JPS58141005A - マイクロ波用バンドパスフイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はマイクロ波（ａＨＦ波）用のノでンドパスフ
ィルタに関する。

この発明の第１の目的は、マイクロ波用バンドパスフィ
ルタとして小型のものが得られるようにすることである
。

また、この発明の第２の目的は、バンドＡスフイルタの
レスポンスを設定すれば、このノ々ンドノぐスフイルタ
が自由に設計できるものであって、狭帯域のもの、換言
すれば広帯域の阻止域を有するものを容易Ｉ得ることが
できるようにすることである。

またこの発明の他の目的は、人工衛里を用いたテレビ−
）ヨン放送電波を受信するとき用いられる８ＨＦ帯のテ
レビジョン信号をＵＨＦ帯のテレビジョン信号に賢換す
るＳＨＹコンノ々−タり段間フィルタとして良好な特性
を有するものを容易に得ることができるようにすること
である。

従来、、８ＨＦコンノ々−夕としては第１図に示すよう
なものがよく用いられる。この第１図に示されるパター
ンはそれぞれ導電体からなっているが、このノぐ夕“−
ンはＪえばアルミナからなシａ、ｍ儒・は一様にアース
導体が被着された基板の表面に形成されるものである。

図において平行線路（ＩＡ）（ＩＢＸＩＣ）（ＩＤ）（
ＩＫ）で示されるのは・々ンドノスフィルタ（１）であ
る・この場合、各平行線路間は容量結合している０この
ノ々ンドノスフィルタ（１）の入力端側には入力、マイ
クロ波信号８ｉが供給される。

また−このバンドパスフィルタ（１）の出力端＠１には
混合用ダイオード（２）のアノードが接続−される。こ
の出力端とダ、イオード（２）との接続点からはショー
トスタブ（ＩＦ）が設けられているが、これはダイオー
ド（２）の電流帰還用である。ダイオード（２）のカン
ード＠は方向性結合器（３）に接続される。この方向性
結合器（３）の端部（３Ｂ）より周波数便換用の局部発
振信号Ｌｏが供給される。この局部発振信号が供給され
るラインの他端側は終端抵抗（３Ｒ）を通じてアース−
導体と接続されている。

したがって、この方向性結合器（３）の端部（３Ａ）か
らは局部発振信号Ｌｏとパントノ９スフイルタ（１）の
出力信号との差の周波数の中間周波信号ＳＩＦが得られ
る。

第２図は第１図のノ々ンドノスフイルタの他の例ヲ示ｔ
　モ＋７）　テ、コレモ平行線路（１に）（ＩＢ′）（
１ｃ）（１ｙ）・・・・・・で構成され、ノ々ンドノぐ
スフィルタ（１）と同等の性能を有するものである。こ
れら従来のバンドパスフィルタは平行線路間の容量と平
行線路自身のインダクタンスとによってフィルタが形成
されるわけであるが、狭帯域であってこのため中間周波
信号に対して減衰量が太きくなるのでマイクロ波信号の
入力側への中間波局数信号のもれが少ないからコンノ々
−夕として変換効率のよいものとなシ、ＳＨＦコンバー
タ用としてよく用いられているのである。

しかしながらこれらの／々ンド／ぐスフィルタは平行線
路で構成もれるため、長さ方向の寸法が長くなシ小型化
には全く適さない構造となっている０また、この第１図
及び第２図に示されるノ々ンドパスフィルタは所望の周
波数特性を受るにはいわゆるカットアンドトライによシ
なされ設計及び製作が比較的手間がかかるものとなって
いた。

一方、設計及び製作がレスポンスが知れれば比較的容重
にできるものとして第３図及び第４図に示すよりなノ々
ンドノぞスフィルタも知られている。

これは主としてマイクロストリップラインとこのマイク
ロストリップラインからこのラインに対して垂直な方向
に設けられ、先端が遊端とされるオープンスタブとで構
成されるものである。

すなわち、第３図で（４Ａ）及び（４Ｂ）はそれぞれ長
さが１λ（λは通過中心周波数信号の波長）のマイクロ
ストリップラインであ、９、（５）及び（６）はそれぞ
れ長さが１λのオープンスタブである。この例で祉オー
プンスタブ（５）と（６）とは逆方向であって、かつラ
イン（４Ａ）（４Ｂ）に直交するように設けられている
。（ｔｌは混合用ダイオード（２）のｔ流帰還用のショ
ートスタブである。つまシ、このスタブ（７）の先端は
アース導体に接続されている。

＊４図０ｆｌＪＫ＄−いてｔｉ、（８１（９１Ｑ（１（
１１１２＞Ｅ　＆　サ２＞（−！−２のマイクロストリ
ップラインであシ、α３　（１３（１４）が長さがｉλ
のオープンスタブであシ、ａ９は電流帰還用のショート
スタブである。この例の場合は、オープンスタブα３　
（１３ｔｉｌＪはマイクロストリップライン１８１１９
１　Ｑｌ）（Ｉ’ｌｌによりｉλの間隔を開けられると
ともにこれらラインに対して直交する方向であって、か
つ同じ方向に延長されている。　　□ そして、この例の場合、％に入力信号Ｓｉの入力端１１
に平行線路による容ｓｕｅが設けられる。

以上の第３図及び第４図の）々ンドノぐスフィルタは後
述するように、レスポンスを決めれば設計が比較的容易
にできるとともに、第１図及び第２図のバンドパスフィ
ルタに比べて長さ方向が短くてよいから比較的小型にな
るという利点はある。しかしながら、いずれのものも／
？バンドパスフィルタしての通過帯域特性が広帯域で′
あるため、中間周波数帯も通過域となってしまい、この
ため周波数費換されて得られる中間周波数信号ＳＩＦが
フィルタを通じて高周波入力端俳に漏れてしまう。その
ため、フン／々−夕として変換効率が低下してしまう欠
点があった。

この対策は第３図及び第４図のフィルタにもなされてい
る。つまシ、第３図の例ではショートスタブ（７）が中
間周波数信号の阻止用として用いられる。しかし女から
、この場合の中間周波数信号に対する減衰量は５ｄＢ程
度しか得られず、その効果があまシ期待できないもので
ある。

一方、第４図の例では平行線路の容ｔｉｅによってこの
中間周波数信号の減衰量を大きくしている。

ところが、この例の場合、／々ンドノスフイルタと容量
顧問の距離で中間周波数に対してトラップ現象が生じ、
コンバータ出力としてディップ（ｄｉｐ）となる欠点が
ある。

また、第３図及び第４図の例のいずれも通過帯域が広帯
域であるため、イメージ周波数では減衰量が大きくなる
が、局部発振信号り、の周波数帯域に対しては減衰量が
小さい。このため、局部発振信号Ｌｏの高周波入力端側
への漏れが大きくなり・混合用ダイオード（２）への局
部発振信号の注入が少なくなる。このため、局部発振信
号の出カッぞワーを上げなければならないという欠点も
あった。

ところで、この第３図及び第４図のノ々ンド、ｒｅスフ
イルタは次のようにして伝送特性が知れれば、それから
容易に設計ができるという利点がある。

先ず、バンドＡスフイルタとして集中定数回路で表わし
た場合、はしご形回路とすれば第５図のように表わすこ
とができる。つｔ、６第５図においてｊＸｋ　（ｋ　＝
１．２．３・・・・・・ｎ、以下同じ）で表わすの４ｄ
ＬＣの直列共振回路、ｊＢｌ（で表わすのはＬＣの並列
共振回路である。

この並列共振回路は第６図に示すようなブロックとじて
考えることができる。そしてこの第６図のブロックの接
続に対して第７図のＪインバータを使った回路が想定で
きる。

つまシ、第６図の回路と第７図の回路は等価回路となる
のである。

この理由を以下に説明する。先ず、ＪインバータＪｌ（
と２Ｆｋで表わされるアドミッタンスの回路は第８図に
示すように、ＪインバータＪｋとｙｋのアドミッタンス
の回路ト、ｙｋのアドミッタンスのみの回路に分離して
考えることができる。これ　−は、パントノミスフィル
タであるから通過中心周波数ｆ＝ｆｏのとき、伝送特性
が通過型となりアドミッタンスｙｋ＝Ｏ１したがって、
インビーダンスノ々−夕とアドミッタンスの回路はイン
ピーダンスが無限大となるからオープン端として取シ扱
うことができるからである。そしてこの第８図の右−の
回路から、第９図に示すように第８図の左側の一回路と
第９図の右−の回路が全く等価であることが証明できる
。なぜカらば、第８図め右−の回路のＪインバータＪｋ
と、アドミッタンスｙｎＯ回路荷は、ｚｋなるインピー
ダンスに置き換えられるものであシ、この意味でＪ、は
アドミタンスインノ々−夕と称される。

以上のことから、第６図の回路において、ａｋ＝Ｊｋ２
（ｋ＝１．２　ｅ・・・−・・ｎ＋１）とすれば、第６
図と第７図の回路は等価であり、第６図は第５図の回路
を°置換したものであるから、第５図の回路は第７図の
回路にｔ１！換えることができる。

つまり、集中定数回路で表わされるはしご形回路はＪイ
ン・々−夕とアドミッタンスの回路が複数接続された回
路に置き換えることができるわけである。

そしてＪインノ々−夕は位相角９０’を有するものであ
るから、これは周波数ｆＯ近傍において特性数ｆｏの信
号の波長）のマイクロストリップラインで置き換えるこ
とができる。

ソシて２７にのアドミッタンス成分を第３図及び　−第
４図の例のようにオープンスタブあるいはショートスタ
ブによって設計すれば、ノ々ンドノ々スフイルタの設計
ができることに力る。

ここで、第６図の回路と第５図の回路が等価関係である
ためには、次の関係を満足しなければならない。

すなわち ｂｋ＝や（を）ｅ＝ｅｏ　　　　・・・・・（４）ここ
で、Ｗは比帯域幅（苧）を示し、―化定数である０この
定数＃ｘ′はノ々ンドノスフィルタを設計するとき、一
旦ロー／＃スフイルタを設計するが、そのローノリフィ
ルタのカットオフ周波数に関連する定数である。また、
ｇｏ祉電源インピーダンス、ｇｌ　ｅ　ｇ２　＊　ｇ３
　；　ｇ４・・・・・・は第３図０ｉＸ１１すＴ３１ｍ
ｊＸ２・ｊＢ２のインピーダンスである。さらにＢｋは
、ｊＢｋ＝２ｙｋとして定義した値であるＯＷ・”ｘ’
　ｅ　ｇｋ・ｇｋ−Ｈは伝送特性から求められるもので
、これらの値は伝送特性が与えられれば即座に決まる。

したがって分布定数回路を設計するには、上記のアドミ
タンスＢｋが重要な意味をもつ。

このＢｋの値はオープンスタブやショートスタブによシ
決定できる。

すなわち、オープンスタブ及びショートスタブの分布線
路における上記普Ｂｋを検討する。と次のようになる。

先ずｔｌＥｘｏ図に示すようなオープンスタブのみの場
合を考える。このオープンスタブの長さを電気角で表わ
してθとしたときりその特性インピーダンスをＷＯＰと
すれば Ｂｋ＝　ｊ光νｔａｎθ　　　　・・・・・・・・・・
・・（５１一方第１１図に示すようなショートスタブの
みを考えると次のようになる。このショートスタブの長
さを電気角でθ、特性インピーダンスをｗＢとすれば、 Ｂｋ””　−Ｊ　　　　＠ｃｏｔｏ　　　　・・面相・
・（６）可 となる。

前述したように共振時は）’ｋｋ＝Ｏ，したがってＢｋ
＝０であるから、共振時の電気角を００として仁の電気
角Ｃｏ及１記ｂｋを求めると次のようになる。

１）オープンスタブのみの場合 １１）ショートスタブのみの場合 となる。なお”　冨Ｏｅ　１　＃　２　ｍ　＝”曲・で
ある。

以上の（５）　、　（６１式にょシθ０及びｂｋが決ま
シ、θ０λ からスタブの長さ１（１＝−００）が決定され、そのＩ
ｆ 幅は特性インピーダンスＷＯＰ　、Ｗ３によシ決定され
、ｂｋ及び他の値（ｗｒ　ｓｘ’　　＋　ｇｋ＊　ｇｋ
＋１等）によってＪインノ署−タ、つまシ１λのマイク
ロストリッジラインの幅が決定される。

こうして、第３図及び第４図の例の場合、伝送特性が決
まればそれに応じた特性のバンドパスフィルタが容易に
設計できる。しかしながら通過帯波が広帯域であるため
、これを；ンパータに用いたとき中間周波数信号の阻止
用の回路を特に設けなければならないという欠点があり
、また、この馳止回路を設けたことによる不都合を生じ
ていた。

この発明は上記のよう・にオープンスタブやシミートス
タブを用いた樹枝状構成の設計の容易さという利点を生
かしつつ、狭帯域であって、かつ、第３図及び第４図の
パントノ９スフイルタよりもさらに設計に自由度がとれ
、さらに小型化が可能になるものを提供せんとするもの
である。

以下、この発明のいくつかの実施例を図を参照しながら
説明しよう。

この発明においては、オープンスタブのみあるいはショ
ートスタブのみの構成とするのではなくオープンスーツ
とショートスタブの並列共振素子をｉλ線路で接続した
構成を特徴とするものである０先スこのオープンスタブ
とショートスタブを用いた場合の特性について説明しよ
う。

すなわちこの発明においては、基本的には第１２図に示
すように、マイクロストリップラインに対して、このマ
イクロストリップラインに直交する方向に互いに逆向き
に同じ位置よシミートスタブとショートスタブを設ける
ものである。そしてはしご形回路のバンド、ｅスフイル
タの場合には、この第１２図の基本型回路を複数個接続
することにより構成して、第１３図のようにするもので
おる。

第１２図においてスタブの長さを電気角θで表わしたと
き、その特性インピーダンスをオープンスタブの場合Ｗ
Ｑｐ、ショート７スタブの場合ＷＳとすると前述のアド
ミッタンスＢｋは次のようになる。

ユ　　ｌ Ｂｋ　”　ｊ　（７ｆｌ　−−ｃｏｔｏ）　　　　・・
・・・・・・・（９）ＷＯＰ　　　　ＶＶＳ したがってこの第１２図の回路の電気角θ０及びｂｋを
求めると次のようになる。

前述もしたように、この００によシスタブ長が定まり、
ｂｋによってＴλのマイクロストリップラインの幅が定
められるのであるが、ここで、００を決定するに轟たっ
て、ｂｋの値に注意しなければならない。何故なら、ｂ
ｋＦｉｉλの線路の幅を決？する値であって、この幅は
実現可能なものでなけねげならないからである。逆に言
えばｉλの線路の設計がやり易いように値ｂｋを決める
必要がわる０ −ｔコーｃ’、Ｗｏｐ　＝　Ｗｓ　（＝Ｗ）である場合
の各値を、オープンスタブのみの場合及びショートスタ
ブのみの場合と比較して示すと次の表のようになる。

なお・この表では電気角をもって比較するようにｂｋに
ついて拡ｂｋ＠Ｗを用いた。

ｂｋ−Ｗの値が大きいものであれば１λのマイクロスト
リップツインの幅が広くなるから設計が容易で、また、
そのときの００の値が小さけれはスタブの長さを短くす
ることができるにのことを考慮して上記表をみれば、こ
の発明のオープンスタブとショートスタブの並列共振素
子を用いたものが小型という点及、び設計の容易さの点
で優れていることが理解できよう。

また、この発明の場合、第ａ・式の００の式から明らか
なように、Ｗｏｐ’＝Ｗｓの場合には、θ０の値さらに
短く、しかも長さを自由に選べるものであるｏしたがっ
て、設計の自由度及び７４％型という点で従来のものに
比べて著しい効果２＞Ｚある。

次にこの発明の通過帯域特性、つまりスフ１）７ス特性
について検討スル。

すなわち、スプリアス比ｆｎ／ｆｏはｆ＝７及びλ＝ノ
ニ１（１はスタブ長）である≠１ら、θ ｆｎ−坦：垣（θ５ｏはスプリアス） 了Ｗ−λｎ　　θ０ となる。

したがって、オープンスタブのみの場合には、θｏ　＝
＝　ｒ　（＋、＋　ｎ　＝Ｏ）でアシ、θ５ｎ＝（””
）πである力・ら・ ｆｎ　　　θｓｎ　　　　　　　　　　　　、、、、、
、、、、、、、、、、　　Ｂ］−一　θ０ となる。

ショートスタブのみの場合には、θＯ＝百で、θｓＨ＝
＝　（２ｎ　＋　１循であるから、ｆｌ　　　＃ｓｎ 石＝可＝　２ｎ＋１　　　　°、、、、、、、−（Ｅｌ
となる。

そして、この発明の場合には、θＯ＝±αであシ、θｓ
ｎ　＝ｎπ±αであるから ”　−””　−”　±１　　　　　’−０８０，”””
　　α尋］τ−１７−α となる。

スプリアス比が大きければ隣接共振周波数が離れている
ということになるから、ノ々ンドノセスフィルタとして
は第１８図のｄｗで示すように阻止帯域の幅が大きくな
ることを意味する。すなわち、第１８図はノ々ンドノセ
スフィルタの周波数特性を示すものであるが、スプリア
ス比が小さいと図の破線・・、′ で示すように隣接共振周波数ｆ１１は低くなるため、そ
のときの阻止帯域の幅ｄｗ’は狭くなるのである。

オープンスタブのみ及びショートスタブのみの帯域の大
きなバンドパスフィルタを構成することが可能になるも
のである。

概念上の回路構成は第１３図に示すようなものとなる。

すなわちオープンスタブのスタブ長を６２に−ｔ　（ｋ
　＝　１　、２　、　＝−−−−・・−ｎ　、以下同シ
）、ショートスタブのスタブ長を０２に、これら間の１
λのマイクロストリップラインの特性インピーダンス、
したがって特性アトミッタ・ンスをｙｋとすれば図のよ
うになるわけである。なお、Ｗ２に−１はオープンスタ
ブの、　Ｗｚｋはショートスタブの、それぞれ特性イン
ピーダンスである。

これをアルミナ基板■上の導電・リーンＣυをもって構
成したもので示すと第１４図のようＫなる。

この場合、オープンスタブの長さｔｚｋ−を及びショー
トスタブの長さ＝２には前述のｋ＝　ｅ、λなる関係式
から得られ、それらの幅ｄ２に−１＋　ｄ２にはその特
性インピーダンスｗｚｋ−を及びＷｚｋから得られる。

そしてこれら菩数のスタブ間を接続する長さ１λのマイ
クロストリップラインの幅はそのアドミッタンスｙｋ１
つ′ｔシ前述のｂｋの値によって定まる。

以上の点を考慮してバンドパスフィルタの具体的な一例
を第１５図に掲げる。

すなわち第１５図の例は中心周波数ｆｏ＝３．９５ＧＨ
ｚ。

帯域幅５００　ＭＨｚ　、帯域内挿入損が０．１ｄＢ以
下、局発周波数ｆ　１　＝５．Ｉ　Ｑ）ｌｚ、減衰量１
５ｄＢ以上、ｎ＝３、また入力インピーダンス５０Ωと
して設計した場合であるｏ　’ｚｋ−ｔ　＝０２ｋ　＝
Ｆ場合・Ｗｚｋ−ｔ　＝　Ｗｚｋ（＝Ｗｋとおく）とな
シＷｋ＝　３００とすればｙｋが計算され、ゼ線路＠の
幅が決定される。オープンスタブ＠とショートスタブ（
ハ）の長さは前述の式％式％ 実際の寸法は ｔｚｋ−１＝Ｌｚｋ＝３．５ｍ　　　（ｋ＝１．２．３
）ｄ２に−１”　ｄ２ｋ　＝１．５篩　　（）”ｉ＝　
＝４　＝０．５篩 ｍ　２　＝ｍ　３　＝　０．１５　” Ｌｌ　＝Ｌ４　＝　７．４ｍｍ　、　Ｌ２＝Ｌ３　＝　
７．７ｍである。

このパントノぐスフィルタの特性は第１６図に示すよう
になる０第１６図において破線で示すのは６１１１定値
でおって、実線で示すのは計算値である。

図から明らかなように測定値と計算値はよく一致してい
る。

この第１５図のバンドパスフィルタを第１図のパントノ
９スフイルタ（ＩＩＫ代えて使用したＳＨＦコンノ々−
タを構成した場合、そのコンノータの変換損としては第
１９図に示すような特性が得られる。この場合局部発振
信号ＬＯの周波数ｆＬは５．１　ＧＨｚである０この場
合図から明らかなように５００　ＭＨｚに亘って４．２
ｄＢ以内の質換損が得られるとともに最少３．２ｄＢの
変換損が得られる。

第１６図はこの発明による）々ンドパスフィルタの具体
例の他の例である。この例はやはｌ）　ｎ　＝　３の場
合で、オープンスタブ（１）とショートスタブ罰の長さ
は等しく０２に−１”６２に＝πとした場合であるが、
幅がオープンスタブ（ホ）よりショートスタブ（５）の
方が小さく、Ｗ２に一１＝棒Ｗｔｋ（＝Ｗｋとする）と
した場合である。この場合Ｗｋ＝６００とすれば１λ線
路（ハ）のアドミッタンスｙｋが計算され、各１２１ｓ
ｉ３（ハ）のアドミッタンスによって幅が決定される。

一方オープンスタブ及びショートスタブの長さＬはｋ＝
−ニーλ０となる。

１０．２ 具体的数値は、 ’２に−１”　Ａｚｋ　＝ｚ、ｓ　ｍ（ｋ　＝１　＋　
２　ｅ　３　）ｄｚｋ−ｔ　＝　１．５襲、　　ｄｚｋ
＝ｏ、４■　（〃）Ｉｎ　ｌ”ｍ　４　＝０−３　”　
ｐ　ｍ２＝ｍ３　”　０．１１”Ｌ１＝Ｌ４冨７．５　
ｗ　、　　＝２　＝Ｌ３冨７．８襲である。

この例によれげスタブ長を＃１１５図の例よりもさらに
短くすることができ、小型化に適するものである０ すなわちこの例のように、特性インピーダンス由に費え
られ、／々ンド／そスフィルタの大きさの選択ができる
ことになるものである。

以上述べたようにしてこの発明によればオープンスタブ
とショートスタブを同時に用いるととＫより・設計の自
由度が大きく、かつ、小型化に適したパントノぐスフィ
ルタが実現できるものである。

そしてこの発明にシいては周波数の阻止帯域を広くする
ことができるので、８ＨＦコンバータとして使用した場
合、局部発振信号を充分に抑圧することができ、また中
間周波数信号の漏れも防止することができる◇したがっ
て、コンバータとしての変換効率が従来のものに比べて
著しく向上するものである。

また、この発明によれば、オープンスタブとショートス
タブの両者を用いることによシ、ノンド／ぞスフィルタ
の設計が自由にでき、任意のレスポンスのバンドパスフ
ィルタが樹枝状型構成で実現できる。しかも、その大き
さについても小型化が可能という効果がある。さらに、
この発明の場合、従来例のような電流帰還用のショート
スタブを設けなくてもよいという効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の７マンドノ々スフイルタを用いたＳＨＦ
コン、セータの一例を示す回路図、第２同社従来のノ々
ンドＡスフイルタの他の例を示す図、第３図及び第４図
は従来のノントノぐスフィルタのさらに他の例を示す回
路図、第５図ははしご形回路で構成したバンドパスフィ
ルタを集中定数で表わしたときの回路図、第６図は第５
図の回路をブロックで構成した図、第７図は第５図及び
第６図と等価な回路図、第８図は第７図のＪインバータ
とアドミッタンスの回路と等価関係にある回路を説明す
るための回路図、第９図は第７図のＪインバータとアト
ばツタンスを第６図のようなインピーダンスとアドミッ
タンスで構成される回路に賢換する等価回路図、第１０
図、第１１図及び第１２図はこの発明の詳細な説明する
ための図、第１３図はこの発明の基本的構成を示す図、
第１４図は第１３図を具体的に構成した場合の回路図、
第１５図はこの発明のノ々ンドＡスフイルタの一例の具
体例を示す図、第１６図はこの発明の他の例の具体例す
るための図、第１９図は第１５図の回路を８ＨＦ同　　
松隈秀怪 第１ｐ図　　　　　第７１ｒｙＪ 第１２図 第１３図１ 第１５図 第？６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 同一位置から互いに対向する方向にオープンスタブとシ
   ョートスタブが設けられたものが、長さ、１ かｉλ（λは通過中心周波数信号の波長）のマイクロス
   トリップラインに本って複数接続された樹枝状の回路で
   あって、上記オープンスタブ汲びショートスタブの長さ
   と幅及び上記マイクロストリップラインの幅が選定され
   ることにより所望の特性が得られるようＫされたマイク
   ロ波用／々ンドパスフィルタ。