JP4423281B2 - 安定化回路、高周波フィルタ - Google Patents

Description

本発明は、主に高周波半導体集積回路に適用可能な安定化回路と高周波フィルタに関する。

高周波増幅回路に高周波損失を与え、回路動作を安定にするために用いられる安定化回路は多数提案されているが、取り扱う周波数が高くなるにつれて使用できる回路の構成手段は限定されてくる。特に３０ＧＨｚ以上のミリ波帯で動作する半導体集積回路の場合、集中定数による容量やインダクタは良好な特性が得にくいため、伝送線路によるスタブと薄膜抵抗等により構成される単純な安定化回路が主に用いられている。

また１つの回路には一般的に安定化を強く行うべき周波数と、安定化を行う必要の少ない周波数が並存する。このような場合に用いられる安定化回路のことを周波数依存性をもつ安定化回路と呼ぶ。

前記の一例としてミリ波帯のアンプを以下に説明する。

アンプの増幅周波数がｆの場合、周波数ｆにおいては小さな損失しか与えず、それ以外の周波数においては十分大きな損失を与えることのできる安定化回路があれば、アンプは良好な増幅特性と最大の安定性が同時に得られる。またトランジスタには本質的に低周波ほど利得が高いという特性が存在する。

すなわちトランジスタ回路において周波数によらず一定の安定性を得るためには、低周波ほどより多くの回路損失を与える安定化回路が求められる。アンプにおいても例外ではなく、周波数ｆよりも低周波側をより重点的に安定化する必要がある。この傾向はアンプの増幅周波数ｆがトランジスタの性能上限に近い場合に特に顕著となる。

すなわち、増幅周波数ｆとｆ以上の周波数においてトランジスタは十分な利得を有しないため、周波数ｆにおいては回路に損失を与える事が少しも許されなくなる一方、ｆより低周波側においてはトランジスタの利得は大きくなるため十分な回路損失を与えなくてはならない。このような、回路損失の周波数変化率が大きい安定化回路を構成することはミリ波帯では容易ではない。

そこで、一般的に開放スタブと接地された薄膜容量とからなる共振器に抵抗器を接続し、その抵抗器を損失が必要とされる回路部分に接続するような安定化回路が用いられている。前記共振器は共振周波数近傍において高インピーダンスに近づく。このため、スタブの共振周波数をアンプの増幅周波数ｆに合わせることで、増幅周波数ｆでは損失が少なくそれ以外の周波数では損失を大きくする事ができる。

しかし、１／４波長を持つ短絡スタブのインピーダンスの周波数依存性は緩慢なために増幅周波数ｆを含む広範囲の周波数帯域で低損失となる。アンプの動作が不安定となる周波数ｇが増幅周波数ｆと近い場合には、周波数ｇにおいて回路が安定となるまで損失量を増してやる必要があるため、これに伴って増幅周波数ｆでも余分な損失が加わる。その結果、増幅回路の利得や雑音指数が劣化していた。

一方、アナログフィルタは、通信機器やレーダーなどのアナログ回路を有するシステムの性能を決定する上で重要な要素である。アナログフィルタは、システムに不要な周波数成分を取り除くことで、システムの感度向上、隣接チャネル間の干渉抑制、不要電波の放射抑制などに寄与する。アナログフィルタの種類には、信号を通過させる通過帯域と信号を減衰させる阻止帯域の設け方によって、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、バンドエリミネートフィルタなどがあり、使用目的によって選定される。

しかし、この場合も安定化回路と同様に取り扱う周波数が高くなるにつれて回路の構成手段は限定されてくる。特に３０ＧＨｚ以上のミリ波帯で動作する半導体集積回路の場合、伝送線路によるスタブと薄膜抵抗、薄膜容量等により構成されるアナログフィルタが主に用いられている。また１つの回路には一般的に信号を減衰させずに通過させたい周波数と、強く抑制したい周波数とが並存する。

前記を目的として作成される単純なフィルタとして、バンドエリミネートフィルタの一形態であり、特定の周波数に急峻な減衰を与えるノッチフィルタについて以下に説明する。ノッチフィルタは例えば、通信システムにおいては、データ変調時に占有帯域の端に現れるスプリアスを低減する際に用いられる。阻止帯域の周波数がｆの時、ノッチフィルタを通過した信号の周波数特性は図１０のようになる。

この図１０のように周波数ｆにおいては大きな損失を与え、それ以外の通過帯域の周波数においては十分小さな損失を与えることのできるノッチフィルタであれば、前述したような通信システムの占有帯域において、スプリアスの周波数だけに大きな損失を与え、かつデータ信号が存在する帯域には損失を与えないことが可能となり、良好な通信特性と、帯域制御が同時に得られる。その他のフィルタにおいても前記と同様の議論が成立つ。つまり阻止帯域の周波数ｆにおいては大きな損失を与え、それ以外の通過帯域の周波数においては十分小さな損失を与えることができれば、良好な通信特性と帯域制御が同時に得られる。

しかしながら、周波数変化率が大きいアナログフィルタを構成することはミリ波帯では容易ではない。また、伝送線路の形状に起因する寄生的なインダクタンス、キャパシタンスによって、損失を与えたい周波数が設計値よりもずれてしまう場合がある。

この問題を前述のノッチフィルタを例にとって説明する。ミリ波帯のノッチフィルタには、一般的には開放スタブと接地された薄膜容量とからなる共振器が用いられている。この共振器は開放スタブと薄膜容量との共振周波数近傍において高インピーダンスになる。このため、前記共振器を高周波回路内の所定のノードに、動作周波数の１／４波長の長さの伝送線路を介して接続することにより、そのノードにおいて、所定の周波数ｆで信号に損失を与えることができる。

また、特許文献１においては、導波管、超伝導体など、周波数変化率が高い素子を用いてフィルタを構成することを開示している。これらのフィルタを所望の高周波回路に接続することによって、高周波回路に対して周波数変化率が高いフィルタリングが可能となる。しかし、導波管、超伝導体を用いたフィルタは通常のＩＣプロセスとは別に作成する必要があり、コストがかかるほか、サイズが大きくなるという欠点がある（特許文献１参照）。
特許第３６５５７４２号公報

従来の技術においては、共振器の周波数依存性が緩慢なために周波数ｆを含む広範囲の周波数帯域で信号に損失を与えてしまう。この結果、通信システムにおいては、データ信号を有する周波数帯に損失を与えてしまい、利得や雑音指数等を含む通信特性が劣化する可能性があった。

また、伝送線路の縁端の形状や、薄膜容量の形状などに起因する寄生的なインダクタンス、キャパシタンスにより、周波数ｆが設計値よりもずれてしまうと、所望の周波数の低減効果が得られない可能性があった。

本発明の目的は、高周波回路において周波数変化率が高い素子を実現し、これを用いた安定化回路および高周波フィルタを提供することにある。

課題を解決するために、本発明の請求項１においては、特性インピーダンスがＺ _１ であり、動作周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路による開放スタブをＴ _１ とし、特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、動作周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路による開放スタブをＴ _２ とし、前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×Ｌ _１ ）＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｌ _２ ）の関係式を満たし、高周波回路の中にあって高周波損失を与えるノードを第１のノードとし、前記開放スタブＴ _１ と前記開放スタブＴ _２ とを第１の接続点にて互いに接続し、前記第１の接続点と前記第１のノードが抵抗を介して相互に接続されていることを特徴とする。

また、請求項２に記載の本発明は、特性インピーダンスがＺ _１ であり、所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _１ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＶ _１ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _１ ×cot（β _１ ×Ｖ _１ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _１ とし、特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _２ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＶ _２ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｖ _２ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _２ とし、前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×（Ｌ _１ ＋Ｖ _１ ））＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×（Ｌ _２ ＋Ｖ _２ ））の関係式を満たし、高周波回路の中にあって高周波損失を与えるノードを第１のノードとし、前記可変リアクタンススタブＴ _１ と前記可変リアクタンススタブＴ _２ とを第１の接続点にて互いに接続し、前記第１の接続点と前記第１のノードが抵抗を介して相互に接続されており、前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ 及び／又は前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を変化させることにより、動作周波数が前記所定の周波数から変化することを特徴とする。

また、請求項３に記載の本発明は、前記開放スタブＴ _１ と、前記開放スタブＴ _２ と、前記可変リアクタンスタブＴ _１ と、前記可変リアクタンスタブＴ _２ と、は、それぞれ短絡スタブに置換可能なことを特徴とする。

また、請求項４に記載の本発明は、特性インピーダンスがＺ _１ であり、動作周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路による開放スタブをＴ _１ とし、特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、動作周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路による開放スタブをＴ _２ とし、前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×Ｌ _１ ）＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｌ _２ ）の関係式を満たし、高周波回路の中にあって高周波損失を与えるノードを第１のノードとし、前記動作周波数における１／４波長の長さをもつ伝送線路をＴ _３ とし、前記開放スタブＴ _１ と前記開放スタブＴ _２ とを第１の接続点にて互いに接続し、前記第１の接続点と前記第１のノードが伝送線路Ｔ _３ を介して相互に接続されていることを特徴とする。

また、請求項５に記載の本発明は、特性インピーダンスがＺ _１ であり、動作周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路による開放スタブをＴ _１ とし、特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、動作周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路による開放スタブをＴ _２ とし、前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×Ｌ _１ ）＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｌ _２ ）の関係式を満たし、前記開放スタブＴ _１ 及び前記開放スタブＴ _２ と同じ特性インピーダンス、位相定数、長さを持った開放スタブをそれぞれＴ _１ ’、Ｔ _２ ’とし、前記動作周波数における１／４波長の長さの伝送線路をＴ _３ とし、前記開放スタブＴ _１ と前記開放スタブＴ _２ とを第１の接続点にて相互に接続し、前記開放スタブＴ _１ ’と前記開放スタブＴ _２ ’とを第２の接続点にて相互に接続し、前記第１の接続点と前記第２の接続点とを伝送線路Ｔ _３ によって相互に接続し、もってフィルタ回路を形成し、高周波回路の中にあって前記フィルタ回路へ信号を出力するノードを第１のノードとし、前記フィルタ回路から信号が入力されるノードを第２のノードとし、前記第１の接続点と、前記第２の接続点と、が、前記第１のノードと、前記第２のノードと、にそれぞれ接続されていることを特徴とする。

また、請求項６に記載の本発明は、特性インピーダンスがＺ _１ であり、所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _１ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＶ _１ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _１ ×cot（β _１ ×Ｖ _１ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _１ とし、特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _２ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＶ _２ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｖ _２ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _２ とし、前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×（Ｌ _１ ＋Ｖ _１ ））＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×（Ｌ _２ ＋Ｖ _２ ））の関係式を満たし、高周波回路の中にあって高周波損失を与えるノードを第１のノードとし、前記所定の周波数における１／４波長の長さをもつ伝送線路をＴ _３ とし、前記開放スタブＴ _１ と前記開放スタブＴ _２ とを第１の接続点にて相互に接続し、前記第１の接続点と前記第１のノードが伝送線路Ｔ _３ を介して相互に接続されおり、前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ 及び／又は前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を変化させることにより、動作周波数が前記所定の周波数から変化することを特徴とする。

また、請求項７に記載の本発明は、特性インピーダンスがＺ _１ であり、所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _１ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＶ _１ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _１ ×cot（β _１ ×Ｖ _１ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _１ とし、特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _２ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＶ _２ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｖ _２ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _２ とし、前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×（Ｌ _１ ＋Ｖ _１ ））＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×（Ｌ _２ ＋Ｖ _２ ））の関係式を満たし、前記可変リアクタンススタブＴ _１ 及び前記可変リアクタンスタブＴ _２ と同じ特性インピーダンス、位相定数、長さを持った伝送線路と、前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ および前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ と同じ接地可変リアクタンス手段と、からなる可変リアクタンススタブをそれぞれＴ _１ ’、Ｔ _２ ’とし、前記所定の周波数における１／４波長の長さの伝送線路をＴ _３ とし、前記開放スタブＴ _１ と前記開放スタブＴ _２ とを第１の接続点にて相互に接続し、前記開放スタブＴ _１ ’と前記開放スタブＴ _２ ’とを第２の接続点にて相互に接続し、前記第１の接続点と前記第２の接続点とを伝送線路Ｔ _３ によって相互に接続し、もってフィルタ回路を形成し、高周波回路の中にあって前記フィルタ回路へ信号を出力するノードを第１のノードとし、前記フィルタ回路から信号が入力されるノードを第２のノードとし、前記第１の接続点と、前記第２の接続点と、が、前記第１のノードと、前記第２のノードと、にそれぞれ接続されており、前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ 及び／又は前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を変化させることにより、動作周波数が前記所定の周波数から変化することを特徴とする。

また、請求項８に記載の本発明は、前記開放スタブＴ _１ と、前記開放スタブＴ _２ と、前記可変リアクタンスタブＴ _１ と、前記可変リアクタンスタブＴ _２ と、は、それぞれ短絡スタブに置換可能なことを特徴とする。

本発明によれば、高周波回路において周波数変化率が高い素子を実現し、これを用いた安定化回路および高周波フィルタを提供することができる。

［第１の実施の形態］
図１は、第１の実施の形態を説明する図であり、高周波回路の第１のノード５に本実施の形態による安定化回路が接続されている。この時、開放スタブＴ_１１、開放スタブＴ_２２の伝送線路の特性インピーダンスはそれぞれＺ_１、Ｚ_２であり、高周波回路の動作周波数ｆにおける位相定数をそれぞれβ_１とβ_２とする。

開放スタブＴ_１１と開放スタブＴ_２２の長さＬ_１とＬ_２はＺ_１×cot（β_１×Ｌ_１）＝−Ｚ_２×cot（β_２×Ｌ_２）の関係式を満たす任意の組み合わせを用いることが可能である。抵抗Ｒ４の抵抗値の大きさは設計者の任意で設定可能であり、周波数ｆ以外の周波数において高周波回路に与える損失の大きさを調整することができる。抵抗Ｒ４が第１のノード５における高周波信号インピーダンスよりも十分小さいかあるいは十分大きい場合は高周波回路に与える損失は小さくなり、抵抗Ｒが前記高周波信号インピーダンスに近い場合は損失が大きくなる。

なお、開放スタブＴ_１１と開放スタブＴ_２２に替えて短絡スタブを用いても同様の効果が得られる。この短絡スタブを適用した場合は、長さＬ_１、Ｌ_２が動作周波数において満たすべき条件として、Ｚ_１×ｔａｎ（β_１×Ｌ_１）＝−Ｚ_２×ｔａｎ（β_２×Ｌ_２）の関係式がある。

図２は本実施の形態の安定化回路（図２中（イ））と、従来用いられている安定化回路（図２中（ロ））の構成を示している。比較のため、実施の形態の安定化回路の片側の開放スタブと、従来回路の開放スタブとは同じスタブを用いることとし、そのインピーダンスを（ａ）とする。また、実施の形態のもう一方の開放スタブのインピーダンスを（ｂ）、従来回路のグランド７に接地された容量６が持つインピーダンスを（ｃ）とする。

簡単化のため、各スタブと容量６とは無損失であるとし、インピーダンスはリアクタンス成分のみであるとする。また両方の安定化回路はそれぞれ同じ周波数ｆにおいて高周波回路に小さな損失しか与えず、それ以外の周波数においては大きな損失を与えるように設計されている。

図３に（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のインピーダンスがもつリアクタンスの周波数依存性を示す。実施の形態では、図２（イ）中の（ａ）と（ｂ）が並列接続されるため、周波数ｆにおいてインピーダンスが無限大となる共振を持っていることが分かる。これは、周波数ｆにおいて前述のＺ_１×cot（β_１×Ｌ_１）＝−Ｚ_２×cot（β_２×Ｌ_２）を満たしていることを示す。

また従来技術では図２（ロ）中の（ａ）と（ｃ）が並列接続されるため、同様に周波数ｆにおいてインピーダンスが無限大となる共振を持つことが示されている。ここで、周波数ｆを基点としたときのインピーダンスの周波数に対する勾配に注目する。従来回路は接地容量のリアクタンスの周波数依存性が小さいため、周波数ｆからインピーダンスの変化が緩やかである（図３中、点線矢印）。これは、周波数ｆを含む広範囲の周波数において高周波回路が低損失になることを示す。

一方、実施の形態の安定化回路は、両スタブのリアクタンスが周波数によって急峻に変化するため、周波数ｆからのインピーダンスの変化も従来フィルタに比べて大きい（図中、実線矢印）。これは、周波数ｆから周波数が変化するにしたがって、高周波回路に与える損失が急速に増加することを示す。以上の性質から、実施の形態の安定化回路は従来の安定化回路よりも、低損失の周波数から大きな損失を与える周波数まで急峻な変化を行うことが可能である。

本実施の形態において使用する伝送線路としては、たとえば、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路、スロット線路などが利用でき、開放スタブが構成可能であり、所望の高周波回路に接続可能であれば良い。

本実施の形態では、回路は無損失であるとしたが、一般的な伝送線路が示すような損失が存在しても、本実施の形態は適用可能である。なぜならば、伝送線路が示す損失は実施の形態の安定化回路が高周波回路に与える損失よりも十分に小さく、伝送線路の損失の大小で実施の形態の効果が損なわれることが無いからである。

本実施の形態において、抵抗Ｒ４の抵抗値の大きさは設計者の任意で設定可能である。よって当然、抵抗値をゼロに設定することも可能であり、抵抗Ｒ４を介さずに接続点３と前記第１のノード５とを接続することによって実現することができる。

［第２の実施の形態］
図４は第２の実施の形態を説明するための説明図であり、高周波回路の第１のノード５に実施の形態による高周波フィルタ回路（高周波フィルタ）が接続されている。この時、開放スタブＴ_１１、開放スタブＴ_２２の伝送線路の特性インピーダンスはそれぞれＺ_１、Ｚ_２であり、高周波回路の動作周波数ｆにおける位相定数をそれぞれβ_１とβ_２とする。開放スタブＴ_１１と開放スタブＴ_２２の長さＬ_１とＬ_２はＺ_１×cot（β_１×Ｌ_１）＝−Ｚ_２×cot（β_２×Ｌ_２）の関係式を満たす任意の組み合わせを用いることが可能である。

すでに説明した第１の実施の形態との違いは、開放スタブＴ_１１、Ｔ_２２と第１のノード５との間に動作周波数に対して１／４波長の長さをもつ伝送線路Ｔ３が挿入されている点である。これにより動作周波数ｆにおいて、高周波回路に大きな損失を与え、その他の周波数では低損失となる。つまりバンドエリミネート型の高周波フィルタとして動作するようになっている。しかしながら、第１の実施の形態における説明と同じ原理により、従来技術と比べて損失の周波数変化率が高いという利点は保持される。

なお、開放スタブＴ_１１と開放スタブＴ_２２に替えて短絡スタブを用いても同様の効果が得られる。この短絡スタブを適用した場合は、長さＬ_１、Ｌ_２が動作周波数において満たすべき条件として、Ｚ_１×ｔａｎ（β_１×Ｌ_１）＝−Ｚ_２×ｔａｎ（β_２×Ｌ_２）の関係式がある。

本実施の形態において使用する伝送線路としては、たとえば、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路、スロット線路などが利用でき、開放スタブが構成可能であり、所望の高周波回路に接続可能であれば良い。

本実施の形態では、回路は無損失であるとしたが、一般的な伝送線路が示すような損失が存在しても、本実施の形態は適用可能である。なぜならば、伝送線路が示す損失は本実施の形態の安定化回路が高周波回路に与える損失よりも十分に小さく、伝送線路の損失の大小で本実施の形態の効果が損なわれることが無いからである。

［第３の実施の形態］
図５は第３の実施の形態を説明するための説明図であり、高周波回路の第１のノード５に高安定化回路が接続されている。それぞれの可変リアクタンススタブは、特性インピーダンスがそれぞれＺ_１、Ｚ_２である伝送線路と可変リアクタンス回路Ｘ_１１７、可変リアクタンス回路Ｘ_２１８で構成されている。可変リアクタンス回路Ｘ_１、可変リアクタンス回路Ｘ_２は例えば、バラクタダイオードなどで実現可能である。パラクタダイオードは外部から電圧を印加することにより、ダイオードが有するキャパシタンスを変化させることが可能である。

この動作により、バラクタダイオードが接続されたノードのリアクタンスを変化させることができる。高周波回路の動作周波数ｆにおける伝送線路の位相定数をそれぞれβ_１とβ_２とする。また、可変リアクタンス回路が与えるリアクタンスを、それぞれ、特性インピーダンスがＺ_１であり、動作周波数において位相定数がβ_１であり、長さがＶ_１である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ_１×cot（β_１×Ｖ_１）とし、特性インピーダンスがＺ_２であり、動作周波数において位相定数がβ_２であり、長さがＶ_２である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ_２×cot（β_２×Ｖ_２）とする。この時、それぞれの伝送線路の長さＬ_１とＬ_２はＺ_１×cot（β_１×（Ｌ_１＋Ｖ_１））＝−Ｚ_２×cot（β_２×（Ｌ_２＋Ｖ_２））の関係式を満たす任意の組み合わせを用いることが可能である。

抵抗Ｒ４の抵抗値の大きさは設計者の任意で設定可能であり、周波数ｆ以外の周波数において高周波回路に与える損失の大きさを調整することができる。抵抗Ｒ４が第１のノード５における高周波信号インピーダンスよりも十分小さいかあるいは十分大きい場合は高周波回路に与える損失は小さくなり、抵抗Ｒが前記高周波信号インピーダンスに近い場合は損失は大きくなる。

以下に、可変リアクタンススタブが、開放スタブと同様の条件式で扱える理由について説明する。図６は可変リアクタンススタブを示す図である。このスタブに用いられている伝送線路は、特性インピーダンスがＺ_０、高周波回路の動作周波数ｆにおける位相定数がβ、その長さがＬであるとする。また、可変リアクタンス回路が与えるリアクタンスをＸとする。この時第１のノード５における可変リアクタンススタブのインピーダンスは

よって、リアクタンス回路が与えるリアクタンスＸは、開放スタブにおける伝送線路の長さの変化と同じ効果を与えることが示される。

本実施の形態は、高周波回路に損失を与える周波数ｆから周波数が変化するに従って、急峻な変化を持つことが特徴である。さらに本実施の形態においては、可変リアクタンス回路のリアクタンスを変化させることによって、動作周波数ｆを変化させられる点が特徴である。

例えば、可変リアクタンス回路のリアクタンスが−Ｚ_１×cot（β_１×Ｖ_１’）、−Ｚ_２×cot（β_２×Ｖ_２’）へ変化した場合、動作周波数はＺ_１×cot（β_１×（Ｌ_１＋Ｖ_１’））＝−Ｚ_２×cot（β_２×（Ｌ_２＋Ｖ_２’））を満たすｆ’へ変化する。これにより本安定化回路の作成及び実装の後に、外部操作によって可変リアクタンス回路のリアクタンスを変化させることによって、安定化回路の動作周波数ｆを微調整することが可能となる。

本実施の形態において使用する伝送線路としては、たとえば、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路、スロット線路などが利用でき、可変リアクタンス回路が接続可能であり、所望の高周波回路に接続可能であれば良い。

本実施の形態では、回路は無損失であるとしたが、一般的な伝送線路が示すような損失が存在しても適用可能である。なぜならば、伝送線路が示す損失は本実施の形態の安定化回路が高周波回路に与える損失よりも十分に小さく、伝送線路の損失の大小で本実施の形態の効果が損なわれることが無いからである。

本実施の形態では、可変リアクタンス回路の例としてバラクタダイオードを示したが、低損失でリアクタンスが変化可能であれば何でもよく、他にもＦＥＴの寄生容量の電圧変化を利用した回路や、マイクロマシン技術によって、コンデンサの容量を変化させる機構などが考えられる。

本実施の形態において、抵抗Ｒ４の抵抗値の大きさは設計者の任意で設定可能である。よって当然、抵抗値をゼロに設定することも可能であり、抵抗Ｒ４を介さずに第１の接続点３と前記第１のノード５とを接続することによって実現することができる。

［第４の実施の形態］
図７は第４の実施の形態を説明する図であり、高周波回路の第１のノード５に実施の形態による高周波フィルタ回路が接続されている。それぞれの可変リアクタンススタブは、特性インピーダンスがそれぞれＺ_１、Ｚ_２である伝送線路と可変リアクタンス回路Ｘ_１、Ｘ_２で構成されている。可変リアクタンス回路Ｘ_１、Ｘ_２は例えば、バラクタダイオードなどで実現可能である。バラクタダイオードは外部から電圧を印加することにより、ダイオードが有するキャパシタンスを変化させることが可能である。この動作により、バラクタダイオードが接続されたノードのリアクタンスを変化させることができる。

高周波回路の動作周波数ｆにおける伝送線路の位相定数をそれぞれβ_１とβ_２とする。また、可変リアクタンス回路が与えるリアクタンスをそれぞれ、−Ｚ_１×cot（β_１×Ｖ_１）、−Ｚ_２×cot（β_２×Ｖ_２）とする。この時、それぞれの伝送線路の長さＬ_１とＬ_２はＺ_１×cot（β_１×（Ｌ_１＋Ｖ_１））＝−Ｚ_２×cot（β_２×（Ｌ_２＋Ｖ_２））の関係式を満たす任意の組み合わせを用いることが可能である。

すでに説明した第３の実施の形態との違いは、可変リアクタンススタブＴ_１１、Ｔ_２２と第１のノード５との間に動作周波数に対して１／４波長の長さをもつ伝送線路Ｔ３が挿入されている点である。これにより動作周波数ｆにおいて、高周波回路に大きな損失を与え、その他の周波数では低損失となる。つまりバンドエリミネート型の高周波フィルタとして動作するようになっている。しかしながら、第３の実施の形態における説明と同じ原理により、従来技術と比べて損失の周波数変化率が高いという利点は保持される。

本実施の形態において使用する伝送線路としては、たとえば、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路、スロット線路などが利用でき、可変リアクタンススタブが構成可能であり、所望の高周波回路に接続可能であれば良い。

本実施の形態では、回路は無損失であるとしたが、一般的な伝送線路が示すような損失が存在しても、本実施の形態は適用可能である。なぜならば、伝送線路が示す損失は本実施の形態の安定化回路が高周波回路に与える損失よりも十分に小さく、伝送線路の損失の大小で本実施の形態の効果が損なわれることが無いからである。

本実施の形態では、可変リアクタンス回路の例としてバラクタダイオードを示したが、低損失でリアクタンスが変化可能であればよく、他にもＦＥＴの寄生容量の電圧変化を利用した回路や、マイクロマシン技術によって、コンデンサの容量を変化させる機構などが考えられる。

［第５の実施の形態］
図８は第５の実施の形態を説明する図であり、高周波回路の第１のノード５とノード２には高周波フィルタ回路が接続されている。本フィルタ回路は、急峻な周波数変化率をもつ共振器を用いたバンドパス型の高周波フィルタである。

本フィルタは４本の開放スタブＴ_１１、開放スタブＴ_２２、開放スタブＴ_１’２２、開放スタブＴ_２’２３と一本の伝送線路Ｔ_３１０とで構成されている。開放スタブＴ_１１、開放スタブＴ_２２の伝送線路Ｔ_３１０の特性インピーダンスはそれぞれＺ_１、Ｚ_２であり、高周波回路の動作周波数ｆにおける位相定数をそれぞれβ_１とβ_２とする。

開放スタブＴ_１１とＴ_２２の長さＬ_１とＬ_２はＺ_１×cot（β_１×Ｌ_１）＝−Ｚ_２×cot（β_２×Ｌ_２）の関係式を満たす任意の組み合わせを用いることが可能である。開放スタブＴ_１’２２、開放スタブＴ_２’２３は開放スタブＴ_１１、開放スタブＴ_２２とそれぞれ等しい特性インピーダンス、位相定数、長さを持っている。開放スタブＴ_１１と開放スタブＴ_２２とは第１の接続点３で、開放スタブＴ_１１’と開放スタブＴ_２２’とは第２の接続点２４でそれぞれ互いに接続される。第１の接続点３と第２の接続点２４とは互いに動作周波数の１／４波長の長さの伝送線路Ｔ_３１０で接続されることにより、高周波フィルタを構成している。

以下に動作を説明する。動作周波数ｆの時、開放スタブＴ_１１と開放スタブＴ_２２との組み合わせ、及び開放スタブＴ１’２２と開放スタブＴ_２’２３との組み合わせは第１の実施の形態で説明した原理に従って回路に対して高インピーダンスを与える。この時、第１のノード５から第２のノード２１へ伝搬する信号に対して影響は小さく、回路は低損失となる。

一方、ｆ以外の周波数の時、開放スタブＴ_１１と開放スタブＴ_２２との組み合わせ、及び開放スタブＴ_１’２２と開放スタブＴ_２’２３との組み合わせは回路に低インピーダンスを与え、第１のノード５から第２のノード２１へ信号が通過することができなくなる。すなわち、動作周波数ｆの信号のみを通過させるバンドパスフィルタとして動作する。

なお、開放スタブＴ_１１と開放スタブＴ_２２に替えて短絡スタブを用いても同様の効果が得られる。この短絡スタブを適用した場合は、長さＬ_１、Ｌ_２が動作周波数において満たすべき条件として、Ｚ_１×ｔａｎ（β_１×Ｌ_１）＝−Ｚ_２×ｔａｎ（β_２×Ｌ_２）の関係式がある。

本実施の形態の高周波フィルタは、第１の実施の形態において抵抗Ｒ４を０Ωにした時の安定化回路が２段繋がっている構成と等価である。この時、本実施の形態の高周波フィルタが示す周波数変化率は、第１の実施の形態が有する周波数変化率の重畳で表すことができる。よって第１の実施の形態に比べて、より急峻な周波数変化率を実現できる点が特徴である。

本実施の形態において伝送線路Ｔ_３１０の長さは動作周波数の１／４波長としたが、厳密にこの長さでなくてもよい。伝送線路Ｔ_３１０の長さが動作周波数の１／４波長であるとき、開放スタブＴ_１１と開放スタブＴ_２２、及び開放スタブＴ１’２２と開放スタブＴ_２’２３とは、伝送線路Ｔ_３１０によって接続されている影響を受けず、第１の実施の形態で説明した動作と全く同様の動作が行える。

しかし、伝送線路Ｔ_３１０の長さが動作周波数の１／４波長から乖離すると、伝送線路Ｔ_３１０がもつリアクタンスの影響により、開放スタブの共振周波数が僅かに変化して、動作周波数がｆからｆ’へ変化することがある。しかしながら、その変化量は僅かであり、本実施の形態の効果である急峻な周波数変化率を損なうことはない。

本実施の形態において使用する伝送線路としては、たとえば、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路、スロット線路などが利用でき、開放スタブが構成可能であり、所望の高周波回路に接続可能であれば良い。

本実施の形態では、回路は無損失であるとしたが、一般的な伝送線路が示すような損失が存在しても、本実施の形態は適用可能である。なぜならば、伝送線路が示す損失は本実施の形態の安定化回路が高周波回路に与える損失よりも十分に小さく、伝送線路の損失の大小で本実施の形態の効果が損なわれることが無いからである。

本実施の形態では、開放スタブＴ_１１と開放スタブＴ_２２の組み合わせを２段接続することによって、各段の周波数変化率を重畳した周波数変化率が得られることを説明した。よって、２段以上の接続も容易に予想することが可能である。また、段によって動作周波数ｆを変化させ、複数の周波数において低損失となるような構成も容易に予想可能である。

［第６の実施の形態］
図９は第６の実施の形態を説明する図であり、高周波回路の第１のノード５と第２のノード２１とに高周波フィルタ回路が接続されている。本フィルタ回路は、急峻な周波数変化率をもつ共振器を用いたバンドパス型の高周波フィルタである。

本フィルタは４本の可変リアクタンススタブＴ_１１５、可変リアクタンススタブＴ_２１６、可変リアクタンススタブＴ_１’３１、可変リアクタンススタブＴ_２’３２と一本の伝送線路Ｔ_３１０とで構成されている。

可変リアクタンススタブは、特性インピーダンスがそれぞれＺ_１、Ｚ_２である伝送線路と可変リアクタンス回路Ｘ_１１７、可変リアクタンス回路Ｘ_２１８で構成されている。可変リアクタンス回路Ｘ_１１７、可変リアクタンス回路Ｘ_２１８は、例えば、バラクタダイオードなどで実現可能である。バラクタダイオードは外部から電圧を印加することにより、ダイオードが有するキャパシタンスを変化させることが可能である。この動作により、バラクタダイオードが接続されたノードのリアクタンスを変化させることができる。

高周波回路の動作周波数ｆにおける伝送線路Ｔ_３１０の位相定数をそれぞれβ_１とβ_２とする。また、可変リアクタンス回路が与えるリアクタンスをそれぞれ、−Ｚ_１×cot（β_１×Ｖ_１）、−Ｚ_２×cot（β_２×Ｖ_２）とする。この時、それぞれの伝送線路の長さＬ_１とＬ_２は第３の実施の形態で説明した原理により、Ｚ_１×cot（β_１×（Ｌ_１＋Ｖ_１））＝−Ｚ_２×cot（β_２×（Ｌ_２＋Ｖ_２））の関係式を満たす任意の組み合わせを用いることが可能である。

可変リアクタンススタブＴ_１’３１、可変リアクタンススタブＴ_２’３２は可変リアクタンススタブＴ_１１５、可変リアクタンススタブＴ_２１６とそれぞれ等しい特性インピーダンス、位相定数、長さの伝送線路Ｔ_３１０と接地可変リアクタンス回路Ｘ_１’３０、接地可変リアクタンス回路Ｘ_２’３４とからなる。

可変リアクタンススタブＴ_１１５と可変リアクタンススタブＴ_２１６とは第１の接続点３で、可変リアクタンススタブＴ_１’３１と可変リアクタンススタブＴ_２’３２とは第２の接続点２４でそれぞれ互いに接続される。第１の接続点３と第２の接続点２４とは互いに動作周波数の１／４波長の長さの伝送線路Ｔ_３１０で接続されることにより、高周波フィルタを構成している。

以下に動作を説明する。動作周波数ｆの時、可変リアクタンススタブＴ_１１５と可変リアクタンススタブＴ_２１６との組み合わせ、及び可変リアクタンススタブＴ_１’３１と可変リアクタンススタブＴ_２’３２との組み合わせは第１の実施の形態で説明した原理に従って回路に対して高インピーダンスを与える。

この時、第１のノード５から第２のノード２１へ伝搬する信号に対して影響は小さく、回路は低損失となる。一方、ｆ以外の周波数の時、可変リアクタンススタブＴ_１１５と可変リアクタンススタブＴ_２１６との組み合わせ、及び可変リアクタンススタブＴ_１’３１と可変リアクタンススタブＴ_２’３２との組み合わせは回路に低インピーダンスを与え、第１のノード５からノード２へ信号が通過することができなくなる。すなわち、動作周波数ｆの信号のみを通過させるバンドパスフィルタとして動作する。

本実施の形態の高周波フィルタは、第３の実施の形態において抵抗Ｒ４を０Ωにした時の安定化回路が２段繋がっている構成と等価である。この時、本実施の形態の高周波フィルタが示す周波数変化率は、第３の実施の形態が有する周波数変化率の重畳で表すことができる。よって第３の実施の形態に比べて、より急峻な周波数変化率を実現できる点が特徴である。

本実施の形態において伝送線路Ｔ_３１０の長さは動作周波数の１／４波長としたが、厳密にこの長さでなくてもよい。伝送線路Ｔ_３１０の長さが動作周波数の１／４波長であるとき、可変リアクタンススタブＴ_１１５と可変リアクタンススタブＴ_２１６、及び可変リアクタンススタブＴ_１’３１と可変リアクタンススタブＴ_２’３２とは、伝送線路Ｔ_３１０によって接続されている影響を受けず、第３の実施の形態で説明した動作と全く同様の動作が行える。

しかし、伝送線路Ｔ_３１０の長さが動作周波数の１／４波長から乖離すると、伝送線路Ｔ_３１０がもつリアクタンスの影響により、可変リアクタンススタブの共振周波数が僅かに変化して、動作周波数がｆからｆ’へ変化することがある。しかしながら、その変化量は僅かであり、本実施の形態の効果である急峻な周波数変化率を損なうことはない。

本実施の形態において使用する伝送線路としては、たとえば、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路、スロット線路などが利用でき、接地可変リアクタンス回路が構成可能であり、所望の高周波回路に接続可能であれば良い。

本実施の形態では、回路は無損失であるとしたが、一般的な伝送線路が示すような損失が存在しても、本実施の形態は適用可能である。なぜならば、伝送線路が示す損失は本実施の形態の安定化回路が高周波回路に与える損失よりも十分に小さく、伝送線路の損失の大小で本実施の形態の効果が損なわれることが無いからである。

本実施の形態では、可変リアクタンススタブＴ_１１５と可変リアクタンススタブＴ_２１６の組み合わせを２段接続することによって、各段の周波数変化率を重畳した周波数変化率が得られることを説明した。よって、２段以上の接続も容易に可能である。また、段によって動作周波数ｆを変化させ、複数の周波数において低損失となるような構成も容易である。

また、本実施の形態の高周波フィルタ回路および安定化回路を実装する場合において、伝送線路の形状であり、あるいはＩＣで用いる素子を利用したものであるので、通常のＩＣ製造プロセスでその他の高周波回路と同時に作成可能であり、かつＩＣ上に実装可能であるため、回路規模（サイズ）を比較的小型にできるという利点もある。

第１の実施の形態の説明するための説明図である。 第１の実施の形態の効果を説明するための説明図である。 図２に示された安定化回路の周波数変化率を示す図である。 第２の実施の形態を説明するための説明図である。 第３の実施の形態を説明するための説明図である。 第３の実施の形態の動作原理を説明するための説明図である。 第４の実施の形態を説明するための説明図である。 第５の実施の形態を説明するための説明図である。 第６の実施の形態を説明するための説明図である。 ノッチフィルタの周波数特性を示す特性図である。

符号の説明

１…開放スタブＴ_１
２…開放スタブＴ_２
３…第１の接続点
４…抵抗Ｒ
５…第１のノード
６…容量
７…グランド
１０…伝送線路Ｔ_３

Claims (8)

1. 特性インピーダンスがＺ _１ であり、動作周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路による開放スタブをＴ _１ とし、
   特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、動作周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路による開放スタブをＴ _２ とし、
   前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×Ｌ _１ ）＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｌ _２ ）の関係式を満たし、
   高周波回路の中にあって高周波損失を与えるノードを第１のノードとし、
   前記開放スタブＴ _１ と前記開放スタブＴ _２ とを第１の接続点にて互いに接続し、
   前記第１の接続点と前記第１のノードが抵抗を介して相互に接続されていることを特徴とする安定化回路。
2. 特性インピーダンスがＺ _１ であり、所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _１ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＶ _１ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _１ ×cot（β _１ ×Ｖ _１ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _１ とし、
   特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _２ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＶ _２ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｖ _２ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _２ とし、
   前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×（Ｌ _１ ＋Ｖ _１ ））＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×（Ｌ _２ ＋Ｖ _２ ））の関係式を満たし、
   高周波回路の中にあって高周波損失を与えるノードを第１のノードとし、
   前記可変リアクタンススタブＴ _１ と前記可変リアクタンススタブＴ _２ とを第１の接続点にて互いに接続し、
   前記第１の接続点と前記第１のノードが抵抗を介して相互に接続されており、
   前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ 及び／又は前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を変化させることにより、動作周波数が前記所定の周波数から変化することを特徴とする安定化回路。
3. 前記開放スタブＴ _１ と、前記開放スタブＴ _２ と、前記可変リアクタンスタブＴ _１ と、前記可変リアクタンスタブＴ _２ と、は、それぞれ短絡スタブに置換可能なことを特徴とする請求項１または２に記載の安定化回路。
4. 特性インピーダンスがＺ _１ であり、動作周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路による開放スタブをＴ _１ とし、
   特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、動作周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路による開放スタブをＴ _２ とし、
   前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×Ｌ _１ ）＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｌ _２ ）の関係式を満たし、
   高周波回路の中にあって高周波損失を与えるノードを第１のノードとし、
   前記動作周波数における１／４波長の長さをもつ伝送線路をＴ _３ とし、
   前記開放スタブＴ _１ と前記開放スタブＴ _２ とを第１の接続点にて互いに接続し、
   前記第１の接続点と前記第１のノードが伝送線路Ｔ _３ を介して相互に接続されていることを特徴とする高周波フィルタ。
5. 特性インピーダンスがＺ _１ であり、動作周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路による開放スタブをＴ _１ とし、
   特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、動作周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路による開放スタブをＴ _２ とし、
   前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×Ｌ _１ ）＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｌ _２ ）の関係式を満たし、
   前記開放スタブＴ _１ 及び前記開放スタブＴ _２ と同じ特性インピーダンス、位相定数、長さを持った開放スタブをそれぞれＴ _１ ’、Ｔ _２ ’とし、
   前記動作周波数における１／４波長の長さの伝送線路をＴ _３ とし、
   前記開放スタブＴ _１ と前記開放スタブＴ _２ とを第１の接続点にて相互に接続し、
   前記開放スタブＴ _１ ’と前記開放スタブＴ _２ ’とを第２の接続点にて相互に接続し、
   前記第１の接続点と前記第２の接続点とを伝送線路Ｔ _３ によって相互に接続し、もってフィルタ回路を形成し、
   高周波回路の中にあって前記フィルタ回路へ信号を出力するノードを第１のノードとし、
   前記フィルタ回路から信号が入力されるノードを第２のノードとし、
   前記第１の接続点と、前記第２の接続点と、が、前記第１のノードと、前記第２のノードと、にそれぞれ接続されていることを特徴とする高周波フィルタ。
6. 特性インピーダンスがＺ _１ であり、所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _１ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＶ _１ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _１ ×cot（β _１ ×Ｖ _１ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _１ とし、
   特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _２ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＶ _２ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｖ _２ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _２ とし、
   前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×（Ｌ _１ ＋Ｖ _１ ））＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×（Ｌ _２ ＋Ｖ _２ ））の関係式を満たし、
   高周波回路の中にあって高周波損失を与えるノードを第１のノードとし、
   前記所定の周波数における１／４波長の長さをもつ伝送線路をＴ _３ とし、
   前記開放スタブＴ _１ と前記開放スタブＴ _２ とを第１の接続点にて相互に接続し、
   前記第１の接続点と前記第１のノードが伝送線路Ｔ _３ を介して相互に接続されおり、
   前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ 及び／又は前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を変化させることにより、動作周波数が前記所定の周波数から変化することを特徴とする高周波フィルタ。
7. 特性インピーダンスがＺ _１ であり、所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＬ _１ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _１ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _１ であり、長さがＶ _１ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _１ ×cot（β _１ ×Ｖ _１ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _１ とし、
   特性インピーダンスがＺ _２ （但し、Ｚ _１ ≠Ｚ _２ ）であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＬ _２ である伝送線路に、特性インピーダンスがＺ _２ であり、前記所定の周波数において位相定数がβ _２ であり、長さがＶ _２ である開放スタブと同じリアクタンス−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×Ｖ _２ ）を与えることができる接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を接続した可変リアクタンススタブをＴ _２ とし、
   前記Ｌ _１ と前記Ｌ _２ とはＺ _１ ×cot（β _１ ×（Ｌ _１ ＋Ｖ _１ ））＝−Ｚ _２ ×cot（β _２ ×（Ｌ _２ ＋Ｖ _２ ））の関係式を満たし、
   前記可変リアクタンススタブＴ _１ 及び前記可変リアクタンスタブＴ _２ と同じ特性インピーダンス、位相定数、長さを持った伝送線路と、前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ および前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ と同じ接地可変リアクタンス手段と、からなる可変リアクタンススタブをそれぞれＴ _１ ’、Ｔ _２ ’とし、
   前記所定の周波数における１／４波長の長さの伝送線路をＴ _３ とし、
   前記開放スタブＴ _１ と前記開放スタブＴ _２ とを第１の接続点にて相互に接続し、
   前記開放スタブＴ _１ ’と前記開放スタブＴ _２ ’とを第２の接続点にて相互に接続し、
   前記第１の接続点と前記第２の接続点とを伝送線路Ｔ _３ によって相互に接続し、もってフィルタ回路を形成し、
   高周波回路の中にあって前記フィルタ回路へ信号を出力するノードを第１のノードとし、
   前記フィルタ回路から信号が入力されるノードを第２のノードとし、
   前記第１の接続点と、前記第２の接続点と、が、前記第１のノードと、前記第２のノードと、にそれぞれ接続されており、
   前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _１ 及び／又は前記接地可変リアクタンス手段Ｘ _２ を変化させることにより、動作周波数が前記所定の周波数から変化することを特徴とする高周波フィルタ。
8. 前記開放スタブＴ _１ と、前記開放スタブＴ _２ と、前記可変リアクタンスタブＴ _１ と、前記可変リアクタンスタブＴ _２ と、は、それぞれ短絡スタブに置換可能なことを特徴とする請求項４〜７のいずれかに記載の高周波フィルタ。

Images