のように
伝送線路（分布定数線路）を用いることなく、集中定数
素子（ローパスフィルタはインダクタと容量のみからな
る）のみによってマイクロ波減衰器を構成することがで
き、装置を小型化することができる。
衰器においては、上記構成としたことにより、入力端子
に入力された信号は、上記出力端子から出力されるまで
の間に、電気長が９０°のローパスフィルタの前後にお
いて、上記第１，第２の可変抵抗素子を通過することに
より、該第１，第２の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減
衰量だけ減衰されることとなる。従って、従来のように
伝送線路（分布定数線路）を用いることなく、集中定数
素子（ローパスフィルタはインダクタと容量のみからな
る）のみによってマイクロ波減衰器を構成することがで
き、装置を小型化することができる。
【００３３】また、上記第１，第２の可変抵抗素子の抵
抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変化する
のものであるので、従来に比し、異なる減衰量の値を、
より多く、しかも高精度に得ることができ、その結果、
利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に行うこ
とができる。
抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変化する
のものであるので、従来に比し、異なる減衰量の値を、
より多く、しかも高精度に得ることができ、その結果、
利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に行うこ
とができる。
【００３４】また、上記ローパスフィルタにより入力信
号に含まれる高帯域の不要信号をカットすることができ
るので、高帯域の不要信号をカットするために別途フィ
ルタを設ける必要がなく、かかる高帯域の不要信号をカ
ットする必要がある場合において、従来装置よりも装置
を大きく小型化することができる。
号に含まれる高帯域の不要信号をカットすることができ
るので、高帯域の不要信号をカットするために別途フィ
ルタを設ける必要がなく、かかる高帯域の不要信号をカ
ットする必要がある場合において、従来装置よりも装置
を大きく小型化することができる。
【００３５】更に、この発明においては、上記第１，第
２の可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその
抵抗値が調整されるＦＥＴで構成したから、上記第１，
第２の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とするこ
とができ、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容
易に行うことができる。
２の可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその
抵抗値が調整されるＦＥＴで構成したから、上記第１，
第２の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とするこ
とができ、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容
易に行うことができる。
【００３６】また、この発明にかかるマイクロ波可変減
衰器においては、上記構成としたことにより、入力端子
に入力された信号は、上記出力端子から出力されるまで
の間に、電気長が９０°のローパスフィルタの前後にお
いて、該電気長が９０°のローパスフィルタを入力端子
側からみたインピーダンスに対して並列に接続された上
記第３の可変抵抗素子による抵抗値，及び該電気長が９
０°のローパスフィルタを出力端子側からみたインピー
ダンスに対して並列に接続された上記第４の可変抵抗素
子による抵抗値にに応じた減衰量だけ減衰されることと
なる。従って、従来のように伝送線路１６（分布定数線
路）を用いることなく、集中定数素子（ローパスフィル
タはインダクタと容量とのみからなる）のみによってマ
イクロ波減衰器を構成することができ、装置を小型化す
ることができる。
衰器においては、上記構成としたことにより、入力端子
に入力された信号は、上記出力端子から出力されるまで
の間に、電気長が９０°のローパスフィルタの前後にお
いて、該電気長が９０°のローパスフィルタを入力端子
側からみたインピーダンスに対して並列に接続された上
記第３の可変抵抗素子による抵抗値，及び該電気長が９
０°のローパスフィルタを出力端子側からみたインピー
ダンスに対して並列に接続された上記第４の可変抵抗素
子による抵抗値にに応じた減衰量だけ減衰されることと
なる。従って、従来のように伝送線路１６（分布定数線
路）を用いることなく、集中定数素子（ローパスフィル
タはインダクタと容量とのみからなる）のみによってマ
イクロ波減衰器を構成することができ、装置を小型化す
ることができる。
【００３７】また、上記第３，第４の可変抵抗素子の抵
抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変化する
のものであるので、従来に比し、異なる減衰量の値を、
より多く、しかも高精度に得ることができ、その結果、
利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に行うこ
とができる。
抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変化する
のものであるので、従来に比し、異なる減衰量の値を、
より多く、しかも高精度に得ることができ、その結果、
利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に行うこ
とができる。
【００３８】また、上記ローパスフィルタにより入力信
号に含まれる高帯域の不要信号をカットすることができ
るので、高帯域の不要信号をカットするために別途フィ
ルタを設ける必要がなく、かかる高帯域の不要信号をカ
ットする必要がある場合において、従来装置よりも装置
を大きく小型化することができる。
号に含まれる高帯域の不要信号をカットすることができ
るので、高帯域の不要信号をカットするために別途フィ
ルタを設ける必要がなく、かかる高帯域の不要信号をカ
ットする必要がある場合において、従来装置よりも装置
を大きく小型化することができる。
【００３９】更に、この発明においては、上記第３，第
４の可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその
抵抗値が調整されるＦＥＴで構成したから、上記第３，
第４の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とするこ
とができ、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容
易に行うことができる。
４の可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその
抵抗値が調整されるＦＥＴで構成したから、上記第３，
第４の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とするこ
とができ、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容
易に行うことができる。
【００４０】更に、この発明においては、上記電気長が
９０°のローパスフィルタのインピーダンスＺf2を、当
該電気長が９０°のローパスフィルタがインピーダンス
変換回路として機能する値としたから、この電気長が９
０°のローパスフィルタの前段と後段とでインピーダン
スが異なる場合に、別途インピーダンス変換回路を設け
る必要がなく、このような場合において、従来装置より
も装置を大いに小型化することができる。
９０°のローパスフィルタのインピーダンスＺf2を、当
該電気長が９０°のローパスフィルタがインピーダンス
変換回路として機能する値としたから、この電気長が９
０°のローパスフィルタの前段と後段とでインピーダン
スが異なる場合に、別途インピーダンス変換回路を設け
る必要がなく、このような場合において、従来装置より
も装置を大いに小型化することができる。
【００４１】
【実施例】実施例１ ．図１はこの発明の実施例１によるマイクロ波
可変減衰器の構成を示す等価回路図を示す。図におい
て、図９と同一符号は同一または相当する部分を示し、
１００は本実施例１によるマイクロ波可変減衰器であ
る。
可変減衰器の構成を示す等価回路図を示す。図におい
て、図９と同一符号は同一または相当する部分を示し、
１００は本実施例１によるマイクロ波可変減衰器であ
る。
【００４２】該マイクロ波可変減衰器１００は、電気長
が９０°のハイパスフィルタ６と、第１，第２の可変抵
抗素子１０ａ，１０ｂとからなる。上記電気長９０°の
ハイパスフィルタ６は、所要の容量値をもつキャパシタ
５と、該キャパシタ５の一端と接地間に接続された所要
のインダクタンス値をもつインダクタ４ａと、上記キャ
パシタ５の他端と接地間に接続された所要のインダクタ
ンス値をもつインダクタ４ｂとから構成される。これ
は、上記従来例の伝送線路１６に比し、キャパシタとイ
ンダクタとからなる集中定数回路として構成されること
により、小型化されているものである。
が９０°のハイパスフィルタ６と、第１，第２の可変抵
抗素子１０ａ，１０ｂとからなる。上記電気長９０°の
ハイパスフィルタ６は、所要の容量値をもつキャパシタ
５と、該キャパシタ５の一端と接地間に接続された所要
のインダクタンス値をもつインダクタ４ａと、上記キャ
パシタ５の他端と接地間に接続された所要のインダクタ
ンス値をもつインダクタ４ｂとから構成される。これ
は、上記従来例の伝送線路１６に比し、キャパシタとイ
ンダクタとからなる集中定数回路として構成されること
により、小型化されているものである。
【００４３】図２は上記マイクロ波可変減衰器１００の
構成をより詳細に示した図であり、図において、図１と
同一符号は同一または相当する部分を示し、３ａ，３ｂ
は可変抵抗素子としての第１，第２のＦＥＴ、２０ａ，
２０ｂはゲートバイアス端子である。すなわち、この図
は、第１，第２の可変抵抗素子１０ａ，１０ｂがそれぞ
れ第１のＦＥＴ３ａと第２のＦＥＴ３ｂで構成されてい
ることを示している。ここで、上記第１のＦＥＴ３ａ
は、入力端子１と、上記電気長が９０°のハイパスフィ
ルタ６の一端との間にそのソース，ドレイン間が直列接
続され、そのゲートバイアス端子２０ａに印加されるバ
イアス電圧に応じてその抵抗値が調整される可変抵抗素
子として作用するものである。また、上記第２のＦＥＴ
３ｂは、上記電気長が９０°のハイパスフィルタ６の他
端と、出力端子２との間にそのソース，ドレイン間が直
列接続され、そのゲートバイアス端子２０ｂに印加され
るバイアス電圧に応じてその抵抗値が調整される可変抵
抗素子として作用するものである。
構成をより詳細に示した図であり、図において、図１と
同一符号は同一または相当する部分を示し、３ａ，３ｂ
は可変抵抗素子としての第１，第２のＦＥＴ、２０ａ，
２０ｂはゲートバイアス端子である。すなわち、この図
は、第１，第２の可変抵抗素子１０ａ，１０ｂがそれぞ
れ第１のＦＥＴ３ａと第２のＦＥＴ３ｂで構成されてい
ることを示している。ここで、上記第１のＦＥＴ３ａ
は、入力端子１と、上記電気長が９０°のハイパスフィ
ルタ６の一端との間にそのソース，ドレイン間が直列接
続され、そのゲートバイアス端子２０ａに印加されるバ
イアス電圧に応じてその抵抗値が調整される可変抵抗素
子として作用するものである。また、上記第２のＦＥＴ
３ｂは、上記電気長が９０°のハイパスフィルタ６の他
端と、出力端子２との間にそのソース，ドレイン間が直
列接続され、そのゲートバイアス端子２０ｂに印加され
るバイアス電圧に応じてその抵抗値が調整される可変抵
抗素子として作用するものである。
【００４４】図３は上記マイクロ波可変減衰器１００の
チップ構成を示す斜視図であり、図において、図１と同
一符号は同一または相当する部分を示す。図２におい
て、１２はＧａＡｓ等からなる半導体基板であり、この
半導体基板１２の第１の主面上に、上記で説明した、入
力端子１，出力端子２，第１，第２のＦＥＴ３ａ，３
ｂ，及びキャパシタ５とインダクタ４ａ，４ｂとから構
成されるハイパスフィルタ６が形成されている。該ハイ
パスフィルタ６のインダクタ４ａ，４ｂの各接地端は、
バイアホール１３ａ，１３ｂを介してこの半導体基板１
２の第２の主面に形成された接地用導体層１４に接続さ
れている。
チップ構成を示す斜視図であり、図において、図１と同
一符号は同一または相当する部分を示す。図２におい
て、１２はＧａＡｓ等からなる半導体基板であり、この
半導体基板１２の第１の主面上に、上記で説明した、入
力端子１，出力端子２，第１，第２のＦＥＴ３ａ，３
ｂ，及びキャパシタ５とインダクタ４ａ，４ｂとから構
成されるハイパスフィルタ６が形成されている。該ハイ
パスフィルタ６のインダクタ４ａ，４ｂの各接地端は、
バイアホール１３ａ，１３ｂを介してこの半導体基板１
２の第２の主面に形成された接地用導体層１４に接続さ
れている。
【００４５】ここで、上記ハイパスフィルタ６の設計
は、ＡＢＣＤ行列と、Ｓパラメータとを用いて行われる
が、以下、このハイパスフィルタ６の設計について説明
する。
は、ＡＢＣＤ行列と、Ｓパラメータとを用いて行われる
が、以下、このハイパスフィルタ６の設計について説明
する。
【００４６】先ず、図１の等価回路で表されるハイパス
フィルタ６を、下記式(1) のＡＢＣＤ行列で表す。
フィルタ６を、下記式(1) のＡＢＣＤ行列で表す。
【００４７】
【数５】
【００４８】次に、このＡＢＣＤ行列式(1) をＳパラメ
ータへ変換し、入出力の反射を無くし（Ｓ11＝Ｓ22＝
０）、電気長を９０°（∠Ｓ21＝９０°）となるように
すると、下記の式(2) 〜(4) が得られる。
ータへ変換し、入出力の反射を無くし（Ｓ11＝Ｓ22＝
０）、電気長を９０°（∠Ｓ21＝９０°）となるように
すると、下記の式(2) 〜(4) が得られる。
【００４９】
【数６】
【００５０】ここで、Ｚ0 はインピーダンス成分、Ｙ0
はアドミタンス成分である。
はアドミタンス成分である。
【００５１】次に、回路を無損失（｜Ｓ21｜＝１）とす
ると、上記式(4) は下記式(5) となる。 Ｓ21＝Ａ−ＢＹ0 … (5) 次に、この式(5) に上記式(1) を代入すると、下記の式
(6) が成り立つ。
ると、上記式(4) は下記式(5) となる。 Ｓ21＝Ａ−ＢＹ0 … (5) 次に、この式(5) に上記式(1) を代入すると、下記の式
(6) が成り立つ。
【００５２】
【数７】
【００５３】そして、∠Ｓ21＝９０°より１−（１／ω
2 ＬＣ）＝０であるので、下記の式(7) が得られる。 ω2 ＬＣ＝１ … (7) この式(7) と上記式(3) より、ＹO ／ｊωＣ＝ＺO ／ｊ
ωＬが成り立ち、これにより下記の式(8) が得られる。 Ｌ／Ｃ＝ＺO 2 ……(8) （∵ ＹO ＝１／ＺO ） このようにして得られた上記式(7) ，(8) より、カット
オフ周波数（ｆ＝ω／２π）におけるハイパスフィルタ
６のインダクタンスＬとキャパシタンスＣの値が求めら
れる。
2 ＬＣ）＝０であるので、下記の式(7) が得られる。 ω2 ＬＣ＝１ … (7) この式(7) と上記式(3) より、ＹO ／ｊωＣ＝ＺO ／ｊ
ωＬが成り立ち、これにより下記の式(8) が得られる。 Ｌ／Ｃ＝ＺO 2 ……(8) （∵ ＹO ＝１／ＺO ） このようにして得られた上記式(7) ，(8) より、カット
オフ周波数（ｆ＝ω／２π）におけるハイパスフィルタ
６のインダクタンスＬとキャパシタンスＣの値が求めら
れる。
【００５４】図４は本実施例のマイクロ波可変減衰器１
００を用いた送信機または受信機の構成を示す等価回路
図であり、図において、図１と同一符号は同一または相
当する部分を示す。図において、１５は高出力増幅器あ
るいは低雑音増幅器であり、１ａは該増幅器１の出力の
接続ノードである。すなわち、本実施例１のマイクロ波
可変減衰器１００は、送受信機の送信器に適用される場
合は、高出力増幅器である増幅器１５の後段に接続さ
れ、受信器に適用される場合は、低雑音増幅器である増
幅器１５の後段に接続されて、それぞれ送信器及び受信
器における利得制御を行う。
００を用いた送信機または受信機の構成を示す等価回路
図であり、図において、図１と同一符号は同一または相
当する部分を示す。図において、１５は高出力増幅器あ
るいは低雑音増幅器であり、１ａは該増幅器１の出力の
接続ノードである。すなわち、本実施例１のマイクロ波
可変減衰器１００は、送受信機の送信器に適用される場
合は、高出力増幅器である増幅器１５の後段に接続さ
れ、受信器に適用される場合は、低雑音増幅器である増
幅器１５の後段に接続されて、それぞれ送信器及び受信
器における利得制御を行う。
【００５５】このような本実施例１のマイクロ波可変減
衰器１００では、図１１の従来装置におけるような、電
気長９０°の伝送線路（分布定数線路）を用いることな
く、電気長９０°のハイパスフィルタ６と、２つの可変
抵抗素子１０ａ，１０ｂ（ＦＥＴ３ａ，３ｂ）により構
成され、すなわち、集中定数回路素子のみよりなるもの
であるので、該従来装置よりもその装置サイズを小型化
することができる。
衰器１００では、図１１の従来装置におけるような、電
気長９０°の伝送線路（分布定数線路）を用いることな
く、電気長９０°のハイパスフィルタ６と、２つの可変
抵抗素子１０ａ，１０ｂ（ＦＥＴ３ａ，３ｂ）により構
成され、すなわち、集中定数回路素子のみよりなるもの
であるので、該従来装置よりもその装置サイズを小型化
することができる。
【００５６】また、該マイクロ波可変減衰器の減衰量
は、可変抵抗素子１０ａ，１０ｂとして作用する上記第
１，第２のＦＥＴ３ａ，３ｂに印加するゲートバイアス
電圧を変化させることによって容易にその抵抗値を連続
的に代えてこの減衰量を調整することができるので、容
易に該減衰量として異なる値を多く、かつ高精度に得る
ことができ、従来装置に比して高精度な利得，あるいは
減衰量の制御を簡単に行うことができる。
は、可変抵抗素子１０ａ，１０ｂとして作用する上記第
１，第２のＦＥＴ３ａ，３ｂに印加するゲートバイアス
電圧を変化させることによって容易にその抵抗値を連続
的に代えてこの減衰量を調整することができるので、容
易に該減衰量として異なる値を多く、かつ高精度に得る
ことができ、従来装置に比して高精度な利得，あるいは
減衰量の制御を簡単に行うことができる。
【００５７】また、低帯域の不要信号はハイパスフィル
タ６によってカットされるので、本マイクロ波可変減衰
器においては、低帯域の不要信号をカットするためのフ
ィルタを別途設ける必要がなく、かかる低帯域の不要信
号をカットする必要がある場合において、従来装置に比
し装置を大いに小型化することができ、かつ、装置コス
トを低く抑えることができる効果がある。
タ６によってカットされるので、本マイクロ波可変減衰
器においては、低帯域の不要信号をカットするためのフ
ィルタを別途設ける必要がなく、かかる低帯域の不要信
号をカットする必要がある場合において、従来装置に比
し装置を大いに小型化することができ、かつ、装置コス
トを低く抑えることができる効果がある。
【００５８】実施例２．図５はこの発明の実施例２によ
るマイクロ波可変減衰器の構成を示す等価回路図であ
り、図において、２００はマイクロ波可変減衰器、８は
電気長９０°のローパスフィルタである。即ち、本実施
例のマイクロ波可変減衰器２００は、上記実施例１のマ
イクロ波可変減衰器１００の電気長９０°のハイパスフ
ィルタ６を、電気長９０°のローパスフィルタ８で置き
換えた構成からなっている。ここで、ローパスフィルタ
８は、所要のインダクタンス値をもつインダクタ４と、
該インダクタ５の一端と接地間に接続された所要の容量
値をもつキャパシタ５ａと、上記インダクタ４の他端と
接地間に接続された所要の容量値をもつキャパシタ５ｂ
とから構成され、このように、集中定数化することによ
り、小型化されているものである。
るマイクロ波可変減衰器の構成を示す等価回路図であ
り、図において、２００はマイクロ波可変減衰器、８は
電気長９０°のローパスフィルタである。即ち、本実施
例のマイクロ波可変減衰器２００は、上記実施例１のマ
イクロ波可変減衰器１００の電気長９０°のハイパスフ
ィルタ６を、電気長９０°のローパスフィルタ８で置き
換えた構成からなっている。ここで、ローパスフィルタ
８は、所要のインダクタンス値をもつインダクタ４と、
該インダクタ５の一端と接地間に接続された所要の容量
値をもつキャパシタ５ａと、上記インダクタ４の他端と
接地間に接続された所要の容量値をもつキャパシタ５ｂ
とから構成され、このように、集中定数化することによ
り、小型化されているものである。
【００５９】また、このローパスフィルタ８の設計は、
上記実施例１のハイパスフィルタ６の設計と同様して行
われる。すなわち、ＡＢＣＤ行列と、Ｓパラメータとを
用いて上記手順と同様の手順により行われ、該ローパス
フィルタ８の全体におけるインダクタンスＬ，キャパシ
タンスＣの値が、上記実施例１のハイパスフィルタ６に
おけるそれらインダクタンスＬ，キャパシタンスＣの値
と同じ値となるよう設計される。
上記実施例１のハイパスフィルタ６の設計と同様して行
われる。すなわち、ＡＢＣＤ行列と、Ｓパラメータとを
用いて上記手順と同様の手順により行われ、該ローパス
フィルタ８の全体におけるインダクタンスＬ，キャパシ
タンスＣの値が、上記実施例１のハイパスフィルタ６に
おけるそれらインダクタンスＬ，キャパシタンスＣの値
と同じ値となるよう設計される。
【００６０】図６は上記マイクロ波可変減衰器２００の
チップ構成を示す斜視図であり、図において、図３及び
図５と同一符号は同一または相当する部分を示す。
チップ構成を示す斜視図であり、図において、図３及び
図５と同一符号は同一または相当する部分を示す。
【００６１】本実施例２のマイクロ波可変減衰器２００
も、上記実施例１のマイクロ波可変減衰器１００と同様
に、送受信機の送信器に適用される場合は、高出力増幅
器の後段に接続され、受信器に適用される場合は、低雑
音増幅器の後段に接続されて、送信器及び受信器におけ
る利得，あるいは減衰量の制御を行う。
も、上記実施例１のマイクロ波可変減衰器１００と同様
に、送受信機の送信器に適用される場合は、高出力増幅
器の後段に接続され、受信器に適用される場合は、低雑
音増幅器の後段に接続されて、送信器及び受信器におけ
る利得，あるいは減衰量の制御を行う。
【００６２】このような本実施例２のマイクロ波可変減
衰器２００においても、上記実施例１のマイクロ波可変
減衰器１００と同様の作用により、従来装置よりも小型
化でき、しかも、該可変減衰器の減衰量を、第１，第２
のＦＥＴ３ａ，３ｂに印加するゲートバイアス電圧を変
化させることによって調整することができ、従来装置に
比して高精度な利得（減衰量）の制御を簡単に行うこと
ができる。
衰器２００においても、上記実施例１のマイクロ波可変
減衰器１００と同様の作用により、従来装置よりも小型
化でき、しかも、該可変減衰器の減衰量を、第１，第２
のＦＥＴ３ａ，３ｂに印加するゲートバイアス電圧を変
化させることによって調整することができ、従来装置に
比して高精度な利得（減衰量）の制御を簡単に行うこと
ができる。
【００６３】また、高帯域の不要信号はローパスフィル
タ８によってカットされるので、高帯域の不要信号をカ
ットするためのフィルタを別途設ける必要がなく、かか
る高帯域の不要信号をカットする必要がある場合におい
て、従来装置に比して装置を大いに小型化することがで
き、かつ、装置コストを低く抑えることができる効果が
ある。
タ８によってカットされるので、高帯域の不要信号をカ
ットするためのフィルタを別途設ける必要がなく、かか
る高帯域の不要信号をカットする必要がある場合におい
て、従来装置に比して装置を大いに小型化することがで
き、かつ、装置コストを低く抑えることができる効果が
ある。
【００６４】実施例３．図７はこの発明の実施例３によ
るマイクロ波可変減衰器の構成を示す等価回路図を示
す。図において、図１と同一符号は同一または相当する
部分を示し、３００は本実施例３によるマイクロ波可変
減衰器で、これは、電気長が９０°のハイパスフィルタ
６と、第３，第４の可変抵抗素子１０ｃ，１０ｄとから
なる。
るマイクロ波可変減衰器の構成を示す等価回路図を示
す。図において、図１と同一符号は同一または相当する
部分を示し、３００は本実施例３によるマイクロ波可変
減衰器で、これは、電気長が９０°のハイパスフィルタ
６と、第３，第４の可変抵抗素子１０ｃ，１０ｄとから
なる。
【００６５】図８は上記マイクロ波可変減衰器３００の
構成をより詳細に示した図であり、図において、図７と
同一符号は同一または相当する部分を示し、３ｃ，３ｄ
は可変抵抗素子としての第３，第４のＦＥＴ、２０ｃ，
２０ｄはゲートバイアス端子である。すなわち、この図
は、第３，第４の可変抵抗素子１０ｃ，１０ｄがそれぞ
れ第３のＦＥＴ３ｃと第４のＦＥＴ３ｄで構成されてい
ることを示している。ここで、上記第３のＦＥＴ３ｃ
は、入力端子１と上記電気長が９０°のハイパスフィル
タ６の一端とを直接接続した接続点と、接地間に挿入接
続されており、そのゲートバイアス端子２０ｃに印加さ
れるバイアス電圧に応じてその抵抗値が調整される可変
抵抗素子として作用するものである。また、上記第４の
ＦＥＴ３ｄは、上記電気長が９０°のハイパスフィルタ
６の他端と出力端子２とを直接接続した接続点と、接地
間に挿入接続されており、そのゲートバイアス端子２０
ｄに印加されるバイアス電圧に応じてその抵抗値が調整
される可変抵抗素子として作用するものである。
構成をより詳細に示した図であり、図において、図７と
同一符号は同一または相当する部分を示し、３ｃ，３ｄ
は可変抵抗素子としての第３，第４のＦＥＴ、２０ｃ，
２０ｄはゲートバイアス端子である。すなわち、この図
は、第３，第４の可変抵抗素子１０ｃ，１０ｄがそれぞ
れ第３のＦＥＴ３ｃと第４のＦＥＴ３ｄで構成されてい
ることを示している。ここで、上記第３のＦＥＴ３ｃ
は、入力端子１と上記電気長が９０°のハイパスフィル
タ６の一端とを直接接続した接続点と、接地間に挿入接
続されており、そのゲートバイアス端子２０ｃに印加さ
れるバイアス電圧に応じてその抵抗値が調整される可変
抵抗素子として作用するものである。また、上記第４の
ＦＥＴ３ｄは、上記電気長が９０°のハイパスフィルタ
６の他端と出力端子２とを直接接続した接続点と、接地
間に挿入接続されており、そのゲートバイアス端子２０
ｄに印加されるバイアス電圧に応じてその抵抗値が調整
される可変抵抗素子として作用するものである。
【００６６】このような本実施例３のマイクロ波可変減
衰器３００では、その等価回路は、上記ハイパスフィル
タ６の、これを入力端子１側から見たインピーダンスに
対し、上記第３のＦＥＴ３ｃによる抵抗値（１０ｃ）が
並列に接続される構成、かつ上記ハイパスフィルタ６
の、これを出力端子２側から見たインピーダンスに対
し、上記第４のＦＥＴ３ｄによる抵抗値（１０ｄ）が並
列に接続される構成、となるが、このような回路におい
ても、上記第３，第４のＦＥＴ３ｃ，３ｄの抵抗値（１
０ｃ及び１０ｄ）をゲートバイアス電圧により変化させ
ることにより、該マイクロ波可変減衰器の減衰量を調整
制御することができ、上記実施例１と同様の効果を得る
ことができる。
衰器３００では、その等価回路は、上記ハイパスフィル
タ６の、これを入力端子１側から見たインピーダンスに
対し、上記第３のＦＥＴ３ｃによる抵抗値（１０ｃ）が
並列に接続される構成、かつ上記ハイパスフィルタ６
の、これを出力端子２側から見たインピーダンスに対
し、上記第４のＦＥＴ３ｄによる抵抗値（１０ｄ）が並
列に接続される構成、となるが、このような回路におい
ても、上記第３，第４のＦＥＴ３ｃ，３ｄの抵抗値（１
０ｃ及び１０ｄ）をゲートバイアス電圧により変化させ
ることにより、該マイクロ波可変減衰器の減衰量を調整
制御することができ、上記実施例１と同様の効果を得る
ことができる。
【００６７】実施例４．図９はこの発明の実施例４によ
るマイクロ波可変減衰器の構成を示す等価回路図であ
り、図において、図５，図８と同一符号は同一または相
当する部分を示し、４００はマイクロ波可変減衰器であ
る。
るマイクロ波可変減衰器の構成を示す等価回路図であ
り、図において、図５，図８と同一符号は同一または相
当する部分を示し、４００はマイクロ波可変減衰器であ
る。
【００６８】本実施例４のマイクロ波可変減衰器４００
は、ハイパスフィルタをローパスフィルタに代えて上記
実施例１に対し実施例２を構成したのと同様、上記実施
例３に対し、ハイパスフィルタをローパスフィルタに代
えて、構成してなるものであり、本実施例４のマイクロ
波可変減衰器４００においても、上記実施例１、実施例
２、実施例３と同様の効果を得ることができる。
は、ハイパスフィルタをローパスフィルタに代えて上記
実施例１に対し実施例２を構成したのと同様、上記実施
例３に対し、ハイパスフィルタをローパスフィルタに代
えて、構成してなるものであり、本実施例４のマイクロ
波可変減衰器４００においても、上記実施例１、実施例
２、実施例３と同様の効果を得ることができる。
【００６９】実施例５．以上説明した実施例１〜４のマ
イクロ波可変減衰器は、通常、その特性インピーダンス
を５０Ω系と一致させるようにしている、すなわち、ハ
イパスフイルタ６またはローパスフィルタ８の特性イン
ピーダンスを、その前後のインピーダンス（５０Ω）と
一致する５０Ωとしている。
イクロ波可変減衰器は、通常、その特性インピーダンス
を５０Ω系と一致させるようにしている、すなわち、ハ
イパスフイルタ６またはローパスフィルタ８の特性イン
ピーダンスを、その前後のインピーダンス（５０Ω）と
一致する５０Ωとしている。
【００７０】本実施例５は、実施例１及び実施例３で用
いたハイパスフィルタ６と同様に、そのハイパスフィル
タの電気長は９０°であるが、該ハイパスフィルタの前
段と後段でそのインピーダンスが異なる場合に、該ハイ
パスフィルタ自身で、インピーダンス変換を行えるよう
にしたものである。
いたハイパスフィルタ６と同様に、そのハイパスフィル
タの電気長は９０°であるが、該ハイパスフィルタの前
段と後段でそのインピーダンスが異なる場合に、該ハイ
パスフィルタ自身で、インピーダンス変換を行えるよう
にしたものである。
【００７１】図１０はこの発明の実施例５によるマイク
ロ波可変減衰器の構成を示す等価回路図であり、図にお
いて、図２と同一符号は同一または相当する部分を示
し、５００はマイクロ波可変減衰器、６ａは電気長９０
°のハイパスフィルタである。
ロ波可変減衰器の構成を示す等価回路図であり、図にお
いて、図２と同一符号は同一または相当する部分を示
し、５００はマイクロ波可変減衰器、６ａは電気長９０
°のハイパスフィルタである。
【００７２】すなわち、本実施例のマイクロ波可変減衰
器５００は、ハイパスフィルタ６ａの特性インピーダン
スが、このハイパスフィルタ６ａがインピーダンス変換
機能を有するものとなる値に設計されている以外は、上
記実施例１のマイクロ波可変減衰器１００と同様の構成
を有する。
器５００は、ハイパスフィルタ６ａの特性インピーダン
スが、このハイパスフィルタ６ａがインピーダンス変換
機能を有するものとなる値に設計されている以外は、上
記実施例１のマイクロ波可変減衰器１００と同様の構成
を有する。
【００７３】以下、ハイパスフィルタ６ａの設計につい
て説明する。ここで、ハイパスフィルタ６ａのインダク
タンスＬ，キャパシタンスＣの設計については、上記実
施例１と同じであるのでここでは説明を省略し、ハイパ
スフィルタ６ａの特性インピーダンスの設計について説
明する。例えばハイパスフィルタ６ａの前段のインピー
ダンスがＺ1 ，後段のインピーダンスがＺ2 である時の
インピーダンス変換について考える。
て説明する。ここで、ハイパスフィルタ６ａのインダク
タンスＬ，キャパシタンスＣの設計については、上記実
施例１と同じであるのでここでは説明を省略し、ハイパ
スフィルタ６ａの特性インピーダンスの設計について説
明する。例えばハイパスフィルタ６ａの前段のインピー
ダンスがＺ1 ，後段のインピーダンスがＺ2 である時の
インピーダンス変換について考える。
【００７４】ハイパスフィルタ６ａの特性インピーダン
スをＺｆ、ハイパスフィルタ６ａの前段からハイパスフ
ィルタ６ａをみたインピーダンスをＺ′とすると、下記
の式(9) が成り立つ。
スをＺｆ、ハイパスフィルタ６ａの前段からハイパスフ
ィルタ６ａをみたインピーダンスをＺ′とすると、下記
の式(9) が成り立つ。
【００７５】
【数８】
【００７６】ここで、βは伝搬定数γの虚数部を示す位
相定数、ｌは分布定数回路の長さである。なお、伝搬定
数γの実数部を示す減衰定数αは、フィルタが無損失で
あるので、α＝０である。
相定数、ｌは分布定数回路の長さである。なお、伝搬定
数γの実数部を示す減衰定数αは、フィルタが無損失で
あるので、α＝０である。
【００７７】また、フィルタの電気長は９０°なので、
ｔａｎβｌ＝ｔａｎ９０°＝∞となり、従って、上記の
式(9) より下記の式(10)が得られる。 Ｚ′／Ｚｆ＝Ｚｆ／Ｚ2 Ｚ′＝Ｚｆ2 ／Ｚ2 ………(10) ここで、Ｚ’＝Ｚ1 とすると、上記式(10)はＺｆ2 ＝Ｚ
1 Ｚ2 となり、ハイパスフィルタ６ａの特性インピーダ
ンスＺｆは、下記の式(11)で表される。
ｔａｎβｌ＝ｔａｎ９０°＝∞となり、従って、上記の
式(9) より下記の式(10)が得られる。 Ｚ′／Ｚｆ＝Ｚｆ／Ｚ2 Ｚ′＝Ｚｆ2 ／Ｚ2 ………(10) ここで、Ｚ’＝Ｚ1 とすると、上記式(10)はＺｆ2 ＝Ｚ
1 Ｚ2 となり、ハイパスフィルタ６ａの特性インピーダ
ンスＺｆは、下記の式(11)で表される。
【００７８】
【数９】
【００７９】従って、ハイパスフィルタ６ａの特性イン
ピーダンスＺｆを、上記の式(11)より求められる値に設
計することにより、ハイパスフィルタ６ａはＺ1 →Ｚ2
へのインピーダンス変換機能を有するものとなる。
ピーダンスＺｆを、上記の式(11)より求められる値に設
計することにより、ハイパスフィルタ６ａはＺ1 →Ｚ2
へのインピーダンス変換機能を有するものとなる。
【００８０】このような本実施例５のマイクロ波減衰器
は、上記実施例１のマイクロ波減衰器と同様の効果が得
られるのに加えて、上記電気長が９０°のハイパスフィ
ルタ６ａがインピーダンス変換回路として機能すること
により、電気長が９０°のハイパスフィルタの前段と後
段とでインピーダンスが異なる場合に、別途インピーダ
ンス変換回路を設ける必要がなく、このような場合にお
いて、従来装置に比し、装置をより小型化することがで
きる。
は、上記実施例１のマイクロ波減衰器と同様の効果が得
られるのに加えて、上記電気長が９０°のハイパスフィ
ルタ６ａがインピーダンス変換回路として機能すること
により、電気長が９０°のハイパスフィルタの前段と後
段とでインピーダンスが異なる場合に、別途インピーダ
ンス変換回路を設ける必要がなく、このような場合にお
いて、従来装置に比し、装置をより小型化することがで
きる。
【００８１】なお、上記実施例５ではインピーダンス変
換機能を有するハイパスフィルタ６ａを備えたマイクロ
波可変減衰器５００について説明したが、本発明におい
ては、上記実施例１，３に対して、それぞれ実施例２，
４を設けたのと同様、このハイパスフィルタ６ａに代え
て、その特性インピーダンスを同様に上記式(11)を満た
す値に設計したローパスフィルタを用いることにより、
該実施例５と同様の効果を有するマイクロ波可変減衰器
を構成できることは言うまでもない。
換機能を有するハイパスフィルタ６ａを備えたマイクロ
波可変減衰器５００について説明したが、本発明におい
ては、上記実施例１，３に対して、それぞれ実施例２，
４を設けたのと同様、このハイパスフィルタ６ａに代え
て、その特性インピーダンスを同様に上記式(11)を満た
す値に設計したローパスフィルタを用いることにより、
該実施例５と同様の効果を有するマイクロ波可変減衰器
を構成できることは言うまでもない。
【００８２】
【発明の効果】以上のように、この発明にかかるマイク
ロ波可変減衰器によれば、入力信号が入力される入力端
子と、出力信号が出力される出力端子と、９０°の電気
長を有する、所定周波数以上の信号を通過させるハイパ
スフィルタと、上記入力端子と上記ハイパスフィルタの
入力との間に挿入された、第１の可変抵抗素子と、上記
ハイパスフィルタの出力と上記出力端子との間に挿入さ
れた、第２の可変抵抗素子とを備え、上記入力端子に入
力された信号を、上記第１，第２の可変抵抗素子の抵抗
値に応じた減衰量でもって減衰して上記出力端子から出
力するものとしたので、従来のように伝送線路（分布定
数線路）を用いることなく、集中定数素子のみによって
マイクロ波減衰器を構成することができ、従来よりも装
置を小型化することができる。また、上記第１，第２の
可変抵抗素子の抵抗値は離散的に変化するものでなく、
連続的に変化するのものであるので、従来に比し、異な
る減衰量の値を、より多く、しかも高精度に得ることが
でき、その結果、利得の制御，あるいは減衰量の制御
を、高精度に行うことができる。またさらには、上記ハ
イパスフィルタにより低帯域の不要信号をカットできる
ので、かかる低帯域の不要信号をカットする必要がある
場合において、従来よりも装置を小型化できる等の効果
が得られる。
ロ波可変減衰器によれば、入力信号が入力される入力端
子と、出力信号が出力される出力端子と、９０°の電気
長を有する、所定周波数以上の信号を通過させるハイパ
スフィルタと、上記入力端子と上記ハイパスフィルタの
入力との間に挿入された、第１の可変抵抗素子と、上記
ハイパスフィルタの出力と上記出力端子との間に挿入さ
れた、第２の可変抵抗素子とを備え、上記入力端子に入
力された信号を、上記第１，第２の可変抵抗素子の抵抗
値に応じた減衰量でもって減衰して上記出力端子から出
力するものとしたので、従来のように伝送線路（分布定
数線路）を用いることなく、集中定数素子のみによって
マイクロ波減衰器を構成することができ、従来よりも装
置を小型化することができる。また、上記第１，第２の
可変抵抗素子の抵抗値は離散的に変化するものでなく、
連続的に変化するのものであるので、従来に比し、異な
る減衰量の値を、より多く、しかも高精度に得ることが
でき、その結果、利得の制御，あるいは減衰量の制御
を、高精度に行うことができる。またさらには、上記ハ
イパスフィルタにより低帯域の不要信号をカットできる
ので、かかる低帯域の不要信号をカットする必要がある
場合において、従来よりも装置を小型化できる等の効果
が得られる。
【００８３】更にこの発明によれば、上記第１，第２の
可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその抵抗
値が調整されるＦＥＴで構成したので、上記第１，第２
の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とすることが
でき、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容易に
行うことができる。
可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその抵抗
値が調整されるＦＥＴで構成したので、上記第１，第２
の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とすることが
でき、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容易に
行うことができる。
【００８４】またこの発明にかかるマイクロ波可変減衰
器によれば、入力信号が入力される入力端子と、出力信
号が出力される出力端子と、その入力が上記入力端子に
直接接続され、その出力が上記出力端子に直接接続され
た、９０°の電気長を有する、所定周波数以上の信号を
通過させるハイパスフィルタと、上記入力端子と上記ハ
イパスフィルタの入力との接続点と、接地間に挿入され
た第３の可変抵抗素子と、上記ハイパスフィルタの出力
と上記出力端子との接続点と、接地間に挿入された第４
の可変抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信
号を、上記第３，第４の可変抵抗素子の抵抗値に応じた
減衰量でもって減衰して上記出力端子から出力するもの
としたので、従来のように伝送線路（分布定数線路）を
用いることなく、集中定数素子のみによってマイクロ波
減衰器を構成することができ、従来よりも装置を小型化
することができる。また、上記第３，第４の可変抵抗素
子の抵抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変
化するのものであるので、従来に比し、異なる減衰量の
値を、より多く、しかも高精度に得ることができ、その
結果、利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に
行うことができる。またさらには、上記ハイパスフィル
タにより低帯域の不要信号をカットできるので、かかる
低帯域の不要信号をカットする必要がある場合におい
て、従来よりも装置を小型化できる等の効果が得られ
る。
器によれば、入力信号が入力される入力端子と、出力信
号が出力される出力端子と、その入力が上記入力端子に
直接接続され、その出力が上記出力端子に直接接続され
た、９０°の電気長を有する、所定周波数以上の信号を
通過させるハイパスフィルタと、上記入力端子と上記ハ
イパスフィルタの入力との接続点と、接地間に挿入され
た第３の可変抵抗素子と、上記ハイパスフィルタの出力
と上記出力端子との接続点と、接地間に挿入された第４
の可変抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信
号を、上記第３，第４の可変抵抗素子の抵抗値に応じた
減衰量でもって減衰して上記出力端子から出力するもの
としたので、従来のように伝送線路（分布定数線路）を
用いることなく、集中定数素子のみによってマイクロ波
減衰器を構成することができ、従来よりも装置を小型化
することができる。また、上記第３，第４の可変抵抗素
子の抵抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変
化するのものであるので、従来に比し、異なる減衰量の
値を、より多く、しかも高精度に得ることができ、その
結果、利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に
行うことができる。またさらには、上記ハイパスフィル
タにより低帯域の不要信号をカットできるので、かかる
低帯域の不要信号をカットする必要がある場合におい
て、従来よりも装置を小型化できる等の効果が得られ
る。
【００８５】更にこの発明によれば、上記第３，第４の
可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその抵抗
値が調整されるＦＥＴで構成したので、上記第３，第４
の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とすることが
でき、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容易に
行うことができる効果がある。
可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその抵抗
値が調整されるＦＥＴで構成したので、上記第３，第４
の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とすることが
でき、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容易に
行うことができる効果がある。
【００８６】更にまたこの発明によれば、上記マイクロ
波可変減衰器において、上記ハイパスフィルタを、上記
ハイパスフィルタの前段のインピーダンスをＺ1 ，上記
ハイパスフィルタの後段のインピーダンスをＺ2 とした
時、その特性インピーダンスＺf2が下記の式を満たすも
のとしたので、上記ハイパスフィルタがインピーダンス
変換回路として機能し、このハイパスフィルタの前段と
後段とでインピーダンスが異なる場合にも、別途インピ
ーダンス変換回路を設ける必要がなく、このような場合
において、従来よりも装置を小型化することができる効
果がある。
波可変減衰器において、上記ハイパスフィルタを、上記
ハイパスフィルタの前段のインピーダンスをＺ1 ，上記
ハイパスフィルタの後段のインピーダンスをＺ2 とした
時、その特性インピーダンスＺf2が下記の式を満たすも
のとしたので、上記ハイパスフィルタがインピーダンス
変換回路として機能し、このハイパスフィルタの前段と
後段とでインピーダンスが異なる場合にも、別途インピ
ーダンス変換回路を設ける必要がなく、このような場合
において、従来よりも装置を小型化することができる効
果がある。
【００８７】
【数１０】
【００８８】またこの発明にかかるマイクロ波可変減衰
器によれば、入力信号が入力される入力端子と、出力信
号が出力される出力端子と、９０°の電気長を有する、
所定周波数以上の信号を通過させるローパスフィルタ
と、上記入力端子と上記ローパスフィルタの入力との間
に挿入された第１の可変抵抗素子と、上記ローパスフィ
ルタの出力と上記出力端子との間に挿入された第２の可
変抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信号
を、上記第１，第２の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減
衰量でもって減衰して上記出力端子から出力するものと
したので、従来のように伝送線路（分布定数線路）を用
いることなく、集中定数素子のみによってマイクロ波減
衰器を構成することができ、従来よりも装置を小型化す
ることができる。また、上記第１，第２の可変抵抗素子
の抵抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変化
するのものであるので、従来に比し、異なる減衰量の値
を、より多く、しかも高精度に得ることができ、その結
果、利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に行
うことができる。またさらには、上記ローパスフィルタ
により高帯域の不要信号をカットできるので、かかる高
帯域の不要信号をカットする必要がある場合において、
従来よりも装置を小型化できる等の効果が得られる。
器によれば、入力信号が入力される入力端子と、出力信
号が出力される出力端子と、９０°の電気長を有する、
所定周波数以上の信号を通過させるローパスフィルタ
と、上記入力端子と上記ローパスフィルタの入力との間
に挿入された第１の可変抵抗素子と、上記ローパスフィ
ルタの出力と上記出力端子との間に挿入された第２の可
変抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信号
を、上記第１，第２の可変抵抗素子の抵抗値に応じた減
衰量でもって減衰して上記出力端子から出力するものと
したので、従来のように伝送線路（分布定数線路）を用
いることなく、集中定数素子のみによってマイクロ波減
衰器を構成することができ、従来よりも装置を小型化す
ることができる。また、上記第１，第２の可変抵抗素子
の抵抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変化
するのものであるので、従来に比し、異なる減衰量の値
を、より多く、しかも高精度に得ることができ、その結
果、利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に行
うことができる。またさらには、上記ローパスフィルタ
により高帯域の不要信号をカットできるので、かかる高
帯域の不要信号をカットする必要がある場合において、
従来よりも装置を小型化できる等の効果が得られる。
【００８９】更にこの発明によれば、上記第１，第２の
可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその抵抗
値が調整されるＦＥＴで構成したので、上記第１，第２
の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とすることが
でき、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容易に
行うことができる効果がある。
可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその抵抗
値が調整されるＦＥＴで構成したので、上記第１，第２
の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とすることが
でき、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容易に
行うことができる効果がある。
【００９０】またこの発明にかかるマイクロ波可変減衰
器によれば、入力信号が入力される入力端子と、出力信
号が出力される出力端子と、その入力が上記入力端子に
直接接続され、その出力が上記出力端子に直接接続され
た、９０°の電気長を有する、所定周波数以上の信号を
通過させるローパスフィルタと、上記入力端子と上記ロ
ーパスフィルタの入力との接続点と、接地間に挿入され
た第３の可変抵抗素子と、上記ローパスフィルタの出力
と上記出力端子との接続点と、接地間に挿入された第４
の可変抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信
号を、上記第３，第４の可変抵抗素子の抵抗値に応じた
減衰量でもって減衰して上記出力端子から出力するもの
としたので、従来のように伝送線路（分布定数線路）を
用いることなく、集中定数素子のみによってマイクロ波
減衰器を構成することができ、従来よりも装置を小型化
することができる。また、上記第３，第４の可変抵抗素
子の抵抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変
化するのものであるので、従来に比し、異なる減衰量の
値を、より多く、しかも高精度に得ることができ、その
結果、利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に
行うことができる。またさらには、上記ローパスフィル
タにより高帯域の不要信号をカットできるので、かかる
高帯域の不要信号をカットする必要がある場合におい
て、従来よりも装置を小型化できる等の効果が得られ
る。
器によれば、入力信号が入力される入力端子と、出力信
号が出力される出力端子と、その入力が上記入力端子に
直接接続され、その出力が上記出力端子に直接接続され
た、９０°の電気長を有する、所定周波数以上の信号を
通過させるローパスフィルタと、上記入力端子と上記ロ
ーパスフィルタの入力との接続点と、接地間に挿入され
た第３の可変抵抗素子と、上記ローパスフィルタの出力
と上記出力端子との接続点と、接地間に挿入された第４
の可変抵抗素子とを備え、上記入力端子に入力された信
号を、上記第３，第４の可変抵抗素子の抵抗値に応じた
減衰量でもって減衰して上記出力端子から出力するもの
としたので、従来のように伝送線路（分布定数線路）を
用いることなく、集中定数素子のみによってマイクロ波
減衰器を構成することができ、従来よりも装置を小型化
することができる。また、上記第３，第４の可変抵抗素
子の抵抗値は離散的に変化するものでなく、連続的に変
化するのものであるので、従来に比し、異なる減衰量の
値を、より多く、しかも高精度に得ることができ、その
結果、利得の制御，あるいは減衰量の制御を、高精度に
行うことができる。またさらには、上記ローパスフィル
タにより高帯域の不要信号をカットできるので、かかる
高帯域の不要信号をカットする必要がある場合におい
て、従来よりも装置を小型化できる等の効果が得られ
る。
【００９１】更にこの発明によれば、上記第３，第４の
可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその抵抗
値が調整されるＦＥＴで構成したので、上記第３，第４
の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とすることが
でき、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容易に
行うことができる効果がある。
可変抵抗素子を、そのゲートバイアスに応じてその抵抗
値が調整されるＦＥＴで構成したので、上記第３，第４
の可変抵抗素子の抵抗値を容易に所望の値とすることが
でき、上記利得の制御，あるいは減衰量の制御を容易に
行うことができる効果がある。
【００９２】更にまたこの発明によれば、上記マイクロ
波可変減衰器において、上記ローパスフィルタを、上記
ローパスフィルタの前段のインピーダンスをＺ1 ，上記
ローパスフィルタの後段のインピーダンスをＺ2 とした
時、その特性インピーダンスＺf2が下記の式を満たすも
のとしたので、上記ローパスフィルタがインピーダンス
変換回路として機能し、このローパスフィルタの前段と
後段とでインピーダンスが異なる場合にも、別途インピ
ーダンス変換回路を設ける必要がなく、このような場合
において、従来よりも装置を小型化することができる効
果がある。
波可変減衰器において、上記ローパスフィルタを、上記
ローパスフィルタの前段のインピーダンスをＺ1 ，上記
ローパスフィルタの後段のインピーダンスをＺ2 とした
時、その特性インピーダンスＺf2が下記の式を満たすも
のとしたので、上記ローパスフィルタがインピーダンス
変換回路として機能し、このローパスフィルタの前段と
後段とでインピーダンスが異なる場合にも、別途インピ
ーダンス変換回路を設ける必要がなく、このような場合
において、従来よりも装置を小型化することができる効
果がある。
【００９３】
【数１１】
【図１】 この発明の実施例１によるマイクロ波可変減
衰器の構成を示す等価回路図である。
衰器の構成を示す等価回路図である。
【図２】 図１に示すマイクロ波可変減衰器の構成を更
に詳細に示した図である。
に詳細に示した図である。
【図３】 図２に示すマイクロ波可変減衰器のチップ構
成を示す斜視図である。
成を示す斜視図である。
【図４】 図２に示すマイクロ波可変減衰器を用いた送
信機または受信機の構成を示す等価回路図である。
信機または受信機の構成を示す等価回路図である。
【図５】 この発明の実施例２によるマイクロ波可変減
衰器の構成を示す等価回路図である。
衰器の構成を示す等価回路図である。
【図６】 図５に示すマイクロ波可変減衰器のチップ構
成を示す斜視図である。
成を示す斜視図である。
【図７】 この発明の実施例３によるマイクロ波可変減
衰器の構成を示す等価回路図である。
衰器の構成を示す等価回路図である。
【図８】 図７に示すマイクロ波可変減衰器の構成を更
に詳細に示した図である。
に詳細に示した図である。
【図９】 この発明の実施例４によるマイクロ波可変減
衰器の構成を示す等価回路図である。
衰器の構成を示す等価回路図である。
【図１０】 この発明の実施例５によるマイクロ波可変
減衰器の構成を示す等価回路図である。
減衰器の構成を示す等価回路図である。
【図１１】 従来のマイクロ波可変減衰器の構成を示す
等価回路図である。
等価回路図である。
１ 入力端子、２ 出力端子、３ａ〜３ｄ 可変抵抗素
子としてのＦＥＴ、４，４ａ，４ｂ インダクタ、５，
５ａ，５ｂ キャパシタ、６ 電気長が９０°のハイパ
スフィルタ、６ａ 電気長が９０°でインピーダンス変
換機能を有するハイパスフィルタ、８ 電気長が９０°
のローパスフィルタ、１０ａ〜１０ｄ可変抵抗素子、１
２ 半導体基板、１３ バイアホール、１４ 接地導体
層、１５ 高出力あるいは低雑音の増幅器、１ａ 接続
端子、２０ａ〜２０ｄ ゲートバイアス端子、１００，
２００，３００，４００，５００，１０００ マイクロ
波可変減衰器。
子としてのＦＥＴ、４，４ａ，４ｂ インダクタ、５，
５ａ，５ｂ キャパシタ、６ 電気長が９０°のハイパ
スフィルタ、６ａ 電気長が９０°でインピーダンス変
換機能を有するハイパスフィルタ、８ 電気長が９０°
のローパスフィルタ、１０ａ〜１０ｄ可変抵抗素子、１
２ 半導体基板、１３ バイアホール、１４ 接地導体
層、１５ 高出力あるいは低雑音の増幅器、１ａ 接続
端子、２０ａ〜２０ｄ ゲートバイアス端子、１００，
２００，３００，４００，５００，１０００ マイクロ
波可変減衰器。
Claims (10)
- 【請求項１】 入力信号が入力される入力端子と、 出力信号が出力される出力端子と、 ９０°の電気長を有する、所定周波数以上の信号を通過
させるハイパスフィルタと、 上記入力端子と上記ハイパスフィルタの入力との間に挿
入された第１の可変抵抗素子と、 上記ハイパスフィルタの出力と上記出力端子との間に挿
入された第２の可変抵抗素子とを備え、 上記入力端子に入力された信号を、上記第１，第２の可
変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量でもって減衰して上
記出力端子から出力することを特徴とするマイクロ波可
変減衰器。 - 【請求項２】 請求項１に記載のマイクロ波可変減衰器
において、 上記第１の可変抵抗素子は、上記入力端子と上記ハイパ
スフィルタの入力との間に、そのソース，ドレイン間を
直列接続した、そのゲートバイアスに応じてその抵抗値
が調整される第１のＦＥＴであり、 上記第２の可変抵抗素子は、上記ハイパスフィルタの出
力と上記出力端子との間に、そのソース，ドレイン間を
直列接続した、そのゲートバイアスに応じてその抵抗値
が調整される第２のＦＥＴであることを特徴とするマイ
クロ波可変減衰器。 - 【請求項３】 入力信号が入力される入力端子と、 出力信号が出力される出力端子と、 その入力が上記入力端子に直接接続され、その出力が上
記出力端子に直接接続された、９０°の電気長を有す
る、所定周波数以上の信号を通過させるハイパスフィル
タと、 上記入力端子と上記ハイパスフィルタの入力との接続点
と、接地間に挿入された第３の可変抵抗素子と、 上記ハイパスフィルタの出力と上記出力端子との接続点
と、接地間に挿入された第４の可変抵抗素子とを備え、 上記入力端子に入力された信号を、上記第３，第４の可
変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量でもって減衰して上
記出力端子から出力することを特徴とするマイクロ波可
変減衰器。 - 【請求項４】 請求項３に記載のマイクロ波可変減衰器
において、 上記第３の可変抵抗素子は、上記入力端子と上記ハイパ
スフィルタの入力との接続点と、接地間に、そのソー
ス，ドレイン間を挿入接続した、そのゲートバイアスに
応じてその抵抗値が調整される第３のＦＥＴであり、 上記第４の可変抵抗素子は、上記ハイパスフィルタの出
力と上記出力端子との接続点と、接地間に、そのソー
ス，ドレイン間を挿入接続した、そのゲートバイアスに
応じてその抵抗値が調整される第４のＦＥＴであること
を特徴とするマイクロ波可変減衰器。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいづれかに記載のマ
イクロ波可変減衰器において、 上記ハイパスフィルタは、上記ハイパスフィルタの前段
のインピーダンスをＺ1 ，上記ハイパスフィルタの後段
のインピーダンスをＺ2 とした時、その特性インピーダ
ンスＺf1が下記の式を満たすものであることを特徴とす
るマイクロ波可変減衰器。 【数１】 - 【請求項６】 入力信号が入力される入力端子と、 出力信号が出力される出力端子と、 ９０°の電気長を有する、所定周波数以下の信号を通過
させるローパスフィルタと、 上記入力端子と上記ローパスフィルタの入力との間に挿
入された第１の可変抵抗素子と、 上記ローパスフィルタの出力と上記出力端子との間に挿
入された第２の可変抵抗素子とを備え、 上記入力端子に入力された信号を、上記第１，第２の可
変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量でもって減衰して上
記出力端子から出力することを特徴とするマイクロ波可
変減衰器。 - 【請求項７】 請求項６に記載のマイクロ波可変減衰器
において、 上記第１の可変抵抗素子は、上記入力端子と上記ローパ
スフィルタの入力との間に、そのソース，ドレイン間を
直列接続した、そのゲートバイアスに応じてその抵抗値
が調整される第１のＦＥＴであり、 上記第２の可変抵抗素子は、上記ローパスフィルタの出
力と上記出力端子との間に、そのソース，ドレイン間を
直列接続した、そのゲートバイアスに応じてその抵抗値
が調整される第２のＦＥＴであることを特徴とするマイ
クロ波可変減衰器。 - 【請求項８】 入力信号が入力される入力端子と、 出力信号が出力される出力端子と、 その入力が上記入力端子に直接接続され、その出力が上
記出力端子に直接接続された、９０°の電気長を有す
る、所定周波数以下の信号を通過させるローパスフィル
タと、 上記入力端子と上記ローパスフィルタの入力との接続点
と、接地間に挿入された第３の可変抵抗素子と、 上記ローパスフィルタの出力と上記出力端子との接続点
と、接地間に挿入された第４の可変抵抗素子とを備え、 上記入力端子に入力された信号を、上記第３，第４の可
変抵抗素子の抵抗値に応じた減衰量でもって減衰して上
記出力端子から出力することを特徴とするマイクロ波可
変減衰器。 - 【請求項９】 請求項８に記載のマイクロ波可変減衰器
において、 上記第３の可変抵抗素子は、上記入力端子と上記ローパ
スフィルタの入力との接続点と、接地間に、そのソー
ス，ドレイン間を挿入接続した、そのゲートバイアスに
応じてその抵抗値が調整される第３のＦＥＴであり、 上記第４の可変抵抗素子は、上記ローパスフィルタの出
力と上記出力端子との接続点と、接地間に、そのソー
ス，ドレイン間を挿入接続した、そのゲートバイアスに
応じてその抵抗値が調整される第４のＦＥＴであること
を特徴とするマイクロ波可変減衰器。 - 【請求項１０】 請求項６ないし９のいづれかに記載の
マイクロ波可変減衰器において、 上記ローパスフィルタは、上記ローパスフィルタの前段
のインピーダンスをＺ1 ，上記ローパスフィルタの後段
のインピーダンスをＺ2 とした時、その特性インピーダ
ンスＺf2が下記の式を満たすものであることを特徴とす
るマイクロ波可変減衰器。 【数２】
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6175243A JPH0846473A (ja) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | マイクロ波可変減衰器 |
| US08/409,043 US5502421A (en) | 1994-07-27 | 1995-03-23 | Variable attenuation microwave attenuator |
| GB9506103A GB2292027B (en) | 1994-07-27 | 1995-03-24 | Microwave variable attenuator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6175243A JPH0846473A (ja) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | マイクロ波可変減衰器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0846473A true JPH0846473A (ja) | 1996-02-16 |
Family
ID=15992770
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6175243A Pending JPH0846473A (ja) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | マイクロ波可変減衰器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5502421A (ja) |
| JP (1) | JPH0846473A (ja) |
| GB (1) | GB2292027B (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003078378A (ja) * | 2001-08-31 | 2003-03-14 | Murata Mfg Co Ltd | 複合素子 |
| KR100693832B1 (ko) * | 2001-03-30 | 2007-03-12 | 대우전자부품(주) | 초단파 입력필터회로 |
| KR100693834B1 (ko) * | 2001-03-30 | 2007-03-12 | 대우전자부품(주) | 극초단파 입력필터회로 |
| JP2010118967A (ja) * | 2008-11-13 | 2010-05-27 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 電圧制御発振器 |
| JP2021534582A (ja) * | 2018-08-28 | 2021-12-09 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーションInternational Business Machines Corporation | 量子マイクロ波回路用の極低温分散−抵抗ハイブリッド減衰器のパッケージングおよび熱平衡化 |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2202458C (en) * | 1997-04-11 | 2001-02-06 | Surinder Kumar | Direct qam modulator |
| JP3438637B2 (ja) * | 1999-03-09 | 2003-08-18 | 株式会社村田製作所 | 可変減衰器、複合可変減衰器及び移動体通信機器 |
| US6674341B2 (en) * | 2001-01-09 | 2004-01-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Phase shifter and multibit phase shifter |
| JP2002314373A (ja) * | 2001-04-10 | 2002-10-25 | Murata Mfg Co Ltd | 可変減衰器 |
| DE10130764C1 (de) * | 2001-06-26 | 2002-11-07 | Eads Deutschland Gmbh | Integrierte HF-Schaltung zur Amplitudenbeeinflussung von Signalen |
| US8744366B1 (en) | 2002-04-15 | 2014-06-03 | Richard K. Steen | Digitally programmable circuit for controlling an attenuator |
| US7430412B1 (en) | 2002-04-15 | 2008-09-30 | Steen Richard K | Digitally programmable continuously variable precision microwave attenuator |
| AU2002950153A0 (en) * | 2002-07-12 | 2002-09-12 | Mimix Broadband Pty Limited | A method for improving intermodulation characteristics in fet attenuators and mixers |
| JP3705257B2 (ja) * | 2002-08-30 | 2005-10-12 | 株式会社村田製作所 | 並列多段型帯域通過フィルタ |
| JP4933733B2 (ja) * | 2005-01-11 | 2012-05-16 | 株式会社アドバンテスト | 信号伝送システム、信号出力回路基板、信号受信回路基板、信号出力方法、及び信号受信方法 |
| US7724084B2 (en) | 2007-01-25 | 2010-05-25 | Research In Motion Limited | System and method for controlling radio frequency transmissions from an electronic device |
| US7932783B2 (en) * | 2008-07-25 | 2011-04-26 | Park Larry A | Resonant operating mode for a transistor |
| US8067985B2 (en) * | 2008-08-29 | 2011-11-29 | Park Larry A | Resonant operating mode for a transistor |
| DE102013223898B4 (de) * | 2013-11-22 | 2019-01-31 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Verstärkerschaltung |
| RU2599915C1 (ru) * | 2015-04-29 | 2016-10-20 | Федеральное Государственное Бюджетное Образовательное Учреждение Высшего Образования "Новосибирский Государственный Технический Университет" | Свч аттенюатор |
| US10886586B2 (en) | 2018-08-28 | 2021-01-05 | International Business Machines Corporation | Packaging and thermalization of cryogenic dispersive-resistive hybrid attenuators for quantum microwave circuits |
| US10885460B2 (en) | 2018-08-28 | 2021-01-05 | International Business Machines Corporation | Dispersive-resistive hybrid attenuator for quantum microwave circuits |
| US10763827B1 (en) * | 2019-08-29 | 2020-09-01 | Nxp B.V. | Delay line with controllable phase-shifting cells |
| US11979129B2 (en) * | 2022-01-18 | 2024-05-07 | Raytheon Company | Cascaded low-noise wideband active phase shifter |
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| JPS62118628A (ja) * | 1985-11-19 | 1987-05-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 半導体装置 |
| JPH0239715A (ja) * | 1988-07-29 | 1990-02-08 | Nec Corp | 反射型可変抵抗減衰器 |
| SU1734144A1 (ru) * | 1990-04-19 | 1992-05-15 | Томский Институт Автоматизированных Систем Управления И Радиоэлектроники | Управл емый аттенюатор |
| JP2786323B2 (ja) * | 1990-06-22 | 1998-08-13 | パイオニア株式会社 | 信号減衰回路 |
-
1994
- 1994-07-27 JP JP6175243A patent/JPH0846473A/ja active Pending
-
1995
- 1995-03-23 US US08/409,043 patent/US5502421A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-03-24 GB GB9506103A patent/GB2292027B/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5502421A (en) | 1996-03-26 |
| GB2292027A (en) | 1996-02-07 |
| GB2292027B (en) | 1999-02-10 |
| GB9506103D0 (en) | 1995-05-10 |
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