JP7021723B1 - コイルデバイス、回路素子モジュール及び電子機器 - Google Patents

Abstract

ローパスフィルタ（２０１Ａ，２０１Ｂ）は、第１端子対（Ｐ１）と、第２端子対（Ｐ２）と、第１端子対（Ｐ１）と第２端子対（Ｐ２）との間に直列接続され、巻回軸の回りに巻回された第１コイル導体を有する第１コイル（Ｌａ）と、第１端子対（Ｐ１）と第２端子対（Ｐ２）との間に並列接続され、巻回軸の回りに巻回された第２コイル導体を有し、第１コイル（Ｌａ）と磁界結合する第２コイル（Ｌｂ）と、を有する。第１コイル導体の面積は第２コイル導体の面積よりも大きい。

Description

本発明は、複数のコイルを有するコイルデバイス、複数のコイルと共に他の回路素子を有する回路素子モジュール、及びそれらを備える電子機器に関する。

特許文献１には、互いに磁気結合する２つのコイルを有するフィルタ回路が示されている。例えば、信号ラインに直列に接続されたインダクタ、信号ラインとグランドとの間にシャントに接続されたインダクタ、及びその他の回路素子を設けることによって構成された、ローパスフィルタやハイパスフィルタが示されている。

国際公開第２０１９／１０７０８１号

特許文献１に記載のフィルタ回路では、互いに磁界結合するコイルの一方のコイルから発生する磁束が他方のコイルの存在により乱され、その一方のコイルのインダクタンスが意図せず低下する場合がある。そのため、一方のコイルの巻回数やコイル長を増加方向に調整することも必要になる。また、他方のコイルに渦電流が発生してしまい、それが渦電流損となって、損失が発生する場合がある。これらの結果、コイルのＱ値が低下し、挿入損失が増大したり、減衰量が浅くなったりして、所望のフィルタ特性が得られない場合がある。

上述のインダクタンスの低下やＱ値の低下による特性変化やずれはフィルタに限らず、互いに磁界結合する複数のコイルを有するコイルデバイスや回路素子モジュールに共通に生じる。

そこで、本発明の目的は、互いに磁界結合する複数のコイルを有しながらも、インダクタンスの低下やＱ値の低下が抑制された、所定の特性を有するコイルデバイス、回路素子モジュール及びそれらを備える電子機器を提供することにある。

本開示の一例としてのコイルデバイスは、第１端子対と、第２端子対と、前記第１端子対と前記第２端子対との間に直列接続され、巻回軸の回りに巻回された第１コイル導体を有する第１コイルと、前記第１端子対と前記第２端子対との間に並列接続され、前記巻回軸の回りに巻回された第２コイル導体を有し、前記第１コイルと磁界結合する第２コイルと、を備える。そして、前記巻回軸の方向に視て、前記第１コイル導体の面積は前記第２コイル導体の面積よりも大きい。

また、本開示の一例としてのコイルデバイスは、第１端子対と、第２端子対と、前記第１端子対と前記第２端子対との間に並列接続され、巻回軸の回りに巻回された第１コイル導体を有する第１コイルと、前記第１端子対と前記第２端子対との間に直列接続され、前記巻回軸の回りに巻回された第２コイル導体を有し、前記第１コイルと磁界結合する第２コイルと、を備える。そして、前記巻回軸の方向に視て、前記第１コイルのコイル開口は前記第２コイルのコイル開口よりも大きい。

また、本開示の一例としてのコイルデバイスは、第１端子対と、第２端子対と、前記第１端子対の間に接続され、巻回軸の回りに巻回された第１コイル導体を有する第１コイルと、前記第２端子対の間に接続され、前記巻回軸の回りに巻回された第２コイル導体を有し、前記第１コイルと磁界結合する第２コイルと、を備える。そして、前記第１コイルのインダクタンスは前記第２コイルのインダクタンスよりも小さく、前記巻回軸の方向に視て、前記第１コイル導体の面積は前記第２コイル導体の面積よりも大きい。

本発明によれば、互いに磁界結合する複数のコイルを有しながらも、インダクタンスの低下やＱ値の低下が抑制された、所定の特性を有するコイルデバイス、回路素子モジュール及びそれらを備える電子機器が得られる。

図１（Ａ）は、第１の実施形態に係るローパスフィルタ２０１Ａの回路図であり、図１（Ｂ）は、第１の実施形態に係る別のローパスフィルタ２０１Ｂの回路図である。 図２はコイルデバイス１０１Ａの主要部の断面図である。 図３はコイルデバイス１０１Ａを構成する積層体１０の各層に形成されている導体パターンを示す分解平面図である。 図４は、第１コイルＬａ、第２コイルＬｂの平面パターン等を示す図である。 図５（Ａ）は、図１（Ａ）に示したローパスフィルタ２０１Ａの、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２への透過係数Ｓ２１の周波数特性を示す図である。図５（Ｂ）は、図１（Ｂ）に示したローパスフィルタ２０１Ｂの、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２への透過係数Ｓ２１の周波数特性を示す図である。 図６（Ａ）は、第２の実施形態に係るハイパスフィルタ２０２Ａの回路図であり、図６（Ｂ）は、第２の実施形態に係る別のハイパスフィルタ２０２Ｂの回路図である。 図７（Ａ）は、図６（Ａ）、図６（Ｂ）に示したハイパスフィルタ２０２Ａ，２０２Ｂの、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２への透過係数Ｓ２１の周波数特性を示す図である。図７（Ｂ）は、図７（Ａ）の縦軸（挿入損失）を拡大した図である。 図８（Ａ）は第３の実施形態に係る回路素子モジュール３０３の回路図である。図８（Ｂ）は回路素子モジュール３０３の等価回路図である。図８（Ｃ）は回路素子モジュール３０３の別の等価回路図である。 図９は、回路素子モジュール３０３の、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２への透過係数Ｓ２１の周波数特性を示す図である。 図１０は、回路素子モジュール３０３の、内部の導体パターンを透視して表した斜視図である。 図１１は回路素子モジュール３０３を構成する各層の導体パターンを示す分解平面図である。 図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）、図１２（Ｃ）、図１２（Ｄ）は、第４の実施形態に係るインピーダンス変成器２０４Ａ，２０４Ｂ，２０４Ｃ，２０４Ｄの回路図である。 図１３は第５の実施形態に係るインピーダンス変成器２０５の回路図である。 図１４（Ａ）、図１４（Ｂ）は、第６の実施形態に係る高周波モジュールのブロック図である。 図１５は第７の実施形態に係る電子機器２００のブロック図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明又は理解の容易性を考慮して、実施形態を説明の便宜上、複数の実施形態に分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
第１の実施形態では、ローパスフィルタ機能を有する基本的なコイルデバイスについて例示する。

図１（Ａ）は、第１の実施形態に係るローパスフィルタ２０１Ａの回路図であり、図１（Ｂ）は、第１の実施形態に係る別のローパスフィルタ２０１Ｂの回路図である。

図１（Ａ）に示すローパスフィルタ２０１Ａ及び図１（Ｂ）に示すローパスフィルタ２０１Ｂは、第１端子対Ｐ１を入力部、第２端子対Ｐ２を出力部、とするローパスフィルタとして機能する。

なお、第１端子対と第２端子対とを有する構成でも、それは必ず４端子必要なことを意味するものではなく、一方の端子同士が物理的に共通であってもよいし、共通の端子があってもよい。

ローパスフィルタ２０１Ａはコイルデバイス１０１Ａを有し、ローパスフィルタ２０１Ｂはコイルデバイス１０１Ｂを有する。コイルデバイス１０１Ａ，１０１Ｂはいずれも第１コイルＬａと第２コイルＬｂとで構成されている。

ローパスフィルタ２０１Ａは、第１端子対Ｐ１と第２端子対Ｐ２との間に直列に接続された第１コイルＬａと、第１端子対Ｐ１と前記第２端子対Ｐ２との間に並列に接続された第２コイルＬｂとを備える。第２コイルＬｂにはキャパシタＣ１が直列接続されていて、この第２コイルＬｂとキャパシタＣ１との直列回路が信号ラインとグランドとの間にシャントに接続されている。

ローパスフィルタ２０１Ｂは、第１端子対Ｐ１と第２端子対Ｐ２との間に直列に接続された第２コイルＬｂと、第１端子対Ｐ１と前記第２端子対Ｐ２との間に並列に接続された第１コイルＬａとを備える。第１コイルＬａにはキャパシタＣ１が直列接続されていて、この第１コイルＬａとキャパシタＣ１との直列回路が信号ラインとグランドとの間にシャントに接続されている。

図２はコイルデバイス１０１Ａの主要部の断面図である。図３はコイルデバイス１０１Ａを構成する積層体１０の各層に形成されている導体パターンを示す分解平面図である。図２は第１コイルＬａ及び第２コイルＬｂのコイル巻回軸ＡＸに沿った位置での断面図である。図３において、破線は層間接続導体の位置を示している。また、図４は、第１コイルＬａ、第２コイルＬｂの平面パターン等を示す図である。

積層体１０には、Ｓ４層とＳ５層とに亘って形成された第１コイル導体Ｌａ１，Ｌａ２で第１コイルＬａが構成されていて、Ｓ１層からＳ３層に亘って形成された第２コイル導体Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｂ３で第２コイルＬｂが構成されている。

第１コイル導体Ｌａ１，Ｌａ２と第２コイル導体Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｂ３とは、共通のコイル巻回軸ＡＸの回りに巻回され導体パターンである。また、第１コイルＬａのコイル開口ＡＰ１と第２コイルＬｂのコイル開口ＡＰ２は、互いに重なる部分を有する。この構造により、第１コイルＬａと第２コイルＬｂは互いに磁界結合する。

コイルデバイス１０１Ｂについても、コイルデバイス１０１Ａと同様の構成であり、第１コイルＬａが第２コイルＬｂよりＱ値の高い側のコイルである。

第１コイルＬａ、第２コイルＬｂ、第１コイル導体Ｌａ１，Ｌａ２、及び第２コイル導体Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｂ３の特徴的な構成は次のとおりである。

（ａ）コイル巻回軸ＡＸの方向に視て、第１コイル導体Ｌａ１，Ｌａ２の重なったパターンの面積、つまり図４に示す第１コイルＬａのハッチングで示す部分（第１コイルＬａの、コイル開口ＡＰ１及びコイル導体間隔以外の部分）の面積は、第２コイル導体Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｂ３の重なったパターンの面積、つまり図４に示す第２コイルＬｂのハッチングで示す部分（第２コイルＬｂの、コイル開口ＡＰ２を含まない部分）の面積よりも大きい。

（ｂ）コイル巻回軸ＡＸの方向に視て、第１コイルＬａのコイル開口ＡＰ１は第２コイルＬｂのコイル開口ＡＰ２よりも小さい。

（ｃ）第１コイル導体Ｌａ１，Ｌａ２の線幅Ｗ１は第２コイル導体Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｂ３の線幅Ｗ２より大きい。

（ｄ）第１コイル導体Ｌａ１，Ｌａ２はそれぞれ矩形スパイラル状であり、第２コイルＬｂは矩形ヘリカル状である。第１コイルＬａの外周と第２コイルＬｂの外周は略同サイズである。なお、ここで「スパイラル状」とは、２次元的な面に沿ってコイル巻回軸の周囲にコイル導体が形成された状態のことであり、「ヘリカル状」とは、コイル巻回軸の周囲の３次元的な領域にコイル導体が形成された状態のことである。

上記（ａ）の構成により、または（ｂ）の構成により、第１コイルＬａのコイル開口ＡＰ１を通る磁束φは第２コイル導体Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｂ３の影響を受け難い。つまり、第１コイルＬａのコイル開口ＡＰ１を通る磁束φが第２コイル導体Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｂ３に当たることによる渦電流が生じ難い。また、第１コイルＬａのコイル開口ＡＰ１を通る磁束φは第２コイル導体Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｂ３の影響を受けにくいので、第１コイルＬａのインダクタンスの低下が抑制され、第１コイルＬａのターン数やコイル径を大きくすることによるインダクタンスの調整が不要であり、第１コイルＬａのＱ値を高く維持できる。

例えば、図２において実線の円で示す位置に第２コイル導体が存在すると、第１コイルＬａのコイル開口ＡＰ１を通る磁束φは、第２コイル導体の影響を受けてしまうが、本実施形態ではその影響を受けない。

また、上記（ｃ）の構成により、第１コイル導体Ｌａ１，Ｌａ２の直流抵抗成分ＤＣＲが小さくなり、第１コイルＬａのＱ値が高まる。

また、上記（ｄ）の構成により、第１コイルＬａのコイル開口ＡＰ１を通る磁束φが第２コイル導体Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｂ３の影響を更に受け難くなり、Ｑ値の高い第１コイルＬａが得られる。

さて、図１（Ａ）に示したローパスフィルタ２０１Ａに使用されるコイルデバイス１０１Ａは、周波数軸上で通過域となる周波数帯域（通過周波数帯域）において、他の周波数帯域と比較して第１コイルＬａに流れる電流が大きくなる。そのため、通過周波数帯域での第１コイルＬａの抵抗成分による熱損失が抑制され、挿入損失が抑制される。

一方、図１（Ｂ）に示したローパスフィルタ２０１Ｂに使用されるコイルデバイス１０１Ｂは、周波数軸上で減衰極付近の周波数帯域（減衰極周波数帯域）において、第１コイルＬａとキャパシタＣ１との直列回路に起因する共振により、他の周波数帯域と比較して第１コイルＬａに流れる電流が大きくなる。そのため、減衰極周波数帯域での第１コイルＬａの抵抗成分による減衰量低下が抑制され、減衰量が増大する。

図５（Ａ）は、図１（Ａ）に示したローパスフィルタ２０１Ａの、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２への透過係数Ｓ２１の周波数特性を示す図である。また、図５（Ｂ）は、図１（Ｂ）に示したローパスフィルタ２０１Ｂの、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２への透過係数Ｓ２１の周波数特性を示す図である。図５（Ａ）、図５（Ｂ）において、ｆａは減衰極周波数を表している。ここで、Ｓ２１が－３ｄＢとなる（通過電力が半分となる）周波数ｆｃより低域が通過周波数帯域であり、高域が減衰極周波数帯域である。

上述のとおり、ローパスフィルタ２０１Ａは、通過周波数帯域における挿入損失を、より小さくしたローパスフィルタであり、図１（Ｂ）に示したローパスフィルタ２０１Ｂの特性に比較して、通過周波数帯域での挿入損失Ｔが小さい。

また、ローパスフィルタ２０１Ｂは、減衰極周波数帯域における減衰量を、より大きくしたローパスフィルタであり、図１（Ａ）に示したローパスフィルタ２０１Ａの特性に比較して、減衰極周波数帯域での減衰量Ａが大きい。

このようにして、所望のフィルタ特性に応じて、Ｑ値の高いコイルを割り当てることで、そのＱ値の高い特性が活かされたフィルタが構成できる。

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、ハイパスフィルタ機能を有する基本的なコイルデバイスについて例示する。

図６（Ａ）は、第２の実施形態に係るハイパスフィルタ２０２Ａの回路図であり、図６（Ｂ）は、第２の実施形態に係る別のハイパスフィルタ２０２Ｂの回路図である。

図６（Ａ）に示すハイパスフィルタ２０２Ａ及び図６（Ｂ）に示すハイパスフィルタ２０２Ｂは、第１端子対Ｐ１を入力部、第２端子対Ｐ２を出力部とするハイパスフィルタとして機能する。

ハイパスフィルタ２０２Ａはコイルデバイス１０２Ａを有し、ハイパスフィルタ２０２Ｂはコイルデバイス１０２Ｂを有する。コイルデバイス１０２Ａ，１０２Ｂはいずれも第１コイルＬａと第２コイルＬｂとで構成されていて、構造上も図２、図３に示した通りである。

ハイパスフィルタ２０２Ａは、第１端子対Ｐ１と第２端子対Ｐ２との間に直列に接続された第１コイルＬａと、第１端子対Ｐ１と前記第２端子対Ｐ２との間で、信号ラインとグランドとの間にシャントに接続された第２コイルＬｂとを備える。第１コイルＬａにはキャパシタＣ２が並列接続されていて、この第１コイルＬａとキャパシタＣ２との並列回路が信号ラインに直列に接続されている。

ハイパスフィルタ２０２Ｂは、第１端子対Ｐ１と第２端子対Ｐ２との間に直列に接続された第２コイルＬｂと、第１端子対Ｐ１と前記第２端子対Ｐ２との間で、信号ラインとグランドとの間にシャントに接続された第１コイルＬａとを備える。第２コイルＬｂにはキャパシタＣ２が並列接続されていて、この第２コイルＬｂとキャパシタＣ２との並列回路が信号ラインに直列に接続されている。

コイルデバイス１０２Ａ，１０２Ｂはいずれも、第１コイルＬａのＱ値が第２コイルＬｂのＱ値よりも高い。

ハイパスフィルタ２０２Ａについては、周波数軸上で減衰極付近の周波数帯域（減衰極周波数帯域）において、第１コイルＬａとキャパシタＣ２との並列回路に起因する共振により、減衰極が形成される。ここで、第１コイルＬａの抵抗成分により、共振付近において等価的に並列回路にコンダクタンス成分が現れるので、共振状態においても並列回路を透過する電流が生じ、第１端子対Ｐ１と第２端子対Ｐ２の間を電力が伝送し、減衰が浅くなる。しかし、ハイパスフィルタ２０２Ａでは、第１コイルＬａのＱ値が高いことにより、減衰極周波数帯域での第１コイルＬａの抵抗成分による減衰量低下が抑制され、減衰量が増大する。

一方、周波数軸上での通過域となる周波数帯域（通過周波数帯域）において、第１コイルＬａの抵抗成分による理想インダクタからの位相のずれにより、通過帯域での挿入損失が発生する。しかし、ハイパスフィルタ２０２Ｂでは、第１コイルＬａのＱ値が高いことにより、通過周波数帯域での第１コイルＬａの抵抗成分による位相のずれが小さく、挿入損失が抑制される。

また、周波数軸上での阻止域となる周波数帯域（遮断周波数帯域）において、第１コイルＬａの抵抗成分により減衰が浅くなる。しかし、ハイパスフィルタ２０２Ｂでは、第１コイルＬａのＱ値が高いことにより、遮断周波数帯域での第１コイルＬａの抵抗成分による減衰量低下が抑制され、減衰量が増大する。

図７（Ａ）は、図６（Ａ）、図６（Ｂ）に示したハイパスフィルタ２０２Ａ，２０２Ｂの、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２への透過係数Ｓ２１の周波数特性を示す図である。図７（Ｂ）は、図７（Ａ）の縦軸（挿入損失）を拡大した図である。図７（Ａ）、図７（Ｂ）において、実線はハイパスフィルタ２０２Ａの特性であり、破線はハイパスフィルタ２０２Ｂの特性である。図７（Ａ）においてｆａは減衰極周波数を表している。

上述のとおり、ハイパスフィルタ２０２Ａは、直列に接続された第１コイルＬａのＱ値が高いので、ハイパスフィルタ２０２Ｂの特性に比較して、減衰極周波数帯域での減衰量が大きい。

一方、ハイパスフィルタ２０２Ｂは、並列に接続された第１コイルＬａのＱ値が高いので、図７（Ｂ）に表れているように、通過周波数帯域における挿入損失が抑えられる。また、図７（Ａ）に表れているように、減衰極を除く阻止域（減衰極ｆａより低域）の減衰量が大きい。

このようにして、所望のフィルタ特性に応じて、Ｑ値の高いコイルを割り当てることで、そのＱ値の高い特性が活かされたフィルタが構成できる。

《第３の実施形態》
第３の実施形態では、ローパスフィルタ機能を有する別のコイルデバイスについて例示する。

図８（Ａ）は第３の実施形態に係る回路素子モジュール３０３の回路図である。図８（Ｂ）は回路素子モジュール３０３の等価回路図である。図８（Ｃ）は回路素子モジュール３０３の別の等価回路図である。この回路素子モジュール３０３は、ローパスフィルタとして機能する。

回路素子モジュール３０３は、第１コイルＬａ、第２コイルＬｂ、及び第１コイルＬａ又は第２コイルＬｂに接続されたその他の回路素子を備える。回路素子モジュール３０３は、第１端子対Ｐ１と第２端子対Ｐ２との間に直列に接続された第１コイルＬａと、第１端子対Ｐ１と前記第２端子対Ｐ２との間に結合された第２コイルＬｂとを備える。

第１コイルＬａにはキャパシタＣ１２が並列接続されていて、この第１コイルＬａとキャパシタＣ１２との並列回路が信号ラインに直列に接続されている。また、第２コイルＬｂにはキャパシタＣ２が直列接続されていて、この第２コイルＬｂとキャパシタＣ２との直列回路が信号ラインとグランドとの間にシャントに接続されている。さらに、第１コイルＬａとキャパシタＣ１２との並列回路の前段に、信号ラインとグランドとの間にシャントに（第１端子対Ｐ１の両端に）キャパシタＣ１が接続されている。

第１コイルＬａと第２コイルＬｂとの結合によるトランスは、第１コイルＬａと第２コイルＬｂとの相互インダクタンスをＭで表すと、図８（Ｂ）に示すように、Ｔ型等価回路で表すことができる。第１コイルＬａと第２コイルＬｂとは和動接続されている。このため、図８（Ｂ）において、インダクタ（Ｌａ＋Ｍ，－Ｍ）とキャパシタＣ１２との並列回路により並列共振回路ＰＲが構成されていて、インダクタ（Ｌｂ＋Ｍ）とキャパシタＣ２との直列回路により直列共振回路ＳＲが構成されている。並列共振回路ＰＲと直列共振回路ＳＲによって複合的に第１の減衰極及び第２の減衰極が生じる。キャパシタＣ１は整合回路として作用する。

本実施形態では、第１の実施形態で示した、ローパスフィルタ機能を有する基本的なコイルデバイスと比較して、キャパシタＣ１２により減衰極が２つ生じるため、２帯域それぞれに深い減衰特性が得られたり、広帯域に亘って深めの減衰特性が得られたりする。

図８（Ｂ）において、インダクタ（Ｌａ＋Ｍ）、インダクタ（－Ｍ）、インダクタ（Ｌｂ＋Ｍ）及びキャパシタＣ２によってＴ型回路が構成されているが、インダクタ（－Ｍ）は負のリアクタンスであるため、ローパスフィルタの減衰特性の面では急峻性がやや劣る。しかし、上記インダクタ（－Ｍ）が負のリアクタンスであることにより、ローパスフィルタの通過域において、このＴ型回路をΠ型回路に変換すると、図８（Ｃ）に示すような等価回路となる。つまり、図８（Ｃ）ｂに示す、キャパシタ－Ｃ２’，Ｃ２’’及びインダクタＬａ’によるΠ型回路は、図８（Ｂ）に示したＴ型回路と等価である。このように、１端子対Ｐ１側にシャント接続される負のキャパシタンスＣ２’に由来して、負のサセプタンスが生じる。この負のサセプタンスに対してキャパシタＣ１が並列接続されるため、上記負のサセプタンスは抑制される。そのため、ローパスフィルタとしての減衰特性の急峻性の劣化は抑制される。つまり、第１の実施形態でのローパスフィルタ機能を有する基本的なコイルデバイスに比較して、キャパシタＣ１の付与により、急峻な減衰特性が得られる。

図９は、回路素子モジュール３０３の、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２への透過係数Ｓ２１の周波数特性を示す図である。周波数ｆａ１は上記第１の減衰極の周波数であり、周波数ｆａ２は上記第２の減衰極の周波数である。この例では第１コイルＬａのＱ値が高いので、通過周波数帯域における挿入損失Ｔが小さい。さらには、相互インダクタンスの発生により、第１コイルＬａの見かけ上のインダクタンスは大きくなり、第１コイルＬａの見かけ上のＱ値も高くなり、通過周波数帯域における挿入損失Ｔが小さい。

つまり、本実施形態の回路素子モジュール３０３によれば、通過周波数帯域における挿入損失Ｔを小さくすることができる。

図１０は、回路素子モジュール３０３の、内部の導体パターンを透視して表した斜視図である。図１１は回路素子モジュール３０３を構成する各層の導体パターンを示す分解平面図である。図１０中の端子Ｔ１，Ｔ２，ＧＮＤは、図８（Ａ）、図８（Ｂ）中に示した端子Ｔ１，Ｔ２，ＧＮＤにそれぞれ対応している。また、図１０中の端子ＮＣは回路に非接続の空き端子である。

図１１において、Ｓ２層からＳ７層に亘って形成された第１コイル導体Ｌａ１～Ｌａ６で第１コイルＬａが構成されていて、Ｓ８層からＳ１１層に亘って形成された第２コイル導体Ｌｂ１～Ｌｂ４で第２コイルＬｂが構成されている。第１コイル導体Ｌａ１～Ｌａ６は並列接続されていて、第２コイル導体Ｌｂ１～Ｌｂ４は直列接続されている。また、Ｓ１層からＳ７層に亘って形成された電極によってキャパシタＣ１２が構成されている。さらに、Ｓ８層からＳ１１層に亘って形成された電極によってキャパシタＣ１，Ｃ２がそれぞれ構成されている。

このように構成した回路素子モジュール３０３の作用効果は次のとおりである。

（ａ）第１コイルＬａ、第２コイルＬｂの横にキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ１２を並置することで、第１コイルＬａ、第２コイルＬｂのコイル開口とキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ１２の電極が重ならないので、第１コイルＬａ、第２コイルＬｂのインダクタンスとＱ値の低下が抑制される。

（ｂ）第１コイルＬａ、第２コイルＬｂの横にキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ１２を並置することで、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ１２を構成する電極の積層数が増えるので、キャパシタの構成に寄与しない最上下層の外側の面積の割合が減り、体積当たりのキャパシタンスを大きくできる。

（ｃ）第１コイルＬａ、第２コイルＬｂの横にキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ１２を並置することで、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ１２を構成する電極の積層数が増えるので、層間厚みが平均化され、層間厚みのばらつきによるキャパシタンスのばらつきが抑制され、共振周波数のばらつきも抑制される。

（ｄ）第１コイルＬａとキャパシタＣ１２とを並置（一体化）することで、キャパシタＣ１２形成用の電極がコイル開口を塞ぐことがなく、第１コイルＬａのコイル開口を大きく形成でき、かつ線幅を太くできるので、第１コイルＬａのＱ値が向上する。ただし、図１１に示した例では、第１コイル導体Ｌａ１～Ｌａ６の線幅は第２コイル導体Ｌｂ１～Ｌｂ４の線幅と同じである。

（ｅ）第１コイルＬａとキャパシタＣ１２とを並置（一体化）することで、第１コイルＬａとキャパシタＣ１２との間に間隙層を設ける必要がなく、体積当たりの第１コイルＬａのインダクタンスとキャパシタＣ１２のキャパシタンスを大きくできる。

（ｆ）第１コイル導体Ｌａ１～Ｌａ６それぞれをスパイラル状とし、それらを並列接続し磁界結合させたことにより、第１コイルＬａのコイル導体の等価的な厚みが厚くなり、第１コイルＬａのインダクタンスを維持しつつ、Ｑ値を向上させることができる。

（ｇ）第１コイル導体Ｌａ１～Ｌａ６を隣接層間で交互に並列接続することで、キャパシタＣ１２のための層間接続導体の形成が不要となる。また、この層間接続導体を設けないことにより、キャパシタＣ１２を構成する電極の有効面積が大きくなり、キャパシタＣ１２のキャパシタンスを大きくできる。

（ｈ）第２コイルＬｂをヘリカル状にすることで、渦電流の原因となる第１コイルＬａに対面する第２コイルＬｂのライン幅を減らし、第１コイルＬａのインダクタンスとＱ値の低下及び挿入損失の増大を抑制できる。

（ｉ）第１コイルＬａ、第２コイルＬｂの横にキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ１２を並置することで、第２コイルＬｂの引き出しを、キャパシタＣ１やキャパシタＣ２の電極を経由して行うことができ、第２コイルＬｂのコイル開口を変えずに、第２コイルＬｂの線長を調整でき、Ｑ値の低下を抑制して、第２コイルＬｂのインダクタンスを調整でき、そのことで共振周波数の調整が可能となる。

（ｊ）第２コイルＬｂの巻き始めと巻き終わりの付近の層間接続導体の位置の定め方で、第１コイルＬａと第２コイルＬｂとの結合係数を調整でき、直列共振回路ＳＲの共振周波数の調整が可能となる。例えば、第２コイル導体Ｌｂ４を短くして第２コイル導体Ｌｂ１を長くすれば、第２コイルＬｂのインダクタンスをおよそ維持しつつ結合係数を上げることができる。逆に、Ｌｂ４を長くしてＬｂ１を短くすれば、第２コイルＬｂのインダクタンスをおよそ維持しつつ結合係数を下げることができる。つまり、第２コイル導体Ｌｂ１と第１コイル導体Ｌａ６との並走部の線長が長くなることで、第１コイルＬａと第２コイルＬｂとの結合係数が高まり、第２コイル導体Ｌｂ１と第１コイル導体Ｌａ６との並走部の線長が短くなることで、第１コイルＬａと第２コイルＬｂとの結合係数が低下する。

《第４の実施形態》
第４の実施形態ではインピーダンス変成器として作用するコイルデバイスについて例示する。

図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）、図１２（Ｃ）、図１２（Ｄ）は、第４の実施形態に係るインピーダンス変成器２０４Ａ，２０４Ｂ，２０４Ｃ，２０４Ｄの回路図である。いずれのインピーダンス変成器２０４Ａ，２０４Ｂ，２０４Ｃ，２０４Ｄも、第１コイルＬａと第２コイルＬｂとを有し、第１コイルＬａと第２コイルＬｂとは互いに磁界結合する。

インダクタンスが小さいコイルは、そのコイルのＱ値を維持するためには抵抗成分も同様に小さくしなければならない。しかし、インダクタンスは巻き数の１～２乗（理想）で増加するのに対して、抵抗成分は１乗でしか変化しないため、インダクタンスの小さなコイルのＱ値を維持することは困難である。

図１２（Ａ）のインピーダンス変成器２０４Ａでは、第１端子対Ｐ１に第２コイルＬｂが接続され、第２端子対Ｐ２に第１コイルＬａが接続されている。このインピーダンス変成器２０４Ａのインピーダンス変成比は、第２コイルＬｂの巻回数をＮｂ、第１コイルＬａの巻回数をＮａで表すとき、Ｎｂ：Ｎａである。そして、この例では、Ｎｂ＞Ｎａであり、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２へのインピーダンス変成比は１未満である。このインピーダンス変成器２０４Ａでは、インダクタンスが小さくてＱ値を高く構成しづらい第１コイルＬａのＱ値を第２コイルＬｂのＱ値と同程度となるように構成しているため、低挿入損失のインピーダンス変成器として用いることができる。

図１２（Ｂ）のインピーダンス変成器２０４Ｂでは、第１端子対Ｐ１に第１コイルＬａが接続され、第２端子対Ｐ２に第２コイルＬｂが接続されている。このインピーダンス変成器２０４Ｂのインピーダンス変成比は、第２コイルＬｂの巻回数をＮｂ、第１コイルＬａの巻回数をＮａで表すとき、Ｎａ：Ｎｂである。そして、この例では、Ｎａ＜Ｎｂであり、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２へのインピーダンス変成比は１を超える。このインピーダンス変成器２０４Ｂでも、インダクタンスが小さくてＱ値を高く構成しづらい第１コイルＬａのＱ値を第２コイルＬｂのＱ値と同程度となるように構成しているため、低挿入損失のインピーダンス変成器として用いることができる。

図１２（Ｃ）のインピーダンス変成器２０４Ｃでは、第１端子対Ｐ１に第２コイルＬｂが接続され、第２端子対Ｐ２に第１コイルＬａが接続されている。図１２（Ａ）に示したインピーダンス変成器２０４Ａは不平衡回路であったが、この図１２（Ｃ）に示すインピーダンス変成器２０４Ｃは平衡回路である。このインピーダンス変成器２０４Ｃのインピーダンス変成比は、第２コイルＬｂの巻回数をＮｂ、第１コイルＬａの巻回数をＮａで表すとき、Ｎｂ：Ｎａである。そして、この例では、Ｎｂ＞Ｎａであり、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２へのインピーダンス変成比は１未満である。このインピーダンス変成器２０４Ｃでは、インダクタンスが小さくてＱ値を高く構成しづらい第１コイルＬａのＱ値を第２コイルＬｂのＱ値と同程度となるように構成しているため、低挿入損失のインピーダンス変成器として用いることができる。

図１２（Ｄ）のインピーダンス変成器２０４Ｄでは、第１端子対Ｐ１に第１コイルＬａが接続され、第２端子対Ｐ２に第２コイルＬｂが接続されている。図１２（Ｂ）に示したインピーダンス変成器２０４Ｂは不平衡回路であったが、この図１２（Ｄ）に示すインピーダンス変成器２０４Ｄは平衡回路である。このインピーダンス変成器２０４Ｄのインピーダンス変成比は、第２コイルＬｂの巻回数をＮｂ、第１コイルＬａの巻回数をＮａで表すとき、Ｎａ：Ｎｂである。そして、この例では、Ｎａ＜Ｎｂであり、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２へのインピーダンス変成比は１を超える。このインピーダンス変成器２０４Ｄでも、インダクタンスが小さくてＱ値を高く構成しづらい第１コイルＬａのＱ値を第２コイルＬｂのＱ値と同程度となるように構成しているため、低挿入損失のインピーダンス変成器として用いることができる。

《第５の実施形態》
第５の実施形態ではインピーダンス変成器として作用するコイルデバイスについて例示する。

図１３は第５の実施形態に係るインピーダンス変成器２０５の回路図である。このインピーダンス変成器２０５は第１コイルＬａと第２コイルＬｂとを有し、第１コイルＬａと第２コイルＬｂとは互いに磁界結合する。

インピーダンス変成器２０５では、第１端子対Ｐ１に、第２コイルＬｂと第１コイルＬａとの直列回路が接続され、第２端子対Ｐ２に第１コイルＬａが接続されている。つまり、第１コイルＬａと第２コイルＬｂとでオートトランスが構成されている。このインピーダンス変成器２０５において、第１端子対Ｐ１から第２端子対Ｐ２へのインピーダンス変成比は１未満である。つまり、第１コイルＬａに流れる電流が第２コイルＬｂに流れる電流よりも大きくなる。このインピーダンス変成器２０５では、第１コイルＬａのＱ値が高い側であるので、低挿入損失のインピーダンス変成器として用いることができる。

《第６の実施形態》
第６の実施形態では、フィルタとアンプとを含む高周波モジュールについて例示する。

図１４（Ａ）、図１４（Ｂ）は、第６の実施形態に係る高周波モジュール４００Ａ，４００Ｂのブロック図である。これら高周波モジュール４００Ａ，４００Ｂは本発明に係る「回路素子モジュール」の一例である。

高周波モジュール４００Ａは送信回路Ｔｘの出力部とアンテナＡＮＴとの間に接続される。この高周波モジュール４００Ａは送信周波数帯の信号を通過させるフィルタと送信信号を電力増幅する増幅器ＰＡとで構成されている。

高周波モジュール４００ＢはアンテナＡＮＴと受信回路Ｒｘとの間に接続される。この高周波モジュール４００Ｂは受信周波数を低雑音増幅する増幅器ＬＮＡと、受信周波数帯の信号を通過させるフィルタとで構成されている。

上記フィルタは、第１の実施形態、第２の実施形態又は第３の実施形態等で示したコイルデバイスで構成される。このように、コイルデバイス及び能動回路素子が単一のパッケージ内に一体的に構成された高周波モジュールを構成してもよい。

《第７の実施形態》
第７の実施形態では、コイルデバイス又は回路素子モジュールを備える、通信端末装置等の電子機器について例示する。

図１５は第７の実施形態に係る電子機器５００のブロック図である。本実施形態の電子機器５００は、アンテナ１、アンテナ整合回路４０、通信回路５１、ベースバンド回路５２、アプリケーションプロセッサ５３及び入出力回路５４を備えている。通信回路５１はローバンド（700MHzから900MHz帯）とハイバンド（1.7GHzから2.7GHz帯）についての送信回路ＴＸ及び受信回路ＲＸ、さらにはアンテナ共用器を備えている。アンテナ１は、ローバンドとハイバンドに対応するモノポールアンテナ、逆Ｌ型アンテナ、逆Ｆ型アンテナ等である。

上記構成要素は１つの筐体内に収納されている。例えば、アンテナ整合回路４０、通信回路５１、ベースバンド回路５２、アプリケーションプロセッサ５３はプリント配線板に実装され、プリント配線板は筐体内に収納される。入出力回路５４は表示・タッチパネルとして筐体に組み込まれる。アンテナ１はプリント配線板に実装されるか、筐体の内面又は内部に配置される。

アンテナ整合回路４０は、例えば第５の実施形態で示したインピーダンス変成器として作用するコイルデバイスで構成されている。また、通信回路５１内のフィルタは、例えば第３の実施形態等で示したフィルタとしての回路素子モジュールで構成されている。

以上に示した構成により、所定の周波数特性を有するフィルタや低挿入損失のインピーダンス整合回路を備える電子機器が得られる。

最後に、本発明は上述した実施形態に限られるものではない。当業者によって適宜変形及び変更が可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変形及び変更が含まれる。

ＡＰ１，ＡＰ２…コイル開口
ＡＸ…コイル巻回軸
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１２…キャパシタ
Ｌａ…第１コイル
Ｌａ１～Ｌａ６…第１コイル導体
Ｌｂ…第２コイル
Ｌｂ１～Ｌｂ４…第２コイル導体
Ｐ１…第１端子対
Ｐ２…第２端子対
ＰＲ…並列共振回路
ＲＸ…受信回路
ＳＲ…直列共振回路
ＴＸ…送信回路
１…アンテナ
１０…積層体
４０…アンテナ整合回路
５１…通信回路
５２…ベースバンド回路
５３…アプリケーションプロセッサ
５４…入出力回路
１０１Ａ，１０１Ｂ…コイルデバイス
１０２Ａ，１０２Ｂ…コイルデバイス
２０１Ａ，２０１Ｂ…ローパスフィルタ
２０２Ａ，２０２Ｂ…ハイパスフィルタ
２０４Ａ，２０４Ｂ，２０４Ｃ，２０４Ｄ，２０５…インピーダンス変成器
３０３…回路素子モジュール
４００Ａ，４００Ｂ…高周波モジュール
５００…電子機器

Claims (11)

1. 第１端子対と、
   第２端子対と、
   前記第１端子対と前記第２端子対との間に直列接続され、巻回軸の回りに巻回された第１コイル導体を有する第１コイルと、
   前記第１端子対と前記第２端子対との間に並列接続され、前記巻回軸の回りに巻回された第２コイル導体を有し、前記第１コイルと磁界結合する第２コイルと、
   を備え、
   前記第１コイル導体は、積層体の第１の複数層に形成され、
   前記第２コイル導体は、前記積層体における前記第１の複数層と異なる第２の複数層に形成され、
   前記巻回軸の方向に視て、前記第１の複数層に形成された複数の第１コイル導体が重なった導体パターンの面積は、前記第２の複数層に形成された複数の第２コイル導体が重なった導体パターンの面積よりも大きく、
   前記第１コイル導体の形状はスパイラル状であり、前記第２コイル導体の形状はヘリカル状である、
   コイルデバイス。
2. 第１端子対と、
   第２端子対と、
   前記第１端子対と前記第２端子対との間に並列接続され、巻回軸の回りに巻回された第１コイル導体を有する第１コイルと、
   前記第１端子対と前記第２端子対との間に直列接続され、前記巻回軸の回りに巻回された第２コイル導体を有し、前記第１コイルと磁界結合する第２コイルと、
   を備え、
   前記第１コイル導体は、積層体の第１の複数層に形成され、
   前記第２コイル導体は、前記積層体における前記第１の複数層と異なる第２の複数層に形成され、
   前記巻回軸の方向に視て、前記第１の複数層に形成された複数の第１コイル導体が重なった導体パターンの面積は、前記第２の複数層に形成された複数の第２コイル導体が重なった導体パターンの面積よりも大きく、
   前記第１コイル導体の形状はスパイラル状であり、前記第２コイル導体の形状はヘリカル状である、
   コイルデバイス。
3. 前記第１コイルと前記第２コイルとは和動接続されており、
   前記第１コイル及び前記第２コイルによってインピーダンス変成回路が構成される、
   請求項２に記載のコイルデバイス。
4. 前記第２コイルに直列接続されるコンデンサを備え、
   周波数特性に減衰極が形成されるフィルタ機能を有する、
   請求項１から３のいずれかに記載のコイルデバイス。
5. 前記第１コイルに並列接続されるコンデンサを備え、
   周波数特性に減衰極が形成されるフィルタ機能を有する、
   請求項１から３のいずれかに記載のコイルデバイス。
6. 第１端子対と、
   第２端子対と、
   前記第１端子対の間に接続され、巻回軸の回りに巻回された第１コイル導体を有する第１コイルと、
   前記第２端子対の間に接続され、前記巻回軸の回りに巻回された第２コイル導体を有し、前記第１コイルと磁界結合する第２コイルと、
   を備え、
   前記第１コイルのインダクタンスは前記第２コイルのインダクタンスよりも小さく、
   前記第１コイル導体は、積層体の第１の複数層に形成され、
   前記第２コイル導体は、前記積層体における前記第１の複数層と異なる第２の複数層に形成され、
   前記巻回軸の方向に視て、前記第１の複数層に形成された複数の第１コイル導体が重なった導体パターンの面積は、前記第２の複数層に形成された複数の第２コイル導体が重なった導体パターンの面積よりも大きい、
   コイルデバイス。
7. 前記第１コイル導体の線幅は前記第２コイル導体の線幅よりも大きい、
   請求項１から６のいずれかに記載のコイルデバイス。
8. 前記第１コイル導体の形状はスパイラル状であり、前記第２コイル導体の形状はヘリカル状である、
   請求項６または７のいずれかに記載のコイルデバイス。
9. 請求項１から８のいずれかに記載のコイルデバイスと、前記第１コイル又は前記第２コイルに接続される能動回路素子と、を備え、前記コイルデバイス及び前記能動回路素子が単一のパッケージ内に一体的に構成された、回路素子モジュール。
10. 請求項１から８のいずれかに記載のコイルデバイスと、当該コイルデバイスに接続された他の回路と、を備えた電子機器。
11. 請求項９に記載の回路素子モジュールと、当該回路素子モジュールに接続された他の回路とを備えた電子機器。

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