JPWO2016152603A1 - 移相器、インピーダンス整合回路、合分波器および通信端末装置 - Google Patents

移相器、インピーダンス整合回路、合分波器および通信端末装置 Download PDF

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Abstract

第１ポート（Ｐ１）と第２ポート（Ｐ２）との間に接続され、第１コイル（Ｌ１）および第１コイル（Ｌ１）に対して磁界結合する第２コイル（Ｌ２）を有し、寄生インダクタンス成分を含むトランス（Ｔ）と、前記トランスの寄生インダクタンス成分によるインピーダンスのずれを抑制するリアクタンス素子（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）を有するインピーダンス調整用回路と、を備える。トランス（Ｔ）の第１コイル（Ｌ１）と第２コイル（Ｌ２）との結合係数およびインピーダンス調整用回路のリアクタンス素子（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）の値は、周波数帯に応じて異なる移相量となるように定められる。

Description

本発明は、高周波回路に設けられる移相器に関し、特に、周波数帯に応じた移相を行う移相器に関する。また、本発明は、インピーダンス整合回路に関し、特に、移相器を備えるインピーダンス整合回路に関する。また、本発明は、合分波器に関し、特に、移相器を備える合分波器に関する。また、本発明は、上記移相器、インピーダンス整合回路または合分波器を備える通信端末装置に関する。
一般に、高周波回路において、インピーダンス整合のために移相器が用いられることがある。従来、移相器にはハイパスフィルタ型とローパスフィルタ型があり、所望の周波数で所望の移相量を得るように回路定数が定められる。例えば、特許文献１にはハイパスフィルタ型回路とローパスフィルタ型回路を備えた移相器が示されている。
特開２０１３−９８７４４号公報
例えば、携帯電話端末をはじめとする通信端末装置等においては、複数の周波数帯域においてインピーダンス整合を図ることが必要となる場合が多い。例えば、図３４に示すように、インピーダンス整合回路７２と第２高周波回路７４との間に移相器７３を設け、この移相器７３とインピーダンス整合回路７２とで、第１高周波回路７１と第２高周波回路７４とをインピーダンス整合させることを考えると、複数の周波数帯域でインピーダンス整合させるために、移相器には周波数帯に応じた移相特性が要求される。
例えば、ローバンドとハイバンドの両方についてインピーダンス整合を行う際に、一方のバンドの位相をほとんど移相させずに他方のバンドの位相を大きく移相させる必要が生じる場合がある。例えば次の２つの移相操作がある。
（１）ローバンド信号を移相させず、ハイバンド信号を移相させる。
例えば、ローバンド信号の通過位相は０°（または１８０°）付近であり、ハイバンド信号の通過位相は９０°付近である。
（２）ハイバンド信号を移相させず、ローバンド信号を移相させる。
例えば、ローバンド信号の通過位相は９０°付近であり、ハイバンド信号の通過位相は０°または１８０°付近である。
なお、図３４において、インピーダンス整合回路７２からみて、第２高周波回路７４からの反射波は移相器７３を往復するので、移相器７３での反射信号の移相量は２倍である。すなわち、反射位相を１８０°とするには、９０°の移相量が必要であり、反射位相を０°とするには、０°または１８０°の移相量が必要である。
ところが、上記（１）（２）に示すような周波数帯域毎の移相操作が可能な移相器は、以下に示すとおり、従来無かった。
例えば、図３１は図３０（Ａ）に示すハイパスフィルタ型の移相器の位相周波数特性の一例である。この例では、ローバンド（700MHz帯）での移相量は９０°にできるが、ハイバンド（2GHz帯）での移相量は０°とはならず３０°である。また、図３２は図３０（Ｂ）に示すローパスフィルタ型の移相器の位相周波数特性の一例である。この例では、ローバンド（700MHz帯）での移相量は−９０°にできるが、ハイバンド（2GHz帯）での移相量は１８０°とはならず約１００°である。また、ローバンド、ハイバンドのいずれにおいても、周波数帯域内での移相量の変化が大きい。
また、図３３は図３０（Ａ）に示すハイパスフィルタ型の移相器の位相対挿入損失の特性例である。カットオフ周波数付近で移相量は１８０°となるため、移相量を大きくしようとすると、挿入損失は大きくなる。また、図３０（Ｂ）に示すローパスフィルタ型の移相器では、ローバンドで１８０°付近の移相量を得ようとすると、カットオフ周波数が低くなり、ハイバンドでの挿入損失は非常に大きくなる。
以上のとおり、従来のフィルタ型の移相器では、上記（１）（２）に示すような周波数帯域毎の移相操作が不可能であった。
一方、共通ポートと複数の個別ポートとの間に、それぞれ周波数特性の異なるフィルタが設けられたダイプレクサやマルチプレクサにおいて、通常、各フィルタはそれぞれ単独での特性が得られない。
例えば、図３６は、ハイパスフィルタHPFとローパスフィルタLPFとで構成されるダイプレクサの回路図である。この例では、ハイパスフィルタHPFとローパスフィルタLPFとの共通ポートにアンテナANTが接続されている。ハイパスフィルタHPFの個別ポートにはハイバンドの回路が接続され、ローパスフィルタLPFの個別ポートにはローバンドの回路が接続される。ハイパスフィルタHPFは、グランドに対しシャント接続のインダクタＬ１１，Ｌ１２とシリーズ接続のキャパシタＣ１１とで構成され、ローパスフィルタLPFは、シリーズ接続のインダクタＬ２１，Ｌ２２とシャント接続のキャパシタＣ２１とで構成される。
ところが、図３６に示されるような回路においては、ローバンドの周波数帯で、ハイパスフィルタHPFのインダクタＬ１１のインピーダンスが非常に小さくなると、インダクタＬ１１は実質的にショート素子となり、ローパスフィルタLPFにショート素子（Ｌ１１）が接続されることになって、ローバンドの周波数帯において、ローバンド回路とハイバンド回路とのアイソレーションが劣化する。
或る使用周波数帯において、他の周波数帯で実質的にショートとなるフィルタが共通ポートに接続されている構成となる場合の上述の問題は、ハイパスフィルタとローパスフィルタの組み合わせによるダイプレクサに限らず、複数のバンドパスフィルタの組み合わせによるマルチプレクサ等についても同様に生じる。
本発明の目的は、インピーダンス整合に適した移相器、それを備えるインピーダンス整合回路、複数のフィルタ間の干渉が抑制された合分波器、および、その移相器や合分波器を有する通信端末装置を提供することにある。
（１）本発明の移相器は、
第１ポートと第２ポートとの間に接続され、第１コイルおよび前記第１コイルに対して磁界結合する第２コイルを有し、寄生インダクタンス成分を含むトランスと、
前記トランスの寄生インダクタンス成分によるインピーダンスのずれを抑制するリアクタンス素子を有するインピーダンス調整用回路と、
を備え、
周波数帯に応じて異なる移相量となるように、前記トランスの前記第１コイルと前記第２コイルとの結合係数および前記インピーダンス調整用回路のリアクタンス素子の値を定めたことを特徴とする。
上記構成によって、例えばインピーダンス整合回路と組み合わせることで、周波数帯域に応じたインピーダンス整合を容易に行えるようになる。
（２）本発明の移相器は、
第１ポートと第２ポートとの間に接続され、第１コイルおよび前記第１コイルに対して磁界結合する第２コイルを有し、寄生インダクタンス成分を含むトランスと、
前記トランスの寄生インダクタンス成分によるインピーダンスのずれを抑制するリアクタンス素子を有するインピーダンス調整用回路と、
を備え、
ローバンドでの移相量がハイバンドでの移相量より大きく、且つローバンドでの移相量が９０°より１８０°に近い移相量となり、ハイバンドでの移相量が１８０°より９０°に近い移相量となるように、前記トランスの前記第１コイルと前記第２コイルとの結合係数および前記インピーダンス調整用回路のリアクタンス素子の値を定めることを特徴とする。
上記構成によって、ローバンドおよびハイバンドでのインピーダンスの差を小さくすることで、周波数帯域に応じたインピーダンス整合を容易に行えるようになる。
（３）本発明の移相器は、
第１ポートと第２ポートとの間に接続され、第１コイルおよび前記第１コイルに対して磁界結合する第２コイルを有し、寄生インダクタンス成分を含むトランスと、
前記トランスの寄生インダクタンス成分によるインピーダンスのずれを抑制するリアクタンス素子を有するインピーダンス調整用回路と、
を備え、
ローバンドでの移相量がハイバンドでの移相量より大きく、且つローバンドでの移相量が０°より９０°に近い移相量となり、ハイバンドでの移相量が９０°より０°に近い移相量となるように、前記トランスの第１コイルと第２コイルとの結合係数および前記インピーダンス調整用回路のリアクタンス素子の値を定めることを特徴とする。
上記構成によって、トランスによるインピーダンス整合回路と組み合わせることで、周波数帯域に応じたインピーダンス整合を容易に行えるようになる。
（４）上記（１）から（３）のいずれかにおいて、前記インピーダンス調整用回路は、
前記トランスの第１ポートとグランドとの間に接続された第１キャパシタンス素子と、
前記トランスの第２ポートとグランドとの間に接続された第２キャパシタンス素子と、
前記トランスの第１ポートと第２ポートとの間に接続された第３キャパシタンス素子と、
を含むことが好ましい。
上記構成により、前記トランスが有する並列寄生インダクタンス成分および直列寄生インダクタンス成分の存在により、トランスのインピーダンスは規定値（例えば50Ω）からずれてしまうが、前記リアクタンス素子（キャパシタンス素子）を備えることで、インピーダンスを調整することが可能となる。
（５）上記（１）から（３）のいずれかにおいて、前記インピーダンス調整用回路は、
前記トランスの第１ポートとグランドとの間に接続された第１キャパシタンス素子と、
前記トランスの第２ポートとグランドとの間に接続された第２キャパシタンス素子と、
前記トランスの第１ポートと第２ポートとの間に接続された、第３キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の直列回路と、
を含むことが好ましい。
上記構成により、第３キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の直列回路が移相量に所定の周波数特性をもたせることができ、広い周波数帯に亘って周波数に応じた所定の移相量が得られる。また、トランスが有する並列寄生インダクタンス成分および直列寄生インダクタンス成分の存在により、トランスのインピーダンスは規定値（例えば５０Ω）からずれてしまうが、前記第１キャパシタンス素子、第２キャパシタンス素子、第３キャパシタンス素子および前記インダクタンス素子を備えることで、インピーダンスを調整することが可能となる。
（６）上記（４）または（５）において、前記第３キャパシタンス素子は、主に前記第１コイルと前記第２コイルとの間に生じるコイル間容量で構成されることが好ましい。このことにより、第３キャパシタンス素子形成用のパターンが不要であり、または部品としての第３キャパシタンス素子が不要であるので、小型化・低コスト化できる。
（７）上記（４）から（６）のいずれかにおいて、前記第１キャパシタンス素子は、主に前記第１コイルの線間容量で構成され、前記第２キャパシタンス素子は、主に前記第２コイルの線間容量で構成されることが好ましい。このことにより、第１キャパシタンス素子および第２キャパシタンス素子形成用のパターンが不要であり、または部品としての第１キャパシタンス素子および第２キャパシタンス素子が不要であるので、小型化・低コスト化できる。
（８）上記（１）から（７）のいずれかにおいて、前記第１コイルと前記第２コイルによるトランス比は１：ｎ（ｎは１以外の値）であり、
前記移相器による移相量は、反射係数（インピーダンス）がスミスチャート上のハイインピーダンス側からローインピーダンス側に移動され、前記移相器のインピーダンス変換によって、スミスチャート上の中心方向へ移動されることが好ましい。
上記構成により、移相と共にトランスによるインピーダンス変換ができ、第１ポートに接続される回路と第２ポートに接続される回路とのインピーダンス整合回路の機能を兼ねることができる。
（９）上記（１）から（８）にいずれかにおいて、前記トランスは、複数の基材層が積層された単一の積層体内に設けられ、前記第１コイルおよび前記第２コイルは前記基材層に形成された導体パターンで構成されることが好ましい。このことにより、単一の部品としての移相器をプリント配線板等に実装するだけでよく、通信端末装置等への実装が容易となる。
（１０）上記（９）において、前記第１コイルおよび前記第２コイルは、実質的に同一の内外径を有し、コイル巻回軸が同軸関係にあることが好ましい。このことにより、第１コイルおよび第２コイルの巻回数が少ないながらも、すなわち小型でありながらも、適度な結合係数のトランスが得られる。
（１１）上記（１）から（１０）のいずれかにおいて、前記移相器に対して直列に接続された、ハイパスフィルタまたはローパスフィルタを更に備えることが好ましい。このことにより、移相器だけでは得られない移相量を定めることできる。
（１２）上記（１１）において、前記ハイパスフィルタまたは前記ローパスフィルタはキャパシタンス素子およびインダクタンス素子を含み、当該インダクタンス素子は前記第１コイルまたは前記第２コイルと磁界結合することが好ましい。この構成によれば、移相量の周波数特性を制御することができる。
（１３）本発明のインピーダンス整合回路は、上記（１）から（１２）のいずれかに記載の移相器と、前記移相器に対して直列に接続されたインピーダンス整合回路部とを備え、
前記インピーダンス整合回路部は、前記移相器によって移相されたインピーダンスに対してインピーダンス整合させる回路であることを特徴とする。
（１４）上記（１３）において、前記移相器は、ローバンドでのインピーダンスをスミスチャート上の第２象限または第３象限に移動させ、
前記インピーダンス整合回路部は、ハイバンドでのインピーダンスおよびローバンドでのインピーダンスを共にスミスチャート上の中心方向へ移動させる回路部であることが好ましい。
上記（１３）（１４）のいずれの構成でも、周波数帯域に応じて容易にインピーダンス整合できるようになる。
（１５）本願の合分波器は、
上記（１）から（１２）のいずれかに記載の移相器と、ハイバンド通過用ハイパスフィルタと、ローバンド通過用ローパスフィルタとを備え、
前記ハイバンド通過用ハイパスフィルタは、信号ラインとグランドとの間にシャント接続された第１インダクタと前記第１インダクタの後段にシリーズ接続された第１キャパシタとを含み、
前記ローバンド通過用ローパスフィルタは、前記共通ポートにシリーズ接続された第２インダクタと、前記第２インダクタの後段でグランドとの間にシャント接続された第２キャパシタとを含み、
前記移相器は、前記共通ポートと前記第１インダクタとの間に挿入され、
前記移相器は、前記共通ポートから視て、前記ローバンド通過用ローパスフィルタの通過周波数帯で前記ハイバンド通過用ハイパスフィルタが実質的（等価的）にオープンになるように移相することを特徴とする。
上記構成により、ローパスフィルタの使用周波数帯（ローバンドの周波数帯）でハイパスフィルタの影響を受けず、ローバンドでのポート間アイソレーションが確保される。
（１６）本願の合分波器は、
上記（１）から（１２）のいずれかに記載の移相器と、
第１ポートおよび第２ポートを有し、通過周波数帯が互いに異なる、第１ＳＡＷフィルタおよび第２ＳＡＷフィルタを含む複数のＳＡＷフィルタと、を備え、
前記第１ＳＡＷフィルタは、第１ポートが前記移相器を介して共通ポートに接続され、第２ポートは個別ポートに接続され、
前記移相器は、前記共通ポートから視て、前記第２ＳＡＷフィルタの通過周波数帯で前記第１ＳＡＷフィルタが実質的（等価的）にオープンになるように移相することを特徴とする。
上記構成により、第２ＳＡＷフィルタの使用周波数帯で第１ＳＡＷフィルタの影響を受けず、第２ＳＡＷフィルタの使用周波数帯において、第１ＳＡＷフィルタと第２ＳＡＷフィルタのアイソレーションが確保される。
（１７）本発明の通信端末装置は、給電回路と、前記給電回路に接続されるアンテナ素子と、を備える通信端末装置であって、
前記給電回路と前記アンテナ素子との間に上記（１）から（１２）のいずれかに記載の移相器、上記（１３）もしくは（１４）に記載のインピーダンス整合回路、または上記（１５）もしくは（１６）に記載の合分波器を備えることを特徴とする。これにより、アンテナ素子と給電回路とが所定の周波数帯域毎にインピーダンス整合した通信端末装置が得られる。また、ポート間アイソレーションを確保しつつ、複数の周波数帯の信号の合分波が可能となる。
本発明によれば、周波数帯域に応じた移相量が定められた移相器が得られる。また、周波数帯域毎に容易にインピーダンス整合できるインピーダンス整合回路が得られる。また、複数のフィルタ間の干渉が抑制された合分波器が得られる。また、アンテナ素子と給電回路とが所定の周波数帯域毎にインピーダンス整合した通信端末装置が得られる。さらに、各ポート間アイソレーションが確保された合分波器を備える通信端末装置が得られる。
図１は第１の実施形態に係る移相器１１の回路図である。 図２（Ａ）（Ｂ）はトランスＴの各種等価回路図である。 図３は、移相器１１およびアンテナ１を含むアンテナ回路の構成を示す図である。 図４は、第１の実施形態に係る移相器１１の移相量の周波数特性を示す図である。 図５（Ａ）、図５（Ｂ）は、図３に示した移相器１１による移相作用を示す図である。 図６（Ａ）は、図３のＰｍから視たインピーダンスＺｍのローバンドでの軌跡であり、図６（Ｂ）は、インピーダンスＺｍのハイバンドでの軌跡である。 図７は図３のＰｍから視た反射損失の周波数特性を示す図である。 図８は移相器１１の外観斜視図である。 図９は移相器１１の各層の平面図である。 図１０は移相器１１の断面図である。 図１１（Ａ）は、本実施形態の移相器１１の回路図である。図１１（Ｂ）は、移相器１１を、理想トランスＩＴと寄生インダクタンスとに分けて表した等価回路図である。 図１２は第３の実施形態に係る移相器１３およびアンテナ１を含むアンテナ回路の構成を示す図である。 図１３は第３の実施形態に係る移相器１３の移相量の周波数特性を示す図である。 図１４（Ａ）、図１４（Ｂ）は、図１３に示した特性を有する移相器１３による移相作用を示す図である。 図１５は第３の実施形態に係る移相器１３の各層の平面図である。 図１６は移相器１３の断面図である。 図１７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は第４の実施形態に係る３つの移相器の回路図である。 図１８は、本実施形態に係る別の移相器の回路図である。 図１９は第５の実施形態に係る移相器１５の回路図である。 図２０は第６の実施形態に係る移相器１６の回路図である。 図２１は第７の実施形態に係る通信端末装置２００のブロック図である。 図２２は第８の実施形態に係る移相器１８の回路図である。 図２３は移相器１８の移相量の周波数特性を示す図である。 図２４（Ａ）は第９の実施形態に係るダイプレクサ１０９の構成を示す回路図である。図２４（Ｂ）はダイプレクサ１０９の比較例としてのダイプレクサ１０９Ｐの回路図である。 。図２５は比較例のダイプレクサ１０９Ｐにおいて、インダクタＬ１１の有無による、ポートＰｒ２−Ｐｃ間の挿入損失の周波数特性を示す図である。 図２６（Ａ）は、本実施形態のダイプレクサ１０９について、所定ポートにおける反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。図２６（Ｂ）は比較例のダイプレクサ１０９Ｐについて、インダクタＬ１１が無い場合の、所定ポートにおける反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。図２６（Ｃ）は比較例のダイプレクサ１０９Ｐについて、インダクタＬ１１が有る場合の、所定ポートにおける反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。 図２７（Ａ）は、本実施形態のダイプレクサ１０９について、共通ポートＰｃと個別ポートＰｒ１，Ｐｒ２との間の挿入損失の周波数特性を示す図である。図２７（Ｂ）は、比較例のダイプレクサ１０９Ｐについて、インダクタＬ１１が無い場合の、共通ポートＰｃと個別ポートＰｒ１，Ｐｒ２との間の挿入損失の周波数特性を示す図である。図２７（Ｃ）は、比較例のダイプレクサ１０９Ｐについて、インダクタＬ１１が有る場合の、共通ポートＰｃと個別ポートＰｒ１，Ｐｒ２との間の挿入損失の周波数特性を示す図である。 図２８は第１０の実施形態に係るマルチプレクサ１１０の構成を示す回路図である。 図２９は一般的なＳＡＷフィルタの一方のポートから視た反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。 図３０（Ａ）はハイパスフィルタ型の移相器の回路図であり、図３０（Ｂ）はローパスフィルタ型の移相器の回路図である。 図３１は図３０（Ａ）に示すハイパスフィルタ型の移相器の位相周波数特性の一例である。 図３２は図３０（Ｂ）に示すローパスフィルタ型の移相器の位相周波数特性の一例である。 図３３は図３０（Ａ）に示すハイパスフィルタ型の移相器の位相対挿入損失の特性例である。 第１高周波回路７１と第２高周波回路７４とのインピーダンス整合を行う回路の構成例を示す図である。 図３５（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）は、移相器を用いないで、従来方法により整合させようとする場合のインピーダンス軌跡の変位を示す図である。 図３６は、ハイパスフィルタHPFとローパスフィルタLPFとで構成されるダイプレクサの回路図である。
以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付す。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点について説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係る移相器１１の回路図である。移相器１１はトランスＴを備えている。トランスＴは、第１コイルＬ１および第１コイルＬ１に対して結合係数１未満で磁界結合する第２コイルＬ２を有する。また、移相器１１は、第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２キャパシタンス素子Ｃ２および第３キャパシタンス素子Ｃ３によるインピーダンス調整用回路を備えている。
第１キャパシタンス素子Ｃ１は第１コイルＬ１に並列接続されていて、第２キャパシタンス素子Ｃ２は第２コイルＬ２に並列接続されている。また、第３キャパシタンス素子Ｃ３は第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との間に接続されている。
図２（Ａ）（Ｂ）は上記トランスＴの各種等価回路図である。トランスＴの等価回路は幾つかの形式で表すことができる。図２（Ａ）の表現では、理想トランスＩＴと、その１次側にシリーズ接続（直列接続）された直列寄生インダクタンス成分Ｌａと、１次側にシャント接続（並列接続）された並列寄生インダクタンス成分Ｌｂと、２次側にシリーズ接続（直列接続）された直列寄生インダクタンス成分Ｌｃとで表される。
図２（Ｂ）の表現では、理想トランスＩＴと、その１次側にシリーズ接続（直列接続）された２つの直列寄生インダクタンス成分Ｌａ，Ｌｃ１と、１次側にシャント接続（並列接続）された並列寄生インダクタンス成分Ｌｂとで表される。
ここで、トランスＴのトランス比を１：ｎ、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２（図１参照）との結合係数をk、第１コイルＬ１のインダクタンスをL1、第２コイルＬ２のインダクタンスをL2でそれぞれ表すと、上記寄生インダクタンス成分Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｃ１のインダクタンスは次の関係にある。
Ｌａ：L1(1-k)
Ｌｂ：k*L1
Ｌｃ：L2(1-k)
Ｌｃ１：n2*L2*(1-k)
理想トランスのトランス比は第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との巻回数によるトランス比である。
本実施形態のトランスＴは、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数kが１未満であることに伴い、直列インダクタンス成分および並列インダクタンス成分が生じる。
図３は、上記移相器１１およびアンテナ１を含むアンテナ回路の構成を示す図である。このアンテナ回路は、給電回路５０とアンテナ１との間に、インピーダンス整合回路部４１，４２および移相器１１を備える。図３において、インピーダンス整合回路部４１，４２および移相器１１は本発明に係る「インピーダンス整合回路部」の一例である。
図３において、移相器１１は、Ｐａで示す位置から視て、アンテナ１からの反射信号を移相させる。インピーダンス整合回路部４１は、トランスによるインピーダンス変換回路を構成する。例えば、Ｐｐで示す位置からアンテナ１側を視たインピーダンスＺｐより、Ｐｔで示す位置から視たインピーダンスＺｔを高める。インピーダンス整合回路部４１，４２は、給電回路５０とアンテナ１とのインピーダンス整合を行う。
図４は本実施形態の移相器１１の移相量の周波数特性を示す図である。この例では、ローバンド（700MHzから900MHz帯）で移相量はほぼ９０°、ハイバンド（1.7GHzから2.7GHz帯）で移相量はほぼ０°である。すなわち、本実施形態は、「ハイバンド信号を移相させず、ローバンド信号を移相させる」移相器の例である。
図５（Ａ）、図５（Ｂ）は、図３に示した移相器１１による移相作用を示す図である。図５（Ａ）の軌跡ＬＢａは、図３に示すインピーダンスＺａのローバンドでの軌跡、軌跡ＬＢｐは、図３に示すインピーダンスＺｐのローバンドでの軌跡である。また、図５（Ｂ）の軌跡ＨＢａは、上記インピーダンスＺａのハイバンドでの軌跡、軌跡ＨＢｐは、上記インピーダンスＺｐのハイバンドでの軌跡である。
図４に示したとおり、移相器１１はローバンドでほぼ９０°移相するので、図３において、Ｐｐで示す位置での反射信号はＰａで示す位置での反射信号よりほぼ１８０°だけ右回りに回転する。このことは、図５（Ａ）に表れているとおり、インピーダンス軌跡が右回りに約１８０°回転していることに対応している。ハイバンドでは殆ど移相しないので、図５（Ｂ）に表れているとおり、Ｐｐから視た反射信号はＰａから視た反射信号とほぼ同じである。このように、ローバンド、ハイバンド共に、インピーダンス軌跡の主要部（大部分）はスミスチャート上の第２象限または第３象限に移動される。ここで、「スミスチャート上の第２象限」とは、反射係数の実数部が負、虚数部が正の領域であり、スミスチャートを十字４分割した左上の領域である。また、「スミスチャート上の第３象限」とは、反射係数の実数部が負、虚数部が負の領域であり、スミスチャートを十字４分割した左下の領域である。
図３のインピーダンス整合回路部４１は、互いに磁界結合する第１コイルＬｐと第２コイルＬｓとで構成されるオートトランス型の回路である。インピーダンス整合回路部４１は、その入力側から視て、所定のインピーダンス変換比でインピーダンスを高める。そのため、このインピーダンス整合回路部４１は、スミスチャート上のインピーダンス軌跡を小円化するとともに右方向へシフトする作用がある。
図６（Ａ）は、図３のＰｍから視たインピーダンスＺｍのローバンドでの軌跡であり、図６（Ｂ）は、インピーダンスＺｍのハイバンドでの軌跡である。また、図７は図３のＰｍから視た反射損失の周波数特性図である。
このように、ローバンド、ハイバンド共に、インピーダンスはスミスチャート上の第２象限または第３象限に移動された後、インピーダンス整合回路部４１，４２によって、スミスチャート上の中心方向へ移動される。このことにより、ローバンド、ハイバンド共にインピーダンス整合する。
インピーダンス整合回路部４２は、そのシャント接続（並列接続）のキャパシタおよびシリーズ接続（直列接続）のインダクタにより主にハイバンドのインピーダンスを変化させ、シリーズ接続のキャパシタおよびシャント接続のインダクタにより主にローバンドのインピーダンスを変化させる。
ここで、移相器を用いないで、シャント接続のインダクタまたはシャント接続のキャパシタによって整合させる例を、図３５（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）を参照して示す。
図３５（Ａ）（Ｃ）の軌跡ＬＢａは、図３に示すインピーダンスＺａのローバンドでの軌跡であり、図３５（Ｂ）（Ｄ）の軌跡ＨＢａは、図３に示すインピーダンスＺａのハイバンドでの軌跡であり。また、図３５（Ａ）の軌跡ＬＢｂは、シャント接続のインダクタを設けた場合のローバンドでの軌跡であり、図３５（Ｂ）の軌跡ＨＢｂは、シャント接続のインダクタを設けた場合のローバンドでの軌跡である。図３５（Ｃ）の軌跡ＬＢｂは、シャント接続のキャパシタを設けた場合のローバンドでの軌跡であり、図３５（Ｄ）の軌跡ＨＢｂは、シャント接続のキャパシタを設けた場合のハイバンドでの軌跡である。
図３５（Ａ）から明らかなように、インピーダンス軌跡がスミスチャートの第１象限にあるローバンドでは、シャント接続のインダクタを設けても整合できない。また、図３５（Ａ）（Ｄ）から明らかなように、インピーダンス軌跡がスミスチャートの第１象限にあるローバンドでは、シャント接続のキャパシタで整合できるが、シャント接続のキャパシタはハイバンドでの影響が過大であるので、ハイバンドで不整合となる。
上述のとおり、本実施形態によれば、図６（Ａ）（Ｂ）に示したとおり、ローバンド、ハイバンド共に整合される。
《第２の実施形態》
第２の実施形態では、移相器１１の内部の具体的な構成例を示す。
図８は移相器１１の外観斜視図であり、図９は移相器１１の各層の平面図である。また、図１０は移相器１１の断面図である。移相器１１は、複数の絶縁性の基材Ｓ１〜Ｓ１３を備えている。基材Ｓ１〜Ｓ１３には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材の表面に形成された導体パターンだけでなく、層間接続導体を含む。層間接続導体はビア導体だけでなく、積層体１００の端面に形成される端面電極も含む。
基材Ｓ１の上面は積層体１００の実装面（下面）に相当する。基材Ｓ１には第１ポートＰ１としての端子Ｔ１、第２ポートＰ２としての端子Ｔ２、グランド端子ＧＮＤ、空き端子ＮＣが形成されている。
基材Ｓ７，Ｓ６，Ｓ５，Ｓ４には導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ａ３，Ｌ１Ａ４がそれぞれ形成されている。基材Ｓ３には導体Ｌ１Ａ５，Ｌ１Ｂ１が形成されている。基材Ｓ２には導体Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃが形成されている。
導体Ｌ１Ａ１の第１端は第１ポートの端子Ｔ１に接続されている。導体Ｌ１Ａ１の第２端はビア導体Ｖ１を介して導体Ｌ１Ａ２の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ２の第２端はビア導体Ｖ２を介して導体Ｌ１Ａ３の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ３の第２端はビア導体Ｖ３を介して導体Ｌ１Ａ４の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ４の第２端はビア導体Ｖ４を介して導体Ｌ１Ａ５の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ５の第２端は導体Ｌ１Ｂ１の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ５の第２端および導体Ｌ１Ｂ１の第１端はビア導体Ｖ６を介して導体Ｌ１Ｂ２の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ｂ１の第２端はビア導体Ｖ５を介して導体Ｌ１Ｂ２の第２端に接続されている。導体Ｌ１Ｂ２の第２端は導体Ｌ１Ｃの第１端に接続されている。導体Ｌ１Ｃの第２端はグランド端子ＧＮＤに接続されている。
基材Ｓ８，Ｓ９，Ｓ１０，Ｓ１１には導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ａ３，Ｌ２Ａ４がそれぞれ形成されている。基材Ｓ１２には導体Ｌ２Ａ５，Ｌ２Ｂ１が形成されている。基材Ｓ１３には導体Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃが形成されている。
導体Ｌ２Ａ１の第１端は第２ポートの端子Ｔ２に接続されている。導体Ｌ２Ａ１の第２端はビア導体Ｖ７を介して導体Ｌ２Ａ２の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ２の第２端はビア導体Ｖ８を介して導体Ｌ２Ａ３の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ３の第２端はビア導体Ｖ９を介して導体Ｌ２Ａ４の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ４の第２端はビア導体Ｖ１０を介して導体Ｌ２Ａ５の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ５の第２端は導体Ｌ２Ｂ１の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ５の第２端および導体Ｌ２Ｂ１の第１端はビア導体Ｖ１２を介して導体Ｌ２Ｂ２の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ｂ１の第２端はビア導体Ｖ１１を介して導体Ｌ２Ｂ２の第２端に接続されている。導体Ｌ２Ｂ２の第２端は導体Ｌ２Ｃの第１端に接続されている。導体Ｌ２Ｃの第２端はグランド端子ＧＮＤに接続されている。
上記導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ａ３，Ｌ１Ａ４，Ｌ１Ａ５，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃおよびビア導体Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５．Ｖ６によって第１コイルＬ１が構成される。また、上記導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ａ３，Ｌ２Ａ４，Ｌ２Ａ５，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃおよびビア導体Ｖ７，Ｖ８，Ｖ９，Ｖ１０，Ｖ１１，Ｖ１２によって第２コイルＬ２が構成される。第１コイルＬ１、第２コイルＬ２は共に矩形ヘリカル状のコイルである。
積層体１００の各基材層はLTCC（Low Temperature Co-fired Ceramics：低温同時焼成セラミックス）等で構成された非磁性セラミック積層体であってもよいし、ポリイミドや液晶ポリマ等の樹脂材料で構成した樹脂積層体であってもよい。このように、基材層が非磁性体であることにより（磁性体フェライトではないので）、数１００ＭＨｚを超える高周波数帯でも所定インダクタンス、所定結合係数のトランスおよび移相器として用いることができる。
上記導体パターンおよび層間接続導体は、AgやCuを主成分とする比抵抗の小さな導体材料によって構成される。基材層がセラミックであれば、例えば、AgやCuを主成分とする導電性ペーストのスクリーン印刷および焼成により形成される。また、基材層が樹脂であれば、例えば、Al箔やCu箔等の金属箔がエッチング等によりパターニングされることにより形成される。
第１コイルＬ１および第２コイルＬ２は、実質的に同一の内外径を有し、コイル巻回軸ＣＡが実質的に同じ（同軸）関係にあると言えるが、本実施形態では、第１コイルＬ１の巻回軸ＣＡ１と第２コイルＬ２の巻回軸ＣＡ２とを、敢えて少しだけずらせている。本実施形態では、図９に示したように、各基材に形成されている各導体は、概略矩形状のループを形成するが、基材Ｓ５，Ｓ４，Ｓ３，Ｓ２にそれぞれ形成されている各導体は、それらループの上辺と右辺の線幅を下辺と左辺の線幅より細くしている。このことによって、第１コイルＬ１の巻回軸ＣＡ１（図１０参照）はループ外形の中心よりも右上に僅かにシフトさせている。また、基材Ｓ１０，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３にそれぞれ形成されている各導体は、それらループの下辺と左辺の線幅を上辺と右辺の線幅より細くしている。このことによって、第２コイルＬ２の巻回軸ＣＡ２（図１０参照）はループ外形の中心よりも左下に僅かにシフトさせている。このことによって、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数を意図的に低く抑えている。
また、基材Ｓ６，Ｓ９を設けることで、導体Ｌ１Ａ１を除く第１コイルＬ１の主要部と、導体Ｌ２Ａ１を除く第２コイルＬ２の主要部との層間距離を大きくしている。このことによっても、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数を意図的に低く抑えている。
図１１（Ａ）は、本実施形態の移相器１１の回路図である。ここで、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２でトランスが構成される。
第１キャパシタンス素子Ｃ１は、主に基材Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７に形成されている導体の層間に生じる容量で構成される。同様に、第２キャパシタンス素子Ｃ２は、主に基材Ｓ８，Ｓ９，Ｓ１０，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３に形成されている導体の層間に生じる容量で構成される。また、第３キャパシタンス素子Ｃ３は、主に第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との間に生じるコイル間容量であり、特に主に、導体Ｌ１Ａ１と導体Ｌ２Ａ１との間に生じる容量で構成される。本実施形態では、導体Ｌ１Ａ１と導体Ｌ２Ａ１とを積層方向に隣接するように配置することで、第３キャパシタンス素子Ｃ３のキャパシタンスを大きくしている。
第１コイルＬ１と第２コイルＬ２は積層方向に対称形であり、ターン数も同じであるので、インピーダンス変換比が１：１のトランスとして作用する。
図１１（Ｂ）は、移相器１１を、理想トランスＩＴと寄生インダクタンス成分（直列寄生インダクタンス成分Ｌａ，Ｌｃ、並列寄生インダクタンス成分Ｌｂ）とに分けて表した等価回路図である。
上記寄生インダクタンス成分（インダクタＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ）によって、トランスのインダクタンスは規定値（例えば50Ω）から外れてしまうが、キャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を備えることで、トランスのインピーダンスが規定値に調整される。特に、キャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２は並列寄生インダクタンス成分Ｌｂによるインピーダンスのずれを補正するように作用し、キャパシタンス素子Ｃ３は直列寄生インダクタンス成分Ｌａ，Ｌｃによるインピーダンスのずれを補正するように作用する。上記キャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３は、本発明に係る「寄生インダクタンス成分によるインピーダンスのずれを抑制するリアクタンス素子」の例である。
上述のとおり、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数が小さいことに伴い、直列寄生インダクタンス成分Ｌｃは大きい。しかし、第３キャパシタンス素子Ｃ３のキャパシタンスも大きいことにより、インピーダンス整合が確保される。また、第３キャパシタンス素子Ｃ３のキャパシタンスが大きいことにより、ハイバンドの信号は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２によるトランスよりも第３キャパシタンス素子Ｃ３をパスする割合が増大し、トランスによる移相作用は殆ど生じない。このことは第１の実施形態で図５（Ｂ）に示したとおりである。一方、ローバンドについては、第３キャパシタンス素子Ｃ３をバイパスする量は相対的に少なく、トランスによる移相作用が有効になる。但し、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数ｋは小さいので、移相量は１８０°より少ない。このローバンドの信号に対する移相量がほぼ９０°となるように、結合係数ｋは小さめに定められている。
なお、図９に示したビア導体Ｖ５，Ｖ６の位置によって、図１１（Ａ）に示す第１コイルＬ１に占める、導体Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２の並列接続部の割合が定まる。同様に、図９に示したビア導体Ｖ１１，Ｖ１２の位置によって、図１１（Ａ）に示す第２コイルＬ２に占める、導体Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２の並列接続部の割合が定まる。したがって、これらビア導体Ｖ５，Ｖ６の位置によって第１コイルＬ１のインダクタンスを微調整でき、ビア導体Ｖ１１，Ｖ１２の位置によって第２コイルＬ２のインダクタンスを微調整できる。
上記導体Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２の並列接続部には電流が分散して流れるのに対し、導体Ｌ１Ａ１にはそのような電流の分散がない。同様に、導体Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２の並列接続部には電流が分散して流れるのに対し、導体Ｌ２Ａ１にはそのような電流の分散がない。
第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とは、積層方向に近接している導体部分が結合に最も寄与する。すなわち、全周に亘って積層方向に対向する導体Ｌ１Ａ１，Ｌ２Ａ１部分が、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の結合に寄与する。上述したように、この導体Ｌ１Ａ１，Ｌ２Ａ１部分には上記並列接続部による電流の分散が無いので、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数は高い。
このように、並列接続部を、相手側コイルの導体パターンに対し積層方向で離れた位置に設けることで、並列接続部を設けることによる結合度の低下が抑制される。
また、端子Ｔ１，Ｔ２に接続される導体Ｌ１Ａ１，Ｌ２Ａ１を積層方向の中央付近に配置し、グランド端子ＧＮＤが接続される導体Ｌ１Ｃ，Ｌ２Ｃを積層方向の上下に配置することにより、複雑な構造とならずに、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とが磁束を共有するトランスを構成でき、さらにキャパシタンス素子Ｃ３の調整が容易になる、という効果を奏する。
なお、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数を敢えて小さくする場合には、上記並列接続部を、相手側コイルの導体パターンに対し積層方向で近接する位置に設けることで、並列接続部を設けることによる結合度の低下作用を利用してもよい。
第１、第２の実施形態では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数ｋを小さくし、第３キャパシタンス素子Ｃ３を大きくすることで、ハイバンドの信号は殆ど第３キャパシタンス素子Ｃ３をパスするようにした。また、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数ｋを小さくすることで、トランスによる移相量を抑えた。そして、これらの構成により、ローバンドで９０°移相し、ハイバンドで殆ど移相させないようにした。しかし、上記構成は一例である。周波数帯域に応じた移相量は、上記結合係数ｋおよび第３キャパシタンス素子Ｃ３のキャパシタンスによって定めることができる。
また、第１、第２の実施形態では、ローバンドでの移相量が約９０°、ハイバンドでの移相量が約０°である例を示したが、定める移相量には当然ながら幅がある。ローバンドでの移相量が０°より９０°に近い移相量となり、ハイバンドでの移相量が９０°より０°に近い移相量となるように、定めれば、第１、第２の実施形態で示した作用効果を同様に奏する。
《第３の実施形態》
第３の実施形態では、第１、第２の実施形態とは逆に、「ローバンド信号を移相させず、ハイバンド信号を移相させる」移相器の例である。移相器の回路図は、第１の実施形態で図１に示したものと同じである。
図１２は第３の実施形態に係る移相器１３およびアンテナ１を含むアンテナ回路の構成を示す図である。このアンテナ回路は、給電回路５０とアンテナ１との間にインピーダンス整合回路部４３および移相器１３を備える。
図１２において、移相器１３は、Ｚｐから視て、アンテナ１からの反射信号を移相させる。インピーダンス整合回路部４３は、移相器１３と共に、給電回路５０とアンテナ１とのインピーダンス整合を行う。
図１３は第３の実施形態に係る移相器１３の移相量の周波数特性を示す図である。この例では、ローバンド（700MHzから900MHz帯）で移相量はほぼ１８０°、ハイバンド（1.7GHzから2.7GHz帯）で移相量はほぼ９０°である。
図１４（Ａ）、図１４（Ｂ）は、図１３に示した特性を有する移相器１３による移相作用を示す図である。図１４（Ａ）の軌跡ＬＢａは、図１２のＰａから視た、ローバンドでのインピーダンスＺａの軌跡、軌跡ＬＢｐは、図１２のＰｐから視た、ローバンドでのインピーダンスＺｐの軌跡である。また、図１４（Ｂ）の軌跡ＨＢａは、図１２のＰａから視た、ハイバンドでのインピーダンスＺａの軌跡、軌跡ＨＢｐは、図１２のＰｐから視た、ハイバンドでのインピーダンスＺｐの軌跡である。
第１、第２の実施形態では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数ｋを敢えて小さくして、トランス構造による移相量を小さくしたが、第３の実施形態では第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数ｋを１に極力近づけ、トランス構造による移相量を１８０°に近づけている。図１３に示したとおり、本実施形態の移相器は、ローバンドでほぼ１８０°移相（往復でほぼ３６０°移相）するので、図１４（Ａ）に表れているとおり、Ｐｐから視た反射信号の位相はＰａから視た反射信号の位相とほぼ同じである。ハイバンドでは、Ｐｐから視た反射信号の位相はＰａから視た反射信号の位相よりほぼ１８０°だけ右回りに回転する。また、第２キャパシタンス素子Ｃ２の容量成分（図１１（Ａ）（Ｂ）参照）により、インピーダンス軌跡の円が小さくまとまっている。
このように、移相器１３によって、ローバンドでのインピーダンスはスミスチャート上でほとんど移動せず、その周波数帯域の中心付近のインピーダンスは主にハイインピーダンス側にある。また、ハイバンドの周波数帯域の中心付近のインピーダンスはスミスチャート上のハイインピーダンス側に移動される。すなわち、ローバンドでのインピーダンスに近い位置となる。図１２に示したインピーダンス整合回路部４３は、シリーズ接続のリアクタンス素子およびシャント接続のリアクタンス素子を含み、図１４（Ａ）（Ｂ）に示した状態のインピーダンスを給電回路５０のインピーダンスに整合させる。
このように、ローバンドの周波数帯域の中心付近のインピーダンスと、ハイバンドの周波数帯域の中心付近のインピーダンスとを揃えることで、トランスおよびその他の回路素子でのインピーダンス変化をある程度揃えることができるので、インピーダンス整合させやすくなる。
本実施形態の移相器１３の外観構造は、第２の実施形態で図８に示したものと同様である。
図１５は本実施形態の移相器１３の各層の平面図である。また、図１６は移相器１３の断面図である。移相器１３の回路図は、第２の実施形態で示した図１１（Ａ）と同じである。
移相器１３は、複数の絶縁性の基材Ｓ１〜Ｓ９を備えている。基材Ｓ１〜Ｓ９には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材の表面に形成された導体パターンだけでなく、層間接続導体を含む。層間接続導体はビア導体だけでなく、積層体の端面に形成される端面電極も含む。
基材Ｓ１の上面は積層体の実装面（下面）に相当する。基材Ｓ１には第１ポートＰ１としての端子Ｔ１、第２ポートＰ２としての端子Ｔ２、グランド端子ＧＮＤ、空き端子ＮＣが形成されている。
基材Ｓ５，Ｓ４には、導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ａ２がそれぞれ形成されている。基材Ｓ３には導体Ｌ１Ａ３，Ｌ１Ｂ１が形成されている。基材Ｓ２には導体Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃが形成されている。
導体Ｌ１Ａ１の第１端は第１ポートの端子Ｔ１に接続されている。導体Ｌ１Ａ１の第２端はビア導体Ｖ１を介して導体Ｌ１Ａ２の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ２の第２端はビア導体Ｖ２を介して導体Ｌ１Ａ３の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ３の第２端は導体Ｌ１Ｂ１の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ３の第２端および導体Ｌ１Ｂ１の第１端はビア導体Ｖ３を介して導体Ｌ１Ｂ２の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ｂ１の第２端はビア導体Ｖ４を介して導体Ｌ１Ｂ２の第２端に接続されている。導体Ｌ１Ｂ２の第２端は導体Ｌ１Ｃの第１端に接続されている。導体Ｌ１Ｃの第２端はグランド端子ＧＮＤに接続されている。
基材Ｓ６，Ｓ７には、導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ａ２がそれぞれ形成されている。基材Ｓ８には導体Ｌ２Ａ３，Ｌ２Ｂ１が形成されている。基材Ｓ９には導体Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃが形成されている。
導体Ｌ２Ａ１の第１端は第２ポートの端子Ｔ２に接続されている。導体Ｌ２Ａ１の第２端はビア導体Ｖ５を介して導体Ｌ２Ａ２の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ２の第２端はビア導体Ｖ６を介して導体Ｌ２Ａ３の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ３の第２端は導体Ｌ２Ｂ１の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ３の第２端および導体Ｌ２Ｂ１の第１端はビア導体Ｖ７を介して導体Ｌ２Ｂ２の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ｂ１の第２端はビア導体Ｖ８を介して導体Ｌ２Ｂ２の第２端に接続されている。導体Ｌ２Ｂ２の第２端は導体Ｌ２Ｃの第１端に接続されている。導体Ｌ２Ｃの第２端はグランド端子ＧＮＤに接続されている。
上記導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ａ３，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃおよびビア導体Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４によって第１コイルＬ１が構成される。また、上記導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ａ３，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃおよびビア導体Ｖ５，Ｖ６，Ｖ７，Ｖ８によって第２コイルＬ２が構成される。第１コイルＬ１、第２コイルＬ２は共に矩形ヘリカル状のコイルである。
基材Ｓ５，Ｓ６に形成された導体Ｌ１Ａ１，Ｌ２Ａ１の線幅は他の導体の線幅より細い。また、基材Ｓ４，Ｓ７に形成された導体Ｌ１Ａ２，Ｌ２Ａ２の線幅は、基材Ｓ３，Ｓ８に形成される導体の線幅より細い。したがって、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との間に生じるコイル間容量は小さく、第３キャパシタンス素子Ｃ３のキャパシタンスは小さく抑えられている。また、本実施形態では、第１コイルＬ１を構成する複数層の導体パターンと、第２コイルＬ２を構成する複数層の導体パターンのうち、互いに近接する導体パターンである程、線幅が細く、離れる関係である程、線幅が太い。このような関係とすることによって、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２の平均的な線幅をあまり細くすることなく、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との間に生じるコイル間容量を抑えることができる。したがって、導体損失が低減されて、挿入損失の増大が低減される。
第１コイルＬ１および第２コイルＬ２は、実質的に同一の内外径を有し、コイル巻回軸ＣＡが同じ（同軸）関係にある。しかも、第２の実施形態で示した移相器１１とは異なり、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の形成層の層間距離が近い。そのため、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数ｋが高いトランスが得られる。
なお、本実施形態では、ローバンドでの移相量が約１８０°、ハイバンドでの移相量が約９０°である例を示したが、定める移相量には当然ながら幅がある。ローバンドでの移相量が９０°より１８０°に近い移相量となり、ハイバンドでの移相量が１８０°より９０°に近い移相量となるように、定めれば本実施形態で示した作用効果を奏する。
《第４の実施形態》
第４の実施形態では、ハイパスフィルタまたはローパスフィルタを含む移相器について示す。
図１７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は第４の実施形態に係る３つの移相器の回路図である。図１７（Ａ）に示す例では、移相器１１にハイパスフィルタ６１が直列接続された例である。ハイパスフィルタ６１はシリーズ接続のキャパシタンス素子Ｃ４およびシャント接続のインダクタンス素子で構成される。図１７（Ｂ）に示す例では、移相器１１にハイパスフィルタ６２が直列接続された例である。ハイパスフィルタ６２はシリーズ接続のキャパシタンス素子Ｃ４、並列接続のインダクタンス素子Ｌ３およびキャパシタンス素子Ｃ５で構成される。図１７（Ｃ）に示す例では、移相器１１にローパスフィルタ６３が直列接続された例である。ローパスフィルタ６３はシリーズ接続のインダクタンス素子Ｌ４および並列接続のキャパシタンス素子Ｃ６，Ｃ７で構成される。
本実施形態のように、移相器１１にハイパスフィルタまたはローパスフィルタを直列接続することで、移相器１１だけでは所定の移相量に満たない場合に、その足りない移相量分をハイパスフィルタまたはローパスフィルタで補うことができ、所定移相量の移相器が構成できる。
例えば、トランス構造での移相器により１７５°まで位相させ、１８０°の移相量に調整したい場合、図１７（Ａ）に示すように付加したハイバスフィルタにより移相量を５°増加させる。小さな移相量の追加のため、損失の増加はほとんど生じない。また、追加の移相量によっては、マッチングのずれが生じる場合があるが、その際は、図１７（Ｂ）に示すようにシャント接続のキャパシタンス素子Ｃ５により整合調整する。逆に、移相量を減らす場合には図１７（Ｃ）のようにローバスフィルタを付加する。
なお、上記インダクタンス素子やキャパシタンス素子は個別部品であってもよいし、導体パターンによって形成されたものでもよい。さらには、移相器１１と一体的に形成されたものであってもよい。図１７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）に示した移相器において、フィルタ内のインダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を移相器１１に一体的に設けることにより、インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４を第１コイルＬ１および第２コイルＬ２と磁界結合させてもよい。そのことで、図１７（Ａ）（Ｂ）に示す例ではハイパスフィルタ６１，６２の付加による移相量を、上記結合が無い場合に比べて異ならせることができる。同様に、図１７（Ｃ）に示す例ではローパスフィルタ６３の付加による移相量の周波数特性を、上記結合が無い場合に比べて異ならせることができる。
図１８は、本実施形態に係る別の移相器の回路図である。図１７（Ａ）に示した回路と基本構成は同じであるが、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２に対するインダクタンス素子Ｌ３の結合の極性が図１７（Ａ）に示した回路とは逆である。この結合の極性によっても、ハイパスフィルタ６１の付加による移相量の増減を調整できる。図１７（Ｂ）（Ｃ）に示した回路についても、インダクタンス素子Ｌ３，Ｌ４の結合の極性によって、ハイパスフィルタ６２、ローパスフィルタ６３の付加による移相量の増減を調整できる。
《第５の実施形態》
第５の実施形態では、移相と共にインピーダンス変換も行うようにした移相器の例を示す。
図１９は第５の実施形態に係る移相器１５の回路図である。第１の実施形態で、図１、図２（Ａ）（Ｂ）等に示した例では、インピーダンス変換比１：１のトランスを用いる移相器を示したが、インピーダンス変換比は１：ｎ（ｎは１以外の値）であってもよい。例えばｎ＜１であれば、給電回路のインピーダンスより低いインピーダンスのアンテナを給電回路のインピーダンスに整合させることができる。したがって、本実施形態によれば、所定の移相と共にインピーダンス整合を行うことができる。
《第６の実施形態》
図２０は第６の実施形態に係る移相器１６の回路図である。本実施形態の移相器１６は、互いに磁界結合する第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とで構成されるオートトランス型のトランスを備えている。第１ポートＰ１とグランドとの間に第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２ポートＰ２とグランドとの間に第２キャパシタンス素子Ｃ２がそれぞれ接続されている。また、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間に第３キャパシタンス素子Ｃ３が接続されている。
本実施形態のように、オートトランス型のトランスについても、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数が１未満であることにより、並列インダクタンス成分および直列インダクタンス成分が生じる。そして、キャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３によって、インピーダンスを整合させることになる。
《第７の実施形態》
第７の実施形態では通信端末装置について示す。図２１は第７の実施形態に係る通信端末装置２００のブロック図である。本実施形態の通信端末装置２００は、アンテナ１、アンテナ整合回路４０、移相回路３０、通信回路５１、ベースバンド回路５２、アプリケーションプロセッサ５３および入出力回路５４を備えている。通信回路５１はローバンド（７００ＭＨｚ〜１．０ＧＨｚ）とハイバンド（１．４ＧＨｚ〜２．７ＧＨｚ）についての送信回路および受信回路、さらにはアンテナ共用器を備えている。アンテナ１は、ローバンドとハイバンドに対応するモノポールアンテナ、逆Ｌ型アンテナ、逆Ｆ型アンテナ等である。
上記構成要素は１つの筐体内に収納されている。例えば、アンテナ整合回路４０、移相回路３０、通信回路５１、ベースバンド回路５２、アプリケーションプロセッサ５３はプリント配線板に実装され、プリント配線板は筐体内に収納される。入出力回路５４は表示・タッチパネルとして筐体に組み込まれる。アンテナ１はプリント配線板に実装されるか、筐体の内面または内部に配置される。
以上に示した構成により、広帯域に亘って整合するアンテナを備える通信端末装置が得られる。
《第８の実施形態》
第８の実施形態では、移相量に周波数特性をもたせた移相器について示す。既に、幾つかの実施形態で示したとおり、トランスにより１８０°の移相が行われるが、トランスは移相量に周波数特性をもたない。よって、トランスだけである特定の周波数帯で所定の移相量を得ること、またはある周波数範囲に亘って、周波数に応じた所定の移相量を得ることは難しい。
図２２は第８の実施形態に係る移相器１８の回路図である。インダクタンス素子Ｌ５を備える点で、第１の実施形態で図１に示した移相器１１と異なる。すなわち、トランスＴの第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間に、第３キャパシタンス素子Ｃ３およびインダクタンス素子Ｌ５の直列回路ＳＲが設けられている。その他の基本的な構成は第１の実施形態の移相器１１と同じである。
図２２に示すように、トランスＴに対して並列に（バイパス経路として）、第３キャパシタンス素子Ｃ３およびインダクタンス素子Ｌ５によるＬＣ直列回路ＳＲを設けることで、本実施形態の移相器１８はローパスフィルタ部ＬＰＦおよびハイパスフィルタ部ＨＰＦを備える。すなわち、第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２キャパシタンス素子Ｃ２およびインダクタンス素子Ｌ５によってローパスフィルタ部ＬＰＦが構成され、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２および第３キャパシタンス素子Ｃ３によってハイパスフィルタ部ＨＰＦが構成される。第１コイルＬ１、第２コイルＬ２によるトランスＴの並列寄生インダクタンス成分（図２（Ａ）（Ｂ）中のＬｂ参照）と第３キャパシタンス素子Ｃ３とでハイパスフィルタＨＰＦが構成されると言うこともできる。
図２３は本実施形態の移相器１８および比較例の移相器について、それぞれの周波数特性を示す図である。比較例の移相器は図２２においてインダクタンス素子Ｌ５を設けず、第３キャパシタンス素子Ｃ３をバイパス経路に設けたものである。
図２３において、曲線ＰＳ（ＬＣ）は移相器１８の周波数特性、曲線ＰＳ（Ｃ）は比較例の移相器の周波数特性、をそれぞれ表している。比較例の移相器では、低い周波数帯でトランス移相器として作用する。高い周波数帯では、信号が第３キャパシタンス素子Ｃ３をバイパスする量が増え、移相量は０°に漸近する。
これに対し、本実施形態の移相器１８では、高域で負の移相量となる。図２８においては、以降に示すように、本実施形態の移相器１８の作用を、３つの周波数帯Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に区分して表している。
低域の周波数帯Ｆ１においては、ＬＣ直列回路ＳＲは第３キャパシタンス素子Ｃ３のキャパシタンスが支配的となる。したがって、ポートＰ１−Ｐ２間を伝搬する信号はＬＣ直列回路ＳＲを殆どバイパスしない。つまりトランスＴの特性が現れる。
中域の周波数帯Ｆ２においては、ＬＣ直列回路ＳＲのインダクタンス素子Ｌ５より第３キャパシタンス素子Ｃ３のキャパシタンスが支配的となって、ＬＣ直列回路ＳＲは容量性となる。したがって、バイパス回路はハイパスフィルタとして作用し、周波数が高くなる程、移相量は小さくなる。
高域の周波数帯Ｆ３においては、ＬＣ直列回路ＳＲの第３キャパシタンス素子Ｃ３よりインダクタンス素子Ｌ５のインダクタンスが支配的となって、ＬＣ直列回路ＳＲは誘導性となる。したがって、バイパス回路はローパスフィルタとして作用し、負の移相量となる。移相量が０°となる周波数はＬＣ直列回路ＳＲの直列共振周波数に相当する。
上記移相量の周波数特性は、第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２キャパシタンス素子Ｃ２、第３キャパシタンス素子Ｃ３、インダクタンス素子Ｌ５およびトランスＴの並列寄生インダクタンス成分によって定まる。
このように移相量に所定の大きな周波数特性をもたせることができる。また、広い周波数帯に亘って周波数に応じた所定の移相量を得ることができる。
また、第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２キャパシタンス素子Ｃ２、第３キャパシタンス素子Ｃ３、およびインダクタンス素子Ｌ５は、それぞれ移相量の周波数特性を定めるだけでなく、所定のインピーダンス（一般的には50Ω）に整合するための素子としても作用する。
《第９の実施形態》
第９の実施形態では、ハイパスフィルタおよびローパスフィルタと共に移相器を備えるダイプレクサについて示す。このダイプレクサは本発明に係る「合分波器」の一例である。
図２４（Ａ）は第９の実施形態に係るダイプレクサ１０９の構成を示す回路図である。このダイプレクサ１０９は、共通ポートＰｃと個別ポートＰｒ１，Ｐｒ２との間にそれぞれ接続されたハイバンド通過用ハイパスフィルタＨＰＦおよびローバンド通過用ローパスフィルタＬＰＦを備える。本実施形態では、共通ポートＰｃにアンテナ１が接続されている。
ハイパスフィルタＨＰＦは、信号ラインとグランドとの間にシャント接続された第１インダクタＬ１１と第１インダクタＬ１１の後段に、ラインに対してシリーズ接続された第１キャパシタＣ１１とを含む。本実施形態では、第１キャパシタＣ１１に並列接続されたインダクタＬ１３を備え、その後段にシャント接続されたインダクタＬ１２をさらに備える。
ローパスフィルタＬＰＦは、共通ポートＰｃにシリーズ接続された第２インダクタＬ２１と、第２インダクタＬ２１の後段でグランドとの間にシャント接続された第２キャパシタＣ２１とを含む。本実施形態では、第２インダクタＬ２１に並列接続されたキャパシタＣ２２を備え、シャント接続の第２キャパシタＣ２１の後段にシリーズ接続された、インダクタＬ２２とキャパシタＣ２３との並列接続回路をさらに備える。
上記共通ポートＰｃと第１インダクタＬ１１との間に移相器１９が挿入されている。この移相器１９は、共通ポートＰｃから視て、ローパスＬＰＦの通過周波数帯（ローバンド）でハイパスフィルタＨＰＦが実質的（等価的）にオープンになるように移相する。
図２４（Ｂ）は上記ダイプレクサ１０９の比較例としてのダイプレクサ１０９Ｐの回路図である。ダイプレクサ１０９と異なり、移相器１９を備えていない。
図２５は比較例のダイプレクサ１０９Ｐにおいて、インダクタＬ１１の有無による、ポートＰｒ２−Ｐｃ間の挿入損失の周波数特性を示す図である。ここで、特性曲線Ｃは、インダクタＬ１１がある場合の特性、ＮはインダクタＬ１１が無いときの特性である。
グランドに対してシャント接続され、且つ共通ポートＰｃに接続されるインダクタＬ１１が無い場合には、ローバンドでのアイソレーションが高い。しかし、インダクタＬ１１が無いことにより、ハイパスフィルタＨＰＦの特性は劣化する（後述）。
図２６（Ａ）は、本実施形態のダイプレクサ１０９について、所定ポートにおける反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。図２６（Ｂ）は比較例のダイプレクサ１０９Ｐについて、インダクタＬ１１が無い場合の、所定ポートにおける反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。図２６（Ｃ）は比較例のダイプレクサ１０９Ｐについて、インダクタＬ１１が有る場合の、所定ポートにおける反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。
図２６（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）において、曲線Ａは共通ポートＰｃから視た特性を表し、曲線Ｆは個別ポートＰｒ１から視た特性を表す。また、各マーカーと周波数との関係は次のとおりである。
ｍ１，ｍ３：９６０ＭＨｚ
ｍ２，ｍ４：１．７ＧＨｚ
図２６（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）を比較すれば明らかなように、本実施形態のダイプレクサ１０９では、共通ポートＰｃから視て、ローバンド（９６０ＭＨｚ）で実質的にオープンとなり、ハイバンド（１．７ＧＨｚ）で規定インピーダンス（５０Ω）に整合する。また、個別ポートＰｒ１から視てハイバンド（１．７ＧＨｚ）で規定インピーダンス（５０Ω）に整合する。
図２７（Ａ）は、本実施形態のダイプレクサ１０９について、共通ポートＰｃと個別ポートＰｒ１，Ｐｒ２との間の挿入損失の周波数特性を示す図である。図２７（Ｂ）は、比較例のダイプレクサ１０９Ｐについて、インダクタＬ１１が無い場合の、共通ポートＰｃと個別ポートＰｒ１，Ｐｒ２との間の挿入損失の周波数特性を示す図である。図２７（Ｃ）は、比較例のダイプレクサ１０９Ｐについて、インダクタＬ１１が有る場合の、共通ポートＰｃと個別ポートＰｒ１，Ｐｒ２との間の挿入損失の周波数特性を示す図である。
図２７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）において、曲線ＬＰＦはローパスフィルタＬＰＦの特性、曲線ＨＰＦはローパスフィルタＨＰＦの特性、曲線ＩＳＯはポート間アイソレーションの特性をそれぞれ表す。
図２７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）を比較すれば明らかなように、比較例のダイプレクサ１０９ＰにおいてインダクタＬ１１が無い場合には、図２７（Ｂ）に表れているように、ポート間アイソレーションＩＳＯは−１０ｄＢ程度しか得られない。比較例のダイプレクサ１０９ＰにおいてインダクタＬ１１が有る場合には、図２７（Ｃ）に表れているように、ローパスフィルタＬＰＦのローバンド（７００ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下）での挿入損失が−５ｄＢにも達する。
これに対し、本実施形態のダイプレクサ１０９では、ローパスフィルタＬＰＦの、ローバンドでの挿入損失は−１ｄＢ以下であり、ハイバンド（１．７ＧＨｚ以上２．７ＧＨｚ以下）での減衰量は−３０ｄＢ以上である。また、ハイパスフィルタＨＰＦの、ハイバンドでの挿入損失は−１ｄＢ以下であり、ローバンドでの減衰量は−２８ｄＢ以上である。
《第１０の実施形態》
第１０の実施形態では、複数のＳＡＷフィルタおよびこれらＳＡＷフィルタと共に移相器を備えるマルチプレクサについて示す。このマルチプレクサは本発明に係る「合分波器」の一例である。
図２８は第１０の実施形態に係るマルチプレクサ１１０の構成を示す回路図である。このマルチプレクサ１１０は、共通ポートＰｃと個別ポートＰｒ１，Ｐｒ２，Ｐｒ３，Ｐｒ４との間にそれぞれ接続された移相器１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，１９ｄとＳＡＷフィルタＳＡＷａ，ＳＡＷｂ，ＳＡＷｃ，ＳＡＷｄとを備える。移相器１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，１９ｄは既に幾つかの実施形態で示したトランス型の移相器である。本実施形態では、共通ポートＰｃに例えばアンテナが接続され、個別ポートＰｒ１，Ｐｒ２，Ｐｒ３，Ｐｒ４には各周波数帯の通信回路が接続される。
各ＳＡＷフィルタＳＡＷａ，ＳＡＷｂ，ＳＡＷｃ，ＳＡＷｄはそれぞれ第１ポートおよび第２ポートを有し、通過周波数帯が互いに異なる。第１ＳＡＷフィルタＳＡＷａは、第１ポートが移相器１９ａを介して共通ポートＰｃに接続され、第２ポートは個別ポートＰｒ１に接続される。同様に、第２ＳＡＷフィルタＳＡＷｂは、第１ポートが移相器１９ｂを介して共通ポートＰｃに接続され、第２ポートは個別ポートＰｒ２に接続され、第３ＳＡＷフィルタＳＡＷｃは、第１ポートが移相器１９ｃを介して共通ポートＰｃに接続され、第２ポートは個別ポートＰｒ３に接続され、第４ＳＡＷフィルタＳＡＷｄは、第１ポートが移相器１９ｄを介して共通ポートＰｃに接続され、第２ポートは個別ポートＰｒ４に接続される。
例えば、第１ＳＡＷフィルタＳＡＷａの通過帯域の中心周波数は７００ＭＨｚ、第２ＳＡＷフィルタＳＡＷｂの通過帯域の中心周波数は８００ＭＨｚ、第３ＳＡＷフィルタＳＡＷｃの通過帯域の中心周波数は９００ＭＨｚである。また、第４ＳＡＷフィルタＳＡＷｄの通過帯域の中心周波数は２ＧＨｚである。すなわち、ＳＡＷフィルタＳＡＷａ，ＳＡＷｂ，ＳＡＷｃはローバンド用、ＳＡＷフィルタＳＡＷｄはハイバンド用である。
移相器１９ａは、共通ポートＰｃから視て、第１ＳＡＷフィルタＳＡＷａ以外のＳＡＷフィルタＳＡＷｂ，ＳＡＷｃ，ＳＡＷｄの通過周波数帯で、第１ＳＡＷフィルタＳＡＷａが実質的にオープンになるように移相する。また、移相器１９ｂは、共通ポートＰｃから視て、第２ＳＡＷフィルタＳＡＷｂ以外のＳＡＷフィルタＳＡＷａ，ＳＡＷｃ，ＳＡＷｄの通過周波数帯で、第２ＳＡＷフィルタＳＡＷｂが実質的にオープンになるように移相する。移相器１９ｃは、共通ポートＰｃから視て、第３ＳＡＷフィルタＳＡＷｃ以外のＳＡＷフィルタＳＡＷａ，ＳＡＷｂ，ＳＡＷｄの通過周波数帯で、第３ＳＡＷフィルタＳＡＷｃが実質的にオープンになるように移相する。同様に、移相器１９ｄは、共通ポートＰｃから視て、第４ＳＡＷフィルタＳＡＷｄ以外のＳＡＷフィルタＳＡＷａ，ＳＡＷｂ，ＳＡＷｃの通過周波数帯で、第４ＳＡＷフィルタＳＡＷｄが実質的にオープンになるように移相する。
図２９は一般的なＳＡＷフィルタの一方のポートから視た反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。通過帯域より低い周波数帯で、インピーダンスは実質的にショートであり、通過周波数帯の中心周波数ｆｃで規定インピーダンス（５０Ω）となり、通過帯域より高い周波数帯で、インピーダンスは再び実質的にショートとなる。
したがって、通過帯域周波数が大きく異なる複数のＳＡＷフィルタを共通ポートに直接接続すると、使用周波数帯で共通ポートＰｃが実質的にグランドにショートされる状況が生じる。そのため、例えばローバンド用ＳＡＷフィルタとハイバンド用ＳＡＷフィルタとは互いにショート状態に見えるので、それらを共通ポートＰｃに直接接続することはできない。
本実施形態によれば、通過周波数帯の大きく離れたＳＡＷフィルタ同士であっても、移相器で約１８０°移相されるので、ＳＡＷフィルタは互いにオープンに見える。したがって、移相器を介して共通ポートＰｃに直接接続できる。この状態でポート間アイソレーションが確保される。
上記移相器１９ａ〜１９ｄの移相量は１８０°に限らず、周波数帯に応じて適した移相量に定めてもよい。例えば、第２の実施形態や第８の実施形態で示した、移相量に周波数特性を有するトランス型の移相器を用いてもよい。
図２８中に示す各移相器１９ａ〜１９ｄを、従来のハイパスフィルタ型の移相器で構成する場合を考えると、ＬとＣの特性による、周波数特性の傾きが大きい（周波数特性が大きい）。そのため、狭帯域でしか所定の移相量が得られないので、広帯域に亘ってポート間アイソレーションを確保することはできない。そのため、従来は、周波数帯の大きく離れた複数のＳＡＷフィルタを用いる場合には、ダイプレクサでハイバンドとローバンドの信号を分離し、各バンド内について、複数のＳＡＷフィルタをスイッチで切り替える回路が構成されていた。
本発明による位相調整はトランスを用いた機構となっているため、ハイパスフィルタ型やローパスフィルタ型、ライン型の位相調整機構と比較すると、周波数変化に対する移相量変化が小さい。よって、位相をオープン側に反転できる周波数は従来よりも広帯域となり、より広帯域でＳＡＷフィルタを接続することが可能となる。
例えば、ＳＡＷフィルタで使用する周波数より低いバンドで位相が１８０度反転し、ＳＡＷフィルタの通過帯域で位相がほぼ0度、周波数の高いバンドで位相が−１８０度となるように設計することで、ダイプレクサやスイッチを用いることなく、周波数帯の大きく離れた信号を、ポート間アイソレーションを保ったまま合分波できる。
《他の実施形態》
以上に示した幾つかの実施形態では、トランスのインピーダンスを調整するインピーダンス調整用回路を３つのキャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３で構成する例を示した。インピーダンス調整用回路は、トランスの寄生成分である並列インダクタンス成分および直列インダクタンス成分によるインピーダンスの変位を補正または積極的に修正するための回路であるので、３つのキャパシタンス素子に限らない。トランスに所定のリアクタンス素子を並列またはシリーズ接続することにより、トランスＴのインピーダンスを微調整すればよい。
また、以上に示した各実施形態において、第１キャパシタンス素子Ｃ１や第２キャパシタンス素子Ｃ２は、コイルの線間容量だけに限らず、コイル以外の導体パターンで構成してもよい。さらには外付け部品としてのキャパシタを接続してもよい。また、第３キャパシタンス素子Ｃ３は、コイル間容量だけに限らず、コイル以外の導体パターンで構成してもよい。さらには外付け部品としてのキャパシタを接続してもよい。
最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。例えば、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
Ｃ１…第１キャパシタンス素子
Ｃ２…第２キャパシタンス素子
Ｃ３…第３キャパシタンス素子
Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃ７…キャパシタンス素子
ＣＡ…コイル巻回軸
ＧＮＤ…グランド端子
ＨＰＦ…ハイパスフィルタ
ＩＴ…理想トランス
Ｌ１…第１コイル
Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ａ３，Ｌ１Ａ４，Ｌ１Ａ５…導体
Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２…導体
Ｌ１Ｃ…導体
Ｌ２…第２コイル
Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ａ３，Ｌ２Ａ４，Ｌ２Ａ５…導体
Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２…導体
Ｌ２Ｃ…導体
Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５…インダクタンス素子
Ｌａ，Ｌｃ…直列寄生インダクタンス成分
Ｌｂ…並列寄生インダクタンス成分
Ｌｐ…第１コイル
Ｌｓ…第２コイル
ＬＰＦ…ローパスフィルタ
ＮＣ…空き端子
Ｐ１…第１ポート
Ｐ２…第２ポート
Ｐｃ…共通ポート
Ｐｒ１，Ｐｒ２，Ｐｒ３，Ｐｒ４…個別ポート
ＳＡＷａ，ＳＡＷｂ，ＳＡＷｃ，ＳＡＷｄ…ＳＡＷフィルタ
Ｓ１〜Ｓ１３…基材
ＳＲ…ＬＣ直列回路
Ｔ…トランス
Ｔ１，Ｔ２…端子
Ｖ１〜Ｖ１２…ビア導体
１…アンテナ
１１，１３，１５，１６，１８…移相器
１９，１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，１９ｄ…移相器
３０…移相回路
４０…アンテナ整合回路
４１，４２，４３…インピーダンス整合回路部
５０…給電回路
５１…通信回路
５２…ベースバンド回路
５３…アプリケーションプロセッサ
５４…入出力回路
６１，６２…ハイパスフィルタ
６３…ローパスフィルタ
７１…第１高周波回路
７２…インピーダンス整合回路
７３…移相器
７４…第２高周波回路
１００…積層体
１０９…ダイプレクサ（合分波器）
１０９Ｐ…比較例のダイプレクサ
１１０…マルチプレクサ（合分波器）
２００…通信端末装置

Claims (17)

  1. 第１ポートと第２ポートとの間に接続され、第１コイルおよび前記第１コイルに対して磁界結合する第２コイルを有し、寄生インダクタンス成分を含むトランスと、
    前記トランスの寄生インダクタンス成分によるインピーダンスのずれを抑制するリアクタンス素子を有するインピーダンス調整用回路と、
    を備え、
    周波数帯に応じて異なる移相量となるように、前記トランスの前記第１コイルと前記第２コイルとの結合係数および前記インピーダンス調整用回路のリアクタンス素子の値を定めたことを特徴とする、移相器。
  2. 第１ポートと第２ポートとの間に接続され、第１コイルおよび前記第１コイルに対して磁界結合する第２コイルを有し、寄生インダクタンス成分を含むトランスと、
    前記トランスの寄生インダクタンス成分によるインピーダンスのずれを抑制するリアクタンス素子を有するインピーダンス調整用回路と、
    を備え、
    ローバンドでの移相量が９０°より１８０°に近い移相量となり、ハイバンドでの移相量が１８０°より９０°に近い移相量となるように、前記トランスの前記第１コイルと前記第２コイルとの結合係数および前記インピーダンス調整用回路のリアクタンス素子の値を定めた、移相器。
  3. 第１ポートと第２ポートとの間に接続され、第１コイルおよび前記第１コイルに対して磁界結合する第２コイルを有し、寄生インダクタンス成分を含むトランスと、
    前記トランスの寄生インダクタンス成分によるインピーダンスのずれを抑制するリアクタンス素子を有するインピーダンス調整用回路と、
    を備え、
    ローバンドでの移相量が０°より９０°に近い移相量となり、ハイバンドでの移相量が９０°より０°に近い移相量となるように、前記トランスの第１コイルと第２コイルとの結合係数および前記インピーダンス調整用回路のリアクタンス素子の値を定めた、移相器。
  4. 前記インピーダンス調整用回路は、
    前記トランスの第１ポートとグランドとの間に接続された第１キャパシタンス素子と、
    前記トランスの第２ポートとグランドとの間に接続された第２キャパシタンス素子と、
    前記トランスの第１ポートと第２ポートとの間に接続された第３キャパシタンス素子と、
    を含む、請求項１から３のいずれかに記載の移相器。
  5. 前記インピーダンス調整用回路は、
    前記トランスの第１ポートとグランドとの間に接続された第１キャパシタンス素子と、
    前記トランスの第２ポートとグランドとの間に接続された第２キャパシタンス素子と、
    前記トランスの第１ポートと第２ポートとの間に接続された、第３キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の直列回路と、
    を含む、請求項１から３のいずれかに記載の移相器。
  6. 前記第３キャパシタンス素子は、主に前記第１コイルと前記第２コイルとの間に生じるコイル間容量で構成される、請求項４または５に記載の移相器。
  7. 前記第１キャパシタンス素子は、主に前記第１コイルの線間容量で構成され、前記第２キャパシタンス素子は、主に前記第２コイルの線間容量で構成される、請求項４から６のいずれかに記載の移相器。
  8. 前記第１コイルと前記第２コイルによるトランス比は１：ｎ（ｎは１以外の値）であり、
    前記移相器による移相量は、反射係数がスミスチャート上のハイインピーダンス側からローインピーダンス側に移動され、前記移相器のインピーダンス変換によって、スミスチャート上の中心方向へ移動される、請求項１から７のいずれかに記載の移相器。
  9. 前記トランスは、複数の基材層が積層された単一の積層体内に設けられ、前記第１コイルおよび前記第２コイルは前記基材層に形成された導体パターンで構成される、請求項１から８のいずれかに記載の移相器。
  10. 前記第１コイルおよび前記第２コイルは、実質的に同一の内外径を有し、コイル巻回軸が同軸関係にある、請求項９に記載の移相器。
  11. 前記移相器に対して直列に接続された、ハイパスフィルタまたはローパスフィルタを更に備える、請求項１から１０のいずれかに記載の移相器。
  12. 前記ハイパスフィルタまたは前記ローパスフィルタはキャパシタンス素子およびインダクタンス素子を含み、当該インダクタンス素子は前記第１コイルまたは前記第２コイルと磁界結合する、請求項１１に記載の移相器。
  13. 請求項１から１２のいずれかに記載の移相器と、前記移相器に対して直列に接続されたインピーダンス整合回路部とを備え、
    前記インピーダンス整合回路部は、前記移相器によって移相されたインピーダンスに対してインピーダンス整合させる回路である、インピーダンス整合回路。
  14. 前記移相器は、ローバンドでのインピーダンスをスミスチャート上の第２象限または第３象限に移動させ、
    前記インピーダンス整合回路部は、ハイバンドでのインピーダンスおよびローバンドでのインピーダンスを共にスミスチャート上の中心方向へ移動させる、請求項１３に記載のインピーダンス整合回路。
  15. 請求項１から１２のいずれかに記載の移相器と、ハイバンド通過用ハイパスフィルタと、ローバンド通過用ローパスフィルタとを備え、
    前記ハイバンド通過用ハイパスフィルタは、信号ラインとグランドとの間にシャント接続された第１インダクタと前記第１インダクタの後段にシリーズ接続された第１キャパシタとを含み、
    前記ローバンド通過用ローパスフィルタは、共通ポートにシリーズ接続された第２インダクタと、前記第２インダクタの後段でグランドとの間にシャント接続された第２キャパシタとを含み、
    前記移相器は、前記共通ポートと前記第１インダクタとの間に挿入され、
    前記移相器は、前記共通ポートから視て、前記ローバンド通過用ローパスフィルタの通過周波数帯で前記ハイバンド通過用ハイパスフィルタが実質的にオープンになるように移相することを特徴とする、合分波器。
  16. 請求項１から１２のいずれかに記載の移相器と、
    第１ポートおよび第２ポートを有し、通過周波数帯が互いに異なる、第１ＳＡＷフィルタおよび第２ＳＡＷフィルタを含む複数のＳＡＷフィルタと、を備え、
    前記第１ＳＡＷフィルタは、第１ポートが前記移相器を介して共通ポートに接続され、第２ポートは個別ポートに接続され、
    前記移相器は、前記共通ポートから視て、前記第２ＳＡＷフィルタの通過周波数帯で前記第１ＳＡＷフィルタが実質的にオープンになるように移相することを特徴とする、合分波器。
  17. 給電回路と、前記給電回路に接続されるアンテナと、を備え、
    前記給電回路と前記アンテナとの間に、請求項１から１２のいずれかに記載の移相器、請求項１３もしくは１４に記載のインピーダンス整合回路、または請求項１５もしくは１６に記載の合分波器を備える、通信端末装置。
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