JPS62271502A - マイクロ波装置の整合回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 〔発明の目的〕 （発明の技術分野） この発明は、マイクロ波装置の整合回路に関するもので
ある。

（従来技術） 一般にマイクロ波増幅器に使用される半導体増幅素子の
利得は、−６ｄＢｌｏｃｔと言う周波数特性を持ち、そ
の入力および出力インピーダンスは非常に高いことが知
られている。また半導体増幅素子の持つ遮断周波数特性
は、半導体技術の進歩とともに改善され広帯域化が進ん
でいる。従って、マイクロ波増幅器を構成する場合、マ
イクロ波電力の不要な反射を減じ良好なマイクロ波特性
を得るために、信号源とマイクロ波増幅器間、マイクロ
波増幅器と次段の回路間ではそれぞれインピーダンス整
合を行なうことが必要である。

インピーダンスの整合方法は大きく２つに大別できる。

第１の方法は、コンデンサ、インダクタ、または誘電体
基板−Ｆに構成された線路、スタブなど損失のない素子
を用いた無損失ネットワークによる方法である。第２の
方法は抵抗器と前記無損失素子とを組合わせた損失を含
むネットワークによる方法であり０第２の方法は、損失
による増幅器の利得の低下を招くために、特殊な場合を
除き一般には使用されず、無損失ネットワークによる第
１の方法が採用されることが多い。無損失ネットワーク
では、使用周波数が比較的低いＵＨＦ帯までは、コンデ
ンサ、インダクタなどの素子が使用されるが、使用周波
数が高くガるに従い正確な小容量、小インダクタンスが
要求され、コンデンサ、インダクタ力どの素子では困難
な事かある。

このためマイクロ波帯では誘電体上に構成されたマイク
ロストリップ線路等によシ整合が取られる。

第１２図、第１３図は、従来のマイクロ波回路とその斜
視図であシ、入力端子１ノに供給された入力信号は、直
流カットコンデンサ１２、主線路１３を介して半導体増
幅素子１４に入力され、その増幅出力は主線路１５、コ
ンデンサ１６ｆ介して出力端子１７に導出される。更に
主線路１３゜１５には、オープンスタブＩｌｌ、１９が
設けられている。また１０は誘電体基板であり、１０ａ
はアースパターンである。

上記の回路、整合は次のように得られている。

即ち、マイクロ波回路では、入力出力端子１１゜１７に
おけるインピーダンスは、使用周波数帯域において特性
インピーダンスＺＯと言う周波数に無関係な値、たとえ
ば５０Ωに取られるのが一般的である。半導体増幅器（
ＦＥＴ）は入力出力インピーダンスが高いためにこれを
特性インピーダンスに整合させる必要がある。このため
の整合回路は、伝送線路とオープンあるいはシコート線
路により構成される。伝送線路は線路長および特性イン
ピーダンスを有し、負荷インピーダンスに対、する位相
及びインピーダンスを変化させることができる。また前
記伝送線路とオープンあるいはシ璽−ト線路は、アドミ
タンスを変化させることができる。

上記の回路は第１４図に示すように、使用周波数帯域に
おいてインピーダンスの整合がとられている場合、電力
の反射はなく増幅器としての利得は大きくなるが、使用
周波数帯域外においては、電力の反射が太きくなるため
利得は小さくなる。

しかし整合回路は、使用帯域のみならず、これより高い
ある特定の周波数においても整合状態に近付くため、こ
の周波数寄域においても利得が大きくなる。つまり第１
４図に示すように４ＧＨｚ帯以外の７ＧＨｚ帯において
も利得が高くなる。またｗ１４図には、上記の回路の安
定係数にも示している。安定係数が、１以上であれば回
路の入力出力負荷インピーダンスに関係なく回路は安定
であり、１以下の時は入力出力負荷のインピーダンスに
よっては増幅器は不安定となったシ発振したシする。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記した従来の回路によると、第１４図に示すように安
定係数には１２ＧＨｚ帯において、１以下となり増幅器
の入力出力の負荷インピーダンスの条件によっては発振
または不安定な動作を起こす。従って無損失の整合回路
を用いた従来の増幅器では、増幅器の使用周波数帯域の
みならず、使用半導体増幅素子の最大発振周波数と負荷
の条件までも考慮に入れて設計をしなければならないと
言う煩わしさがあった。

そこでこの発明は上記の事情ＶｃｆＩＬみてなされたも
ので、簡単な構成でマイクロ波特性を改善でき、設計上
で特別に使用周波数帯域外までも苦慮する必要がなく、
また混合器に適用すれば広帯域で秀れた整合を得るマイ
クロ波装置の整合回路を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（間軸点を解決するための手段） この発明は例えば第１図に示すよりに、主線路とスタブ
との間に、使用周波数帯において低いインピーダンス、
前記使用周波数帯よ）高い帯域において高いインピーダ
ンスとなるコンデンサを少なくとも含む可変インピーダ
ンス回路を接続することＫよシ上記の目的を達成するも
のである。

（実施例） 以下この発明の実施側管図面を参照して説明する。

第１図、第２図はこの発明の一実施例を示す回路図と斜
視図であり、入力端子１１には高周波入力信号が供給さ
れ、この信号は直流カットコンデンサ１２、主線路１３
１ｆｒ介して半導体増幅素子（ＦＥ’ｌ’）Ｊ　４に入
力され、その増幅出力は主線路１５、コンデンサ１６を
介して出力端子１７ｉｆＣ導出される。ここまでの構成
は、従来と同じであシ、この発明は主線路１３とスタブ
１８の接続構成および主線路１５とスタブ１９の接続構
成が従来と異なる。即ち、主線路１３とスタブ１８の間
、および主線路１５とスタブ１９の間には、それぞれコ
ンデンサ２１，２；Ｉが接続されている。半導体増幅素
子（ＦＥＴ）Ｊ　４はソース接地として使用され、この
ソースは誘電体基板１０に形成されたパターンに直接接
続され、ゲート及びドレインは入力側整合回路、出力側
整合回路に接続される。

上記の回路において、前記コンデンサ２１゜２２は使用
周波数帯（４ＧＨｚ）において自己の持つインピーダン
スがほぼ零となる値に選定されている。第３図はこれら
コンデンサのインピーダンスをＳパラメータで捕え、そ
のＳ１１の周波数特性をスミスチャートに示したもので
ある。中心周波数（この場合４ＧＨｚ）よシ入力信号周
波数が低いときは、コンデンサのキャパシタンス成分が
その特性として現われるが、入力信号周波数が高くなる
にしたがって、コンデンサのインダクタンス成分と抵抗
成分が大きくなるためこれが特性の主成分を占めること
になる。

よって上記の構成によると、 ■　使用周波数帯域においては、コンデンサ２ノ。

２２のインピーダンスは零と成り、オープンスタブ１Ｂ
、１９は通常の作用を得る。つまりインビ一ダンス整合
は無損失で得られる。

■　次に周波数が上昇するに従い、コンデンサ１１．２
２の持つインダクタンス成分と抵抗成分が増加しインピ
ーダンス整合は損失を含むネットワークとなり、今まで
反射されていた電力の吸収が得られる。よって増幅器と
してはこの損失のために不安定、発振要因が抑圧され、
安定化が図られたことになる。

第４図は上記の増幅回路の利得および安定係数の周波数
特性を示している。この周波数特性から明らかなように
、使用しない１２ＧＨｚ付近においては安定係数は従来
の０．９程度から、１．８と大きくなり、半導体増幅素
子のマイクロ波特性のばらつき、温度変動によるばらつ
きを考慮しても増幅器の安定度は極めて高くなる。上記
の実施例では、オープンスタブＩＩＩ、１９と主線路の
間にコンデンサ２１．１１を接続したが、シ１−トスタ
ブと主線路との間にコンデンサを設けるようにしてもよ
い。

このように本発明は、非常に簡単な構成で、使使用周波
数帯以外で装置の安定度を向上し、又量産性のよい安価
な整合回路を得ることができる。

上記の実施例では主として使用周波数よシも高い周波数
帯域において、整合回路が損失を含むようにコンデンサ
２１．２２の特性を利用したが、更に使用周波数よシも
低い周波数帯域においても不安定要因を除くようにして
もよい。即ち、第１４図の特性を見てもわかるように、
増幅器の安定係数は、使用周波数帯（４ＧＨｚ）よシ低
い周波数帯においても１以下となシ、負荷の条件によっ
ては不安定動作を得る可能性がある。このような不安定
動作を防止するようにした実施例が、第５因、第６図に
示す実施例である。

飢５図、ｊｌＳ図において第１図と同じ部分には同一符
号を付して説明する。この実施例の場合、コンデンサ２
２に対し、並列となる抵抗２３′ｆｔ接続するものであ
る。この抵抗２３の値は例えは数Ω乃至数百０である。

この実施例によると、先の実施例の■、■で述べた作用
に加えて、■　入力信号周波数か使用周波数帯よシ低く
なった場合、コンデンサ２２の持つインピーダンスが大
きくなるため抵抗２３の影響が大きくなる。従ってこの
場合も整合回路は抵抗成分を含む損失の有る回路として
作用し、周波数が上昇した場合と同様に増幅器の安定化
が得られる。

第７図は上記の実施例による増幅器の周波数特性である
。この特性かられかるように、安定係数は２ＧＨｚにお
いては従来の０．９から１以上へ、またｇＧＨｚ以上に
おいては従来の２．０前後から４．０前後へと改善され
ていゐ。

上記の実施例はマイクロ波増幅器における不要電力の吸
収について説明したが、この発明は、マイクロ波混合回
路に適用してもその効果を有効に発揮するものである。

館８図は、混合回路に適用した実施例を示している。高
周波入力信号は、入力端子３１に供給される。入力端子
３１はバンドパスフィルタ３２０入力側線路に接続され
、このバンドパスフィルタ３１の出力線路は、混合ダイ
オード３３のアノード端子に接続される。そしてこの混
合ダイオード３３のカソードは、バンドパスフィルタ３
４の一方の線路に接続され、このバンドパスフィルタ３
４の他方の線路は局部発揚信号供給端子３５に接続され
る。更に前記混合ダイオード３３のカソードは低域フィ
ルタ３６を介して、中間周波出力端子３７に接続される
。この回路において、線路部３８．３９は直流電流の帰
還路である。さらにダイオード３３のアノード側に近接
して配置され九オーノンスタブ４０け、端子３５から供
給される局部発振信号が高周波信号入力端子３ノ側に漏
洩するの全防止するためのものである。従ってこのオー
プンスタブ４０Ｆｉ、局部発振信号の波長λの１／４の
線路長金有する。さらにとのオープンスタブ４０と線路
部３８との間に抵抗４１とコンデンサ４２の並列回路が
接続されている。コンデンサ４２は、ここでは使用周波
数である局部発振信号、高周波信号に対して充分な通過
特性を持ち、低周波に対しては比較的高いインピーダン
スとなる値に選定されている。また抵抗４ノは、低周波
に対してコンデンサ４２に比べて低いインビーダンスと
なるように選定されている。

上記の混合器の整合回路においても、使用周波数の信号
に対しては無損失であシ、不要な反射波に対しては損失
を生じさせ、良好な中間周波信号を得るのに寄与するこ
とができる。以下その動作を第９図、第１θ図を参照し
て説明する。今第９図のような混合回路を考え、端子３
７からは中間周波信号ＩＦｚが得られるものとする。こ
の端子３７の信号ＩＦＪは、実線で示すようにオープン
スタブ３２に、３４に、４０にの開放端まで達し。

各々の開放端で反射し破線で示すように端子３１に戻っ
てくる反射波ＩＦ２となる。この発明を適用しない従来
のものであると、端子３１における反射損失は、第１Ｏ
図に破線で示すようになる。

ところが本発明を適用した場合、反射損失は、第１０図
に実線で示すようＫな郵、反射波が低減される。一方、
局部発振信号に対しては、オープンスタブ４０によシ入
力端子３１への漏洩防止が得られ、抵抗４１、コンデン
サ４２ｆｔ設けたからといって高周波入力端の整合、変
換損失など他の特−１２＝ 性に影響はない。

第１１図は更に他の実施例である。第８図と同一部には
同一符号を付している。この実施例の場合、混合ダイオ
ード３３のカソードとバンドパスフィルタ３４０線路３
４にとの間に抵抗４３とコンデンサ４４の並列回路を接
続するものである。

この回路を加えた場合、バンドパスフィルタ３４による
反射波（低周波）に対して損失効果を得ることができ、
一層良好な中間周波信号を得るのに有効とがる。なおオ
ープンスタブ４０としてノ線路の配置は、第８図の配置
の他に、第１１図のように配置しても良く、更に低周波
出力端子３７の整合以外の特性を考慮して選定すること
ができる。

このように混合器にこの発明を適用すると、簡単な構成
によシ、低周波出力端は、混合器に対して秀れた広帯域
整合を得る。またこの発明は、他の特性に影響がないた
め設計を終えた段階でも容易に実施することができると
いう利点もある。更に整合回路としては簡単であジ、装
置の小形化、低価格化にも有利である。従来の混合回路
は、出万端子は他の周波数に比べ非常に低い周波数であ
るため不整合を生じることが多く次段の回路との不整合
も生じリップルを生じることがあったがこの発明を適用
することで解決できた。

〔発明の効果〕

以上説明したようにこの発明は、簡単な構成でマイクロ
波特性を改善でき、設計上で特別に使用周波数帯域外ま
でも苦慮する必要がなく、また混合器に適用すれば出力
端子では広帯域で秀れた整合を得るマイクロ波装置の整
合回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の回路の斜視図、第３図はこの発明に係わるコンデ
ンサの特性説明図、第４図は第１図の回路の周波数特性
図、第５図、第６図はこの発明の他の実施例を示す回路
図および斜視図、第７図は第５図の回路の周波数特性図
、第８図は更にこの発明の他の実施例を示す回路図、第
９図。 第１０図は第９図の（ロ）路と従来の回路動作を説明す
るのに示した図、第１１図は更にまたこの発明の他の実
施例を示す回路図、第１２図、第１３図は従来のマイク
ロ波回路とその斜視図、第１４図は第１２図の回路の周
波数特性図である。 １３．１５・・・主線路、１ｇ、１９．４０・・・スタ
ブ、２１，２２，４２．４４・・・コンデンサ、２３゜
４１．４３・・・抵抗、１４・・・半導体増幅素子、３
３・・・混合ダイオード。 出願人代理人　弁理士　　鈴　　江　　武　　彦］ ０　　　　　　（転） Ｑつ 賊

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）誘電体基板と、この基板上に形成され、半導体素
   子との間の高周波信号の伝送を行なう主線路と、この主
   線路に近接して前記基板上に形成されこの主線路と前記
   半導体素子との整合を得るためのスタブとから成るマイ
   クロ波装置の整合回路において、前記主線路と前記スタ
   ブとの間に、所定の高周波信号に対しては低インピーダ
   ンスを呈し、不要信号に対しては高インピーダンスを呈
   する少なくともコンデンサを含む可変インピーダンス回
   路を接続したことを特徴とするマイクロ波装置の整合回
   路。
2. （２）前記可変インピーダンス回路は前記コンデンサと
   並列接続された抵抗体を有することを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のマイクロ波装置の整合回路。
3. （３）前記可変インピーダンス回路の一端は、マイクロ
   波増幅器の増幅素子に接続された主線路に接続されたこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のマイクロ波
   装置の整合回路。
4. （４）前記可変インピーダンス回路の一端は、マイクロ
   波装置の混合素子が接続された主線路に接続されたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のマイクロ波装
   置の整合回路。