WO2021100374A1 - フィルタ、アンテナモジュール、および放射素子 - Google Patents

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弘嗣 森
田口　義規
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株式会社村田製作所
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    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H04B1/1036—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal with automatic suppression of narrow band noise or interference, e.g. by using tuneable notch filters

Definitions

  • the present invention relates to a filter whose pass band can be changed, an antenna module provided with the filter, and a radiating element.
  • Patent Document 1 discloses a tunable filter capable of reducing insertion loss while suppressing a decrease in Q value of a resonator.
  • the pass band of the tunable filter is changed by changing the capacitance of an electromagnetic field perturbing element such as a variable capacitor.
  • an electromagnetic field perturbing element such as a variable capacitor.
  • the size of the electromagnetic field perturbing element as disclosed in Patent Document 1 is relatively large, and the cost of the electromagnetic field perturbing element is also relatively high.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to realize miniaturization and cost reduction of a filter whose pass band can be changed.
  • the filter according to the present invention includes a first distributed constant line, a first impedance element, a second impedance element, and a first switch.
  • the first impedance element and the first switch are connected in series between the first distributed constant line and the grounding point.
  • the second impedance element is connected between the first distributed constant line and the grounding point.
  • the first impedance element and the first switch are connected in series between the first distributed constant line and the grounding point, and the second impedance element has the first distribution.
  • FIG. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a perspective view of the structure of the filter of FIG. It is a figure which the filter of FIG. It is a figure which shows the passing characteristic of the filter of FIG. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on Comparative Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the passing characteristic of the filter of FIG. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on Comparative Example 2.
  • FIG. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on Comparative Example 3.
  • It is a figure which also shows the passing characteristic of the filter of FIG. 1, the passing characteristic of the filter of FIG. 7, and the passing characteristic of the filter of FIG. It is a perspective view of the structure of the filter which concerns on the modification 1 of Embodiment 1.
  • FIG. It is a perspective view of the structure of the filter which concerns on the modification 2 of Embodiment 1.
  • FIG. It is a perspective view of the structure of the filter which concerns on the modification 3 of Embodiment 1.
  • FIG. It is a perspective view of the structure of the filter which concerns on the modification 4 of Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 3 is a plan view of the filter of FIG. 13 from the Y-axis direction.
  • FIG. 5 is a plan view of the filter of FIG. 15 from the Y-axis direction.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a filter according to a modification 6 of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a plan view of the structure of the filter of FIG. 18 from the Y-axis direction. It is a perspective view of the structure of the filter which concerns on the modification 8 of Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a filter according to a modification 9 of the first embodiment. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a perspective view of the structure of the filter of FIG. FIG. 3 is a plan view of the filter of FIG. 23 from the Y-axis direction. It is a figure which shows the passing characteristic of the filter of FIG. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on Comparative Example 4.
  • FIG. 3 is a plan view of the structure of the filter of FIG. 31 from the Y-axis direction. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. 33 shows the passing characteristic of the filter of FIG. 33.
  • FIG. 33 shows the passing characteristic of the filter of FIG. 33 when the capacitance of the capacitor of FIG. 33 is reduced as compared with the case of FIG. 34.
  • each of the inductance of the inductor and the capacitance of the capacitor of FIG. 33 is larger than the value that realizes the characteristics shown in FIG. 34, and the distributed constant line of magnetic field coupling is shorter than the distributed constant line of electric field coupling with the terminal.
  • the passing characteristics of the filter are shown.
  • each of the inductance of the inductor and the capacitance of the capacitor of FIG. 33 is smaller than the value that realizes the characteristics shown in FIG. 34, and the distributed constant line of magnetic field coupling is longer than the distributed constant line of electric field coupling with the terminal.
  • the passing characteristics of the filter are shown.
  • FIG. 33 It is a perspective view which shows the structure of the filter of FIG. 33. It is a figure which shows the passing characteristic of the filter of FIG. 38. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on the modification 1 of Embodiment 3. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on the modification 2 of Embodiment 3. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on the modification 3 of Embodiment 3. It is a perspective view which shows the structure of the filter which concerns on the modification 4 of Embodiment 3. It is a perspective view which shows the structure of the filter which concerns on the modification 5 of Embodiment 3. It is an equivalent circuit diagram of the filter which concerns on the modification 6 of Embodiment 3. It is a figure which shows the passing characteristic of the filter of FIG. 45.
  • FIG. 5 is a plan view of the radiating element of FIG. 59 from the Y-axis direction. It is a figure which shows the reflection characteristic of the radiating element of FIGS. 59-61.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of the filter 1 according to the first embodiment.
  • the filter 1 includes a terminal P1 (first terminal), a terminal P2 (second terminal), a distributed constant line Rs1 (first distributed constant line), and an inductor L1 (first impedance element). ), The capacitor C2 (second impedance element), and the switch Sw1 (first switch).
  • the distributed constant line Rs1 is connected to the signal path between the terminals P1 and P2. Assuming that the desired wavelength of the signal passing through the signal path is ⁇ , the length of the distributed constant line Rs1 is ⁇ / 2 or ⁇ / 4. That is, the distributed constant line Rs1 functions as a ⁇ / 2 resonator or a ⁇ / 4 resonator.
  • the length of the distributed constant line means the electric length determined by the effective permittivity of the dielectric.
  • the inductor L1 and the switch Sw1 are connected in series in this order between the distributed constant line Rs1 and the grounding point GND.
  • the inductor L1 and the switch Sw1 may be connected in series between the distributed constant line Rs1 and the grounding point GND in the reverse order of this order.
  • the capacitor C2 is connected between the distributed constant line Rs1 and the grounding point GND.
  • the impedance of the switch Sw1 when the switch Sw1 is in a conductive state is inductive.
  • the impedance of the switch Sw1 when the switch Sw1 is in the non-conducting state is capacitive.
  • the impedance element When the impedance element is connected to the distributed constant line Rs1, the impedance element may be connected to one end of the distributed constant line Rs1, or the impedance element may be connected to the central portion of the distributed constant line Rs1. included.
  • FIG. 2 is a perspective view of the structure of the filter 1 of FIG.
  • FIG. 3 is a plan view of the filter 1 of FIG. 2 from the Y-axis direction.
  • the X-axis, Y-axis, and Z-axis are orthogonal to each other. The same applies to FIGS. 10 to 16, 19, 19, 20, 23, 24, 29, 32, 38, 43, 44, 58, 60, and 61.
  • the filter 1 includes line electrodes 101 and 120, a capacitor electrode 102, a ground electrode 110 (first ground electrode), a via conductor V11 (first via conductor), and vias. It includes a conductor V12, a dielectric substrate 130, and a switch Sw1.
  • the line electrodes 101 and 120, the capacitor electrodes 102, the ground electrode 110, and the via conductors V11 and V12 are formed inside the dielectric substrate 130.
  • the line electrode 101 extends in a band shape in the X-axis direction to form a distributed constant line Rs1.
  • the line electrode 120 extends in the Y-axis direction.
  • the line electrode 120 is connected to the line electrode 101. Both ends of the line electrode 120 form terminals P1 and P2, respectively.
  • the ground electrode 110 is arranged between the line electrode 101 and the switch Sw1.
  • the ground electrode 110 and the switch Sw1 are connected to a ground terminal (not shown).
  • the ground electrode 110 forms a ground point as a ground conductor portion.
  • the via conductor V11 penetrates the ground electrode 110 and connects the line electrode 101 and the switch Sw1.
  • the via conductor V11 is insulated from the ground electrode 110.
  • the via conductor V11 forms the inductor L1.
  • the capacitor electrode 102 faces the line electrode 101 in the Z-axis direction.
  • the via conductor V12 connects the capacitor electrode 102 and the ground electrode 110.
  • the line electrode 101 and the capacitor electrode 102 form a capacitor C2.
  • FIG. 4 is a diagram showing the passing characteristics of the filter 1 of FIG.
  • the solid line shows the passing characteristic of the filter 1 when the switch Sw1 of FIG. 1 is in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristic of the filter 1 when the switch Sw1 of FIG. 1 is in the non-conducting state.
  • the distribution constant of the line electrode 120 of FIG. 2 is not taken into consideration.
  • the amount of attenuation on the vertical axis of FIG. 4 increases in the downward direction from 0 dB.
  • the pass characteristic of the filter is the frequency characteristic of the insertion loss of the filter. The insertion loss is maximized at the frequency at which the damping pole occurs.
  • the passing characteristics of the filter 1 can be changed by switching the switch Sw1.
  • the impedance can be changed without using a special configuration (for example, a variable capacitor).
  • the passage characteristics of the filter 1 can be adjusted. According to the filter 1, the function of changing the pass band can be realized in a small design area and at a low cost.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the filter 10A according to Comparative Example 1.
  • the configuration of the filter 10A is a configuration in which the capacitor C2 is removed from the filter 1 of FIG. Other than that, the explanation is not repeated because it is the same.
  • FIG. 6 is a diagram showing the passing characteristics of the filter 10A of FIG. In FIG. 6, the solid line shows the passing characteristic of the filter 10A when the switch Sw1 of FIG. 5 is in the conductive state, and the dotted line shows the passing characteristic of the filter 10A when the switch Sw1 of FIG. 5 is in the non-conducting state.
  • FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the filter 10B according to Comparative Example 2.
  • the configuration of the filter 10B is a configuration in which the inductor L1 and the switch Sw1 are removed from the filter 1 of FIG. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of the filter 10C according to Comparative Example 3.
  • the configuration of the filter 10C is a configuration in which the switch Sw1 is removed from the filter 1 of FIG. Other than this, the explanation is not repeated because it is the same.
  • FIG. 9 is a diagram showing the passing characteristics A11 and A12 of the filter 1 of FIG. 1, the passing characteristics A13 of the filter 10B of FIG. 7, and the passing characteristics A10 of the filter 10C of FIG.
  • the passing characteristic A11 shows the passing characteristic of the filter 1 when the switch Sw1 of FIG. 1 is in the conductive state
  • the passing characteristic A12 is the passing characteristic of the filter 1 when the switch Sw1 of FIG. 1 is in the non-conducting state. Is shown.
  • the configuration of the filter 1 is such that the switch Sw1 is connected between the inductor L1 of the filter 10C and the grounding point.
  • the pass characteristic A10 of the filter 10C is brought closer to the pass characteristic A13 of the filter 10B by the switch Sw1. Due to the impedance of the switch Sw1, the passing characteristic A11 when the switch Sw1 is in the conductive state and the passing characteristic A12 when the switch Sw1 is in the non-conducting state deviate from the passing characteristic A13. That is, by switching the switch Sw1, the passing characteristic of the filter 1 can be switched between the passing characteristics A11 and A12.
  • the structure of the filter according to the first embodiment is not limited to the structure shown in FIG.
  • FIG. 10 is a perspective view of the structure of the filter 1A according to the first modification of the first embodiment.
  • the structure of the filter 1A is such that the capacitor electrode 102 and the via conductor V12 are removed from the filter 1 of FIG. Other than that, the explanation is not repeated because it is the same.
  • the line electrode 101 and the ground electrode 110 face each other in the Z-axis direction to form the capacitor C2.
  • FIG. 11 is a perspective view of the structure of the filter 1B according to the second modification of the first embodiment.
  • the configuration of the filter 1B is a configuration in which a ground electrode 112 (second ground electrode) and a plurality of ground via conductors V20 are added to the filter 1 of FIG. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the ground electrode 112 faces the line electrode 101 on the opposite side of the ground electrode 110.
  • the plurality of ground via conductors V20 are arranged so as to surround the line electrode 1101.
  • the plurality of ground via conductors V20 connect the ground electrodes 110 and 112.
  • the ground electrodes 110 and 112 and the plurality of ground via conductors V20 form a ground conductor portion 150.
  • FIG. 12 is a perspective view of the structure of the filter 1C according to the third modification of the first embodiment.
  • the configuration of the filter 1C is such that the position of the capacitor electrode 102 in FIG. 11 is changed and the via conductor V12 is replaced with V12C. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the capacitor electrode 102 is connected to the ground electrode 112 by the via conductor V12C.
  • the capacitor electrode 102 faces the line electrode 101 between the line electrode 101 and the ground electrode 112.
  • the shield effect is enhanced as compared with the filter 1 because the line electrode 101 is surrounded by the ground conductor portion 150.
  • FIG. 13 is a perspective view of the structure of the filter 1D according to the modified example 4 of the first embodiment.
  • FIG. 14 is a plan view of the filter 1D of FIG. 13 from the Y-axis direction.
  • the configuration of the filter 1D is such that the position of the capacitor electrode 102 in FIG. 2 is changed and the via conductor V12 is replaced with V12D. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the capacitor electrode 102 is formed at the same position as the line electrode 101 in the Z-axis direction. That is, the distance between the capacitor electrode 102 and the ground electrode 110 is equal to the distance between the line electrode 101 and the ground electrode 110.
  • the capacitor electrode 102 is close to the line electrode 101 in the X-axis direction.
  • the via conductor V12D connects the capacitor electrode 102 and the ground electrode 110.
  • the line electrode 101 and the capacitor electrode 102 form a capacitor C2.
  • FIG. 15 is a perspective view of the structure of the filter 1E according to the modified example 5 of the first embodiment.
  • FIG. 16 is a plan view of the filter 1E of FIG. 15 from the Y-axis direction.
  • the configuration of the filter 1E is a configuration in which a capacitor electrode 102 (second capacitor electrode) and a capacitor electrode 103 (second capacitor electrode) are added to the filter 1D of FIGS. 13 and 14. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the capacitor electrode 103 faces each of the capacitor electrode 102 and the line electrode 101 on the opposite side of the ground electrode 110.
  • the capacitor electrode 104 faces each of the capacitor electrode 102 and the line electrode 101 between the line electrode 101 and the ground electrode 110.
  • the capacitor C2 is formed by capacitor electrodes 103 and 104 in addition to the line electrode 101 and the capacitor electrode 102.
  • the capacitance of the capacitor C2 of the filter 1E is larger than the capacitance of the capacitor C2 of the filter 1D. By adding at least one of the capacitor electrodes 103 and 104, the capacitance of the capacitor C2 of the filter 1D can be increased.
  • the length (width) of each of the capacitor electrodes 103 and 104 in the Y-axis direction may be equal to or greater than the width of the line electrode 101 or shorter than the width of the line electrode 101.
  • FIG. 17 is an equivalent circuit diagram of the filter 1F according to the sixth modification of the first embodiment.
  • the configuration of the filter 1F is such that the inductor L1 in FIG. 1 is replaced with a capacitor C1 (first impedance element). Other than this, the explanation is not repeated because it is the same.
  • the first impedance element may include a plurality of circuit elements.
  • FIG. 18 is an equivalent circuit diagram of the filter 1G according to the modified example 7 of the first embodiment.
  • the configuration of the filter 1G is such that the inductor L1 in FIG. 1 is replaced with an impedance element Im1 (first impedance element). Other than this, the explanation is not repeated because it is the same.
  • the impedance element Im1 includes inductors L10 and L12 and a capacitor C11.
  • the inductor L10, the capacitor C11, and the inductor L12 are connected in series in this order between the distributed constant line Rs1 and the switch Sw1.
  • FIG. 19 is a plan view of the structure of the filter 1G of FIG. 18 from the Y-axis direction.
  • the structure of the filter 1G is such that the via conductor V1 in FIG. 3 is replaced with the via conductors V13 and V14 and the capacitor electrodes 111 and 113. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the via conductor V13 connects the line electrode 101 and the capacitor electrode 111.
  • the via conductor V13 forms the inductor L10.
  • the capacitor electrode 111 faces the capacitor electrode 113 in the Z-axis direction.
  • the capacitor electrodes 111 and 112 form the capacitor C11.
  • the via conductor V14 penetrates the ground electrode 110 and connects the capacitor electrode 113 and the switch Sw1.
  • the via conductor V14 is insulated from the ground electrode 110.
  • the via conductor V14 forms an inductor L12.
  • FIG. 20 is a perspective view of the structure of the filter 1H according to the modified example 8 of the first embodiment.
  • the via conductor V11 is removed from the structure of the filter 1B of FIG. 11, the ground electrode 110 is replaced with 110H (first ground electrode), the line electrode 121 and the via conductor V21 are added, and the switch Sw1 is operated.
  • the structure has been repositioned. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the line electrode 121 extends from the line electrode 101 in the Y-axis direction and passes between the two via conductors 20.
  • the via conductor V21 connects the line electrode 121 and the switch Sw1.
  • the line electrode 121 and the via conductor V21 form an inductor L1.
  • the switch Sw1 When the filter 1H is viewed in a plan view from the Y-axis direction, the switch Sw1 is arranged between the line electrode 101 and the ground electrode 110H. When the filter 1H is viewed in a plan view from the Y-axis direction, the switch Sw1 may be arranged between the line electrode 101 and the ground electrode 112. When the filter 1H is viewed in a plan view from the Y-axis direction, the ground electrode 111 may be arranged between the switch Sw1 and the line electrode 101, or the ground electrode 112 may be arranged between the switch Sw1 and the line electrode 101. You may be.
  • FIG. 21 is an equivalent circuit diagram of the filter 1J according to the ninth modification of the first embodiment.
  • the configuration of the filter 1J is such that the path connecting the terminals P1 and P2 in the filter 1 of FIG. 1 is shown as a line electrode 122 (specific line electrode). Other than that, the explanation is not repeated because it is the same.
  • the distributed constant line Rs1 forms a stub formed so as to project from the line electrode 122.
  • the stub is provided for the purpose of impedance matching of the filter 1J or adjustment of the characteristics of the filter 1J.
  • FIG. 22 is an equivalent circuit diagram of the filter 2 according to the second embodiment.
  • the configuration of the filter 2 is such that the capacitor C2 in FIG. 1 is replaced with the inductor L2. Other than this, the explanation is not repeated because it is the same.
  • FIG. 23 is a perspective view of the structure of the filter 2 of FIG. 22.
  • FIG. 24 is a plan view of the filter 2 of FIG. 23 from the Y-axis direction.
  • the structure of the filter 2 is such that a via conductor V22 (second via conductor) is added to the filter 1A of FIG. Other than this, the explanation is not repeated because it is the same.
  • the via conductor V22 connects the line electrode 101 and the ground electrode 110 to form the inductor L2.
  • FIG. 25 is a diagram showing the passing characteristics of the filter 2 of FIG. 22.
  • the solid line shows the passing characteristic of the filter 2 when the switch Sw1 of FIG. 22 is in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristic of the filter 2 when the switch Sw1 of FIG. 22 is in the non-conducting state.
  • the passing characteristics of the filter 2 can be changed by switching the switch Sw1.
  • FIG. 26 is an equivalent circuit diagram of the filter 20A according to Comparative Example 4.
  • the configuration of the filter 20A is a configuration in which the inductor L1 and the switch Sw1 are removed from the filter 2 of FIG. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • FIG. 27 is an equivalent circuit diagram of the filter 20B according to Comparative Example 5.
  • the configuration of the filter 20B is a configuration in which the switch Sw1 is removed from the filter 2 of FIG. Other than this, the explanation is not repeated because it is the same.
  • FIG. 28 is a diagram showing the passage characteristics A21 and A22 of the filter 2 of FIG. 22, the passage characteristics A23 of the filter 20A of FIG. 26, and the passage characteristics A20 of the filter 20B of FIG. 27 together.
  • the passing characteristic A21 shows the passing characteristic of the filter 2 when the switch Sw1 of FIG. 22 is in the conductive state
  • the passing characteristic A22 is the passing characteristic of the filter 2 when the switch Sw1 of FIG. 22 is in the non-conducting state. Is shown.
  • the configuration of the filter 2 is such that the switch Sw1 is connected between the inductor L1 of the filter 20B and the grounding point.
  • the pass characteristic A20 of the filter 20B is brought closer to the pass characteristic A23 of the filter 20A by the switch Sw1. Due to the impedance of the switch Sw1, the passing characteristic A21 when the switch Sw1 is in the conductive state and the passing characteristic A22 when the switch Sw1 is in the non-conducting state deviate from the passing characteristic A23. That is, by switching the switch Sw1, the passing characteristic of the filter 2 can be switched between the passing characteristics A21 and A22.
  • FIG. 29 is a perspective view of the structure of the filter 2A according to the first modification of the second embodiment.
  • the configuration of the filter 2A is a configuration in which the line electrode 202 is added to the filter 2 of FIG. 23. Other than that, the explanation is not repeated because it is the same.
  • the line electrode 202 is connected to the line electrode 101.
  • the via conductor V22 connects the line electrode 202 and the ground electrode 110.
  • FIG. 30 is an equivalent circuit diagram of the filter 2B according to the second modification of the second embodiment.
  • the configuration of the filter 2B is such that the inductor L1 in FIG. 22 is replaced with the capacitor C1 (first impedance element). Other than this, the explanation is not repeated because it is the same.
  • the second impedance element may include a plurality of circuit elements.
  • FIG. 31 is an equivalent circuit diagram of the filter 2C according to the third modification of the second embodiment.
  • the configuration of the filter 2C is such that the inductor L2 in FIG. 22 is replaced with an impedance element Im2 (second impedance element).
  • Im2 second impedance element
  • the impedance element Im2 includes inductors L20 and L22 and a capacitor C21.
  • the inductor L20, the capacitor C21, and the inductor L22 are connected in series in this order between the distributed constant line Rs1 and the grounding point.
  • FIG. 32 is a plan view of the structure of the filter 2C of FIG. 31 from the Y-axis direction.
  • the structure of the filter 2C is such that the via conductor V22 in FIG. 24 is replaced with via conductors V23, V24 and capacitor electrodes 211 and 212. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the via conductor V23 connects the line electrode 101 and the capacitor electrode 211.
  • the via conductor V23 forms the inductor L20.
  • the capacitor electrode 211 faces the capacitor electrode 212 in the Z-axis direction.
  • the capacitor electrodes 211 and 212 form the capacitor C21.
  • the via conductor V24 connects the capacitor electrode 113 and the ground electrode 110.
  • the via conductor V24 forms an inductor L22.
  • a filter including one distributed constant line as a resonator has been described.
  • the number of distributed constant lines as a resonator included in the filter according to the embodiment may be plural.
  • a filter including four distributed constant lines as a resonator will be described.
  • FIG. 33 is an equivalent circuit diagram of the filter 3 according to the third embodiment.
  • the filter 3 includes a terminal P31 (first terminal), a terminal P32 (second terminal), a distributed constant line Rs31 (third distributed constant line), and a distributed constant line Rs32 (first).
  • Distributed constant line distributed constant line Rs33 (second distributed constant line), distributed constant line Rs34 (fourth distributed constant line), inductor L31 (first impedance element), inductor L32 (third impedance element)
  • a capacitor C31 (second impedance element), a capacitor C32 (fourth impedance element), a switch Sw31 (first switch), and a switch Sw32 (second switch) are provided.
  • the distributed constant line Rs31 is electrically connected to the terminal P31. That is, the distributed constant line Rs31 may be directly connected to the terminal P31 or may be electrically connected to the terminal P31.
  • the distributed constant line Rs34 is electrically connected to the terminal P32. That is, the distributed constant line Rs34 may be directly connected to the terminal P32 or may be electrically connected to the terminal P32.
  • the two circuit elements When the two circuit elements are electrically connected, the two circuit elements may be directly connected, or the two circuit elements may be electrically coupled (capacitively coupled). included.
  • the distributed constant line Rs31 is electrically coupled to the distributed constant line Rs32.
  • the capacitor C12 connected between the distributed constant lines Rs31 and Rs32 represents the electric field coupling between the distributed constant lines Rs31 and Rs32.
  • the capacitor C14 connected between the distributed constant lines Rs31 and Rs34 represents the electric field coupling between the distributed constant lines Rs31 and Rs34.
  • the capacitor C34 connected between the distributed constant lines Rs33 and Rs34 represents the electric field coupling between the distributed constant lines Rs33 and Rs34.
  • the distributed constant line Rs32 is magnetically coupled with the distributed constant line Rs33. The magnetic field coupling between the distributed constant lines Rs32 and Rs33 is shown as M23.
  • a signal path is formed between the terminals P31 and P32 by the distributed constant line Rs31, the capacitor C12, the magnetic field coupling M23, the distributed constant line Rs33, the capacitor C34, and the distributed constant line Rs34. Further, another signal path is formed between the terminals P31 and P32 by the distributed constant line Rs31, the capacitor C14, and the distributed constant line Rs34.
  • the length of the distributed constant line Rs31 is ⁇ / 2 or ⁇ / 4. That is, the distributed constant line Rs31 functions as a ⁇ / 2 resonator or a ⁇ / 4 resonator. The same applies to the distributed constant lines Rs32 to Rs34.
  • the inductor L31 and the switch Sw31 are connected in series in this order between one end of the distributed constant line Rs32, which is not connected to the capacitor C12, and the grounding point GND.
  • the capacitor C31 is connected between one end of the distributed constant line Rs32, which is not connected to the capacitor C34, and the grounding point GND.
  • the inductor L32 and the switch Sw32 are connected in series in this order between the end of the distributed constant line Rs33 and the grounding point GND.
  • the capacitor C32 is connected between the end of the distributed constant line Rs33 and the grounding point GND.
  • the magnetic field strength is strongest at the central portion of the distributed constant lines Rs32 and Rs33 and weakest at both ends. Therefore, by connecting an impedance element to each end of the distributed constant lines Rs32 and Rs33, it is possible to reduce the influence of the impedance element on the coupling state of the distributed constant lines Rs32 and Rs33. As a result, even if the switches Sw31 and Sw32 are switched between the conductive state and the non-conducting state, the coupled state of the distributed constant lines Rs32 and Rs33 is maintained, so that the pass bandwidth of the filter 3 can be maintained.
  • the length of the distributed constant line Rs31 is equal to the length of the distributed constant line Rs34.
  • the length of the distributed constant line Rs32 is equal to the length of the distributed constant line Rs33.
  • the inductance of the inductor L31 is equal to the inductance of the inductor L32.
  • the capacitance of the capacitor C31 is equal to the capacitance of the capacitor C32.
  • FIG. 34 is a diagram showing the passing characteristics of the filter 3 of FIG. 33.
  • the solid line shows the passing characteristics of the filter 3 when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 33 are in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristics of the filter 3 when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 33 are in the non-conducting state. Is shown.
  • the pass characteristics of the filter 3 can be changed while maintaining the pass bandwidth.
  • FIG. 35 is a diagram showing the passing characteristics of the filter 3 of FIG. 33 when the capacitances of the capacitors C31 and C32 of FIG. 33 are reduced as compared with the case of FIG. 34.
  • the solid line shows the passing characteristics of the filter 3 when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 33 are in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristics of the filter 3 when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 33 are in the non-conducting state. Is shown.
  • the passing characteristics of the filter 3 can be adjusted by changing the capacitances of the capacitors C31 and C32 of FIG. 33.
  • the inductance of the inductors L31 and L32 and the capacitance of the capacitors C31 and C32 of FIG. 33 are larger than the values that realize the characteristics shown in FIG. 34, and the lengths of the distributed constant lines Rs32 and Rs33 that are magnetically coupled are shown in FIG.
  • the passing characteristics of the filter 3 when the length is shorter than the lengths of the distributed constant lines Rs31 and Rs34 which are magnetically coupled to the terminals P1 and P2 are shown.
  • the solid line shows the passing characteristics of the filter 3 when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 33 are in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristics of the filter 3 when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 33 are in the non-conducting state. Is shown. The same applies to FIG. 37.
  • the inductance of the inductors L31 and L32 and the capacitance of the capacitors C31 and C32 of FIG. 33 are smaller than the values that realize the characteristics shown in FIG. 34, and the lengths of the distributed constant lines Rs32 and Rs33 that are magnetically coupled are shown in FIG.
  • the passing characteristics of the filter 3 when the length is longer than the lengths of the distributed constant lines Rs31 and Rs34 which are magnetically coupled to the terminals P1 and P2 are shown.
  • FIG. 38 is a perspective view showing the structure of the filter 3 of FIG. 33.
  • the filter 3 includes line electrodes 301 to 304, capacitor electrodes 311 (first capacitor electrode), capacitor electrode 312 (second capacitor electrode), ground electrode 310, and via conductor V31 ( The first via conductor), via conductors V32 and V33, via conductor V34 (second via conductor), terminal electrodes 321 and 322, and switches Sw31 and Sw32 are provided.
  • the line electrodes 301 to 304 are band-shaped and form distributed constant lines Rs31 to Rs34, respectively.
  • Each of the line electrodes 301 to 304 is wound around a central axis (not shown) extending in the Z-axis direction to form a U-shape.
  • the opening of the line electrode 301 and the opening of the line electrode 304 are adjacent to each other in the X-axis direction. Both ends of the line electrode 301 and both ends of the line electrode 304 are electrically coupled.
  • the central portion of the line electrode 302 and the central portion of the line electrode 303 are adjacent to each other in the X-axis direction and are magnetically coupled.
  • the line electrodes 301 and 302 are adjacent to each other in the Y-axis direction and are electrically coupled.
  • the line electrodes 303 and 304 are adjacent to each other in the Y-axis direction and are electrically coupled.
  • the terminal electrodes 321 and 322 form terminals P31 and P32, respectively.
  • the terminal electrode 321 is adjacent to the line electrode 301 in the X-axis direction and is electrically coupled.
  • the terminal electrode 322 is electrically connected to the line electrode 304 in the X-axis direction, respectively.
  • the ground electrode 310 is arranged between the line electrodes 301 to 304 and the switches Sw1 and Sw2.
  • the ground electrode 310 and the switches Sw1 and Sw2 are connected to a ground terminal (not shown).
  • the ground electrode 310 forms a ground point.
  • the via conductor V31 penetrates the ground electrode 310 and connects the line electrode 302 and the switch Sw31.
  • the via conductor V31 is insulated from the ground electrode 310.
  • the via conductor V31 forms the inductor L31.
  • the capacitor electrode 311 faces the line electrode 302 in the Z-axis direction.
  • the via conductor V32 connects the capacitor electrode 311 and the ground electrode 310.
  • the line electrode 302 and the capacitor electrode 311 form a capacitor C31.
  • the via conductor V34 penetrates the ground electrode 310 and connects the line electrode 303 and the switch Sw32.
  • the via conductor V34 is insulated from the ground electrode 310.
  • the via conductor V34 forms the inductor L32.
  • the capacitor electrode 312 faces the line electrode 303 in the Z-axis direction.
  • the via conductor V33 connects the capacitor electrode 312 and the ground electrode 310.
  • the line electrode 303 and the capacitor electrode 312 form a capacitor C32.
  • Each of the line electrodes 301 to 304 shown in FIG. 38 functions as a ⁇ / 2 resonator, but when one end of the line electrode is grounded, the line electrode functions as a ⁇ / 4 resonator. You may. Further, the inductance of the inductors L31 and L32 and the capacitance of the capacitors C31 and C32 are adjusted so that each of the line electrodes 302 and 303 can be made shorter than each of the line electrodes 301 and 304.
  • FIG. 39 is a diagram showing the passage characteristics of the filter 3 of FIG. 38.
  • the solid line shows the passing characteristics of the filter 3 when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 38 are in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristics of the filter 3 when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 38 are in the non-conducting state. Is shown.
  • the frequency band n258 is a frequency band of 24.25 GHz to 27.5 GHz.
  • the frequency band n257 is a frequency band of 26.5 GHz to 29.5 GHz.
  • the frequency bands n257 and n258 are millimeter wave frequency bands. The same applies to the frequency bands n257 and n258 in FIG. 57.
  • the filter 3 can function as a filter for passing the signal included in the frequency band n257.
  • the filter 3 can function as a filter for passing signals included in the frequency band n258.
  • the pass bandwidth of the filter 3 is maintained by connecting an impedance element to each end of the distributed constant lines Rs32 and Rs33 that are magnetically coupled to each other. Even if an impedance element is connected to the central portion of the distributed constant lines Rs31 and Rs34 that are electrically coupled to each other, the pass bandwidth of the filter can be maintained.
  • FIG. 40 is an equivalent circuit diagram of the filter 3A according to the first modification of the third embodiment.
  • the portion where the inductor L31 and the capacitor C31 of FIG. 33 are connected is changed from the end of the distributed constant line Rs32 to the central portion of the distributed constant line Rs31, and the inductor L32 and the capacitor C32 of FIG.
  • the connecting portion is changed from the end of the distributed constant line Rs33 to the central part of the distributed constant line Rs34.
  • the distributed constant lines Rs31 and R34 correspond to the first distributed constant line and the second distributed constant line, respectively
  • the distributed constant lines Rs32 and R33 correspond to the third distributed constant line and the fourth distributed constant line, respectively. ..
  • the explanation is not repeated because it is the same.
  • the strength of the electric field is the strongest at both ends of the distributed constant lines Rs31 and Rs34 and the weakest at the center. Therefore, by connecting an impedance element to the central portion of each of the distributed constant lines Rs31 and Rs34, it is possible to reduce the influence of the impedance element on the coupling state of the distributed constant lines Rs31 and Rs34. As a result, even if the switches Sw31 and Sw32 are switched between the conductive state and the non-conducting state, the coupled state of the distributed constant lines Rs31 and Rs34 is maintained, so that the pass bandwidth of the filter 3A can be maintained.
  • the distributed constant lines Rs31 and Rs34 electrically connected to the terminals P31 and P32 are electrically coupled to each other, and the distributed constant lines Rs32 and Rs33 not electrically connected to the terminals P31 and P32.
  • the distributed constant lines Rs31 and Rs34 are magnetically coupled to each other and the distributed constant lines Rs32 and Rs33 are electrically coupled to each other will be described with reference to FIGS. 41 and 42.
  • FIG. 41 is an equivalent circuit diagram of the filter 3B according to the second modification of the third embodiment.
  • the electric field coupling shown by the capacitor C14 between the distributed constant lines Rs31 and Rs34 in FIG. 33 is replaced with the magnetic field coupling M14, and the magnetic field coupling M23 between the distributed constant lines Rs32 and Rs33 It has been replaced by the electric field coupling represented by the capacitor C23.
  • the portion where the inductor L31 and the capacitor C31 of FIG. 33 are connected is changed from the end of the distributed constant line Rs32 to the central portion of the distributed constant line Rs32, and the inductor L32 and the capacitor C32 of FIG. 33 are connected.
  • the portion to be used is changed from the end of the distributed constant line Rs33 to the central part of the distributed constant line Rs33.
  • the distributed constant lines Rs32 and R33 correspond to the first and second distributed constant lines, respectively, and the distributed constant lines Rs31 and R34 correspond to the third and fourth distributed constant lines. Corresponds to each constant line. Other than these, the explanation is not repeated because it is the same.
  • FIG. 42 is an equivalent circuit diagram of the filter 3C according to the third modification of the third embodiment.
  • the portion where the inductor L31 and the capacitor C31 of FIG. 41 are connected is changed from the central portion of the distributed constant line Rs32 to the end of the distributed constant line Rs31, and the inductor L32 and the capacitor C32 of FIG. 41 are connected.
  • the connecting portion is changed from the central portion of the distributed constant line Rs33 to the end portion of the distributed constant line Rs34.
  • the distributed constant lines Rs31 and R34 correspond to the first and second distributed constant lines, respectively, and the distributed constant lines Rs32 and R33 correspond to the third and fourth distributed constant lines. Corresponds to each constant line. Other than these, the explanation is not repeated because it is the same.
  • the shape of the line electrode forming the distributed constant line may be a shape other than the U-shape.
  • a certain distributed constant line by shortening the length of the portion not adjacent to the other distributed constant line, the length of the portion adjacent to the other distributed constant line is shortened while shortening the length of the distributed constant line. Can be maintained. As a result, it is possible to maintain the coupling between the distributed ordinal line and another distributed constant line while shortening the length of the distributed constant line and adjusting the resonance frequency of the distributed constant line.
  • FIG. 43 is a perspective view showing the structure of the filter 3D according to the modified example 4 of the third embodiment.
  • the structure of the filter 3D is such that the line electrodes 302, 303, the ground electrode 310, the capacitor electrodes 311, 312, and the via conductors V31 to V34 in FIG. 38 have the line electrodes 302D, 303D, the ground electrode 310D, and the capacitor electrode 311D (first capacitor).
  • the electrode), the capacitor electrode 312D (second capacitor electrode), and the via conductors V31D, V32D, V33D, and V34D are replaced with each other. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the line electrodes 302D and 303D are band-shaped and form distributed constant lines Rs32 and Rs33, respectively.
  • Each of the line electrodes 302D and 303D is wound around a central axis (not shown) extending in the Z-axis direction.
  • the length of the portion of the line electrode 302D that is not adjacent to the line electrodes 301 and 303D is shortened.
  • the portion of the line electrode 303D that is not adjacent to the line electrodes 302D and 304 is shortened.
  • the central portion of the line electrode 302D and the central portion of the line electrode 303D are adjacent to each other in the X-axis direction and are magnetically coupled.
  • the line electrodes 301 and 302D are adjacent to each other in the Y-axis direction and are electrically coupled.
  • the line electrodes 303D and 304 are adjacent to each other in the Y-axis direction and are electrically coupled.
  • the ground electrode 310D is arranged between the line electrodes 301, 302D, 303D, 304 and the switches Sw1 and Sw2.
  • the ground electrode 310D is connected to a ground terminal (not shown).
  • the ground electrode 310D forms a ground point.
  • the via conductor V31D penetrates the ground electrode 310D and connects the line electrode 302D and the switch Sw31.
  • the via conductor V31D is insulated from the ground electrode 310D.
  • the via conductor V31D forms an inductor L31.
  • the capacitor electrode 311D faces the line electrode 302D in the Z-axis direction.
  • the via conductor V32D connects the capacitor electrode 311D and the ground electrode 310D.
  • the line electrode 302D and the capacitor electrode 311D form a capacitor C31.
  • the via conductor V34D penetrates the ground electrode 310D and connects the line electrode 303D and the switch Sw32.
  • the via conductor V34D is insulated from the ground electrode 310D.
  • the via conductor V34D forms an inductor L32.
  • the capacitor electrode 312D faces the line electrode 303D in the Z-axis direction.
  • the via conductor V33D connects the capacitor electrode 312D and the ground electrode 310D.
  • the line electrode 303D and the capacitor electrode 312D form a capacitor C32.
  • FIG. 44 is a perspective view showing the structure of the filter 3E according to the modified example 5 of the third embodiment.
  • the line electrodes 302D and 303D, the ground electrode 310D, and the via conductors V31D and V34D in FIG. 43 are replaced with the line electrodes 302E and 303E, the ground electrode 310E, and the via conductors V31E and V34E, respectively.
  • the positions of the switches Sw1 and Sw2 have been changed. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the line electrodes 302E and 303E are band-shaped and form distributed constant lines Rs32 and Rs33, respectively.
  • Each of the line electrodes 302E and 303E is wound around a central axis (not shown) extending in the Z-axis direction to form an L shape.
  • the line electrode 302E does not have a portion that is not adjacent to the line electrodes 301 and 303E.
  • the line electrode 303E does not have a portion that is not adjacent to the line electrodes 302E and 304.
  • the central portion of the line electrode 302E and the central portion of the line electrode 303E are adjacent to each other in the X-axis direction and are magnetically coupled.
  • the line electrodes 301 and 302E are adjacent to each other in the Y-axis direction and are electrically coupled.
  • the line electrodes 303E and 304 are adjacent to each other in the Y-axis direction and are electrically coupled.
  • the ground electrode 310E is arranged between the line electrodes 301, 302E, 303E, 304 and the switches Sw1 and Sw2.
  • the ground electrode 310E is connected to a ground terminal (not shown).
  • the ground electrode 310E forms a ground point.
  • the via conductor V31E penetrates the ground electrode 310E and connects the line electrode 302E and the switch Sw31.
  • the via conductor V31E is insulated from the ground electrode 310E.
  • the via conductor V31E forms the inductor L31.
  • the capacitor electrode 311D faces the line electrode 302E in the Z-axis direction.
  • the line electrode 302E and the capacitor electrode 311D form a capacitor C31.
  • the via conductor V34E penetrates the ground electrode 310E and connects the line electrode 303E and the switch Sw32.
  • the via conductor V34E is insulated from the ground electrode 310E.
  • the via conductor V34E forms the inductor L32.
  • the capacitor electrode 312D faces the line electrode 303E in the Z-axis direction.
  • the line electrode 303E and the capacitor electrode 312D form a capacitor C32.
  • the portion of the distributed constant line to which the first impedance element is connected and the portion to which the second impedance element is connected do not have to be the same.
  • the electrode pattern of the distributed constant line when the first impedance element is in the conductive state can be made equivalent to ⁇ / 2 or ⁇ / 4.
  • the characteristics of the filter can be changed in comparison with the characteristics of the filter when the two parts are the same.
  • FIG. 45 is an equivalent circuit diagram of the filter 3F according to the modified example 6 of the third embodiment.
  • the structure of the filter 3F is such that the inductor L31 of FIG. 33 is connected to the other end of the distributed constant line Rs32, and the inductor L32 is connected to the other end of the distributed constant line Rs33.
  • the description is the same, so the description will not be repeated.
  • FIG. 46 is a diagram showing the passage characteristics of the filter 3F of FIG. 45.
  • the solid line shows the passing characteristics of the filter 3F when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 45 are in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristics of the filter 3F when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 45 are in the non-conducting state. Is shown.
  • the passing characteristics of the filter 3F can be changed by switching the switches Sw31 and Sw32.
  • FIG. 47 is an equivalent circuit diagram of the filter 3G according to the modified example 7 of the third embodiment.
  • the structure of the filter 3G is such that the inductor L31 of FIG. 33 is connected to the central portion of the distributed constant line Rs32, and the inductor L32 is connected to the central portion of the distributed constant line Rs33.
  • the description is the same, so the description will not be repeated.
  • FIG. 48 is a diagram showing the passage characteristics of the filter 3G of FIG. 47.
  • the solid line shows the passing characteristics of the filter 3G when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 47 are in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristics of the filter 3G when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 47 are in the non-conducting state. Is shown.
  • the highest frequency (high frequency end) in the pass band of the filter 3G can be changed.
  • FIG. 49 is an equivalent circuit diagram of the filter 3H according to the modified example 8 of the third embodiment.
  • the configuration of the filter 3H is such that the capacitor C31 of FIG. 33 is connected to the central portion of the distributed constant line Rs32, and the capacitor C32 is connected to the central portion of the distributed constant line Rs33.
  • the description is the same, so the description will not be repeated.
  • FIG. 50 is a diagram showing the passing characteristics of the filter 3H of FIG. 49.
  • the solid line shows the passing characteristics of the filter 3H when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 49 are in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristics of the filter 3H when the switches Sw31 and Sw32 of FIG. 49 are in the non-conducting state. Is shown.
  • the lowest frequency (low frequency end) in the pass band of the filter 3H can be changed.
  • FIG. 51 is an equivalent circuit diagram of the filter 3J according to the ninth modification of the third embodiment.
  • the configuration of the filter 3J is such that the inductor L32, the switch Sw32, and the capacitor C32 are removed from the filter 3 of FIG. 33.
  • FIG. 52 is a diagram showing the passage characteristics of the filter 3J of FIG. 51.
  • the solid line shows the passing characteristic of the filter 3J when the switch Sw31 of FIG. 51 is in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristic of the filter 3J when the switch Sw31 of FIG. 51 is in the non-conducting state.
  • the pass characteristics of the filter 3J can be changed while maintaining the pass bandwidth. Further, since the number of circuit elements of the filter 3J is smaller than the number of circuit elements of the filter 3 of FIG. 33, the manufacturing cost of the filter 3J can be reduced as compared with the manufacturing cost of the filter 3, and the size of the filter 3J is filtered. It can be made smaller than the size of 3. Two impedance elements of the plurality of distributed constant lines included in the filter are connected according to the desired width of change in the passband, the amount of attenuation at the attenuation pole outside the passband, the manufacturing cost of the filter, and the size of the filter. The number of distributed constant lines can be appropriately selected.
  • FIG. 53 is an equivalent circuit diagram of the filter 3K according to the modified example 10 of the third embodiment.
  • each of the distributed constant lines Rs31 and Rs34 in FIG. 51 is connected to the grounding point GND
  • the inductor L31 and the capacitor C31 are connected to the distributed constant line Rs33
  • each of the distributed constant lines Rs31 to Rs34 Is configured to function as a ⁇ / 4 resonator. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the distributed constant line Rs31 is connected between the grounding point GND and the connection point between the terminal P31 and the capacitor C12.
  • the distributed constant line Rs32 is connected between the grounding point GND and the connection point between the terminal P32 and the capacitor C34.
  • FIG. 54 is a diagram showing the passage characteristics of the filter 3K of FIG. 53.
  • the solid line shows the passing characteristic of the filter 3K when the switch Sw31 of FIG. 53 is in the conductive state
  • the dotted line shows the passing characteristic of the filter 3K when the switch Sw31 of FIG. 53 is in the non-conducting state.
  • the passing characteristics of the filter 3K can be changed by switching the switch Sw31. Further, similarly to the filter 3J, the manufacturing cost of the filter 3K can be reduced, and the size of the filter 3K can be reduced. Whether or not the two impedance elements are shared among a plurality of distributed constant lines according to the desired passband change width, the amount of attenuation at the attenuation pole outside the passband, the manufacturing cost of the filter, and the size of the filter. Can be selected as appropriate.
  • FIG. 55 is an equivalent circuit diagram of the filter 3L according to the modified example 11 of the third embodiment.
  • each of the distributed constant lines Rs32 and Rs33 in FIG. 53 is connected to the grounding point GND, and the inductor L31 and the capacitor C31 are not connected to the distributed constant lines Rs32 and Rs33, so that the distributed constant lines Rs31 , Rs34.
  • the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the capacitor C31 is connected between the distributed constant line Rs31 and the grounding point GND, and is also connected between the distributed constant line Rs34 and the grounding point GND.
  • the inductor L31 and the switch Sw31 are connected in series between the distributed constant line Rs31 and the grounding point GND in this order, and are connected in series between the distributed constant line Rs34 and the grounding point GND in this order.
  • FIG. 56 is a block diagram of the antenna module 400 according to the fourth embodiment.
  • the antenna module 400 includes a radiation element 40, a DAC (Digital to Analog Converter) 41, a transmitter 42, an amplifier 43, a mixer 44, a filter 4, and a power amplifier 45.
  • the filter 4 may be any of the filter 1 of FIG. 1, the filter 2 of FIG. 22, the filter 3 of FIG. 33, the filter 3A of FIG. 40, the filter 3B of FIG. 41, and the filter 3C of FIG. 42.
  • the switch of the filter 4 is the switch Sw1 of FIGS. 1 and 22, or the switches Sw31 and Sw32 of FIGS. 33 and 40 to 42.
  • the DAC 41 converts the digital signal into an intermediate frequency IF (Intermediate Frequency) signal and outputs it to the mixer 44.
  • the transmitter 42 outputs a local signal to the mixer 44 via the amplifier 43.
  • the mixer 44 generates a transmission signal having a desired frequency using the local signal and the IF signal, and outputs the transmission signal to the filter 4.
  • the filter 4 removes signals (unwanted waves) having a frequency other than the desired frequency among the signals from the mixer 44.
  • the power amplifier 45 amplifies the transmission signal from the filter 4 and outputs it to the radiating element 40.
  • the radiating element 40 radiates a transmission signal to the outside.
  • the filter 4 may be connected between the power amplifier 45 and the radiating element 40.
  • FIG. 57 is a diagram showing the passage characteristics of the antenna module 400 of FIG. 56.
  • the passing characteristic A41 shows the passing characteristic of the antenna module 400 when the switch of the filter 4 of FIG. 56 is in the conductive state
  • the passing characteristic A42 is the passing characteristic of the filter 4 of FIG. 56 when the switch of the filter 4 is in the non-conducting state.
  • the passage characteristics of the antenna module 400 are shown.
  • the vertical lines at 23.5 GHz, 24 GHz, and 25.5 GHz indicate unnecessary waves generated when the frequencies of the transmitted signals are 27.5 GHz, 28 GHz, and 29.5 GHz, respectively.
  • the filter 4 when the frequency of the transmission signal is included in the frequency band n257, the filter 4 removes unnecessary waves generated at 24 GHz and 25.5 GHz by making the switch of the filter 4 conductive. Can be done.
  • the unnecessary wave generated at 23.5 GHz can be removed by setting the switch of the filter 4 to the non-conducting state.
  • the communication quality can be improved by changing the pass band of the filter according to the frequency of the transmission signal.
  • FIG. 58 is a diagram showing a cross-sectional structure of the antenna module 500 according to the fifth embodiment.
  • the antenna module 500 includes a filter 5, a ground electrode 511 and 512, a radiation element 520, a dielectric substrate 530, and an RFIC (Radio Frequency Integrated Circuit) 540 (high frequency element). ..
  • the equivalent circuit of the filter 5 is the same as that of the filter 1 of FIG.
  • the ground electrodes 511, 512 are formed inside the dielectric substrate 530 and are connected to a ground point (not shown).
  • the radiating element 520 is arranged between the ground electrode 511 and the upper surface 531 of the dielectric substrate 530.
  • the RFIC 540 is arranged on the bottom surface 532 of the dielectric substrate 530.
  • the filter 5 includes a line electrode 501, a capacitor electrode 502, a switch Sw5 (first switch), a via conductor V51 (first via conductor), and a via conductor V52.
  • the line electrode 501 is arranged between the ground electrodes 511 and 512 to form a distributed constant line Rs1.
  • the line electrode 501 is connected to the radiating element 520.
  • the capacitor electrode 502 is arranged between the line electrode 501 and the ground electrode 512.
  • the line electrode 501 and the capacitor electrode 502 face each other in the Z-axis direction to form the capacitor C2.
  • the via conductor V51 connects the line electrode 501 to the switch Sw5.
  • the via conductor V51 forms the inductor L1.
  • the switch Sw5 is arranged inside the RFIC 540.
  • the RFIC 540 supplies a high frequency signal to the radiating element 520 via the filter 5.
  • the antenna module 500 since the switch Sw5 of the filter 5 can be integrated inside the RFIC 540, the antenna module 500 can be miniaturized.
  • the filter 5 and the radiating element 520 may be connected to each other via an RFIC 540.
  • the communication quality can be improved and the antenna module can be miniaturized by changing the pass band of the filter according to the frequency of the transmission signal.
  • FIG. 59 is an equivalent circuit diagram of the radiating element 6 according to the sixth embodiment.
  • the configuration of the radiating element 6 is such that the terminals P1 and P2 are removed from the filter 1 of FIG. 1, the distributed constant line Rs1 is replaced with the antenna electrode 60, and the switch Sw1 is formed in the RFIC 640. Other than these, the description is the same, so the description will not be repeated.
  • the antenna electrode 60 is connected to the RFIC 640.
  • the switch Sw1 may be formed outside the RFIC 640.
  • a capacitor capacitor (capacitive element) may be connected between the inductor L1 and the antenna electrode 60.
  • FIG. 60 is a perspective view of the structure of the radiating element 6 of FIG. 59.
  • FIG. 61 is a plan view of the radiating element 6 of FIG. 59 from the Y-axis direction.
  • the radiating element 6 includes an antenna electrode 60, a capacitor electrode 602, a ground electrode 610, via conductors V61, V62, V63, a dielectric substrate 630, and a switch Sw1. Be prepared.
  • the antenna electrode 60, the capacitor electrode 602, the ground electrode 610, and the via conductors V61 to V63 are formed inside the dielectric substrate 630.
  • the ground electrode 610 is arranged between the antenna electrode 60 and the switch Sw1.
  • the ground electrode 610 and the switch Sw1 are connected to a ground terminal (not shown).
  • the ground electrode 610 forms a ground point.
  • the via conductor V61 penetrates the ground electrode 610 and connects one end of the antenna electrode 60 in the X-axis direction to the switch Sw1.
  • the via conductor V61 is insulated from the ground electrode 610.
  • the via conductor V61 forms the inductor L1.
  • the capacitor electrode 602 faces the other end of the antenna electrode 60 in the X-axis direction in the Z-axis direction.
  • the via conductor V62 connects the capacitor electrode 602 and the ground electrode 610.
  • the antenna electrode 60 and the capacitor electrode 602 form a capacitor C2.
  • the via conductor V63 penetrates the ground electrode 610 and connects the central portion of the antenna electrode 60 and the RFIC 640.
  • the via conductor V63 is insulated from the ground electrode 610.
  • the portion of the antenna electrode 60 connected to the RFIC 640 does not have to be the central portion of the antenna electrode 60.
  • the capacitor electrode 602 may be arranged at substantially the same height as the antenna electrode 60 so as to be adjacent to the antenna electrode 60 with respect to the height from the ground electrode 610 in the Z-axis direction.
  • the capacitor electrode 602 may face either the central portion or the end portion of the antenna electrode 60.
  • the via conductor V61 may be connected to either the central portion or the end portion of the antenna electrode 60.
  • the portion of the antenna electrode 60 to which the capacitor electrode 602 faces and the portion of the antenna electrode 60 to which the via conductor V61 is connected may be the same or different.
  • FIG. 62 is a diagram showing the reflection characteristics (relationship between frequency and return loss (RL)) of the radiating element 6 of FIGS. 59 to 61.
  • the solid line shows the reflection characteristic of the radiating element 6 when the switch Sw1 of FIG. 59 is in the conductive state
  • the dotted line shows the reflection characteristic of the radiating element 6 when the switch Sw1 of FIG. 59 is in the non-conducting state. ..
  • the larger the reflection loss the larger the ratio of the signal radiated from the antenna electrode 60 to the outside among the high frequency signals supplied from the RFIC 640 to the antenna electrode 60.
  • the reflection characteristic of the radiating element 6 can be changed by switching the switch Sw1.
  • the radiation element according to the sixth embodiment it is possible to realize miniaturization and cost reduction of the radiation element whose reflection characteristics can be changed.

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Abstract

通過帯域を変更可能なフィルタの小型化およびコストの低減を実現する。フィルタ（１）は、第１分布定数線路（Ｒｓ１）と、第１インピーダンス素子（Ｌ１）と、第２インピーダンス素子（Ｃ２）と、第１スイッチ（Ｓｗ１）とを備える。第１インピーダンス素子（Ｌ１）および第１スイッチ（Ｓｗ１）は、第１分布定数線路（Ｒｓ１）と接地点（ＧＮＤ）との間において直列に接続されている。第２インピーダンス素子（Ｃ２）は、第１分布定数線路（Ｒｓ１）と接地点（ＧＮＤ）との間に接続されている。

Description

フィルタ、アンテナモジュール、および放射素子
　本発明は、通過帯域を変更可能なフィルタ、当該フィルタを備えるアンテナモジュール、および放射素子に関する。
　従来、通過帯域を変更可能なフィルタが知られている。たとえば、特開２０１５－１４４３７２号公報（特許文献１）には、共振器のＱ値低下を抑制しつつ、挿入損失を低減することができるチューナブルフィルタが開示されている。
特開２０１５－１４４３７２号公報
　特許文献１に開示されているチューナブルフィルタにおいては、バリアブルキャパシタ等の電磁界摂動素子の静電容量を変化させることにより、チューナブルフィルタの通過帯域を変化させる。しかし、特許文献１に開示されているような電磁界摂動素子のサイズは比較的大きく、電磁界摂動素子のコストも比較的高い。
　本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は通過帯域を変更可能なフィルタの小型化およびコストの低減を実現することである。
　本発明に係るフィルタは、第１分布定数線路と、第１インピーダンス素子と、第２インピーダンス素子と、第１スイッチとを備える。第１インピーダンス素子および第１スイッチは、第１分布定数線路と接地点との間において直列に接続されている。第２インピーダンス素子は、第１分布定数線路と接地点との間に接続されている。
　本発明の一実施形態に係るフィルタによれば、第１インピーダンス素子および第１スイッチが第１分布定数線路と接地点との間において直列に接続されているとともに、第２インピーダンス素子が第１分布定数線路と接地点との間に接続されていることにより、通過帯域を変更可能なフィルタの小型化およびコストの低減を実現することができる。
実施の形態１に係るフィルタの等価回路図である。 図１のフィルタの構造の斜視図である。 図２のフィルタをＹ軸方向から平面視した図である。 図１のフィルタの通過特性を示す図である。 比較例１に係るフィルタの等価回路図である。 図５のフィルタの通過特性を示す図である。 比較例２に係るフィルタの等価回路図である。 比較例３に係るフィルタの等価回路図である。 図１のフィルタの通過特性、図７のフィルタの通過特性、および図８のフィルタの通過特性を併せて示す図である。 実施の形態１の変形例１に係るフィルタの構造の斜視図である。 実施の形態１の変形例２に係るフィルタの構造の斜視図である。 実施の形態１の変形例３に係るフィルタの構造の斜視図である。 実施の形態１の変形例４に係るフィルタの構造の斜視図である。 図１３のフィルタをＹ軸方向から平面視した図である。 実施の形態１の変形例５に係るフィルタの構造の斜視図である。 図１５のフィルタをＹ軸方向から平面視した図である。 実施の形態１の変形例６に係るフィルタの等価回路図である。 実施の形態１の変形例７に係るフィルタの等価回路図である。 図１８のフィルタの構造をＹ軸方向から平面視した図である。 実施の形態１の変形例８に係るフィルタの構造の斜視図である。 実施の形態１の変形例９に係るフィルタの等価回路図である。 実施の形態２に係るフィルタの等価回路図である。 図２２のフィルタの構造の斜視図である。 図２３のフィルタをＹ軸方向から平面視した図である。 図２２のフィルタの通過特性を示す図である。 比較例４に係るフィルタの等価回路図である。 比較例５に係るフィルタの等価回路図である。 図２２のフィルタの通過特性、図２６のフィルタの通過特性、および図２７のフィルタの通過特性を併せて示す図である。 実施の形態２の変形例１に係るフィルタの構造の斜視図である。 実施の形態２の変形例２に係るフィルタの等価回路図である。 実施の形態２の変形例３に係るフィルタの等価回路図である。 図３１のフィルタの構造をＹ軸方向から平面視した図である。 実施の形態３に係るフィルタの等価回路図である。 図３３のフィルタの通過特性を示す図である。 図３３のキャパシタのキャパシタンスを図３４の場合よりも減少させた場合の図３３のフィルタの通過特性を示す図である。 図３３のインダクタのインダクタンスおよびキャパシタのキャパシタンスの各々が図３４に示される特性を実現する値より大きいとともに、磁界結合している分布定数線路が端子と電界結合している分布定数線路よりも短い場合のフィルタの通過特性を示す。 図３３のインダクタのインダクタンスおよびキャパシタのキャパシタンスの各々が図３４に示される特性を実現する値より小さいとともに、磁界結合している分布定数線路が端子と電界結合している分布定数線路よりも長い場合のフィルタの通過特性を示す。 図３３のフィルタの構造を示す斜視図である。 図３８のフィルタの通過特性を示す図である。 実施の形態３の変形例１に係るフィルタの等価回路図である。 実施の形態３の変形例２に係るフィルタの等価回路図である。 実施の形態３の変形例３に係るフィルタの等価回路図である。 実施の形態３の変形例４に係るフィルタの構造を示す斜視図である。 実施の形態３の変形例５に係るフィルタの構造を示す斜視図である。 実施の形態３の変形例６に係るフィルタの等価回路図である。 図４５のフィルタの通過特性を示す図である。 実施の形態３の変形例７に係るフィルタの等価回路図である。 図４７のフィルタの通過特性を示す図である。 実施の形態３の変形例８に係るフィルタの等価回路図である。 図４９のフィルタの通過特性を示す図である。 実施の形態３の変形例９に係るフィルタの等価回路図である。 図５１のフィルタの通過特性を示す図である。 実施の形態３の変形例１０に係るフィルタの等価回路図である。 図５３のフィルタの通過特性を示す図である。 実施の形態３の変形例１１に係るフィルタの等価回路図である。 実施の形態４に係るアンテナモジュールのブロック図である。 図５６のアンテナモジュールの通過特性を示す図である。 実施の形態５に係るアンテナモジュールの断面構造を示す図である。 実施の形態６に係る放射素子の等価回路図である。 図５９の放射素子の構造の斜視図である。 図５９の放射素子をＹ軸方向から平面視した図である。 図５９～図６１の放射素子の反射特性を示す図である。
　以下、実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰り返さない。
　［実施の形態１］
　図１は、実施の形態１に係るフィルタ１の等価回路図である。図１に示されるように、フィルタ１は、端子Ｐ１（第１端子）と、端子Ｐ２（第２端子）と、分布定数線路Ｒｓ１（第１分布定数線路）と、インダクタＬ１（第１インピーダンス素子）と、キャパシタＣ２（第２インピーダンス素子）と、スイッチＳｗ１（第１スイッチ）とを備える。
　分布定数線路Ｒｓ１は、端子Ｐ１とＰ２との間の信号路に接続されている。当該信号路を通過する信号の所望の波長をλとすると、分布定数線路Ｒｓ１の長さはλ／２またはλ／４である。すなわち、分布定数線路Ｒｓ１は、λ／２共振器またはλ／４共振器として機能する。なお、分布定数線路が誘電体に形成されている場合、当該分布定数線路の長さは、当該誘電体の実効誘電率によって決定される電気長を意味する。
　インダクタＬ１およびスイッチＳｗ１は、分布定数線路Ｒｓ１と接地点ＧＮＤとの間においてこの順に直列に接続されている。インダクタＬ１およびスイッチＳｗ１は、分布定数線路Ｒｓ１と接地点ＧＮＤとの間においてこの順序とは逆の順除で直列に接続されてもよい。キャパシタＣ２は、分布定数線路Ｒｓ１と接地点ＧＮＤとの間に接続されている。スイッチＳｗ１が導通状態である場合のスイッチＳｗ１のインピーダンスは誘導性である。スイッチＳｗ１が非導通状態である場合のスイッチＳｗ１のインピーダンスは容量性である。
　なお、インピーダンス素子が分布定数線路Ｒｓ１に接続される場合には、インピーダンス素子が分布定数線路Ｒｓ１の一方端に接続される場合、およびインピーダンス素子が分布定数線路Ｒｓ１の中央部に接続される場合が含まれる。
　図２は、図１のフィルタ１の構造の斜視図である。図３は、図２のフィルタ１をＹ軸方向から平面視した図である。図２および図３において、Ｘ軸、Ｙ軸、およびＺ軸は互いに直交している。図１０～図１６、図１９，図２０，図２３、図２４、図２９、図３２，図３８、図４３、図４４、図５８、図６０、および図６１においても同様である。
　図２および図３に示されるように、フィルタ１は、線路電極１０１，１２０と、キャパシタ電極１０２と、接地電極１１０（第１接地電極）と、ビア導体Ｖ１１（第１ビア導体）と、ビア導体Ｖ１２と、誘電体基板１３０と、スイッチＳｗ１とを備える。線路電極１０１，１２０と、キャパシタ電極１０２と、接地電極１１０と、ビア導体Ｖ１１，Ｖ１２とは、誘電体基板１３０の内部に形成されている。
　線路電極１０１は、Ｘ軸方向に帯状に延在し、分布定数線路Ｒｓ１を形成している。線路電極１２０は、Ｙ軸方向に延在している。線路電極１２０は、線路電極１０１に接続されている。線路電極１２０の両端は、それぞれ端子Ｐ１，Ｐ２を形成している。接地電極１１０は、線路電極１０１とスイッチＳｗ１との間に配置されている。接地電極１１０およびスイッチＳｗ１は、不図示の接地端子に接続されている。接地電極１１０は、接地導体部として接地点を形成する。ビア導体Ｖ１１は、接地電極１１０を貫通し、線路電極１０１とスイッチＳｗ１とを接続する。ビア導体Ｖ１１は、接地電極１１０から絶縁されている。ビア導体Ｖ１１は、インダクタＬ１を形成する。キャパシタ電極１０２は、Ｚ軸方向において線路電極１０１と対向している。ビア導体Ｖ１２は、キャパシタ電極１０２と接地電極１１０とを接続する。線路電極１０１とキャパシタ電極１０２とは、キャパシタＣ２を形成している。
　図４は、図１のフィルタ１の通過特性を示す図である。図４において、実線は図１のスイッチＳｗ１が導通状態である場合のフィルタ１の通過特性を示し、点線は図１のスイッチＳｗ１が非導通状態である場合のフィルタ１の通過特性を示す。図４においては、図２の線路電極１２０の分布定数は考慮されていない。図４の縦軸の減衰量は、０ｄＢから下に向かう方向に増加する。図６、図９、図２５、図２８、図３４～図３７、図３９、図４６、図４８、図５０、図５２、図５４、および図５７においても同様である。なお、フィルタの通過特性とは、当該フィルタの挿入損失の周波数特性である。挿入損失は、減衰極が生じる周波数において極大となる。
　図４に示されるように、スイッチＳｗ１を切り替えることにより、フィルタ１の通過特性を変化させることができる。フィルタ１においては、導通状態のスイッチＳｗ１のインピーダンスと非導通状態のスイッチＳｗ１のインピーダンスとの違いを利用することにより、インピーダンスを変更可能に構成された特別な構成（たとえばバリアブルキャパシタ）を用いることなくフィルタ１の通過特性を調整可能である。フィルタ１によれば、通過帯域を変化させる機能を小さな設計領域において、かつ低いコストで実現することができる。
　図５は、比較例１に係るフィルタ１０Ａの等価回路図である。フィルタ１０Ａの構成は、図１のフィルタ１からキャパシタＣ２が除かれた構成である。それ以外は同様であるため説明を繰り返さない。図６は、図５のフィルタ１０Ａの通過特性を示す図である。図６において、実線は図５のスイッチＳｗ１が導通状態である場合のフィルタ１０Ａの通過特性を示し、点線は図５のスイッチＳｗ１が非導通状態である場合のフィルタ１０Ａの通過特性を示す。
　図４および図６を比較すると、スイッチＳｗ１を切り替えることによる減衰極の周波数の変化量は、図４の方が小さい。すなわち、フィルタ１においては、スイッチＳｗ１の切り替えによる通過帯域の変化量をキャパシタＣ２によって低減することができる。
　図７は、比較例２に係るフィルタ１０Ｂの等価回路図である。フィルタ１０Ｂの構成は、図１のフィルタ１からインダクタＬ１およびスイッチＳｗ１が除かれた構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。図８は、比較例３に係るフィルタ１０Ｃの等価回路図である。フィルタ１０Ｃの構成は、図１のフィルタ１からスイッチＳｗ１が除かれた構成である。これ以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図９は、図１のフィルタ１の通過特性Ａ１１，Ａ１２、図７のフィルタ１０Ｂの通過特性Ａ１３、および図８のフィルタ１０Ｃの通過特性Ａ１０を併せて示す図である。図９において、通過特性Ａ１１は図１のスイッチＳｗ１が導通状態である場合のフィルタ１の通過特性を示し、通過特性Ａ１２は図１のスイッチＳｗ１が非導通状態である場合のフィルタ１の通過特性を示す。
　図１および図８を参照して、フィルタ１の構成は、フィルタ１０ＣのインダクタＬ１と接地点との間にスイッチＳｗ１が接続された構成である。図９に示されるように、スイッチＳｗ１により、フィルタ１０Ｃの通過特性Ａ１０がフィルタ１０Ｂの通過特性Ａ１３に近づけられている。スイッチＳｗ１の有するインピーダンスにより、スイッチＳｗ１が導通状態である場合の通過特性Ａ１１およびスイッチＳｗ１が非導通状態である場合の通過特性Ａ１２は、通過特性Ａ１３からずれている。すなわち、スイッチＳｗ１を切り替えることにより、フィルタ１の通過特性を通過特性Ａ１１とＡ１２との間で切り替えることができる。
　実施の形態１に係るフィルタの構造は、図２に示される構造に限定されない。図１０は、実施の形態１の変形例１に係るフィルタ１Ａの構造の斜視図である。フィルタ１Ａの構成は、図２のフィルタ１からキャパシタ電極１０２およびビア導体Ｖ１２が除かれた構造である。それら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。図１０に示されるように、線路電極１０１と接地電極１１０とはＺ軸方向において対向し、キャパシタＣ２を形成する。
　実施の形態１においては、接地導体部が１つの接地電極から形成される場合について説明した。接地導体部には、他の導体が含まれていてもよい。図１１は、実施の形態１の変形例２に係るフィルタ１Ｂの構造の斜視図である。フィルタ１Ｂの構成は、図２のフィルタ１に接地電極１１２（第２接地電極）、および複数の接地ビア導体Ｖ２０が追加された構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図１１に示されるように、接地電極１１２は、接地電極１１０とは反対側において線路電極１０１と対向している。複数の接地ビア導体Ｖ２０は、線路電極１１０１を囲むように配置されている。複数の接地ビア導体Ｖ２０は、接地電極１１０と１１２とを接続する。接地電極１１０，１１２および複数の接地ビア導体Ｖ２０は、接地導体部１５０を形成している。
　図１２は、実施の形態１の変形例３に係るフィルタ１Ｃの構造の斜視図である。フィルタ１Ｃの構成は、図１１のキャパシタ電極１０２の位置が変更されるとともに、ビア導体Ｖ１２がＶ１２Ｃの置き換えられた構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図１２に示されるように、キャパシタ電極１０２は、ビア導体Ｖ１２Ｃによって接地電極１１２に接続されている。キャパシタ電極１０２は、線路電極１０１と接地電極１１２との間において線路電極１０１と対向している。
　フィルタ１Ｂ，１Ｃにおいては、線路電極１０１の周囲が接地導体部１５０によって囲まれていることにより、フィルタ１よりもシールド効果を高められている。
　図１３は、実施の形態１の変形例４に係るフィルタ１Ｄの構造の斜視図である。図１４は、図１３のフィルタ１ＤをＹ軸方向から平面視した図である。フィルタ１Ｄの構成は、図２のキャパシタ電極１０２の位置が変更されるとともに、ビア導体Ｖ１２がＶ１２Ｄに置き換えられた構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図１３および図１４に示されるように、キャパシタ電極１０２は、Ｚ軸方向において線路電極１０１と同じ位置に形成されている。すなわち、キャパシタ電極１０２と接地電極１１０との距離は、線路電極１０１と接地電極１１０との距離に等しい。キャパシタ電極１０２は、Ｘ軸方向において線路電極１０１に近接している。ビア導体Ｖ１２Ｄは、キャパシタ電極１０２と接地電極１１０とを接続している。線路電極１０１とキャパシタ電極１０２とは、キャパシタＣ２を形成している。
　図１５は、実施の形態１の変形例５に係るフィルタ１Ｅの構造の斜視図である。図１６は、図１５のフィルタ１ＥをＹ軸方向から平面視した図である。フィルタ１Ｅの構成は、図１３および図１４のフィルタ１Ｄにキャパシタ電極１０２（第２キャパシタ電極）、およびキャパシタ電極１０３（第２キャパシタ電極）が追加された構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図１５および図１６に示されるように、キャパシタ電極１０３は、接地電極１１０とは反対側においてキャパシタ電極１０２および線路電極１０１の各々に対向している。キャパシタ電極１０４は、線路電極１０１と接地電極１１０との間においてキャパシタ電極１０２および線路電極１０１の各々に対向している。キャパシタＣ２は、線路電極１０１およびキャパシタ電極１０２に加えて、キャパシタ電極１０３，１０４によって形成されている。フィルタ１ＥのキャパシタＣ２の容量は、フィルタ１ＤのキャパシタＣ２の容量よりも大きい。キャパシタ電極１０３および１０４の少なくとも一方を追加することによって、フィルタ１ＤのキャパシタＣ２の容量を増加させることができる。キャパシタ電極１０３，１０４各々のＹ軸方向の長さ（幅）は、線路電極１０１の幅以上でもよいし、線路電極１０１の幅より短くてもよい。
　図１の分布定数線路Ｒｓ１とスイッチＳｗ１との間に接続されるインピーダンス素子は、キャパシタであってもよい。図１７は、実施の形態１の変形例６に係るフィルタ１Ｆの等価回路図である。フィルタ１Ｆの構成は、図１のインダクタＬ１がキャパシタＣ１（第１インピーダンス素子）に置き換えられた構成である。これ以外は同様であるため説明を繰り返さない。
　第１インピーダンス素子は、複数の回路素子を含んでいてもよい。図１８は、実施の形態１の変形例７に係るフィルタ１Ｇの等価回路図である。フィルタ１Ｇの構成は、図１のインダクタＬ１がインピーダンス素子Ｉｍ１（第１インピーダンス素子）に置き換えられた構成である。これ以外は同様であるため説明を繰り返さない。
　図１８に示されるように、インピーダンス素子Ｉｍ１は、インダクタＬ１０，Ｌ１２と、キャパシタＣ１１とを含む。インダクタＬ１０、キャパシタＣ１１、およびインダクタＬ１２は、分布定数線路Ｒｓ１とスイッチＳｗ１との間において、この順に直列に接続されている。
　図１９は、図１８のフィルタ１Ｇの構造をＹ軸方向から平面視した図である。フィルタ１Ｇの構造は、図３のビア導体Ｖ１がビア導体Ｖ１３，Ｖ１４およびキャパシタ電極１１１，１１３に置き換えられた構造である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図１９に示されるように、ビア導体Ｖ１３は、線路電極１０１とキャパシタ電極１１１とを接続する。ビア導体Ｖ１３は、インダクタＬ１０を形成している。キャパシタ電極１１１は、Ｚ軸方向においてキャパシタ電極１１３に対向している。キャパシタ電極１１１，１１２は、キャパシタＣ１１を形成している。ビア導体Ｖ１４は、接地電極１１０を貫通し、キャパシタ電極１１３とスイッチＳｗ１とを接続する。ビア導体Ｖ１４は、接地電極１１０から絶縁されている。ビア導体Ｖ１４は、インダクタＬ１２を形成している。
　インピーダンス素子に含まれるインダクタには、線路電極が含まれていてもよい。図２０は、実施の形態１の変形例８に係るフィルタ１Ｈの構造の斜視図である。フィルタ１Ｈの構造は、図１１のフィルタ１Ｂの構造からビア導体Ｖ１１が除かれ、接地電極１１０が１１０Ｈ（第１接地電極）に置き換えられ、線路電極１２１およびビア導体Ｖ２１が追加され、スイッチＳｗ１の位置が変更された構造である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図２０に示されるように、線路電極１２１は、線路電極１０１からＹ軸方向に延在し、２つのビア導体２０の間を通過している。ビア導体Ｖ２１は、線路電極１２１とスイッチＳｗ１とを接続する。線路電極１２１およびビア導体Ｖ２１は、インダクタＬ１を形成している。
　Ｙ軸方向からフィルタ１Ｈを平面視したとき、スイッチＳｗ１は、線路電極１０１と接地電極１１０Ｈとの間に配置されている。Ｙ軸方向からフィルタ１Ｈを平面視したとき、スイッチＳｗ１は、線路電極１０１と接地電極１１２との間に配置されていてもよい。Ｙ軸方向からフィルタ１Ｈを平面視したとき、接地電極１１１がスイッチＳｗ１と線路電極１０１との間に配置されていてもよいし、接地電極１１２がスイッチＳｗ１と線路電極１０１との間に配置されていてもよい。
　分布定数線路は、スタブを形成していてもよい。図２１は、実施の形態１の変形例９に係るフィルタ１Ｊの等価回路図である。フィルタ１Ｊの構成は、図１のフィルタ１において端子Ｐ１とＰ２とを接続する経路が線路電極１２２（特定線路電極）として示されている構成である。それ以外は同様であるため、説明を繰り返さない。図２１に示されるように、分布定数線路Ｒｓ１は、線路電極１２２から突出するように形成されたスタブを形成している。当該スタブは、フィルタ１Ｊのインピーダンス整合もしくはフィルタ１Ｊの特性の調整を目的として設けられている。
　以上、実施の形態１および変形例１～９に係るフィルタによれば、通過帯域を変更可能なフィルタの小型化およびコストの低減を実現することができる。
　［実施の形態２］
　実施の形態１においては、第２インピーダンス素子がキャパシタである場合について説明した。実施の形態２においては第２インピーダンス素子がインダクタである場合について説明する。
　図２２は、実施の形態２に係るフィルタ２の等価回路図である。フィルタ２の構成は、図１のキャパシタＣ２がインダクタＬ２に置き換えられた構成である。これ以外は同様であるため説明を繰り返さない。
　図２３は、図２２のフィルタ２の構造の斜視図である。図２４は、図２３のフィルタ２をＹ軸方向から平面視した図である。フィルタ２の構造は、図１０のフィルタ１Ａにビア導体Ｖ２２（第２ビア導体）が追加された構成である。これ以外は同様であるため、説明を繰り返さない。図２３および図２４に示されるように、ビア導体Ｖ２２は、線路電極１０１と接地電極１１０とを接続し、インダクタＬ２を形成する。
　図２５は、図２２のフィルタ２の通過特性を示す図である。図２５において、実線は図２２のスイッチＳｗ１が導通状態である場合のフィルタ２の通過特性を示し、点線は図２２のスイッチＳｗ１が非導通状態である場合のフィルタ２の通過特性を示す。図２５に示されるように、スイッチＳｗ１を切り替えることにより、フィルタ２の通過特性を変化させることができる。
　図２５および図６を比較すると、スイッチＳｗ１を切り替えたときの減衰極の周波数の変化量は、図２５の方が小さい。すなわち、フィルタ２においては、スイッチＳｗ１の切り替えによる通過帯域の変化量をインダクタＬ２によって低減することができる。
　図２６は、比較例４に係るフィルタ２０Ａの等価回路図である。フィルタ２０Ａの構成は、図２２のフィルタ２からインダクタＬ１およびスイッチＳｗ１が除かれた構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。図２７は、比較例５に係るフィルタ２０Ｂの等価回路図である。フィルタ２０Ｂの構成は、図２２のフィルタ２からスイッチＳｗ１が除かれた構成である。これ以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図２８は、図２２のフィルタ２の通過特性Ａ２１，Ａ２２、図２６のフィルタ２０Ａの通過特性Ａ２３、および図２７のフィルタ２０Ｂの通過特性Ａ２０を併せて示す図である。図２８において、通過特性Ａ２１は図２２のスイッチＳｗ１が導通状態である場合のフィルタ２の通過特性を示し、通過特性Ａ２２は図２２のスイッチＳｗ１が非導通状態である場合のフィルタ２の通過特性を示す。
　図２２および図２７を参照して、フィルタ２の構成は、フィルタ２０ＢのインダクタＬ１と接地点との間にスイッチＳｗ１が接続された構成である。図２８に示されるように、スイッチＳｗ１により、フィルタ２０Ｂの通過特性Ａ２０がフィルタ２０Ａの通過特性Ａ２３に近づけられている。スイッチＳｗ１の有するインピーダンスにより、スイッチＳｗ１が導通状態である場合の通過特性Ａ２１および非導通状態である場合の通過特性Ａ２２は、通過特性Ａ２３からずれている。すなわち、スイッチＳｗ１を切り替えることにより、フィルタ２の通過特性を通過特性Ａ２１とＡ２２との間で切り替えることができる。
　実施の形態２に係るフィルタの構造は、図２３に示される構造に限定されない。図２９は、実施の形態２の変形例１に係るフィルタ２Ａの構造の斜視図である。フィルタ２Ａの構成は、図２３のフィルタ２に線路電極２０２が追加された構成である。それら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。図２３に示されるように、線路電極２０２は、線路電極１０１に接続されている。ビア導体Ｖ２２は、線路電極２０２と接地電極１１０とを接続する。
　図２２の分布定数線路Ｒｓ１とスイッチＳｗ１との間に接続されるインピーダンス素子は、キャパシタであってもよい。図３０は、実施の形態２の変形例２に係るフィルタ２Ｂの等価回路図である。フィルタ２Ｂの構成は、図２２のインダクタＬ１がキャパシタＣ１（第１インピーダンス素子）に置き換えられた構成である。これ以外は同様であるため説明を繰り返さない。
　第２インピーダンス素子は、複数の回路素子を含んでいてもよい。図３１は、実施の形態２の変形例３に係るフィルタ２Ｃの等価回路図である。フィルタ２Ｃの構成は、図２２のインダクタＬ２がインピーダンス素子Ｉｍ２（第２インピーダンス素子）に置き換えられた構成である。これ以外は同様であるため説明を繰り返さない。
　図３１に示されるように、インピーダンス素子Ｉｍ２は、インダクタＬ２０，Ｌ２２と、キャパシタＣ２１とを含む。インダクタＬ２０、キャパシタＣ２１、およびインダクタＬ２２は、分布定数線路Ｒｓ１と接地点との間において、この順に直列に接続されている。
　図３２は、図３１のフィルタ２Ｃの構造をＹ軸方向から平面視した図である。フィルタ２Ｃの構造は、図２４のビア導体Ｖ２２がビア導体Ｖ２３，Ｖ２４およびキャパシタ電極２１１，２１２に置き換えられた構造である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図３２に示されるように、ビア導体Ｖ２３は、線路電極１０１とキャパシタ電極２１１とを接続する。ビア導体Ｖ２３は、インダクタＬ２０を形成している。キャパシタ電極２１１は、Ｚ軸方向においてキャパシタ電極２１２に対向している。キャパシタ電極２１１，２１２は、キャパシタＣ２１を形成している。ビア導体Ｖ２４は、キャパシタ電極１１３と接地電極１１０とを接続する。ビア導体Ｖ２４は、インダクタＬ２２を形成している。
　以上、実施の形態２および変形例１～３に係るフィルタによれば、通過帯域を変更可能なフィルタの小型化およびコストの低減を実現することができる。
　［実施の形態３］
　実施の形態１，２においては、共振器としての分布定数線路を１つ含むフィルタについて説明した。実施の形態に係るフィルタに含まれる共振器としての分布定数線路は、複数であってもよい。実施の形態３においては、共振器としての分布定数線路を４つ含むフィルタについて説明する。
　図３３は、実施の形態３に係るフィルタ３の等価回路図である。図３３に示されるように、フィルタ３は、端子Ｐ３１（第１端子）と、端子Ｐ３２（第２端子）と、分布定数線路Ｒｓ３１（第３分布定数線路）と、分布定数線路Ｒｓ３２（第１分布定数線路）と、分布定数線路Ｒｓ３３（第２分布定数線路）と、分布定数線路Ｒｓ３４（第４分布定数線路）と、インダクタＬ３１（第１インピーダンス素子）と、インダクタＬ３２（第３インピーダンス素子）と、キャパシタＣ３１（第２インピーダンス素子）と、キャパシタＣ３２（第４インピーダンス素子）と、スイッチＳｗ３１（第１スイッチ）と、スイッチＳｗ３２（第２スイッチ）とを備える。
　分布定数線路Ｒｓ３１は、端子Ｐ３１に電気的に接続されている。すなわち、分布定数線路Ｒｓ３１は端子Ｐ３１に直接接続されていてもよいし、端子Ｐ３１に電界結合していてもよい。分布定数線路Ｒｓ３４は、端子Ｐ３２に電気的に接続されている。すなわち、分布定数線路Ｒｓ３４は、端子Ｐ３２に直接接続されていてもよいし、端子Ｐ３２に電界結合していてもよい。なお、２つの回路素子が電気的に接続されている場合には、当該２つの回路素子が直接に接続されている場合、および当該２つの回路素子が電界結合（容量結合）している場合が含まれる。
　分布定数線路Ｒｓ３１は、分布定数線路Ｒｓ３２と電界結合している。図３３において分布定数線路Ｒｓ３１とＲｓ３２との間に接続されているキャパシタＣ１２は、分布定数線路Ｒｓ３１とＲｓ３２との電界結合を表している。分布定数線路Ｒｓ３１とＲｓ３４との間に接続されたキャパシタＣ１４は、分布定数線路Ｒｓ３１とＲｓ３４との電界結合を表している。分布定数線路Ｒｓ３３とＲｓ３４との間に接続されたキャパシタＣ３４は、分布定数線路Ｒｓ３３とＲｓ３４との電界結合を表している。分布定数線路Ｒｓ３２は、分布定数線路Ｒｓ３３と磁界結合する。分布定数線路Ｒｓ３２とＲｓ３３との間の磁界結合は、Ｍ２３として示されている。
　端子Ｐ３１とＰ３２との間には、分布定数線路Ｒｓ３１、キャパシタＣ１２、磁界結合Ｍ２３、分布定数線路Ｒｓ３３、キャパシタＣ３４、および分布定数線路Ｒｓ３４によって信号路が形成されている。また、端子Ｐ３１とＰ３２との間には、分布定数線路Ｒｓ３１、キャパシタＣ１４、および分布定数線路Ｒｓ３４によって他の信号路が形成されている。
　端子Ｐ３１とＰ３２との間に形成された信号路を通過する信号の所望の波長をλとすると、分布定数線路Ｒｓ３１の長さはλ／２またはλ／４である。すなわち、分布定数線路Ｒｓ３１は、λ／２共振器またはλ／４共振器として機能する。分布定数線路Ｒｓ３２～Ｒｓ３４についても同様である。
　インダクタＬ３１およびスイッチＳｗ３１は、分布定数線路Ｒｓ３２の両端部のうち、キャパシタＣ１２と接続されていない一方端と接地点ＧＮＤとの間においてこの順に直列に接続されている。キャパシタＣ３１は、分布定数線路Ｒｓ３２の両端部のうち、キャパシタＣ３４と接続されていない一方端と接地点ＧＮＤとの間に接続されている。
　インダクタＬ３２およびスイッチＳｗ３２は、分布定数線路Ｒｓ３３の端部と接地点ＧＮＤとの間においてこの順に直列に接続されている。キャパシタＣ３２は、分布定数線路Ｒｓ３３の端部と接地点ＧＮＤとの間に接続されている。
　互いに磁界結合している分布定数線路Ｒｓ３２およびＲｓ３３において、磁界の強度は、分布定数線路Ｒｓ３２およびＲｓ３３の中央部が最も強く、両端部が最も弱い。そのため、分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３各々の端部にインピーダンス素子を接続することにより、当該インピーダンス素子が分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３の結合状態に与える影響を低減することができる。その結果、スイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２の導通状態および非導通状態を切り替えても、分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３の結合状態が維持されるため、フィルタ３の通過帯域幅を維持することができる。
　分布定数線路Ｒｓ３１の長さは、分布定数線路Ｒｓ３４の長さと等しい。分布定数線路Ｒｓ３２の長さは、分布定数線路Ｒｓ３３の長さと等しい。インダクタＬ３１のインダクタンスは、インダクタＬ３２のインダクタンスと等しい。キャパシタＣ３１のキャパシタンスは、キャパシタＣ３２のキャパシタンスと等しい。
　図３４は、図３３のフィルタ３の通過特性を示す図である。図３４において、実線は図３３のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が導通状態である場合のフィルタ３の通過特性を示し、点線は図３３のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が非導通状態である場合のフィルタ３の通過特性を示す。図３４に示されるように、スイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２を切り替えることにより、通過帯域幅を維持しながら、フィルタ３の通過特性を変化させることができる。
　図３５は、図３３のキャパシタＣ３１，Ｃ３２のキャパシタンスを図３４の場合よりも減少させた場合の図３３のフィルタ３の通過特性を示す図である。図３５において、実線は図３３のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が導通状態である場合のフィルタ３の通過特性を示し、点線は図３３のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が非導通状態である場合のフィルタ３の通過特性を示す。図３４および図３５に示されるように、図３３のキャパシタＣ３１，Ｃ３２のキャパシタンスを変化させることにより、フィルタ３の通過特性を調整することができる。
　図３６は、図３３のインダクタＬ３１，Ｌ３２のインダクタンスおよびキャパシタＣ３１，Ｃ３２のキャパシタンスの各々が図３４に示される特性を実現する値より大きいとともに、磁界結合している分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３の長さが端子Ｐ１，Ｐ２と電界結合している分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４の長さよりも短い場合のフィルタ３の通過特性を示す。図３６において、実線は図３３のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が導通状態である場合のフィルタ３の通過特性を示し、点線は図３３のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が非導通状態である場合のフィルタ３の通過特性を示す。図３７においても同様である。
　図３６と図３４とを比較すると、両者にはほぼ同じ特性が示されている。インダクタＬ３１，Ｌ３２のインダクタンスおよびキャパシタＣ３１，Ｃ３２のキャパシタンスの各々を調整することにより、分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３を短くしても通過特性を維持することができる。すなわち、フィルタ３の通過特性を維持しながら、フィルタ３を小型化することができる。
　図３７は、図３３のインダクタＬ３１，Ｌ３２のインダクタンスおよびキャパシタＣ３１，Ｃ３２のキャパシタンスの各々が図３４に示される特性を実現する値より小さいとともに、磁界結合している分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３の長さが端子Ｐ１，Ｐ２と電界結合している分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４の長さよりも長い場合のフィルタ３の通過特性を示す。
　図３７と図３４とを比較すると、両者にはほぼ同じ特性が示されている。分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３を長くすることにより、インダクタＬ３１，Ｌ３２のインダクタンスおよびキャパシタＣ３１，Ｃ３２のキャパシタンスの各々を小さくしても通過特性を維持することができる。すなわち、フィルタ３の通過特性を維持しながら、フィルタ３を小型化することができる。
　図３８は、図３３のフィルタ３の構造を示す斜視図である。図３８に示されるように、フィルタ３は、線路電極３０１～３０４と、キャパシタ電極３１１（第１キャパシタ電極）と、キャパシタ電極３１２（第２キャパシタ電極）と、接地電極３１０と、ビア導体Ｖ３１（第１ビア導体）と、ビア導体Ｖ３２，Ｖ３３と、ビア導体Ｖ３４（第２ビア導体）と、端子電極３２１，３２２と、スイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２とを備える。
　線路電極３０１～３０４は、帯状であり、分布定数線路Ｒｓ３１～Ｒｓ３４をそれぞれ形成する。線路電極３０１～３０４の各々は、Ｚ軸方向に延びる中心軸（不図示）を中心に巻回され、Ｕ字型に形成されている。線路電極３０１の開口部および線路電極の３０４の開口部は、Ｘ軸方向において隣接している。線路電極３０１の両端および線路電極３０４の両端は、電界結合している。線路電極３０２の中心部および線路電極３０３の中心部は、Ｘ軸方向において隣接し、磁界結合している。線路電極３０１および３０２は、Ｙ軸方向において隣接し、電界結合している。線路電極３０３および３０４は、Ｙ軸方向において隣接し、電界結合している。
　端子電極３２１，３２２は、端子Ｐ３１，Ｐ３２をそれぞれ形成している。端子電極３２１は、Ｘ軸方向において線路電極３０１に隣接し、電界結合している。端子電極３２２は、Ｘ軸方向において線路電極３０４とそれぞれ電界結合している。
　接地電極３１０は、線路電極３０１～３０４とスイッチＳｗ１，Ｓｗ２との間に配置されている。接地電極３１０およびスイッチＳｗ１，Ｓｗ２は、不図示の接地端子に接続されている。接地電極３１０は、接地点を形成している。
　ビア導体Ｖ３１は、接地電極３１０を貫通し、線路電極３０２とスイッチＳｗ３１とを接続する。ビア導体Ｖ３１は、接地電極３１０から絶縁されている。ビア導体Ｖ３１は、インダクタＬ３１を形成する。キャパシタ電極３１１は、Ｚ軸方向において線路電極３０２と対向している。ビア導体Ｖ３２は、キャパシタ電極３１１と接地電極３１０とを接続する。線路電極３０２とキャパシタ電極３１１とは、キャパシタＣ３１を形成している。
　ビア導体Ｖ３４は、接地電極３１０を貫通し、線路電極３０３とスイッチＳｗ３２とを接続する。ビア導体Ｖ３４は、接地電極３１０から絶縁されている。ビア導体Ｖ３４は、インダクタＬ３２を形成する。キャパシタ電極３１２は、Ｚ軸方向において線路電極３０３と対向している。ビア導体Ｖ３３は、キャパシタ電極３１２と接地電極３１０とを接続する。線路電極３０３とキャパシタ電極３１２とは、キャパシタＣ３２を形成している。
　なお、図３８に示される線路電極３０１～３０４の各々は、λ／２共振器として機能するが、当該線路電極の一方端が接地されることにより、当該線路電極がλ／４共振器として機能してもよい。また、線路電極３０２，３０３の各々が線路電極３０１，３０４の各々よりも短くすることができるように、インダクタＬ３１，Ｌ３２のインダクタンスおよびキャパシタＣ３１，Ｃ３２のキャパシタンスの各々が調整されている。
　図３９は、図３８のフィルタ３の通過特性を示す図である。図３９において、実線は図３８のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が導通状態である場合のフィルタ３の通過特性を示し、点線は図３８のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が非導通状態である場合のフィルタ３の通過特性を示す。周波数帯ｎ２５８は、２４．２５ＧＨｚ～２７．５ＧＨｚの周波数帯である。周波数帯ｎ２５７は、２６．５ＧＨｚ～２９．５ＧＨｚの周波数帯である。周波数帯ｎ２５７，ｎ２５８は、ミリ波の周波数帯である。図５７における周波数帯ｎ２５７，ｎ２５８についても同様である。
　図３９に示されるように、図３８のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が導通状態に切り替えられることにより、フィルタ３は、周波数帯ｎ２５７に含まれる信号を通過させるフィルタとして機能することができる。図３８のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が非導通状態に切り替えられることにより、フィルタ３は、周波数帯ｎ２５８に含まれる信号を通過させるフィルタとして機能することができる。
　フィルタ３においては、互いに磁界結合する分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３各々の端部にインピーダンス素子が接続されることにより、フィルタ３の通過帯域幅が維持される場合について説明した。互いに電界結合する分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４の中央部にインピーダンス素子が接続されてもフィルタの通過帯域幅を維持することができる。
　図４０は、実施の形態３の変形例１に係るフィルタ３Ａの等価回路図である。フィルタ３Ａの構成は、図３３のインダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１が接続する部分が分布定数線路Ｒｓ３２の端部から分布定数線路Ｒｓ３１の中央部に変更されているとともに、図３３のインダクタＬ３２およびキャパシタＣ３２が接続する部分が分布定数線路Ｒｓ３３の端部から分布定数線路Ｒｓ３４の中央部に変更された構成である。フィルタ３Ａにおいては、分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒ３４が第１分定数線路および第２分布定数線路にそれぞれ対応し、分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒ３３が第３分定数線路および第４分布定数線路にそれぞれ対応する。これら以外は同様であるため説明を繰り返さない。
　互いに電界結合している分布定数線路Ｒｓ３１およびＲｓ３４において、電界の強度は、分布定数線路Ｒｓ３１およびＲｓ３４の両端部が最も強く、中央部が最も弱い。そのため、分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４各々の中央部にインピーダンス素子を接続することにより、当該インピーダンス素子が分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４の結合状態に与える影響を低減することができる。その結果、スイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２の導通状態および非導通状態を切り替えても、分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４の結合状態が維持されるため、フィルタ３Ａの通過帯域幅を維持することができる。
　フィルタ３，３Ａにおいては、端子Ｐ３１，Ｐ３２と電気的にそれぞれ接続されている分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４が互いに電界結合し、端子Ｐ３１，Ｐ３２と電気的に接続されていない分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３が磁界結合している場合について説明した。以下では、図４１および図４２を用いて、分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４が互いに磁界結合し、分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３が電界結合している場合について説明する。
　図４１は、実施の形態３の変形例２に係るフィルタ３Ｂの等価回路図である。フィルタ３Ｂにおいては、図３３の分布定数線路Ｒｓ３１とＲｓ３４との間のキャパシタＣ１４によって示される電界結合が磁界結合Ｍ１４に置き換えられているとともに、分布定数線路Ｒｓ３２とＲｓ３３との間の磁界結合Ｍ２３がキャパシタＣ２３によって示される電界結合に置き換えられている。フィルタ３Ｂにおいては、図３３のインダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１が接続する部分が分布定数線路Ｒｓ３２の端部から分布定数線路Ｒｓ３２の中央部に変更されているとともに、図３３のインダクタＬ３２およびキャパシタＣ３２が接続する部分が分布定数線路Ｒｓ３３の端部から分布定数線路Ｒｓ３３の中央部に変更されている。フィルタ３Ｂにおいては、フィルタ３と同様に、分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒ３３が第１分定数線路および第２分布定数線路にそれぞれ対応し、分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒ３４が第３分定数線路および第４分布定数線路にそれぞれ対応する。これら以外は同様であるため説明を繰り返さない。
　図４２は、実施の形態３の変形例３に係るフィルタ３Ｃの等価回路図である。フィルタ３Ｃの構成は、図４１のインダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１が接続する部分が分布定数線路Ｒｓ３２の中央部から分布定数線路Ｒｓ３１の端部に変更されているとともに、図４１のインダクタＬ３２およびキャパシタＣ３２が接続する部分が分布定数線路Ｒｓ３３の中央部から分布定数線路Ｒｓ３４の端部に変更された構成である。フィルタ３Ｃにおいては、フィルタ３Ａと同様に、分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒ３４が第１分定数線路および第２分布定数線路にそれぞれ対応し、分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒ３３が第３分定数線路および第４分布定数線路にそれぞれ対応する。これら以外は同様であるため説明を繰り返さない。
　分布定数線路を形成する線路電極の形状は、Ｕ字型以外の形状であってもよい。或る分布定数線路において、他の分布定数線路と隣接していない部分の長さを短縮することにより、当該分布定数線路の長さを短縮しながら、他の分布定数線路と隣接する部分の長さを維持することができる。その結果、分布定数線路の長さを短縮して当該分布定数線路の共振周波数を調整しながら、当該分布序数線路と他の分布定数線路との結合を維持することができる。
　図４３は、実施の形態３の変形例４に係るフィルタ３Ｄの構造を示す斜視図である。フィルタ３Ｄの構造は、図３８の線路電極３０２，３０３、接地電極３１０、キャパシタ電極３１１，３１２、およびビア導体Ｖ３１～Ｖ３４が、線路電極３０２Ｄ，３０３Ｄ、接地電極３１０Ｄ、キャパシタ電極３１１Ｄ（第１キャパシタ電極）、キャパシタ電極３１２Ｄ（第２キャパシタ電極）、およびビア導体Ｖ３１Ｄ，Ｖ３２Ｄ，Ｖ３３Ｄ，Ｖ３４Ｄにそれぞれ置き換えられた構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図４３に示されるように、線路電極３０２Ｄ，３０３Ｄは、帯状であり、分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３をそれぞれ形成する。線路電極３０２Ｄ，３０３Ｄの各々は、Ｚ軸方向に延びる中心軸（不図示）を中心に巻回されている。図３３の線路電極３０２との比較において、線路電極３０１，３０３Ｄと隣接していない線路電極３０２Ｄの部分の長さは短縮されている。図３３の線路電極３０３との比較において、線路電極３０２Ｄ，３０４と隣接していない線路電極３０３Ｄの部分は短縮されている。
　線路電極３０２Ｄの中心部および線路電極３０３Ｄの中心部は、Ｘ軸方向において隣接し、磁界結合している。線路電極３０１および３０２Ｄは、Ｙ軸方向において隣接し、電界結合している。線路電極３０３Ｄおよび３０４は、Ｙ軸方向において隣接し、電界結合している。
　接地電極３１０Ｄは、線路電極３０１，３０２Ｄ，３０３Ｄ，３０４とスイッチＳｗ１，Ｓｗ２との間に配置されている。接地電極３１０Ｄは、不図示の接地端子に接続されている。接地電極３１０Ｄは、接地点を形成している。
　ビア導体Ｖ３１Ｄは、接地電極３１０Ｄを貫通し、線路電極３０２ＤとスイッチＳｗ３１とを接続する。ビア導体Ｖ３１Ｄは、接地電極３１０Ｄから絶縁されている。ビア導体Ｖ３１Ｄは、インダクタＬ３１を形成している。キャパシタ電極３１１Ｄは、Ｚ軸方向において線路電極３０２Ｄと対向している。ビア導体Ｖ３２Ｄは、キャパシタ電極３１１Ｄと接地電極３１０Ｄとを接続する。線路電極３０２Ｄとキャパシタ電極３１１Ｄとは、キャパシタＣ３１を形成している。
　ビア導体Ｖ３４Ｄは、接地電極３１０Ｄを貫通し、線路電極３０３ＤとスイッチＳｗ３２とを接続する。ビア導体Ｖ３４Ｄは、接地電極３１０Ｄから絶縁されている。ビア導体Ｖ３４Ｄは、インダクタＬ３２を形成している。キャパシタ電極３１２Ｄは、Ｚ軸方向において線路電極３０３Ｄと対向している。ビア導体Ｖ３３Ｄは、キャパシタ電極３１２Ｄと接地電極３１０Ｄとを接続する。線路電極３０３Ｄとキャパシタ電極３１２Ｄとは、キャパシタＣ３２を形成している。
　図４４は、実施の形態３の変形例５に係るフィルタ３Ｅの構造を示す斜視図である。フィルタ３Ｅの構造は、図４３の線路電極３０２Ｄ，３０３Ｄ、接地電極３１０Ｄ、およびビア導体Ｖ３１Ｄ，Ｖ３４Ｄが、線路電極３０２Ｅ，３０３Ｅ、接地電極３１０Ｅ、およびビア導体Ｖ３１Ｅ，Ｖ３４Ｅにそれぞれ置き換えられているとともに、スイッチＳｗ１，Ｓｗ２の位置が変更された構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図４４に示されるように、線路電極３０２Ｅ，３０３Ｅは、帯状であり、分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３をそれぞれ形成する。線路電極３０２Ｅ，３０３Ｅの各々は、Ｚ軸方向に延びる中心軸（不図示）を中心に巻回され、Ｌ字型に形成されている。図４３の線路電極３０２Ｄとの比較において、線路電極３０２Ｅは、線路電極３０１，３０３Ｅと隣接していない部分を有していない。図４３の線路電極３０３Ｄとの比較において、線路電極３０３Ｅは、線路電極３０２Ｅ，３０４と隣接していない部分を有していない。
　線路電極３０２Ｅの中心部および線路電極３０３Ｅの中心部は、Ｘ軸方向において隣接し、磁界結合している。線路電極３０１および３０２Ｅは、Ｙ軸方向において隣接し、電界結合している。線路電極３０３Ｅおよび３０４は、Ｙ軸方向において隣接し、電界結合している。
　接地電極３１０Ｅは、線路電極３０１，３０２Ｅ，３０３Ｅ，３０４とスイッチＳｗ１，Ｓｗ２との間に配置されている。接地電極３１０Ｅは、不図示の接地端子に接続されている。接地電極３１０Ｅは、接地点を形成している。
　ビア導体Ｖ３１Ｅは、接地電極３１０Ｅを貫通し、線路電極３０２ＥとスイッチＳｗ３１とを接続する。ビア導体Ｖ３１Ｅは、接地電極３１０Ｅから絶縁されている。ビア導体Ｖ３１Ｅは、インダクタＬ３１を形成している。キャパシタ電極３１１Ｄは、Ｚ軸方向において線路電極３０２Ｅと対向している。線路電極３０２Ｅとキャパシタ電極３１１Ｄとは、キャパシタＣ３１を形成している。
　ビア導体Ｖ３４Ｅは、接地電極３１０Ｅを貫通し、線路電極３０３ＥとスイッチＳｗ３２とを接続する。ビア導体Ｖ３４Ｅは、接地電極３１０Ｅから絶縁されている。ビア導体Ｖ３４Ｅは、インダクタＬ３２を形成している。キャパシタ電極３１２Ｄは、Ｚ軸方向において線路電極３０３Ｅと対向している。線路電極３０３Ｅとキャパシタ電極３１２Ｄとは、キャパシタＣ３２を形成している。
　分布定数線路において第１インピーダンス素子が接続されている部分と第２インピーダンス素子が接続されている部分とが同じである必要はない。当該２つの部分を異ならせることにより、第１インピーダンス素子が導通状態である場合の分布定数線路の電極パターンをλ／２、またはλ／４相当とすることができる。その結果、当該２つの部分が同じである場合のフィルタの特性との比較において、フィルタの特性を変化させることができる。
　図４５は、実施の形態３の変形例６に係るフィルタ３Ｆの等価回路図である。フィルタ３Ｆの構成は、図３３のインダクタＬ３１が分布定数線路Ｒｓ３２の他方端に接続され、インダクタＬ３２が分布定数線路Ｒｓ３３の他方端に接続された構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図４６は、図４５のフィルタ３Ｆの通過特性を示す図である。図４６において、実線は図４５のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が導通状態である場合のフィルタ３Ｆの通過特性を示し、点線は図４５のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が非導通状態である場合のフィルタ３Ｆの通過特性を示す。図４６に示されるように、スイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２を切り替えることにより、フィルタ３Ｆの通過特性を変化させることができる。
　図４７は、実施の形態３の変形例７に係るフィルタ３Ｇの等価回路図である。フィルタ３Ｇの構成は、図３３のインダクタＬ３１が分布定数線路Ｒｓ３２の中央部に接続され、インダクタＬ３２が分布定数線路Ｒｓ３３の中央部に接続された構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図４８は、図４７のフィルタ３Ｇの通過特性を示す図である。図４８において、実線は図４７のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が導通状態である場合のフィルタ３Ｇの通過特性を示し、点線は図４７のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が非導通状態である場合のフィルタ３Ｇの通過特性を示す。図４８に示されるように、スイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２を切り替えることにより、フィルタ３Ｇの通過帯域において最も高い周波数（高域端）を変化させることができる。
　図４９は、実施の形態３の変形例８に係るフィルタ３Ｈの等価回路図である。フィルタ３Ｈの構成は、図３３のキャパシタＣ３１が分布定数線路Ｒｓ３２の中央部に接続され、キャパシタＣ３２が分布定数線路Ｒｓ３３の中央部に接続された構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図５０は、図４９のフィルタ３Ｈの通過特性を示す図である。図５０において、実線は図４９のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が導通状態である場合のフィルタ３Ｈの通過特性を示し、点線は図４９のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２が非導通状態である場合のフィルタ３Ｈの通過特性を示す。図５０に示されるように、スイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２を切り替えることにより、フィルタ３Ｈの通過帯域において最も低い周波数（低域端）を変化させることができる。
　フィルタに含まれる複数の分布定数線路のうち、２つのインピーダンス素子が接続される分布定数線路は１つであってもよい。図５１は、実施の形態３の変形例９に係るフィルタ３Ｊの等価回路図である。フィルタ３Ｊの構成は、図３３のフィルタ３からインダクタＬ３２、スイッチＳｗ３２、およびキャパシタＣ３２が除かれた構成である。フィルタ３Ｊにおいて、分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４，Ｒｓ３３の長さは、互いに同じであることが望ましい。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図５２は、図５１のフィルタ３Ｊの通過特性を示す図である。図５２において、実線は図５１のスイッチＳｗ３１が導通状態である場合のフィルタ３Ｊの通過特性を示し、点線は図５１のスイッチＳｗ３１が非導通状態である場合のフィルタ３Ｊの通過特性を示す。
　図５２に示されるように、スイッチＳｗ３１を切り替えることにより、通過帯域幅を維持しながら、フィルタ３Ｊの通過特性を変化させることができる。また、フィルタ３Ｊの回路素子数は、図３３のフィルタ３の回路素子数よりも少ないため、フィルタ３Ｊの製造コストをフィルタ３の製造コストよりも低減することができるとともに、フィルタ３Ｊのサイズをフィルタ３のサイズよりも小型化することができる。所望の通過帯域の変化幅、通過帯域外の減衰極における減衰量、フィルタの製造コスト、およびフィルタのサイズに応じて、フィルタに含まれる複数の分布定数線路のうち、２つのインピーダンス素子が接続される分布定数線路の数を適宜選択することができる。
　図５３は、実施の形態３の変形例１０に係るフィルタ３Ｋの等価回路図である。フィルタ３Ｋの構成は、図５１の分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４の各々が接地点ＧＮＤに接続されているとともに、インダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１が分布定数線路Ｒｓ３３に接続され、分布定数線路Ｒｓ３１～Ｒｓ３４の各々がλ／４共振器として機能する構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図５３に示されるように、分布定数線路Ｒｓ３１は、接地点ＧＮＤと、端子Ｐ３１とキャパシタＣ１２との接続点との間に接続されている。分布定数線路Ｒｓ３２は、接地点ＧＮＤと、端子Ｐ３２とキャパシタＣ３４との接続点との間に接続されている。
　図５４は、図５３のフィルタ３Ｋの通過特性を示す図である。図５４において、実線は図５３のスイッチＳｗ３１が導通状態である場合のフィルタ３Ｋの通過特性を示し、点線は図５３のスイッチＳｗ３１が非導通状態である場合のフィルタ３Ｋの通過特性を示す。
　図５４に示されるように、スイッチＳｗ３１を切り替えることにより、フィルタ３Ｋの通過特性を変化させることができる。また、フィルタ３Ｊと同様に、フィルタ３Ｋの製造コストを低減することができるとともに、フィルタ３Ｋのサイズを小型化することができる。所望の通過帯域の変化幅、通過帯域外の減衰極における減衰量、フィルタの製造コスト、およびフィルタのサイズに応じて、２つのインピーダンス素子を複数の分布定数線路の間で共通化するか否かを適宜選択することができる。
　２つのインピーダンス素子を複数の分布定数線路の間で共通化する構成は、図５３に示されるフィルタ３Ｋに限定されない。図５５は、実施の形態３の変形例１１に係るフィルタ３Ｌの等価回路図である。フィルタ３Ｌの構成は、図５３の分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３の各々が接地点ＧＮＤに接続されているとともに、インダクタＬ３１およびキャパシタＣ３１が分布定数線路Ｒｓ３２，Ｒｓ３３には接続されず、分布定数線路Ｒｓ３１，Ｒｓ３４に接続されている構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図５５に示されるように、キャパシタＣ３１は、分布定数線路Ｒｓ３１と接地点ＧＮＤとの間に接続されているとともに、分布定数線路Ｒｓ３４と接地点ＧＮＤとの間に接続されている。インダクタＬ３１およびスイッチＳｗ３１は、分布定数線路Ｒｓ３１と接地点ＧＮＤとの間にこの順に直列に接続されているとともに、分布定数線路Ｒｓ３４と接地点ＧＮＤとの間にこの順に直列に接続されている。
　以上、実施の形態３および変形例１～１１に係るフィルタによれば、通過帯域を変更可能なフィルタの小型化およびコストの低減を実現することができる。
　［実施の形態４］
　実施の形態４においては、実施の形態１～３に係るフィルタを備えるアンテナモジュールについて説明する。
　図５６は、実施の形態４に係るアンテナモジュール４００のブロック図である。図５６に示されるように、アンテナモジュール４００は、放射素子４０と、ＤＡＣ（Digital　to　Analog　Converter）４１と、発信器４２と、増幅器４３と、ミキサ４４と、フィルタ４と、パワーアンプ４５とを備える。フィルタ４は、図１のフィルタ１、図２２のフィルタ２、図３３のフィルタ３、図４０のフィルタ３Ａ、図４１のフィルタ３Ｂ、および図４２のフィルタ３Ｃのいずれであってもよい。フィルタ４のスイッチとは、図１および図２２のスイッチＳｗ１、あるいは図３３，図４０～図４２のスイッチＳｗ３１，Ｓｗ３２である。
　ＤＡＣ４１は、ディジタル信号を中間周波数のＩＦ（Intermediate　Frequency）信号に変換してミキサ４４に出力する。発信器４２は、増幅器４３を介してローカル信号をミキサ４４に出力する。ミキサ４４は、ローカル信号およびＩＦ信号を用いて所望の周波数の送信信号を生成し、フィルタ４に出力する。フィルタ４は、ミキサ４４からの信号のうち、所望の周波数以外の周波数の信号（不要波）を除去する。パワーアンプ４５は、フィルタ４からの送信信号を増幅して放射素子４０に出力する。放射素子４０は、送信信号を外部に放射する。なお、フィルタ４は、パワーアンプ４５と放射素子４０との間に接続されてもよい。
　図５７は、図５６のアンテナモジュール４００の通過特性を示す図である。図５７において、通過特性Ａ４１は図５６のフィルタ４のスイッチが導通状態である場合のアンテナモジュール４００の通過特性を示し、通過特性Ａ４２は図５６のフィルタ４のスイッチが非導通状態である場合のアンテナモジュール４００の通過特性を示す。また、２３．５ＧＨｚ、２４ＧＨｚ、および２５．５ＧＨｚにおける縦線は、送信信号の周波数が２７．５ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、および２９．５ＧＨｚである場合にそれぞれ発生する不要波を示している。
　図５７に示されるように、送信信号の周波数が周波数帯ｎ２５７に含まれる場合、フィルタ４のスイッチを導通状態とすることにより、２４ＧＨｚおよび２５．５ＧＨｚにおいて発生する不要波をフィルタ４によって除去することができる。送信信号の周波数が周波数帯ｎ２５８に含まれる場合、フィルタ４のスイッチを非導通状態とすることにより、２３．５ＧＨｚにおいて発生する不要波を除去することができる。
　以上、実施の形態４に係るアンテナモジュールによれば、送信信号の周波数に合わせてフィルタの通過帯域を変更することにより、通信品質を向上させることができる。
　［実施の形態５］
　実施の形態５においては、実施の形態に係るフィルタのスイッチが、アンテナモジュールの高周波素子の内部に形成されている場合について説明する。
　図５８は、実施の形態５に係るアンテナモジュール５００の断面構造を示す図である。図５８に示されるように、アンテナモジュール５００は、フィルタ５と、接地電極５１１，５１２と、放射素子５２０と、誘電体基板５３０と、ＲＦＩＣ（Radio　Frequency　Integrated　Circuit）５４０（高周波素子）とを備える。フィルタ５の等価回路は、図１のフィルタ１と同様である。
　接地電極５１１，５１２は、誘電体基板５３０の内部に形成され、不図示の接地点に接続されている。放射素子５２０は、接地電極５１１と誘電体基板５３０の上面５３１との間に配置されている。ＲＦＩＣ５４０は、誘電体基板５３０の底面５３２に配置されている。
　フィルタ５は、線路電極５０１と、キャパシタ電極５０２と、スイッチＳｗ５（第１スイッチ）と、ビア導体Ｖ５１（第１ビア導体）と、ビア導体Ｖ５２とを含む。線路電極５０１は、接地電極５１１と５１２との間に配置され、分布定数線路Ｒｓ１を形成している。線路電極５０１は、放射素子５２０に接続されている。キャパシタ電極５０２は、線路電極５０１と接地電極５１２との間に配置されている。線路電極５０１およびキャパシタ電極５０２は、Ｚ軸方向において対向し、キャパシタＣ２を形成している。
　ビア導体Ｖ５１は、線路電極５０１をスイッチＳｗ５に接続する。ビア導体Ｖ５１は、インダクタＬ１を形成している。スイッチＳｗ５は、ＲＦＩＣ５４０の内部に配置されている。ＲＦＩＣ５４０は、フィルタ５を介して放射素子５２０に高周波信号を供給する。アンテナモジュール５００においては、フィルタ５のスイッチＳｗ５をＲＦＩＣ５４０の内部に集積化することができるため、アンテナモジュール５００を小型化することができる。なお、フィルタ５と放射素子５２０とは、ＲＦＩＣ５４０を介して互いに接続されてもよい。
　以上、実施の形態５に係るアンテナモジュールによれば、送信信号の周波数に合わせてフィルタの通過帯域を変更することにより通信品質を向上させることができるとともに、アンテナモジュールを小型化することができる。
　［実施の形態６］
　実施の形態６においては、放射素子の放射特性を実施の形態１～３に係るフィルタの通過帯域を変化させる仕組みを放射素子に適用し、放射素子の反射特性を変化させる構成について説明する。
　図５９は、実施の形態６に係る放射素子６の等価回路図である。放射素子６の構成は、図１のフィルタ１から端子Ｐ１，Ｐ２が除かれ、分布定数線路Ｒｓ１がアンテナ電極６０に置き換えられ、スイッチＳｗ１がＲＦＩＣ６４０内に形成された構成である。これら以外は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図５９に示されるように、アンテナ電極６０は、ＲＦＩＣ６４０に接続されている。なお、スイッチＳｗ１は、ＲＦＩＣ６４０の外部に形成されていてもよい。また、インダクタＬ１とアンテナ電極６０との間にキャパシタ（容量素子）が接続されていてもよい。
　図６０は、図５９の放射素子６の構造の斜視図である。図６１は、図５９の放射素子６をＹ軸方向から平面視した図である。図６０および図６１に示されるように、放射素子６は、アンテナ電極６０と、キャパシタ電極６０２と、接地電極６１０と、ビア導体Ｖ６１，Ｖ６２，Ｖ６３と、誘電体基板６３０と、スイッチＳｗ１とを備える。アンテナ電極６０と、キャパシタ電極６０２と、接地電極６１０と、ビア導体Ｖ６１～Ｖ６３とは、誘電体基板６３０の内部に形成されている。
　接地電極６１０は、アンテナ電極６０とスイッチＳｗ１との間に配置されている。接地電極６１０およびスイッチＳｗ１は、不図示の接地端子に接続されている。接地電極６１０は、接地点を形成する。
　ビア導体Ｖ６１は、接地電極６１０を貫通し、アンテナ電極６０のＸ軸方向における一方端とスイッチＳｗ１とを接続する。ビア導体Ｖ６１は、接地電極６１０から絶縁されている。ビア導体Ｖ６１は、インダクタＬ１を形成する。
　キャパシタ電極６０２は、Ｚ軸方向においてアンテナ電極６０のＸ軸方向における他方端と対向している。ビア導体Ｖ６２は、キャパシタ電極６０２と接地電極６１０とを接続する。アンテナ電極６０とキャパシタ電極６０２とは、キャパシタＣ２を形成している。
　ビア導体Ｖ６３は、接地電極６１０を貫通し、アンテナ電極６０の中央部とＲＦＩＣ６４０とを接続する。ビア導体Ｖ６３は、接地電極６１０から絶縁されている。
　なお、ＲＦＩＣ６４０と接続されるアンテナ電極６０の部分は、アンテナ電極６０の中央部でなくてもよい。キャパシタ電極６０２は、Ｚ軸方向における接地電極６１０からの高さに関して、アンテナ電極６０と隣接するようにアンテナ電極６０とほぼ同じ高さに配置されてもよい。キャパシタ電極６０２は、アンテナ電極６０の中央部および端部のいずれと対向していてもよい。ビア導体Ｖ６１は、アンテナ電極６０の中央部および端部のいずれと接続されてもよい。キャパシタ電極６０２が対向するアンテナ電極６０の部分と、ビア導体Ｖ６１が接続されるアンテナ電極６０の部分とは、同じでもよいし、異なっていてもよい。
　図６２は、図５９～図６１の放射素子６の反射特性（周波数と反射損失（ＲＬ：Return　Loss）との関係）を示す図である。図６２において、実線は図５９のスイッチＳｗ１が導通状態である場合の放射素子６の反射特性を示し、点線は図５９のスイッチＳｗ１が非導通状態である場合の放射素子６の反射特性を示す。反射損失が大きい程、ＲＦＩＣ６４０からアンテナ電極６０に供給された高周波信号のうち、アンテナ電極６０から外部に放射された信号の割合が大きいことを意味する。図６２に示されるように、スイッチＳｗ１を切り替えることにより、放射素子６の反射特性を変化させることができる。
　以上、実施の形態６に係る放射素子によれば、反射特性を変更可能な放射素子の小型化およびコストの低減を実現することができる。
　今回開示された各実施の形態は、矛盾しない範囲で適宜組み合わされて実施されることも予定されている。今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１～５，１Ａ～１Ｈ，１Ｊ，２Ａ～２Ｃ，３Ａ～３Ｈ，３Ｊ～３Ｌ，１０Ａ～１０Ｃ，２０Ａ，２０Ｂ　フィルタ、６，４０，５２０　放射素子、４２　発信器、４３　増幅器、４４　ミキサ、４５　パワーアンプ、６０　アンテナ電極、１０１，１２０～１２２，２０２，３０１～３０４，３０２Ｄ，３０２Ｅ，３０３Ｄ，３０３Ｅ，５０１　線路電極、１０２～１０４，１１１，１１３，２１１，２１２，３１１，３１１Ｄ，３１２，３１２Ｄ，５０２，６０２　キャパシタ電極、１１０，１１２，１１０Ｈ，３１０，３１０Ｄ，３１０Ｅ，５１１，５１２，６１０　接地電極、１５０　接地導体部、３２１，３２２　端子電極、４００，５００　アンテナモジュール、１３０，５３０　誘電体基板、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１４，Ｃ２１，Ｃ２３，Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ３４　キャパシタ、Ｉｍ１，Ｉｍ２　インピーダンス素子、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１０，Ｌ１２，Ｌ２０，Ｌ２２，Ｌ３１，Ｌ３２　インダクタ、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３１，Ｐ３２　端子、５４０，６４０　ＲＦＩＣ、Ｒｓ１，Ｒｓ３１～Ｒｓ３４　分布定数線路、Ｓｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ５，Ｓｗ３１，Ｓｗ３２　スイッチ、Ｖ１１～Ｖ１４，Ｖ１２Ｃ，Ｖ１２Ｄ，Ｖ２１～Ｖ２４，Ｖ３１～Ｖ３４，Ｖ３１Ｄ～Ｖ３４Ｄ，Ｖ３１Ｅ，Ｖ３４Ｅ，Ｖ５１，Ｖ５２，Ｖ６１～Ｖ６３　ビア導体、Ｖ２０　接地ビア導体。

Claims (19)

  1. 　第１分布定数線路と、
    　第１インピーダンス素子と、
    　第２インピーダンス素子と、
    　第１スイッチとを備え、
    　前記第１インピーダンス素子および前記第１スイッチは、前記第１分布定数線路と接地点との間において直列に接続され、
    　前記第２インピーダンス素子は、前記第１分布定数線路と前記接地点との間に接続されている、フィルタ。
  2. 　前記第１インピーダンス素子は、第１インダクタを含み、
    　前記第２インピーダンス素子は、第１キャパシタを含む、請求項１に記載のフィルタ。
  3. 　前記第１分布定数線路は、帯状の第１線路電極から形成され、
    　前記接地点は、第１接地電極を含む接地導体部から形成され、
    　前記第１インダクタは、前記第１線路電極と前記第１スイッチとの間に接続されている、請求項２に記載のフィルタ。
  4. 　第１端子と、
    　第２端子と、
    　前記第１分布定数線路と磁界結合する第２分布定数線路と、
    　第３分布定数線路と、
    　前記第３分布定数線路と電界結合する第４分布定数線路とをさらに備え、
    　前記第１分布定数線路および前記第２分布定数線路は、前記第３分布定数線路および前記第４分布定数線路にそれぞれ電気的に接続され、
    　前記第１端子および前記第２端子は、前記第１分布定数線路および前記第２分布定数線路、または前記第３分布定数線路および前記第４分布定数線路にそれぞれ電気的に接続されている、請求項１に記載のフィルタ。
  5. 　前記第１インピーダンス素子および前記第１スイッチは、前記第１分布定数線路の両端部のいずれかと前記接地点との間において直列に接続され、
    　前記第２インピーダンス素子は、前記第１分布定数線路の両端部のいずれかと前記接地点との間に接続されている、請求項４に記載のフィルタ。
  6. 　第１端子と、
    　第２端子と、
    　前記第１分布定数線路と電界結合する第２分布定数線路と、
    　第３分布定数線路と、
    　前記第３分布定数線路と磁界結合する第４分布定数線路とをさらに備え、
    　前記第１分布定数線路および前記第２分布定数線路は、前記第３分布定数線路および前記第４分布定数線路にそれぞれ電気的に接続され、
    　前記第１端子および前記第２端子は、前記第１分布定数線路および前記第２分布定数線路、または前記第３分布定数線路および前記第４分布定数線路にそれぞれ電気的に接続されている、請求項１に記載のフィルタ。
  7. 　前記第１インピーダンス素子および前記第１スイッチは、前記第１分布定数線路の中央部と前記接地点との間において直列に接続され、
    　前記第２インピーダンス素子は、前記第１分布定数線路の中央部と前記接地点との間に接続されている、請求項６に記載のフィルタ。
  8. 　前記第１インピーダンス素子および前記第１スイッチは、前記第１分布定数線路の中央部と前記接地点との間において直列に接続され、
    　前記第２インピーダンス素子は、前記第１分布定数線路の端部と前記接地点との間に接続されている、請求項６に記載のフィルタ。
  9. 　前記第１インピーダンス素子および前記第１スイッチは、前記第１分布定数線路の端部と前記接地点との間において直列に接続され、
    　前記第２インピーダンス素子は、前記第１分布定数線路の中央部と前記接地点との間に接続されている、請求項６に記載のフィルタ。
  10. 　前記第１インピーダンス素子および前記第１スイッチは、前記第１分布定数線路の一方端と前記接地点との間において直列に接続され、
    　前記第２インピーダンス素子は、前記第１分布定数線路の他方端と前記接地点との間に接続されている、請求項６に記載のフィルタ。
  11. 　前記第１インピーダンス素子および前記第１スイッチは、前記第２分布定数線路と接地点との間において直列に接続され、
    　前記第２インピーダンス素子は、前記第２分布定数線路と前記接地点との間に接続されている、請求項４～１０のいずれか１項に記載のフィルタ。
  12. 　第３インピーダンス素子と、
    　第４インピーダンス素子と、
    　第２スイッチとをさらに備え、
    　前記第３インピーダンス素子および前記第２スイッチは、前記第２分布定数線路と前記接地点との間において直列に接続され、
    　前記第４インピーダンス素子は、前記第２分布定数線路と前記接地点との間に接続されている、請求項４～１１のいずれか１項に記載のフィルタ。
  13. 　前記第１分布定数線路の長さは、前記第２分布定数線路の長さと同じであり、かつ前記第３分布定数線路の長さと異なり、
    　前記第４分布定数線路の長さは、前記第３分布定数線路の長さと等しい、請求項４～１２のいずれか１項に記載のフィルタ。
  14. 　前記第１分布定数線路および前記第２分布定数線路の各々は、Ｌ字型に形成されている、請求項１３に記載のフィルタ。
  15. 　前記第１分布定数線路がスタブとして形成された特定線路電極をさらに含む、請求項１～１２のいずれか１項に記載のフィルタ。
  16. 　放射素子と、
    　請求項１～１５のいずれか１項に記載のフィルタと、
    　前記フィルタを介して前記放射素子に高周波信号を供給する高周波素子とを備える、アンテナモジュール。
  17. 　前記アンテナモジュールは、第１周波数帯の第１信号および第２周波数帯の第２信号を前記放射素子から送信し、
    　前記アンテナモジュールが前記第１信号を送信する場合、前記第１スイッチは非導通状態とされ、前記アンテナモジュールが前記第２信号を送信する場合、前記第１スイッチは導通状態とされる、請求項１６に記載のアンテナモジュール。
  18. 　前記第１スイッチは、前記高周波素子の内部に配置されている、請求項１６または１７に記載のアンテナモジュール。
  19. 　アンテナ電極と、
    　第１インピーダンス素子と、
    　第２インピーダンス素子と、
    　第１スイッチとを備え、
    　前記第１インピーダンス素子および前記第１スイッチは、前記アンテナ電極と接地点との間において直列に接続され、
    　前記第２インピーダンス素子は、前記アンテナ電極と前記接地点との間に接続されている、放射素子。
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