CN106664070B - 移相器、阻抗匹配电路、合分波器以及通信终端装置 - Google Patents

移相器、阻抗匹配电路、合分波器以及通信终端装置 Download PDF

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Abstract

本发明具备变压器(T)，被连接在第1端口(P1)与第2端口(P2)之间，并具有第1线圈(L1)以及与第1线圈(L1)进行磁场耦合的第2线圈(L2)，且包括寄生电感成分；和阻抗调整用电路，具有对由所述变压器的寄生电感成分所引起的阻抗的偏离进行抑制的电抗元件(C1、C2、C3)。确定变压器(T)的第1线圈(L1)与第2线圈(L2)的耦合系数以及阻抗调整用电路的电抗元件(C1、C2、C3)的值，使得移相量根据频带而不同。

Description

移相器、阻抗匹配电路、合分波器以及通信终端装置
技术领域
本发明涉及被设置于高频电路的移相器，尤其涉及进行与频带相应的移相的移相器。此外，本发明涉及阻抗匹配电路，尤其涉及具备移相器的阻抗匹配电路。此外，本发明涉及合分波器，尤其涉及具备移相器的合分波器。此外，本发明涉及具备上述移相器、阻抗匹配电路或合分波器的通信终端装置。
背景技术
一般地，在高频电路中，为了阻抗匹配有时会使用移相器。以往，移相器具有高通滤波器型和低通滤波器型，且规定电路常数以使得在期望的频率下获得期望的移相量。例如，在专利文献1中，示出了一种具备高通滤波器型电路和低通滤波器型电路的移相器。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2013-98744号公报
发明内容
发明要解决的课题
例如，在以便携式电话终端为代表的通信终端装置等中，大多情况下需要在多个频带内实现阻抗匹配。例如，如图34所示，如果考虑在阻抗匹配电路72与第2高频电路74之间设置移相器73，并通过该移相器73和阻抗匹配电路72而使第1高频电路71和第2高频电路74进行阻抗匹配，则为使在多个频带内进行阻抗匹配，移相器被要求与频带相应的移相特性。
例如，在对低频带和高频带这两者进行阻抗匹配时，有时需要几乎不使一方的频带的相位进行移相，而使另一方的频带的相位大幅地进行移相。例如，存在如下两个移相操作。
(1)不使低频带信号进行移相，而使高频带信号进行移相。
例如，低频带信号的通过相位为0°(或者180°)附近，高频带信号的通过相位为90°附近。
(2)不使高频带信号进行移相，而使低频带信号进行移相。
例如，低频带信号的通过相位为90°附近，高频带信号的通过相位为0°或180°附近。
另外，在图34中，在从阻抗匹配电路72观察时，由于来自第2高频电路74的反射波在移相器73中往返，因此移相器73中的反射信号的移相量为两倍。即，为了将反射相位设为180°而需要90°的移相量，为了将反射相位设为0°而需要0°或180°的移相量。
但是，能够进行上述(1)、(2)所示的每个频带的移相操作的移相器如下所示，以往并不存在。
例如，图31为图30(A)所示的高通滤波器型的移相器的相位频率特性的一例。虽然在该示例中，低频带(700MHz频带)中的移相量能够设为90°，但是高频带(2GHz频带)中的移相量为30°，而不是0°。此外，图32为图30(B)所示的低通滤波器型的移相器的相位频率特性的一例。虽然在该示例中，低频带(700MHz频带)中的移相量能够设为-90°，但是高频带(2GHz频带)中的移相量约为100°，而不是180°。此外，在低频带、高频带中的任意一个频带中，频带内的移相量的变化均较大。
此外，图33为图30(A)所示的高通滤波器型的移相器的相位与插入损耗的特性例。由于在截止频率附近处移相量为180°，因此如果要增大移相量，则插入损耗会变大。此外，在图30(B)所示的低通滤波器型的移相器中，如果要在低频带中获得180°附近的移相量，则截止频率会变低，且高频带中的插入损耗会变得非常大。
如上所述，在以往的滤波器型的移相器中，是不可能进行上述(1)、(2)所示的每个频带的移相操作的。
另一方面，在共用端口与多个独立端口之间分别设置有频率特性不同的滤波器的双工器、多路复用器中，通常情况下，各滤波器无法获得各自独立的特性。
例如，图36为由高通滤波器HPF和低通滤波器LPF构成的双工器的电路图。在该示例中，高通滤波器HPF和低通滤波器LPF的共用端口连接有天线ANT。高通滤波器HPF的独立端口连接有高频带的电路，低通滤波器LPF的独立端口连接有低频带的电路。高通滤波器HPF由相对于地线而并联的电感器L11、L12和串联的电容器C11构成，低通滤波器LPF由串联的电感器L21、L22和并联的电容器C21构成。
但是，在如图36所示的电路中，若在低频带的频带内高通滤波器HPF的电感器L11的阻抗变得非常小，则电感器L11实质上成为了短路元件，从而低通滤波器LPF连接有短路元件(L11)，由此在低频带的频带中低频带电路和高频带电路的隔离性发生劣化。
在某个使用频带中，在成为共用端口连接有于其他频带内实质上变为短路的滤波器的构成的情况下的上述问题，并不限于由高通滤波器和低通滤波器的组合构成的双工器，对于由多个带通滤波器的组合构成的多路复用器等也同样会产生该问题。
本发明的目的在于，提供一种适于阻抗匹配的移相器、具备该移相器的阻抗匹配电路、抑制了多个滤波器间的干扰的合分波器、以及具有该移相器或合分波器的通信终端装置。
用于解决课题的手段
(1)本发明的移相器，其特征在于，具备：
变压器，被连接在第1端口与第2端口之间，并具有第1线圈以及与所述第1线圈进行磁场耦合的第2线圈，且包括寄生电感成分；和
阻抗调整用电路，具有对由所述变压器的寄生电感成分所引起的阻抗的偏离进行抑制的电抗元件，
确定所述变压器的所述第1线圈与所述第2线圈的耦合系数以及所述阻抗调整用电路的电抗元件的值，使得移相量根据频带而不同。
根据上述构成，通过例如与阻抗匹配电路组合，从而能够容易地进行与频带相应的阻抗匹配。
(2)本发明的移相器，其特征在于，具备：
变压器，被连接在第1端口与第2端口之间，并具有第1线圈以及与所述第1线圈进行磁场耦合的第2线圈，且包括寄生电感成分；和
阻抗调整用电路，具有对由所述变压器的寄生电感成分所引起的阻抗的偏离进行抑制的电抗元件，
确定所述变压器的所述第1线圈与所述第2线圈的耦合系数以及所述阻抗调整用电路的电抗元件的值，使得低频带中的移相量大于高频带中的移相量，并且低频带中的移相量成为比90°更接近180°的移相量，高频带中的移相量成为比180°更接近90°的移相量。
根据上述构成，通过减小低频带以及高频带中的阻抗之差，从而能够容易地进行与频带相应的阻抗匹配。
(3)本发明的移相器，其特征在于，具备：
变压器，被连接在第1端口与第2端口之间，并具有第1线圈以及与所述第1线圈进行磁场耦合的第2线圈，且包括寄生电感成分；和
阻抗调整用电路，具有对由所述变压器的寄生电感成分所引起的阻抗的偏离进行抑制的电抗元件，
确定所述变压器的第1线圈与第2线圈的耦合系数以及所述阻抗调整用电路的电抗元件的值，使得低频带中的移相量大于高频带中的移相量，并且低频带中的移相量成为比0°更接近90°的移相量，高频带中的移相量成为比90°更接近0°的移相量。
根据上述构成，通过与由变压器构成的阻抗匹配电路组合，从而能够容易地进行与频带相应的阻抗匹配。
(4)在上述(1)至(3)中的任一者中，优选为，所述阻抗调整用电路包括：
第1电容元件，被连接在所述变压器的第1端口与地线之间；
第2电容元件，被连接在所述变压器的第2端口与地线之间；和
第3电容元件，被连接在所述变压器的第1端口与第2端口之间。
根据上述构成，虽然因所述变压器所具有的并联寄生电感成分以及串联寄生电感成分的存在而使变压器的阻抗偏离了规定值(例如50Ω)，但是通过具备所述电抗元件(电容元件)，从而能够对阻抗进行调整。
(5)在上述(1)至(3)中的任一者中，优选为，所述阻抗调整用电路包括：
第1电容元件，被连接在所述变压器的第1端口与地线之间；
第2电容元件，被连接在所述变压器的第2端口与地线之间；和
第3电容元件以及电感元件的串联电路，被连接在所述变压器的第1端口与第2端口之间。
根据上述构成，第3电容元件以及电感元件的串联电路能够使移相量具有给定的频率特性，从而可在宽频带内获得与频率相应的给定的移相量。此外，虽然因变压器所具有的并联寄生电感成分以及串联寄生电感成分的存在而使变压器的阻抗偏离了规定值(例如50Ω2)，但是通过具备所述第1电容元件、第2电容元件、第3电容元件以及所述电感元件，从而能够对阻抗进行调整。
(6)在上述(4)或(5)中，优选为，所述第3电容元件主要由在所述第1线圈与所述第2线圈之间所产生的线圈间电容构成。由此，无需第3电容元件形成用的图案，或者无需作为部件的第3电容元件，因此能够实现小型化、低成本化。
(7)在上述(4)至(6)中的任一者中，优选为，所述第1电容元件主要由所述第1线圈的线间电容构成，所述第2电容元件主要由所述第2线圈的线间电容构成。由此，无需第1电容元件以及第2电容元件形成用的图案，或者无需作为部件的第1电容元件以及第2电容元件，因此能够实现小型化、低成本化。
(8)在上述(1)至(7)中的任一者中，优选为，所述第1线圈和所述第2线圈的变压比为1：n(n为1以外的值)，
反射系数(阻抗)从史密斯圆图上的高阻抗侧移动到低阻抗侧，通过所述移相器的阻抗变换，从而所述移相器的移相量向史密斯圆图上的中心方向移动。
根据上述构成，能够与移相一起进行基于变压器的阻抗变换，从而能够兼有与第1端口连接的电路和与第2端口连接的电路的阻抗匹配电路的功能。
(9)在上述(1)至(8)中的任一者中，优选为，所述变压器被设置在层叠有多个基材层的单个层叠体内，所述第1线圈以及所述第2线圈由形成在所述基材层的导体图案构成。由此，仅将作为单个部件的移相器安装到印刷布线板等即可，从而向通信终端装置等的安装变得容易。
(10)在上述(9)中，优选为，所述第1线圈以及所述第2线圈具有实质上相同的内外径，且线圈卷绕轴为同轴关系。由此，虽然第1线圈以及第2线圈的卷绕数较少，即虽然为小型，但是也可获得适当的耦合系数的变压器。
(11)在上述(1)至(10)中的任一者中，优选为，还具备与所述移相器串联连接的高通滤波器或低通滤波器。由此，能够确定仅通过移相器而无法获得的移相量。
(12)在上述(11)中，优选为，所述高通滤波器或所述低通滤波器包括电容元件以及电感元件，该电感元件与所述第1线圈或所述第2线圈进行磁场耦合。根据该构成，能够对移相量的频率特性进行控制。
(13)本发明的阻抗匹配电路，其特征在于，具备：
上述(1)至(12)中的任一者所记载的移相器；和
阻抗匹配电路部，与所述移相器串联连接，
所述阻抗匹配电路部为对由所述移相器移相后的阻抗进行阻抗匹配的电路。
(14)在上述(13)中，优选为，所述移相器使低频带中的阻抗移动到史密斯圆图上的第2象限或第3象限，
所述阻抗匹配电路部为使高频带中的阻抗以及低频带中的阻抗均向史密斯圆图上的中心方向移动的电路部。
在上述(13)、(14)中的任一者构成中，均能够根据频带而容易地进行阻抗匹配。
(15)本申请的合分波器，其特征在于，具备：
上述(1)至(12)中的任一者所记载的移相器；
高频带通过用高通滤波器；和
低频带通过用低通滤波器，
所述高频带通过用高通滤波器包括：第1电感器，并联在信号线与地线之间；和第1电容器，串联在所述第1电感器的后级，
所述低频带通过用低通滤波器包括：第2电感器，与所述共用端口串联；和第2电容器，在所述第2电感器的后级并联在与地线之间，
所述移相器被插入到所述共用端口与所述第1电感器之间，
所述移相器进行移相，使得在从所述共用端口观察时，在所述低频带通过用低通滤波器的通频带中，所述高频带通过用高通滤波器实质上(等效性地)成为开路。
根据上述构成，在低通滤波器的使用频带(低频带的频带)中不会受到高通滤波器的影响，并且可确保低频带中的端口间隔离性。
(16)本申请的合分波器，其特征在于，具备：
上述(1)至(12)中的任一者所记载的移相器；和
多个SAW滤波器，包括具有第1端口以及第2端口且通频带互不相同的第1SAW滤波器以及第2SAW滤波器，
所述第1SAW滤波器的第1端口经由所述移相器而与共用端口连接，且第2端口与独立端口连接，
所述移相器进行移相，使得在从所述共用端口观察时，在所述第2SAW滤波器的通频带中，所述第1SAW滤波器实质上(等效性地)成为开路。
根据上述构成，在第2SAW滤波器的使用频带中不会受到第1SAW滤波器的影响，并且在第2SAW滤波器的使用频带中可确保第1SAW滤波器和第2SAW滤波器的隔离性。
(17)本发明的通信终端装置为具备供电电路、和与所述供电电路连接的天线元件的通信终端装置，其特征在于，
在所述供电电路与所述天线元件之间具备上述(1)至(12)中的任一者所记载的移相器、上述(13)或(14)所记载的阻抗匹配电路、或者上述(15)或(16)所记载的合分波器。由此，可获得天线元件和供电电路按照每个给定的频带进行了阻抗匹配的通信终端装置。此外，能够在确保端口间隔离性的同时，实现多个频带的信号的合分波。
发明效果
根据本发明，可获得确定了与频带相应的移相量的移相器。此外，可获得可按照每个频带而容易地进行阻抗匹配的阻抗匹配电路。此外，可获得抑制了多个滤波器间的干扰的合分波器。此外，可获得天线元件和供电电路按照每个给定的频带而进行了阻抗匹配的通信终端装置。进一步，还可获得具备确保了各端口间隔离性的合分波器的通信终端装置。
附图说明
图1为第1实施方式所涉及的移相器11的电路图。
图2(A)、(B)为变压器T的各种等效电路图。
图3为表示包括移相器11以及天线1的天线电路的构成的图。
图4为表示第1实施方式所涉及的移相器11的移相量的频率特性的图。
图5(A)、图5(B)为表示图3所示的移相器11所引起的移相作用的图。
图6(A)为从图3的Pm观察到的阻抗Zm的低频带中的轨迹，图6(B)为阻抗Zm的高频带中的轨迹。
图7为表示从图3的Pm观察到的反射损耗的频率特性的图。
图8为移相器11的外观立体图。
图9为移相器11的各层的俯视图。
图10为移相器11的剖视图。
图11(A)为本实施方式的移相器11的电路图。图11(B)为将移相器11分为理想变压器IT和寄生电感来表示的等效电路图。
图12为表示第3实施方式所涉及的包括移相器13以及天线1的天线电路的构成的图。
图13为表示第3实施方式所涉及的移相器13的移相量的频率特性的图。
图14(A)、图14(B)为表示具有图13所示的特性的移相器13所引起的移相作用的图。
图15为第3实施方式所涉及的移相器13的各层的俯视图。
图16为移相器13的剖视图。
图17(A)、(B)、(C)为第4实施方式所涉及的三个移相器的电路图。
图18为本实施方式所涉及的其他移相器的电路图。
图19为第5实施方式所涉及的移相器15的电路图。
图20为第6实施方式所涉及的移相器16的电路图。
图21为第7实施方式所涉及的通信终端装置200的框图。
图22为第8实施方式所涉及的移相器18的电路图。
图23为表示移相器18的移相量的频率特性的图。
图24(A)为表示第9实施方式所涉及的双工器109的构成的电路图。
图24(B)为作为双工器109的比较例的双工器109P的电路图。
图25为表示在比较例的双工器109P中由电感器L11的有无所引起的端口Pr2-Pc间的插入损耗的频率特性的图。
图26(A)为针对本实施方式的双工器109而在史密斯圆图上表示给定端口处的反射系数的频率特性的图。图26(B)为针对比较例的双工器109P而在史密斯圆图上表示不具有电感器L11的情况下的给定端口处的反射系数的频率特性的图。图26(C)为针对比较例的双工器109P而在史密斯圆图上表示具有电感器L11的情况下的给定端口处的反射系数的频率特性的图。
图27(A)为针对本实施方式的双工器109而表示共用端口Pc与独立端口Pr1、Pr2之间的插入损耗的频率特性的图。图27(B)为针对比较例的双工器109P而表示不具有电感器L11的情况下的共用端口Pc与独立端口Pr1、Pr2之间的插入损耗的频率特性的图。图27(C)为针对比较例的双工器109P而表示具有电感器L11的情况下的共用端口Pc与独立端口Pr1、Pr2之间的插入损耗的频率特性的图。
图28为表示第10实施方式所涉及的多路复用器110的构成的电路图。
图29为在史密斯圆图上表示从一般的SAW滤波器的一个端口观察到的反射系数的频率特性的图。
图30(A)为高通滤波器型的移相器的电路图，图30(B)为低通滤波器型的移相器的电路图。
图31为图30(A)所示的高通滤波器型的移相器的相位频率特性的一例。
图32为图30(B)所示的低通滤波器型的移相器的相位频率特性的一例。
图33为图30(A)所示的高通滤波器型的移相器的相位与插入损耗的特性例。
图34为表示进行第1高频电路71和第2高频电路74的阻抗匹配的电路的构成例的图。
图35(A)、(B)、(C)、(D)为表示在不使用移相器而通过以往方法来进行匹配的情况下的阻抗轨迹的位移的图。
图36为由高通滤波器HPF和低通滤波器LPF构成的双工器的电路图。
具体实施方式
以下，参照附图而列举了几个具体示例来表示用于实施本发明的多个方式。在各图中，对同一部分标记同一符号。在第2实施方式以后的实施方式中，省略关于与第1实施方式共同的事项的记述，而对不同点进行说明。尤其是，关于由相同的构成所带来的相同的作用效果，将不针对每个实施方式而依次提及。
《第1实施方式》
图1为第1实施方式所涉及的移相器11的电路图。移相器11具备变压器T。变压器T具有第1线圈L1以及第2线圈L2，所述第2线圈L2与第1线圈L1以耦合系数小于1的方式进行磁场耦合。此外，移相器11具备由第1电容元件C1、第2电容元件C2以及第3电容元件C3构成的阻抗调整用电路。
第1电容元件C1与第1线圈L1并联连接，第2电容元件C2与第2线圈L2并联连接。此外，第3电容元件C3被连接在第1线圈L1与第2线圈L2之间。
图2(A)、(B)为上述变压器T的各种等效电路图。变压器T的等效电路能够由几种形式来表示。在图2(A)的表现中，由理想变压器IT、与其初级侧串联(串联连接)的串联寄生电感成分La、与初级侧并联(并联连接)的并联寄生电感成分Lb、和与次级侧串联(串联连接)的串联寄生电感成分Lc来表示。
在图2(B)的表现中，由理想变压器IT、与其初级侧串联(串联连接)的两个串联寄生电感成分La、Lc1、和与初级侧并联(并联连接)的并联寄生电感成分Lb来表示。
在此，如果分别将变压器T的变压比表示为1：n、将第1线圈L1和第2线圈L2(参照图1)的耦合系数表示为k、将第1线圈L1的电感表示为L1、将第2线圈L2的电感表示为L2，则上述寄生电感成分La、Lb、Lc、Lc1的电感具有如下关系。
La：L1(1-k)
Lb：k*L1
Lc：L2(1-k)
Lc1：n2*L2*(1-k)
理想变压器的变压比为基于第1线圈L1和第2线圈L2的卷绕数的变压比。
本实施方式的变压器T伴随着第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k小于1，会产生串联电感成分以及并联电感成分。
图3为表示包括上述移相器11以及天线1的天线电路的构成的图。该天线电路在供电电路50与天线1之间具备阻抗匹配电路部41、42以及移相器11。在图3中，阻抗匹配电路部41、42以及移相器11为本发明所涉及的“阻抗匹配电路部”的一例。
在图3中，在从Pa所示的位置观察时，移相器11使来自天线1的反射信号进行移相。阻抗匹配电路部41构成了由变压器形成的阻抗变换电路。例如，与从Pp所示的位置观察天线1侧时的阻抗Zp相比，提高了从Pt所示的位置观察到的阻抗Zt。阻抗匹配电路部41、42进行供电电路50和天线1的阻抗匹配。
图4为表示本实施方式的移相器11的移相量的频率特性的图。在该示例中，在低频带(700MHz～900MHz频带)内移相量大致为90°，在高频带(1.7GHz～2.7GHz频带)内移相量大致为0°。即，本实施方式为“不使高频带信号进行移相，而使低频带信号进行移相”的移相器的示例。
图5(A)、图5(B)为表示图3所示的移相器11所引起的移相作用的图。图5(A)的轨迹LBa为图3所示的阻抗Za的低频带中的轨迹，轨迹LBp为图3所示的阻抗Zp的低频带中的轨迹。此外，图5(B)的轨迹HBa为上述阻抗Za的高频带中的轨迹，轨迹HBp为上述阻抗Zp的高频带中的轨迹。
如图4所示，由于移相器11在低频带中进行了大致90°移相，因此在图3中，Pp所示的位置处的反射信号自Pa所示的位置处的反射信号顺时针旋转大致180°。如图5(A)所表示的那样，这种情况与阻抗轨迹顺时针旋转约180°的情况相对应。由于在高频带中几乎不进行移相，因此如图5(B)所表示的那样，从Pp观察到的反射信号与从Pa观察到的反射信号大致相同。如此，低频带、高频带的阻抗轨迹的主要部分(大部分)均被移动到史密斯圆图上的第2象限或第3象限。在此，所谓“史密斯圆图上的第2象限”是指，反射系数的实数部为负、虚数部为正的区域，且是指将史密斯圆图十字分割为四部分而得到的左上区域。此外，“史密斯圆图上的第3象限”是指，反射系数的实数部为负、虚数部为负的区域，且是指将史密斯圆图十字分割为四部分而得到的左下区域。
图3的阻抗匹配电路部41为由互相进行磁场耦合的第1线圈Lp和第2线圈Ls构成的自耦变压器型的电路。在从阻抗匹配电路部41的输入侧观察时，以给定的阻抗变换比来提高阻抗。因此，该阻抗匹配电路部41具有使史密斯圆图上的阻抗轨迹小圆化且向右方向偏移的作用。
图6(A)为从图3的Pm观察到的阻抗Zm的低频带中的轨迹，图6(B)为阻抗Zm的高频带中的轨迹。此外，图7为从图3的Pm观察到的反射损耗的频率特性图。
如此，低频带、高频带的阻抗均在被移动到史密斯圆图上的第2象限或第3象限之后，通过阻抗匹配电路部41、42而向史密斯圆图上的中心方向移动。由此，低频带、高频带均进行阻抗匹配。
阻抗匹配电路部42通过其并联(并联连接)的电容器以及串联(串联连接)的电感器而主要使高频带的阻抗变化，并通过串联的电容器以及并联的电感器而主要使低频带的阻抗变化。
在此，参照图35(A)、(B)、(C)、(D)来表示不使用移相器而通过并联的电感器或并联的电容器来进行匹配的示例。
图35(A)、(C)的轨迹LBa为图3所示的阻抗Za的低频带中的轨迹，图35(B)、(D)的轨迹HBa为图3所示的阻抗Za的高频带中的轨迹。此外，图35(A)的轨迹LBb为设置了并联的电感器的情况下的低频带中的轨迹，图35(B)的轨迹HBb为设置了并联的电感器的情况下的低频带中的轨迹。图35(C)的轨迹LBb为设置了并联的电容器的情况下的低频带中的轨迹，图35(D)的轨迹HBb为设置了并联的电容器的情况下的高频带中的轨迹。
从图35(A)可明确，在阻抗轨迹处于史密斯圆图的第1象限的低频带中，即使设置并联的电感器也无法进行匹配。此外，从图35(A)、(D)可明确，虽然在阻抗轨迹处于史密斯圆图的第1象限的低频带中，能够通过并联的电容器来进行匹配，但由于并联的电容器在高频带中的影响过大，因此在高频带中变得不匹配。
如上所述，根据本实施方式，如图6(A)、(B)所示的那样，低频带、高频带均被匹配。
《第2实施方式》
在第2实施方式中，示出了移相器11的内部的具体的构成例。
图8为移相器11的外观立体图，图9为移相器11的各层的俯视图。此外，图10为移相器11的剖视图。移相器11具备多个绝缘性的基材S1～S13。在基材S1～S13形成有各种导体图案。“各种导体图案”不仅包括被形成在基材的表面上的导体图案，而且还包括层间连接导体。层间连接导体不仅包括过孔导体，而且也包括被形成在层叠体100的端面上的端面电极。
基材S1的上表面相当于层叠体100的安装面(下表面)。在基材S1形成有作为第1端口P1的端子T1、作为第2端口P2的端子T2、地线端子GND、以及空闲端子NC。
在基材S7、S6、S5、S4分别形成有导体L1A1、L1A2、L1A3、L1A4。在基材S3形成有导体L1A5、L1B1。在基材S2形成有导体L1B2、L1C。
导体L1A1的第1端与第1端口的端子T1连接。导体L1A1的第2端经由过孔导体V1而与导体L1A2的第1端连接。导体L1A2的第2端经由过孔导体V2而与导体L1A3的第1端连接。导体L1A3的第2端经由过孔导体V3而与导体L1A4的第1端连接。导体L1A4的第2端经由过孔导体V4而与导体L1A5的第1端连接。导体L1A5的第2端与导体L1B1的第1端连接。导体L1A5的第2端以及导体L1B1的第1端经由过孔导体V6而与导体L1B2的第1端连接。导体L1B1的第2端经由过孔导体V5而与导体L1B2的第2端连接。导体L1B2的第2端与导体L1C的第1端连接。导体L1C的第2端与地线端子GND连接。
在基材S8、S9、S10、S11分别形成有导体L2A1、L2A2、L2A3、L2A4。在基材S12形成有导体L2A5、L2B1。在基材S13形成有导体L2B2、L2C。
导体L2A1的第1端与第2端口的端子T2连接。导体L2A1的第2端经由过孔导体V7而与导体L2A2的第1端连接。导体L2A2的第2端经由过孔导体V8而与导体L2A3的第1端连接。导体L2A3的第2端经由过孔导体V9而与导体L2A4的第1端连接。导体L2A4的第2端经由过孔导体V10而与导体L2A5的第1端连接。导体L2A5的第2端与导体L2B1的第1端连接。导体L2A5的第2端以及导体L2B1的第1端经由过孔导体V12而与导体L2B2的第1端连接。导体L2B1的第2端经由过孔导体V11而与导体L2B2的第2端连接。导体L2B2的第2端与导体L2C的第1端连接。导体L2C的第2端与地线端子GND连接。
通过上述导体L1A1、L1A2、L1A3、L1A4、L1A5、L1B1、L1B2、L1C以及过孔导体V1、V2、V3、V4、V5、V6从而构成了第1线圈L1。此外，通过上述导体L2A1、L2A2、L2A3、L2A4、L2A5、L2B1、L2B2、L2C以及过孔导体V7、V8、V9、V10、V11、V12从而构成了第2线圈L2。第1线圈L1、第2线圈L2均为矩形螺旋状的线圈。
层叠体100的各基材层既可以为由LTCC(Low Temperature Co-fired Ceramics：低温共烧陶瓷)等构成的非磁性陶瓷层叠体，也可以为由聚酰亚胺、液晶聚合物等树脂材料构成的树脂层叠体。如此，由于基材层是非磁性体(由于不是磁性体铁氧体)，因此即使在超过几百MHz的高频频带中，也能够作为给定电感、给定耦合系数的变压器以及移相器来使用。
上述导体图案以及层间连接导体通过以Ag、Cu为主成分的电阻率小的导体材料而构成。如果基材层为陶瓷，则例如可通过以Ag、Cu为主成分的导电性膏的丝网印刷以及烧成来形成。此外，如果基材层为树脂，则例如可通过利用蚀刻等对Al箔、Cu箔等金属箔进行图案化来形成。
虽然可以说第1线圈L1以及第2线圈L2具有实质上相同的内外径，且线圈卷绕轴CA实质上为相同(同轴)的关系，但在本实施方式中，有意地使第1线圈L1的卷绕轴CA1和第2线圈L2的卷绕轴CA2稍稍错开。在本实施方式中，如图9所示，被形成在各基材上的各导体形成大致矩形形状的环，分别被形成在基材S5、S4、S3、S2上的各导体的这些环的上边和右边的线宽比下边和左边的线宽要细。由此，使得第1线圈L1的卷绕轴CA1(参照图10)与环外形的中心相比而稍向右上偏移。此外，分别被形成在基材S10、S11、S12、S13上的各导体的这些环的下边和左边的线宽比上边和右边的线宽要细。由此，使得第2线圈L2的卷绕轴CA2(参照图10)与环外形的中心相比而稍向左下偏移。由此，可有意识地将第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数抑制得较低。
此外，通过设置基材S6、S9，从而增大了除导体L1A1之外的第1线圈L1的主要部分和除导体L2A1之外的第2线圈L2的主要部分之间的层间距离。由此，电可有意识地将第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数抑制得较低。
图11(A)为本实施方式的移相器11的电路图。在此，变压器由第1线圈L1以及第2线圈L2构成。
第1电容元件C1主要由被形成在基材S2、S3、S4、S5、S6、S7上的导体的层间所产生的电容构成。同样地，第2电容元件C2主要由被形成在基材S8、S9、S10、S11、S12、S13上的导体的层间所产生的电容构成。此外，第3电容元件C3主要是在第1线圈L1与第2线圈L2之间所产生的线圈间电容，尤其主要是由在导体L1A1与导体L2A1之间所产生的电容构成。在本实施方式中，通过将导体L1A1和导体L2A1配置为在层叠方向上相邻，从而增大了第3电容元件C3的电容。
由于第1线圈L1和第2线圈L2在层叠方向上为对称形状，且匝数也相同，因此作为阻抗变换比为1∶1的变压器而发挥作用。
图11(B)为将移相器11分为理想变压器IT和寄生电感成分(串联寄生电感成分La、Lc、并联寄生电感成分Lb)来表示的等效电路图。
虽然由于上述寄生电感成分(电感器La、Lb、Lc)而使变压器的电感偏离了规定值(例如50Ω)，但是通过具备电容元件C1、C2、C3，从而可将变压器的阻抗调整为规定值。尤其是，电容元件C1、C2发挥作用，以使得对由并联寄生电感成分Lb所引起的阻抗的偏离进行修正，电容元件C3发挥作用，以使得对由串联寄生电感成分La、Lc所引起的阻抗的偏离进行修正。上述电容元件C1、C2、C3为本发明所涉及的“对由寄生电感成分所引起的阻抗的偏离进行抑制的电抗元件”的示例。
如上所述，伴随着第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数较小而串联寄生电感成分Lc较大。但是，由于第3电容元件C3的电容也较大，因此可确保阻抗匹配。此外，由于第3电容元件C3的电容较大，因此与由第1线圈L1和第2线圈L2构成的变压器相比，高频带的信号通过第3电容元件C3的比例增大，从而几乎不会产生由变压器所引起的移相作用。这如第1实施方式中图5(B)所示那样。另一方面，关于低频带，对第3电容元件C3进行旁通的量相对较少，从而使由变压器所引起的移相作用变为有效。但是，由于第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k较小，因此移相量少于180°。耦合系数k被确定为较小，以便使相对于该低频带的信号的移相量成为大致90°。
另外，通过图9所示的过孔导体V5、V6的位置来确定在图11(A)所示的第1线圈L1中导体L1B1、L1B2的并联连接部所占的比例。同样地，通过图9所示的过孔导体V11、V12的位置来确定在图11(A)所示的第2线圈L2中导体L2B1、L2B2的并联连接部所占的比例。因此，能够通过这些过孔导体V5、V6的位置对第1线圈L1的电感进行微调，能够通过过孔导体V11、V12的位置对第2线圈L2的电感进行微调。
在上述导体L1B1、L1B2的并联连接部中有电流分散流过，相对于此，在导体L1A1中则没有这种电流的分散。同样地，在导体L2B1、L2B2的并联连接部中有电流分散流过，相对于此，在导体L2A1中则没有这种电流的分散。
第1线圈L1和第2线圈L2的在层叠方向上接近的导体部分对耦合贡献最大。即，整周在层叠方向上对置的导体L1A1、L2A1部分对第1线圈L1和第2线圈L2的耦合有贡献。如上述那样，由于在该导体L1A1、L2A1部分中没有由上述并联连接部所引起的电流的分散，因此第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数高。
如此，通过将并联连接部设置于相对于对方侧线圈的导体图案而在层叠方向上分离的位置，从而可抑制由设置并联连接部所引起的耦合度的降低。
此外，通过将与端子T1、T2连接的导体L1A1、L2A1配置于层叠方向的中央附近，并将连接有地线端子GND的导体L1C、L2C配置于层叠方向的上下，从而具有如下效果，即，能够在不成为复杂的构造的情况下构成第1线圈L1和第2线圈L2共享磁通的变压器，进而容易调整电容元件C3。
另外，可以在有意地减小第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数的情况下，通过将上述并联连接部设置于相对于对方侧线圈的导体图案而在层叠方向上接近的位置，从而利用由设置并联连接部所引起的耦合度的降低作用。
在第1、第2实施方式中，通过减小第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k，并且增大第3电容元件C3，从而使高频带的信号几乎都通过第3电容元件C3。此外，通过减小第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k，从而抑制了变压器所引起的移相量。并且，通过这些构成，使得在低频带中进行90°移相，在高频带中则几乎不进行移相。但是，上述构成只是一例。与频带相应的移相量能够通过上述耦合系数k以及第3电容元件C3的电容来确定。
此外，虽然在第1、第2实施方式中，示出了低频带中的移相量约为90°、高频带中的移相量约为0°的示例，但是对于所确定的移相量而言显然是有宽度的。如果确定为低频带中的移相量成为与0°相比更接近90°的移相量、高频带中的移相量成为与90°相比更接近0°的移相量，则同样起到第1、第2实施方式中所示出的作用效果。
《第3实施方式》
在第3实施方式中，与第1、第2实施方式相反，其为“不使低频带信号进行移相，而使高频带信号进行移相”的移相器的示例。移相器的电路图与第1实施方式中图1所示的电路图相同。
图12为表示第3实施方式所涉及的包括移相器13以及天线1的天线电路的构成的图。该天线电路在供电电路50与天线1之间具备阻抗匹配电路部43以及移相器13。
在图12中，在从Zp观察时，移相器13使来自天线1的反射信号进行移相。阻抗匹配电路部43与移相器13一起进行供电电路50和天线1的阻抗匹配。
图13为表示第3实施方式所涉及的移相器13的移相量的频率特性的图。在该示例中，在低频带(700MHz～900MHz频带)中移相量大致为180°，在高频带(1.7GHz～2.7GHz频带)中移相量大致为90°。
图14(A)、图14(B)为表示具有图13所示的特性的移相器13所引起的移相作用的图。图14(A)的轨迹LBa为从图12的Pa观察到的低频带中的阻抗Za的轨迹，轨迹LBp为从图12的Pp观察到的低频带中的阻抗Zp的轨迹。此外，图14(B)的轨迹HBa为从图12的Pa观察到的高频带中的阻抗Za的轨迹，轨迹HBp为从图12的Pp观察到的高频带中的阻抗Zp的轨迹。
虽然在第1、第2实施方式中，有意地减小第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k从而减小了变压器构造所引起的移相量，但是在第3实施方式中则使第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k尽量接近于1，使变压器构造所引起的移相量接近于180°。如图13所示那样，由于本实施方式的移相器在低频带中进行大致180°移相(通过往返而进行大致360°移相)，因此如图14(A)所表示的那样，从Pp观察到的反射信号的相位与从Pa观察到的反射信号的相位大致相同。在高频带中，从Pp观察到的反射信号的相位自从Pa观察到的反射信号的相位顺时针旋转大致180°。此外，通过第2电容元件C2的电容成分(参照图11(A)、(B))，从而使阻抗轨迹的圆聚拢得较小。
如此，通过移相器13，使低频带中的阻抗在史密斯圆图上几乎不移动，而使其频带的中心附近的阻抗主要位于高阻抗侧。此外，高频带的频带的中心附近的阻抗被移动至史密斯圆图上的高阻抗侧。即，成为接近低频带中的阻抗的位置。图12所示的阻抗匹配电路部43包括串联的电抗元件以及并联的电抗元件，使图14(A)、(B)所示的状态的阻抗与供电电路50的阻抗匹配。
如此，通过使低频带的频带的中心附近的阻抗与高频带的频带的中心附近的阻抗相一致，从而能够使变压器以及其他电路元件中的阻抗变化在某种程度上相一致，因此能够使阻抗匹配易于进行。
本实施方式的移相器13的外观构造与第2实施方式中图8所示的外观构造相同。
图15为本实施方式的移相器13的各层的俯视图。此外，图16为移相器13的剖视图。移相器13的电路图与第2实施方式中所示出的图11(A)相同。
移相器13具备多个绝缘性的基材S1～S9。在基材S1～S9形成有各种导体图案。“各种导体图案”不仅包括被形成在基材的表面上的导体图案，而且还包括层间连接导体。层间连接导体不仅包括过孔导体，而且也包括被形成在层叠体的端面上的端面电极。
基材S1的上表面相当于层叠体的安装面(下表面)。在基材S1形成有作为第1端口P1的端子T1、作为第2端口P2的端子T2、地线端子GND、以及空闲端子NC。
在基材S5、S4分别形成有导体L1A1、L1A2。在基材S3形成有导体L1A3、L1B1。在基材S2形成有导体L1B2、L1C。
导体L1A1的第1端与第1端口的端子T1连接。导体L1A1的第2端经由过孔导体V1而与导体L1A2的第1端连接。导体L1A2的第2端经由过孔导体V2而与导体L1A3的第1端连接。导体L1A3的第2端与导体L1B1的第1端连接。导体L1A3的第2端以及导体L1B1的第1端经由过孔导体V3而与导体L1B2的第1端连接。导体L1B1的第2端经由过孔导体V4而与导体L1B2的第2端连接。导体L1B2的第2端与导体L1C的第1端连接。导体L1C的第2端与地线端子GND连接。
在基材S6、S7分别形成有导体L2A1、L2A2。在基材S8形成有导体L2A3、L2B1。在基材S9形成有导体L2B2、L2C。
导体L2A1的第1端与第2端口的端子T2连接。导体L2A1的第2端经由过孔导体V5而与导体L2A2的第1端连接。导体L2A2的第2端经由过孔导体V6而与导体L2A3的第1端连接。导体L2A3的第2端与导体L2B1的第1端连接。导体L2A3的第2端以及导体L2B1的第1端经由过孔导体V7而与导体L2B2的第1端连接。导体L2B1的第2端经由过孔导体V8而与导体L2B2的第2端连接。导体L2B2的第2端与导体L2C的第1端连接。导体L2C的第2端与地线端子GND连接。
通过上述导体L1A1、L1A2、L1A3、L1B1、L1B2、L1C以及过孔导体V1、V2、V3、V4从而构成了第1线圈L1。此外，通过上述导体L2A1、L2A2、L2A3、L2B1、L2B2、L2C以及过孔导体V5、V6、V7、V8从而构成了第2线圈L2。第1线圈L1、第2线圈L2均为矩形螺旋状的线圈。
被形成在基材S5、S6上的导体L1A1、L2A1的线宽比其他导体的线宽要细。此外，被形成在基材S4、S7上的导体L1A2、L2A2的线宽比被形成在基材S3、S8上的导体的线宽要细。因此，第1线圈L1与第2线圈L2之间所产生的线圈间电容被抑制得较小，且第3电容元件C3的电容被抑制得较小。此外，在本实施方式中，在构成第1线圈L1的多层导体图案和构成第2线圈L2的多层导体图案中，越是互相接近的导体图案则线宽越细，越是分离的关系则线宽越粗。通过采用这种关系，从而不会使第1线圈L1以及第2线圈L2的平均线宽太细，能够抑制第1线圈L1与第2线圈L2之间所产生的线圈间电容。因此，减少了导体损耗，并减少了插入损耗的增大。
第1线圈L1以及第2线圈L2具有实质上相同的内外径，且线圈卷绕轴CA为相同(同轴)的关系。而且，与第2实施方式中所示出的移相器11不同，第1线圈L1和第2线圈L2的形成层的层间距离较近。因此，可获得第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k高的变压器。
另外，虽然在本实施方式中，示出了在低频带中的移相量约为180°、在高频带中的移相量约为90°的示例，但是对于所确定的移相量而言显然是有宽度的。如果确定为低频带中的移相量成为与90°相比更接近180°的移相量、高频带中的移相量成为与180°相比更接近90°的移相量，则可起到本实施方式中所示出的作用效果。
《第4实施方式》
在第4实施方式中，示出了包括高通滤波器或低通滤波器的移相器。
图17(A)、(B)、(C)为第4实施方式所涉及的三个移相器的电路图。图17(A)所示的示例为高通滤波器61与移相器11串联连接的例子。高通滤波器61由串联的电容元件C4以及并联的电感元件构成。图17(B)所示的示例为高通滤波器62与移相器11串联连接的例子。高通滤波器62由串联的电容元件C4、并联连接的电感元件L3以及电容元件C5构成。图17(C)所示的示例为低通滤波器63与移相器11串联连接的例子。低通滤波器63由串联的电感元件L4以及并联连接的电容元件C6、C7构成。
像本实施方式这样，通过将高通滤波器或低通滤波器与移相器11串联连接，从而能够在仅通过移相器11而不足以获得给定的移相量的情况下，通过高通滤波器或低通滤波器来补偿与该不足的移相量相对应的量，从而能够构成给定移相量的移相器。
例如，通过变压器构造中的移相器而使其移相至175°，在要调整为180°的移相量的情况下，通过如图17(A)所示那样追加的高通滤波器而使移相量增加5°。由于追加的是较小的移相量，因此几乎不会产生损耗的增加。此外，虽然存在因追加的移相量而产生匹配偏离的情况，但是此时如图17(B)所示那样通过并联的电容元件C5来进行匹配调整。相反地，在减少移相量的情况下，如图17(C)所示那样追加低通滤波器。
另外，上述电感元件、电容元件既可以是独立部件，也可以是通过导体图案来形成的部件。而且，还可以是与移相器11一体形成的部件。在图17(A)、(B)、(C)所示的移相器中，可以通过将滤波器内的电感元件L3、L4与移相器11一体设置，从而使电感元件L3、L4与第1线圈L1以及第2线圈L2进行磁场耦合。由此，在图17(A)、(B)所示的示例中，能够使由高通滤波器61、62的追加所引起的移相量与没有上述耦合的情况相比而有所不同。同样地，在图17(C)所示的示例中，能够使由低通滤波器63的追加所引起的移相量的频率特性与没有上述耦合的情况相比而有所不同。
图18为本实施方式所涉及的其他移相器的电路图。虽然基本构成与图17(A)所示的电路相同，但是电感元件L3相对于第1线圈L1以及第2线圈L2的耦合的极性与图17(A)所示的电路相反。根据该耦合的极性，也能够对由高通滤波器61的追加所引起的移相量的增减进行调整。关于图17(B)、(C)所示的电路，也能够根据电感元件L3、L4的耦合的极性，对由高通滤波器62、低通滤波器63的追加所引起的移相量的增减进行调整。
《第5实施方式》
在第5实施方式中，示出了与移相一起还进行阻抗变换的移相器的示例。
图19为第5实施方式所涉及的移相器15的电路图。虽然在第1实施方式中，在图1、图2(A)、(B)等所示的示例中，示出了使用阻抗变换比为1∶1的变压器的移相器，但是阻抗变换比也可以为1：n(n为1以外的值)。例如，如果n＜1，则能够使阻抗比供电电路的阻抗低的天线与供电电路的阻抗进行匹配。因此，根据本实施方式，能够与给定的移相一起进行阻抗匹配。
《第6实施方式》
图20为第6实施方式所涉及的移相器16的电路图。本实施方式的移相器16具备由互相进行磁场耦合的第1线圈L1和第2线圈L2构成的自耦变压器型的变压器。分别在第1端口P1与地线之间连接有第1电容元件C1，在第2端口P2与地线之间连接有第2电容元件C2。此外，在第1端口P1与第2端口P2之间连接有第3电容元件C3。
如本实施方式所示，关于自耦变压器型的变压器，由于第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数小于1，因此也会产生并联电感成分以及串联电感成分。并且，通过电容元件C1、C2、C3使阻抗匹配。
《第7实施方式》
在第7实施方式中，示出了通信终端装置。图21为第7实施方式所涉及的通信终端装置200的框图。本实施方式的通信终端装置200具备：天线1、天线匹配电路40、移相电路30、通信电路51、基带电路52、应用处理器53以及输入输出电路54。通信电路51具备与低频带(700MHz～1.0GHz)和高频带(1.4GHz～2.7GHz)有关的发送电路以及接收电路，进一步还具备天线供用器。天线1为与低频带和高频带对应的单极天线、倒L型天线、倒F型天线等。
上述构成要素被收纳在一个框体内。例如，天线匹配电路40、移相电路30、通信电路51、基带电路52、应用处理器53被安装在印刷布线板，印刷布线板被收纳在框体内。输入输出电路54作为显示/触摸面板而被组装到框体。天线1被安装于印刷布线板，或被配置于框体的内表面或者内部。
根据以上所示的构成，可获得具备在宽频带匹配的天线的通信终端装置。
《第8实施方式》
在第8实施方式中，示出了使移相量具有频率特性的移相器。虽然如已在几个实施方式所示的那样，通过变压器来进行180°的移相，但是变压器并未使移相量具有频率特性。因此，难以仅通过变压器而在某一特定的频带内获得给定的移相量，或者在某一频率范围内获得与频率相应的给定的移相量。
图22为第8实施方式所涉及的移相器18的电路图。在具备电感元件L5这点上，与第1实施方式中图1所示的移相器11有所不同。即，在变压器T的第1端口P1与第2端口P2之间设置有第3电容元件C3以及电感元件L5的串联电路SR。其他基本构成与第1实施方式的移相器11相同。
如图22所示，通过相对于变压器T而以并联的方式(作为旁通路径)设置由第3电容元件C3以及电感元件L5构成的LC串联电路SR，从而本实施方式的移相器18具备低通滤波器部LPF以及高通滤波器部HPF。即，通过第1电容元件C1、第2电容元件C2以及电感元件L5而构成了低通滤波器部LPF，通过第1线圈L1、第2线圈L2以及第3电容元件C3而构成了高通滤波器部HPF。也能够说是，通过由第1线圈L1、第2线圈L2形成的变压器T的并联寄生电感成分(参照图2(A)、(B)中的Lb)和第3电容元件C3从而构成了高通滤波器HPF。
图23为表示关于本实施方式的移相器18以及比较例的移相器的各自的频率特性的图。比较例的移相器为在图22中不设置电感元件L5而将第3电容元件C3设置于旁通路径中的移相器。
在图23中分别表示了如下内容，即，曲线PS(LC)表示移相器18的频率特性，曲线PS(C)表示比较例的移相器的频率特性。比较例的移相器在低频带中作为变压器移相器而发挥作用。在高频带中，信号旁通第3电容元件C3的量增加，从而移相量逐渐接近于0°。
相对于此，本实施方式的移相器18在高频域中成为负的移相量。在图28中，如下所示那样，将本实施方式的移相器18的作用区分表示为三个频带F1、F2、F3。
在低频域的频带F1中，LC串联电路SR的第3电容元件C3的电容占优势。因此，在端口P1-P2间传输的信号几乎不旁通LC串联电路SR。也就是说，显现出变压器T的特性。
在中频域的频带F2中，与LC串联电路SR的电感元件L5相比，第3电容元件C3的电容占优势，从而LC串联电路SR变为电容性。因此，旁通电路作为高通滤波器而发挥作用，并且频率越高则移相量越小。
在高频域的频带F3中，与LC串联电路SR的第3电容元件C3相比，电感元件L5的电感占优势，从而LC串联电路SR变为感应性。因此，旁通电路作为低通滤波器而发挥作用，并且成为负的移相量。移相量成为0°的频率相当于LC串联电路SR的串联共振频率。
上述移相量的频率特性根据第1电容元件C1、第2电容元件C2、第3电容元件C3、电感元件L5以及变压器T的并联寄生电感成分来确定。
如此能够使移相量具有给定的较大的频率特性。此外，能够在宽频带内获得与频率相应的给定的移相量。
此外，第1电容元件C1、第2电容元件C2、第3电容元件C3以及电感元件L5各自不仅确定移相量的频率特性，而且还作为用于匹配为给定的阻抗(一般而言为50Ω)的元件而发挥作用。
《第9实施方式》
在第9实施方式中，示出了与高通滤波器以及低通滤波器一起还具备移相器的双工器。该双工器为本发明所涉及的“合分波器”的一例。
图24(A)为表示第9实施方式所涉及的双工器109的构成的电路图。该双工器109具备分别被连接在共用端口Pc与独立端口Pr1、Pr2之间的高频带通过用高通滤波器HPF以及低频带通过用低通滤波器LPF。在本实施方式中，共用端口Pc连接有天线1。
高通滤波器HPF包括：第1电感器L11，并联在信号线与地线之间；和第1电容器C11，在第1电感器L11的后级相对于信号线而串联。在本实施方式中，具备与第1电容器C11并联连接的电感器L13，并且还具备与其后级并联的电感器L12。
低通滤波器LPF包括：与共用端口Pc串联的第2电感器L21、和在第2电感器L21的后级并联在与地线之间的第2电容器C21。在本实施方式中，具备与第2电感器L21并联连接的电容器C22，并且还具备在并联的第2电容器C21的后级串联的、电感器L22和电容器C23的并联连接电路。
在上述共用端口Pc与第1电感器L11之间插入有移相器19。该移相器19进行移相，以使得：在从共用端口Pc观察时，在低通LPF的通频带(低频带)中高通滤波器HPF实质性(等效性)地变为开路。
图24(B)为作为上述双工器109的比较例的双工器109P的电路图。与双工器109不同之处在于，不具备移相器19。
图25为表示在比较例的双工器109P中由电感器L11的有无所引起的端口Pr2-Pc间的插入损耗的频率特性的图。在此，特性曲线C为具有电感器L11的情况下的特性，N为不具有电感器L11时的特性。
在不具有相对于地线而并联且与共用端口Pc连接的电感器L11的情况下，低频带中的隔离性较高。但是，由于不具有电感器L11，因此高通滤波器HPF的特性会劣化(后述)。
图26(A)为针对本实施方式的双工器109而在史密斯圆图上表示给定端口处的反射系数的频率特性的图。图26(B)为针对比较例的双工器109P而在史密斯圆图上表示不具有电感器L11的情况下的给定端口处的反射系数的频率特性的图。图26(C)为针对比较例的双工器109P而在史密斯圆图上表示具有电感器L11的情况下的给定端口处的反射系数的频率特性的图。
在图26(A)、(B)、(C)中，曲线A表示从共用端口Pc观察到的特性，曲线F表示从独立端口Pr1观察到的特性。此外，各标记与频率的关系如下所示。
m1、m3：960MHz
m2、m4：1.7GHz
如果对图26(A)、(B)、(C)进行比较，则可明确，在本实施方式的双工器109中，在从共用端口Pc观察时，在低频带(960MHz)内实质上变为开路，在高频带(1.7GHz)内匹配为规定阻抗(50Ω)。此外，在从独立端口Pr1观察时，在高频带(1.7GHz)内匹配为规定阻抗(50Ω)。
图27(A)为针对本实施方式的双工器109而表示共用端口Pc与独立端口Pr1、Pr2之间的插入损耗的频率特性的图。图27(B)为针对比较例的双工器109P而表示不具有电感器L11的情况下的共用端口Pc与独立端口Pr1、Pr2之间的插入损耗的频率特性的图。图27(C)为针对比较例的双工器109P而表示具有电感器L11的情况下的共用端口Pc与独立端口Pr1、Pr2之间的插入损耗的频率特性的图。
在图27(A)、(B)、(C)分别表示了如下内容，即，曲线LPF表示低通滤波器LPF的特性，曲线HPF表示低通滤波器HPF的特性，曲线ISO表示端口间隔离性的特性。
如果对图27(A)、(B)、(C)进行比较，则可明确，在比较例的双工器109P中不具有电感器L11的情况下，如图27(B)所表现的那样，端口间隔离性ISO仅能够得到-10dB左右。在比较例的双工器109P中具有电感器L11的情况下，如图27(C)所表现的那样，低通滤波器LPF的低频带(700MHz以上且960MHz以下)中的插入损耗也达到了-5dB。
相对于此，在本实施方式的双工器109中，低通滤波器LPF的、低频带中的插入损耗在-1dB以下，高频带(1.7GHz以上且2.7GHz以下)中的衰减量在-30dB以上。此外，高通滤波器HPF的、高频带中的插入损耗在-1dB以下，低频带中的衰减量在-28dB以上。
《第10实施方式》
在第10实施方式中，示出了具备多个SAW滤波器以及与这些SAW滤波器一起的移相器的多路复用器。该多路复用器为本发明所涉及的“合分波器”的一例。
图28为表示第10实施方式所涉及的多路复用器110的构成的电路图。该多路复用器110具备分别被连接在共用端口Pc与独立端口Pr1、Pr2、Pr3、Pr4之间的移相器19a、19b、19c、19d和SAW滤波器SAWa、SAWb、SAWc、SAWd。移相器19a、19b、19c、19d为已经在几个实施方式中示出的变压器型的移相器。在本实施方式中，共用端口Pc连接有例如天线，独立端口Pr1、Pr2、Pr3、Pr4连接有各频带的通信电路。
各SAW滤波器SAWa、SAWb、SAWc、SAWd分别具有第1端口以及第2端口，并且通频带互不相同。第1SAW滤波器SAWa的第1端口经由移相器19a而与共用端口Pc连接，第2端口与独立端口Pr1连接。同样地，第2SAW滤波器SAWb的第1端口经由移相器19b而与共用端口Pc连接且第2端口与独立端口Pr2连接，第3SAW滤波器SAWc的第1端口经由移相器19c而与共用端口Pc连接且第2端口与独立端口Pr3连接，第4SAW滤波器SAWd的第1端口经由移相器19d而与共用端口Pc连接且第2端口与独立端口Pr4连接。
例如，第1SAW滤波器SAWa的通频带的中心频率为700MHz，第2SAW滤波器SAWb的通频带的中心频率为800MHz，第3SAW滤波器SAWc的通频带的中心频率为900MHz。此外，第4SAW滤波器SAWd的通频带的中心频率为2GHz。即，SAW滤波器SAWa、SAWb、SAWc为低频带用，SAW滤波器SAWd为高频带用。
移相器19a进行移相，以使得：在从共用端口Pc观察时，在第1SAW滤波器SAWa以外的SAW滤波器SAWb、SAWc、SAWd的通频带中第1SAW滤波器SAWa实质上变为开路。此外，移相器19b进行移相，以使得：在从共用端口Pc观察时，在第2SAW滤波器SAWb以外的SAW滤波器SAWa、SAWc、SAWd的通频带中第2SAW滤波器SAWb实质上变为开路。移相器19c进行移相，以使得：在从共用端口Pc观察时，在第3SAW滤波器SAWc以外的SAW滤波器SAWa、SAWb、SAWd的通频带中第3SAW滤波器SAWc实质上变为开路。同样地，移相器19d进行移相，以使得：在从共用端口Pc观察时，在第4SAW滤波器SAWd以外的SAW滤波器SAWa、SAWb、SAWc的通频带中第4SAW滤波器SAWd实质上变为开路。
图29为在史密斯圆图上表示从一般的SAW滤波器的一个端口观察到的反射系数的频率特性的图。在比通频带低的频带中，阻抗实质上变为短路，在通频带的中心频率fc处成为规定阻抗(50Ω)，在比通频带高的频带中，阻抗再次实质上变为短路。
因此，如果将通频带频率大幅不同的多个SAW滤波器直接连接到共用端口，则在使用频带中会产生共用端口Pc实质上与地线短路的状况。因而，例如低频带用SAW滤波器和高频带用SAW滤波器可被认为是处于互相短路状态，因此无法将它们直接连接到共用端口Pc。
根据本实施方式，由于即使是在通频带离得很远的SAW滤波器彼此之间，通过移相器也被进行了约180°移相，因此可认为SAW滤波器是互相开路的。因此，能够经由移相器而与共用端口Pc直接连接。在该状态下，可确保端口间隔离性。
上述移相器19a～19d的移相量并不限于180°，也可以根据频带而被确定为适当的移相量。例如，也可以使用第2实施方式、第8实施方式所示的、使移相量具有频率特性的变压器型的移相器。
如果考虑到通过以往的高通滤波器型的移相器来构成图28中所示的各移相器19a～19d的情况，则由于L和C的特性会造成频率特性的倾斜度较大(频率特性较大)。因而，仅能够在窄频带中获得给定的移相量，因此无法在宽频带内确保端口间隔离性。因而，以往，在使用频带离得较远的多个SAW滤波器的情况下，会构成为如下电路，即，通过双工器而将高频带和低频带的信号分离，并在各频带内通过开关来切换多个SAW滤波器。
由于本发明的相位调整采用了使用变压器的机构，因此与高通滤波器型、低通滤波器型、线型的相位调整机构相比较，移相量变化相对于频率变化较小。因此，能够使相位反转为开路侧的频率与以往相比成为宽频带，能够在更宽的宽频带中连接SAW滤波器。
例如，通过设计为在比SAW滤波器所使用的频率低的频带内相位反转180度，在SAW滤波器的通频带中相位成为大致0度，在频率高的频带内相位成为-180度，从而能够在不使用双工器、开关的情况下，使频带离得较远的信号在保持端口间隔离性的状态下进行合分波。
《其他实施方式》
在以上所示的几个实施方式中，示出了由三个电容元件C1、C2、C3构成对变压器的阻抗进行调整的阻抗调整用电路的示例。由于阻抗调整用电路是用于对由作为变压器的寄生成分的并联电感成分以及串联电感成分所引起的阻抗的位移进行修正或者主动地进行修正的电路，因此并不限定于三个电容元件。只要通过与变压器并联或串联给定的电抗元件，来对变压器T的阻抗进行微调即可。
此外，在以上所示的各实施方式中，第1电容元件C1、第2电容元件C2并不仅限定于线圈的线间电容，也可以由线圈以外的导体图案构成。而且，也可以连接作为外置部件的电容器。此外，第3电容元件C3并不仅限定于线圈间电容，也可以由线圈以外的导体图案构成。而且，也可以连接作为外置部件的电容器。
最后，上述实施方式的说明在全部方面均为例示性的，并非限制性的。对于本领域的技术人员而言，能够适当进行变形以及变更。例如，能够进行不同实施方式中所示出的构成的局部的置换或者组合。本发明的范围通过权利要求书来示出，而并非上述实施方式。而且，在本发明的范围中有意识地包含与权利要求书等同的含义以及范围内的所有变更。
符号说明
C1…第1电容元件
C2…第2电容元件
C3…第3电容元件
C4、C5、C6、C7…电容元件
CA…线圈卷绕轴
GND…地线端子
HPF…高通滤波器
IT…理想变压器
L1…第1线圈
L1A1、L1A2、L1A3、L1A4、L1A5…导体
L1B1、L1B2…导体
L1C…导体
L2…第2线圈
L2A1、L2A2、L2A3、L2A4、L2A5…导体
L2B1、L2B2…导体
L2C…导体
L3、L4、L5…电感元件
La、Lc…串联寄生电感成分
Lb…并联寄生电感成分
Lp…第1线圈
Ls…第2线圈
LPF…低通滤波器
NC…空闲端子
P1…第1端口
P2…第2端口
Pc…共用端口
Pr1、Pr2、Pr3、Pr4…独立端口
SAWa、SAWb、SAWc、SAWd…SAW滤波器
S1～S13…基材
SR…LC串联电路
T…变压器
T1、T2…端子
V1～V12…过孔导体
1…天线
11、13、15、16、18…移相器
19、19a、19b、19c、19d…移相器
30…移相电路
40…天线匹配电路
41、42、43…阻抗匹配电路部
50…供电电路
51…通信电路
52…基带电路
53…应用处理器
54…输入输出电路
61、62…高通滤波器
63…低通滤波器
71…第1高频电路
72…阻抗匹配电路
73…移相器
74…第2高频电路
100…层叠体
109…双工器(合分波器)
109P…比较例的双工器
110…多路复用器(合分波器)
200…通信终端装置

Claims (19)

1.一种移相器，其特征在于，具备：
变压器，被连接在第1端口与第2端口之间，并具有第1线圈以及与所述第1线圈进行磁场耦合的第2线圈，且包括寄生电感成分；和
阻抗调整用电路，具有对由所述变压器的寄生电感成分所引起的阻抗的偏离进行抑制的电抗元件，
确定所述变压器的所述第1线圈与所述第2线圈的耦合系数以及所述阻抗调整用电路的电抗元件的值，使得低频带中的移相量成为比90°更接近180°的移相量，高频带中的移相量成为比180°更接近90°的移相量。
2.一种移相器，其特征在于，具备：
变压器，被连接在第1端口与第2端口之间，并具有第1线圈以及与所述第1线圈进行磁场耦合的第2线圈，且包括寄生电感成分；和
阻抗调整用电路，具有对由所述变压器的寄生电感成分所引起的阻抗的偏离进行抑制的电抗元件，
确定所述变压器的第1线圈与第2线圈的耦合系数以及所述阻抗调整用电路的电抗元件的值，使得低频带中的移相量成为比0°更接近90°的移相量，高频带中的移相量成为比90°更接近0°的移相量。
3.根据权利要求1或2所述的移相器，其特征在于，
所述阻抗调整用电路包括：
第1电容元件，被连接在所述变压器的第1端口与地线之间；
第2电容元件，被连接在所述变压器的第2端口与地线之间；和
第3电容元件，被连接在所述变压器的第1端口与第2端口之间。
4.根据权利要求1或2所述的移相器，其特征在于，
所述阻抗调整用电路包括：
第1电容元件，被连接在所述变压器的第1端口与地线之间；
第2电容元件，被连接在所述变压器的第2端口与地线之间；和
第3电容元件以及电感元件的串联电路，被连接在所述变压器的第1端口与第2端口之间。
5.根据权利要求3所述的移相器，其特征在于，
所述第3电容元件主要由在所述第1线圈与所述第2线圈之间所产生的线圈间电容构成。
6.根据权利要求4所述的移相器，其特征在于，
所述第3电容元件主要由在所述第1线圈与所述第2线圈之间所产生的线圈间电容构成。
7.根据权利要求3所述的移相器，其特征在于，
所述第1电容元件主要由所述第1线圈的线间电容构成，所述第2电容元件主要由所述第2线圈的线间电容构成。
8.根据权利要求4所述的移相器，其特征在于，
所述第1电容元件主要由所述第1线圈的线间电容构成，所述第2电容元件主要由所述第2线圈的线间电容构成。
9.根据权利要求5或6所述的移相器，其特征在于，
所述第1电容元件主要由所述第1线圈的线间电容构成，所述第2电容元件主要由所述第2线圈的线间电容构成。
10.根据权利要求1或2所述的移相器，其特征在于，
所述第1线圈与所述第2线圈的变压比为1∶n，其中，n为1以外的值，
反射系数从史密斯圆图上的高阻抗侧移动到低阻抗侧，通过所述移相器的阻抗变换，从而所述移相器的移相量向史密斯圆图上的中心方向移动。
11.根据权利要求1或2所述的移相器，其特征在于，
所述变压器被设置在层叠有多个基材层的单个层叠体内，所述第1线圈以及所述第2线圈由形成在所述基材层的导体图案构成。
12.根据权利要求11所述的移相器，其特征在于，
所述第1线圈以及所述第2线圈具有实质上相同的内外径，且线圈卷绕轴为同轴关系。
13.根据权利要求1或2所述的移相器，其特征在于，
还具备与所述移相器串联连接的高通滤波器或低通滤波器。
14.根据权利要求13所述的移相器，其特征在于，
所述高通滤波器或所述低通滤波器包括电容元件以及电感元件，该电感元件与所述第1线圈或所述第2线圈进行磁场耦合。
15.一种阻抗匹配电路，其特征在于，具备：
权利要求1至14中的任意一项所述的移相器；和
阻抗匹配电路部，与所述移相器串联连接，
所述阻抗匹配电路部为对由所述移相器移相后的阻抗进行阻抗匹配的电路。
16.根据权利要求15所述的阻抗匹配电路，其特征在于，
所述移相器使低频带中的阻抗移动到史密斯圆图上的第2象限或第3象限，
所述阻抗匹配电路部使高频带中的阻抗以及低频带中的阻抗均向史密斯圆图上的中心方向移动。
17.一种合分波器，其特征在于，具备：
权利要求1至14中的任意一项所述的移相器；
高频带通过用高通滤波器；和
低频带通过用低通滤波器，
所述高频带通过用高通滤波器包括：第1电感器，并联在信号线与地线之间；和第1电容器，串联在所述第1电感器的后级，
所述低频带通过用低通滤波器包括：第2电感器，与共用端口串联；和第2电容器，在所述第2电感器的后级并联在与地线之间，
所述移相器被插入到所述共用端口与所述第1电感器之间，
所述移相器进行移相，使得在从所述共用端口观察时，在所述低频带通过用低通滤波器的通频带中，所述高频带通过用高通滤波器实质上成为开路。
18.一种合分波器，其特征在于，具备：
权利要求1至14中的任意一项所述的移相器；和
多个SAW滤波器，包括具有第1端口以及第2端口且通频带互不相同的第1SAW滤波器以及第2SAW滤波器，
所述第1SAW滤波器的第1端口经由所述移相器而与共用端口，且第2端口与独立端口连接，
所述移相器进行移相，使得在从所述共用端口观察时，在所述第2SAW滤波器的通频带中，所述第1SAW滤波器实质上成为开路。
19.一种通信终端装置，其特征在于，具备：
供电电路；和
天线，与所述供电电路连接，
在所述供电电路与所述天线之间具备权利要求1至14中的任意一项所述的移相器、权利要求15或16所述的阻抗匹配电路、或者权利要求17或18所述的合分波器。
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Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6075510B2 (ja) * 2014-05-19 2017-02-08 株式会社村田製作所 アンテナ整合回路、アンテナ整合モジュール、アンテナ装置および無線通信装置
CN207075005U (zh) * 2015-01-16 2018-03-06 株式会社村田制作所 天线匹配电路、天线装置以及通信终端装置
US9893707B2 (en) * 2015-08-29 2018-02-13 Skyworks Solutions, Inc. Circuits, devices and methods related to quadrant phase shifters
WO2018101284A1 (ja) * 2016-11-29 2018-06-07 株式会社村田製作所 アンテナ装置および電子機器
JP6874570B2 (ja) * 2017-07-04 2021-05-19 株式会社村田製作所 アンテナ装置、コイルアンテナ及び電子機器
CN111247739B (zh) * 2017-10-24 2024-03-08 株式会社村田制作所 匹配电路以及通信装置
CN111295800B (zh) 2017-10-30 2021-08-17 株式会社村田制作所 天线装置和通信装置
FR3073995B1 (fr) * 2017-11-17 2021-01-08 Continental Automotive France Systeme d'au moins deux unites emettrices et/ou receptrices reliees a une antenne commune
US11283427B2 (en) 2017-12-28 2022-03-22 Intel Corporation Hybrid filters and packages therefor
US10734966B2 (en) * 2018-01-20 2020-08-04 Steradian Semiconductors Private Limited Phase shifter for Giga Hertz integrated circuits
CN213213434U (zh) * 2018-03-15 2021-05-14 株式会社村田制作所 天线装置
WO2019208297A1 (ja) * 2018-04-25 2019-10-31 株式会社村田製作所 アンテナ結合素子、アンテナ装置及び通信端末装置
JP6760544B2 (ja) * 2018-04-25 2020-09-23 株式会社村田製作所 アンテナ装置及び通信端末装置
EP3767742B1 (en) * 2018-05-08 2023-11-22 Huawei Technologies Co., Ltd. Antenna device and mobile terminal
CN112204881B (zh) * 2018-06-05 2024-05-17 株式会社村田制作所 多工器
IL264679B (en) * 2019-02-05 2022-01-01 Rafael Advanced Defense Systems Ltd A transformer-based coordination network with high flexibility in designing integrated circuits
CN216528275U (zh) * 2019-02-22 2022-05-13 株式会社村田制作所 线圈器件、移相电路及通信装置
DE102019106670B4 (de) * 2019-03-15 2020-11-12 RF360 Europe GmbH HF-Filter mit vergrößerter Bandbreite und Filterkomponente
WO2021100374A1 (ja) * 2019-11-19 2021-05-27 株式会社村田製作所 フィルタ、アンテナモジュール、および放射素子
US11387558B2 (en) 2019-12-20 2022-07-12 Rockwell Collins, Inc. Loop antenna polarization control
WO2021153215A1 (ja) * 2020-01-28 2021-08-05 株式会社村田製作所 アンテナ装置及び電子機器
WO2021187083A1 (ja) * 2020-03-16 2021-09-23 株式会社村田製作所 コイルデバイス、回路素子モジュール及び電子機器
WO2022049927A1 (ja) 2020-09-04 2022-03-10 株式会社村田製作所 フィルタ、フィルタモジュール及び電子機器
CN117543174B (zh) * 2023-12-25 2024-06-21 苏州汰砾微波技术有限公司 一种宽带频分双工器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1372348A (zh) * 2001-04-04 2002-10-02 株式会社村田制作所 集总常数滤波器、天线共用器以及通信装置
CN1516927A (zh) * 2001-09-14 2004-07-28 松下电器产业株式会社 高频复合开关模块和使用该模块的移动通信设备
CN1620754A (zh) * 2002-01-22 2005-05-25 M/A-Com公司 改进正交混合电路和芯片尺度封装中使用其的改进矢量调制器
CN1913348A (zh) * 2005-08-08 2007-02-14 富士通媒体部品株式会社 分波器和梯形滤波器
CN103518324A (zh) * 2011-05-09 2014-01-15 株式会社村田制作所 阻抗变换电路以及通信终端装置

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0738368A (ja) * 1993-07-20 1995-02-07 Tdk Corp １８０°移相器
JPH11154804A (ja) 1997-11-20 1999-06-08 Hitachi Ltd 高周波回路装置
JP3939192B2 (ja) * 2002-04-24 2007-07-04 三洋電機株式会社 分波器
JP4439320B2 (ja) 2003-04-25 2010-03-24 パナソニック株式会社 アンテナ共用器の設計方法、アンテナ共用器の生産方法、分波器の設計方法、及び分波器の生産方法
JP2006129445A (ja) 2004-09-28 2006-05-18 Fujitsu Media Device Kk 分波器
JP2006311273A (ja) 2005-04-28 2006-11-09 Toyota Central Res & Dev Lab Inc ループアンテナ
US20080278258A1 (en) * 2007-05-08 2008-11-13 Lianjun Liu Integrated circuit having re-configurable balun circuit and method therefor
US8072290B2 (en) * 2009-04-02 2011-12-06 Broadcom Corporation Method and system for generating quadrature signals utilizing an on-chip transformer
JP2012235402A (ja) * 2011-05-09 2012-11-29 Murata Mfg Co Ltd インピーダンス整合回路、アンテナ装置および通信端末装置
JP2013098744A (ja) 2011-10-31 2013-05-20 Sumitomo Electric Device Innovations Inc 移相器およびその設計方法
US9190979B2 (en) * 2012-02-07 2015-11-17 Rf Micro Devices, Inc. Hybrid coupler
US9166640B2 (en) * 2012-02-10 2015-10-20 Infineon Technologies Ag Adjustable impedance matching network
CN205680773U (zh) * 2013-09-05 2016-11-09 株式会社村田制作所 阻抗转换电路、天线装置及无线通信装置
JP6303348B2 (ja) * 2013-09-11 2018-04-04 株式会社ソシオネクスト 移相器、プリディストータ、及びフェーズドアレイアンテナ
TWI532351B (zh) * 2013-11-07 2016-05-01 國立交通大學 寬頻連接結構及其連接方法、傳輸裝置及傳輸寬頻訊號的方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1372348A (zh) * 2001-04-04 2002-10-02 株式会社村田制作所 集总常数滤波器、天线共用器以及通信装置
CN1516927A (zh) * 2001-09-14 2004-07-28 松下电器产业株式会社 高频复合开关模块和使用该模块的移动通信设备
CN1620754A (zh) * 2002-01-22 2005-05-25 M/A-Com公司 改进正交混合电路和芯片尺度封装中使用其的改进矢量调制器
CN1913348A (zh) * 2005-08-08 2007-02-14 富士通媒体部品株式会社 分波器和梯形滤波器
CN103518324A (zh) * 2011-05-09 2014-01-15 株式会社村田制作所 阻抗变换电路以及通信终端装置

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Publication number Publication date
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