WO2014050552A1 - インピーダンス変換回路および無線通信装置 - Google Patents

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WO2014050552A1
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conductor
shaped conductor
impedance conversion
conversion circuit
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石塚健一
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株式会社村田製作所
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    • H03H2001/0021—Constructional details
    • H03H2001/0085—Multilayer, e.g. LTCC, HTCC, green sheets

Definitions

  • the present invention relates to an impedance conversion circuit and a wireless communication device applied to an antenna device or the like.
  • the frequency band used for mobile phones in recent years is very wide.
  • a cellular terminal compatible with pentaband can support both LowBand (for example, 824 to 960 MHz) and HighBand (for example, 1710 to 2170 MHz). Desired. Therefore, in order to correspond to LowBand and HighBand with one antenna, different operation modes are assigned to the antenna according to the frequency band. Normally, it is designed to support LowBand in the fundamental mode and HighBand in the harmonic mode.
  • the input impedance of the antenna varies depending on the mode (resonance point).
  • An antenna for a mobile phone terminal is, for example, about 8 ⁇ for LowBand and about 15 ⁇ for HighBand.
  • Patent Document 1 discloses an impedance matching circuit having frequency characteristics (frequency dependence) by adding a reactance element to an impedance conversion circuit using a transformer.
  • a transformer having a frequency characteristic in which impedance matching is performed in a desired band has the same impedance on the antenna port side as the antenna impedance for each frequency.
  • the combination of inductance L1 of the primary coil and inductance L2 of the secondary coil used for coupling Is limited to two ways.
  • the values of L1 and L2 are as very small as several nH, and it is difficult to obtain a high coupling coefficient due to the following factors.
  • an object of the present invention is to provide an impedance conversion circuit capable of obtaining a predetermined (large) coupling coefficient even with a small coil and obtaining a predetermined impedance conversion ratio, and a wireless communication apparatus including the impedance conversion circuit. It is to provide.
  • a first coil element (L1) and a second coil element (L2) that are transformer-coupled are provided on a laminated body formed by laminating a plurality of base material layers.
  • the first coil element (L1) is composed of a first loop conductor (LP1) and a second loop conductor (LP2) provided in different layers of the multilayer body
  • the second coil element (L2) is composed of a third loop conductor (LP3) and a fourth loop conductor (LP4) provided in different layers of the multilayer body
  • the first loop-shaped conductor (LP1), the second loop-shaped conductor (LP2), the third loop-shaped conductor (LP3), and the fourth loop-shaped conductor (LP4) have the same general shape in plan view from the stacking direction (almost identical) Shape) (a pattern that circulates on almost the same loop)
  • the first loop conductor (LP1) and the second loop conductor (LP2) are sandwiched in the layer direction between the third loop conductor (LP3) and the fourth loop conductor (LP4)
  • the first coil element L1 is compared with the second coil element L2. And has a large self-inductance. Further, since at least some of them (L1B, L1C) are connected in parallel, the first coil element L1 and the second coil element L2 have substantially the same shape but have different inductance values. Furthermore, since the loop-shaped conductor of the first coil element and the loop-shaped conductor of the second coil element are close to each other in the layer direction and are coupled with each other by mutual inductance, there is sufficient between the first coil element and the second coil element. A coupling coefficient is obtained.
  • a part (L1B) of the first loop conductor (LP1) and a part (L1C) or the whole of the second loop conductor (LP2) form a parallel circuit, and the first loop conductor (LP1) It is preferable that the remaining portion (L1A) of the loop-shaped conductor (LP1) and the remaining portion (L1D) of the second loop-shaped conductor (LP2) are respectively connected in series to the parallel circuit.
  • the remaining portions of the first loop-shaped conductor and the second loop-shaped conductor also contribute to the self-induction of the first coil element and the mutual induction with the second coil element. It is easy to obtain a coefficient and a predetermined impedance conversion ratio.
  • the third loop conductor (LP3) and the fourth loop conductor (LP4) are preferably connected in series. With this configuration, the number of turns and the inductance of the first coil element can be reduced, and the number of turns and the inductance of the second coil element can be increased, thereby obtaining a large impedance conversion ratio.
  • the first loop-shaped conductor (LP1), the second loop-shaped conductor (LP2), the third loop-shaped conductor (LP3), and the fourth loop-shaped conductor (LP4) each have a loop of approximately one turn per layer. It is preferable that it is formed in a shape. With this configuration, the routing in the surface direction and the connection in the layer direction of the first to fourth loop conductors are simplified, the number of conductor patterns that do not contribute to coupling is reduced, and the size can be easily reduced.
  • At least one of the first loop-shaped conductor, the second loop-shaped conductor, the third loop-shaped conductor, and the fourth loop-shaped conductor forms a loop of a plurality of turns across a plurality of base material layers. May be.
  • At least one of the first loop-shaped conductor, the second loop-shaped conductor, the third loop-shaped conductor, and the fourth loop-shaped conductor is formed on a plurality of base material layers, and they are connected in parallel. May be. With this configuration, the direct current resistance (DCR) can be reduced and the resistance loss can be reduced.
  • DCR direct current resistance
  • a plurality of sets of the first loop-shaped conductor and the second loop-shaped conductor may be laminated. With this configuration, the inductance values of the first coil element and the second coil element can be set with a higher degree of freedom.
  • the above configuration facilitates impedance matching when using an antenna element having an impedance lower than that of the feeder circuit. Further, since an equivalent negative inductance is generated in series with the antenna port, the inductance component of the antenna element itself is canceled by the negative inductance component, and the inductance component of the antenna element is apparently reduced. That is, since the effective inductive reactance component of the antenna element is small, impedance matching is easily performed over a wide band.
  • a wireless communication device of the present invention includes a wireless communication circuit, and the wireless communication circuit includes the impedance conversion circuit according to any one of (1) to (9).
  • the first coil element has a larger self-induction than the second coil element.
  • the first coil element and the second coil element have substantially the same shape but have different inductance values. Furthermore, since the loop-shaped conductor of the first coil element and the loop-shaped conductor of the second coil element are close to each other in the layer direction and are coupled by mutual induction, it is sufficient between the first coil element and the second coil element. A coupling coefficient is obtained. As a result, a predetermined (large) coupling coefficient can be obtained even with a small coil, and an impedance conversion circuit having a predetermined impedance conversion ratio can be obtained.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of an antenna device 101 provided with the impedance conversion circuit 25 of the first embodiment, and FIG. 1B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • 2A is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 25, and FIG. 2B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • FIG. 3A is a diagram showing the shift of impedance by the shunt-connected inductor shown in FIG. 2B on the Smith chart, and FIG. 3B is the impedance by the ideal transformer IT shown in FIG. 2B. It is the figure which showed this movement on the Smith chart.
  • FIG. 4 shows an example of the impedance in the high band with respect to the inductance of the primary coil and the secondary coil when the impedance in the low band is 10 ⁇ .
  • FIG. 4 shows an example of the impedance in the high band with respect to the inductance of the primary coil and the secondary coil when the impedance in the low band is 10 ⁇ .
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing the arrangement relationship between the primary coil and the secondary coil of the impedance conversion circuit 25 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing the coupling between the coils of the impedance conversion circuit 25.
  • FIG. 7 is a perspective view of various conductor patterns of the impedance conversion circuit 25.
  • FIG. 8 is a diagram showing a conductor pattern and a current path formed on each base material layer of the impedance conversion circuit 25.
  • FIG. 9 is a perspective view of the impedance conversion circuit 25.
  • FIG. 10 is a front longitudinal sectional view of the impedance conversion circuit 25 and a view showing how the magnetic flux passes.
  • FIG. 11 is a diagram showing the impedance of the impedance conversion circuit 25 on a Smith chart.
  • FIG. 12A, 12B, and 12C are circuit diagrams and frequency characteristics of an antenna device including the impedance conversion circuit of the present invention and a comparative example thereof.
  • FIG. 13 is a circuit diagram illustrating the impedance conversion circuit 26 according to the second embodiment in consideration of the arrangement relationship between the primary coil and the secondary coil.
  • FIG. 14 is a perspective view of various conductor patterns of the impedance conversion circuit 26.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 27A according to the third embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram showing conductor patterns formed on each base material layer of the impedance conversion circuit 27A according to the third embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 27B according to the fourth embodiment.
  • FIG. 18 is a circuit diagram illustrating the impedance conversion circuit 28 according to the fifth embodiment in consideration of the arrangement relationship between the primary coil and the secondary coil in the multilayer body.
  • FIG. 19 is a perspective view of various conductor patterns of the impedance conversion circuit 28.
  • FIG. 20 is a diagram showing conductor patterns and current paths formed in each base material layer of the impedance conversion circuit 28.
  • FIG. 21 is a circuit diagram of a high-frequency power amplifier including an impedance conversion circuit 29 according to the sixth embodiment.
  • FIG. 22 is a circuit diagram showing the impedance conversion circuit 29 in consideration of the arrangement relationship between the primary coil and the secondary coil in the laminated body.
  • FIG. 23 is a perspective view of various conductor patterns of the impedance conversion circuit 29.
  • 24A to 24E are perspective views of various conductor patterns of several impedance conversion circuits 25 according to the seventh embodiment.
  • FIG. 25 is a diagram showing a configuration of a wireless communication apparatus such as a mobile phone terminal according to the eighth embodiment.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of an antenna device 101 including the impedance conversion circuit 25 of the first embodiment
  • FIG. 1B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • GSM Global System for Mobile communications
  • the antenna device 101 includes an antenna element 11 and an impedance conversion circuit 25 connected to the antenna element 11.
  • the antenna element 11 resonates in the fundamental mode in LowBand and resonates in the harmonic mode in HighBand.
  • An impedance conversion circuit 25 is connected to the feeding end of the antenna element 11.
  • the primary coil L ⁇ b> 1 of the impedance conversion circuit 25 is inserted between the antenna element 11 and the power feeding circuit 30.
  • the power feeding circuit 30 is a power feeding circuit for feeding a high frequency signal to the antenna element 11 and generates and processes a high frequency signal, but may include a circuit that combines and demultiplexes the high frequency signal.
  • the impedance conversion circuit 25 includes a primary coil L1 (“first coil element” according to the present invention) connected to the power feeding circuit 30 and a secondary coil L2 coupled to the primary coil L1 (“second coil according to the present invention”). Coil element "). More specifically, the first end of the primary coil L1 is connected to the power feeding circuit 30, the second end is connected to the antenna element 11, and the first end of the secondary coil L2 is connected to the antenna element 11 and the second end. Each end is connected to ground.
  • the impedance conversion circuit 25 includes a transformer type circuit in which the primary coil L1 and the secondary coil L2 are tightly coupled via a mutual inductance M. As shown in FIG. 1B, this transformer type circuit can be equivalently converted into a T type circuit including three inductance elements Z1, Z2, and Z3. That is, the T-type circuit includes a first port P1 connected to the power feeding circuit 30, a second port P2 connected to the antenna element 11, a third port P3 connected to the ground, a first port P1, and a branch point A. Inductance element Z1 connected between the second port P2 and the branch point A, and third inductance element connected between the third port P3 and the branch point A. It is composed of Z3.
  • the inductance of the primary coil L1 shown in FIG. 1A is L1
  • the inductance of the secondary coil L2 is L2
  • the mutual inductance is M
  • the inductance of Z2 is ⁇ M
  • the inductance of the third inductance element Z3 is L2 + M.
  • the portion (Z1 and Z3) formed between the port P1 connected to the power feeding circuit 30 and the port P3 connected to the ground is an impedance conversion by a transformer ratio. It is a part that contributes to That is, the impedance conversion ratio of the impedance conversion circuit 25 is (L1 + L2 + 2M): L2.
  • FIG. 2A is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 25, and FIG. 2B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • the impedance conversion circuit 25 is connected to the shunt.
  • the inductor (L1 + L2 + 2M) has an inductor and an ideal transformer IT.
  • M k ⁇ ⁇ (L1 ⁇ L2)
  • the inductor of the inductance (L1 + L2 + 2M) is an inductor connected between the port P1 and the ground, as shown in FIG.
  • the ideal transformer IT is an impedance conversion circuit having a turns ratio n: 1 between the primary coil L1 and the secondary coil L2.
  • FIG. 3A is a diagram showing the shift of impedance by the shunt-connected inductor shown in FIG. 2B on the Smith chart
  • FIG. 3B is the impedance by the ideal transformer IT shown in FIG. 2B. It is the figure which showed this movement on the Smith chart.
  • the impedance conversion circuit 25 shown in FIGS. 1A and 1B has no frequency dependency. That is, the impedance conversion ratio is constant regardless of the frequency.
  • the inductance of the shunt-connected inductor is a small value to some extent, as shown in FIG. 3A, the inductance shifts to the low impedance side, so that there is a difference in impedance between LowBand and HighBand.
  • FIG. 4 shows an example of the impedance in the high band with respect to the inductance of the primary coil and the secondary coil when the impedance in the low band is 10 ⁇ .
  • the inductance of the primary coil is represented by L1
  • the inductance of the secondary coil is represented by L2.
  • the values of L1 and L2 were calculated with a circuit simulator and plotted, and L1 and L2 that required impedance were plotted.
  • the coupling coefficient k was set to 0.5.
  • “Combination 2” which is a combination with a large inductance, has a large inductance value and a large resistance component, and therefore has a large loss. Therefore, from the viewpoint of loss, the combination “combination 1” with a small inductance value is adopted.
  • the impedance conversion circuit 25 is formed by providing a conductor pattern on a multilayer body formed by laminating a plurality of dielectric base layers. That is, the impedance conversion circuit 25 has a laminated structure in which a dielectric base material layer and a conductor pattern are laminated.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating the impedance conversion circuit 25 according to the first embodiment in consideration of the arrangement relationship between the primary coil and the secondary coil in the multilayer body.
  • FIG. 6 is a diagram showing the coupling between the coils.
  • FIG. 7 is a perspective view of various conductor patterns of the impedance conversion circuit 25. The dielectric base material layer on which these conductor patterns are formed is drawn.
  • the base material layer may be a magnetic material in addition to the dielectric material.
  • a magnetic material By using a magnetic material, the coupling between the primary coil and the secondary coil can be increased (a larger coupling coefficient can be obtained).
  • a fourth loop-shaped conductor LP4 is formed.
  • the conductor patterns of each layer are connected to each other by via conductors.
  • terminals corresponding to the first port (feed port) P1, the second port (antenna port) P2, the third port (ground port) P3 and other mounting terminals (empty terminals NC) ) Is formed. These terminals are formed on the lower surface of the lowermost base material layer.
  • the first coil element (L1 shown in FIG. 1A) includes a first loop conductor LP1 and a second loop conductor LP2.
  • the second coil element (L2 shown in FIG. 1A) is composed of a third loop conductor LP3 and a fourth loop conductor LP4.
  • the first loop conductor LP1 and the second loop conductor LP2 are sandwiched in the layer direction between the third loop conductor LP3 and the fourth loop conductor LP4.
  • the conductor pattern L1B that is a part of the first loop conductor LP1 and the conductor pattern L1C that is a part of the second loop conductor LP2 are connected in parallel.
  • a conductor pattern L1A that is the remaining portion of the first loop-shaped conductor LP1 and a conductor pattern L1D that is the remaining portion of the second loop-shaped conductor LP2 are connected in series to the parallel circuit.
  • the third loop conductor LP3 based on the conductor pattern L2A and the fourth loop conductor LP4 based on the conductor pattern L2B are connected in series.
  • a large inductance value of the primary coil is obtained by strong magnetic field coupling (self-induction SI) between the conductor patterns L1A and L1D and strong magnetic field coupling (self-induction SI) between the conductor patterns L1B and L1C. Yes.
  • self-induction SI strong magnetic field coupling
  • self-induction SI strong magnetic field coupling
  • first coil element L1 is formed by magnetic field coupling (mutual induction MI) between the conductor patterns L1A and L1B and the conductor pattern L2B and magnetic field coupling (mutual induction MI) between the conductor patterns L1C and L1D and the conductor pattern L2A.
  • secondary coil second coil element L2).
  • FIG. 8 is a diagram showing conductor patterns and current paths formed on each base material layer of the impedance conversion circuit 25.
  • a current flows through the first loop conductor LP1 and the second loop conductor LP2 along the path of the first port P1, the conductor pattern L1A, the conductor pattern (L1B + L1C), the conductor pattern L1D, and the second port P2.
  • a current flows through the third loop-shaped conductor LP3 and the fourth loop-shaped conductor LP4 along the path of the second port P2, the conductor pattern L2A, the conductor pattern L2B, and the third port P3.
  • the primary coil is composed of a parallel portion of the conductor patterns L1B and L1C and a series portion of the conductor patterns L1A and L1D.
  • the secondary coil is composed of a series part of conductor patterns L2A and L2B.
  • FIG. 9 is a perspective view of a laminated body constituting the impedance conversion circuit 25, and FIG. 10 is a front longitudinal sectional view showing how the magnetic flux passes.
  • a current flows through the loop conductors LP1, LP2, LP3, LP4, a magnetic flux in the same direction passes through each of the loop conductors LP1, LP2, LP3, LP4. That is, the loop conductors LP1, LP2, LP3, and LP4 are wound and connected in a direction in which mutual magnetic fluxes are strengthened.
  • FIG. 11 is a diagram showing the impedance of the impedance conversion circuit 25 on a Smith chart.
  • the inductance of the primary coil L1 is 3.4 nH
  • the inductance of the secondary coil is 4.6 nH
  • the coupling coefficient is 0.5.
  • the markers m1 and m2 are impedances viewed from the second port (antenna side port) P2
  • the markers m3 and m4 are impedances viewed from the first port (power feeding side port) P1.
  • Markers m1 and m3 are impedances at 884 MHz (LowBand)
  • markers m2 and m4 are impedances at 1.94 GHz (HighBand).
  • the impedance viewed from the second port (antenna side port) P2 at LowBand indicated by the marker m1 is 13 ⁇
  • the impedance viewed from the second port (antenna side port) P2 at HighBand indicated by the marker m2 is 18 ⁇ .
  • FIGS. 12A and 12B are both comparative examples.
  • FIG. 12C is a circuit diagram of an antenna device provided with the impedance conversion circuit of the present invention and a diagram showing frequency characteristics thereof.
  • 12A, 12B, and 12C show reflection losses S55, S33, and S11 and insertion losses S65, S43, and S21 in LowBand.
  • the resonance frequency becomes lower than the resonance frequency of the antenna element alone.
  • the frequency indicated by the marker m5 in FIG. 12A is 926 MHz
  • the frequency indicated by the marker m3 in FIG. 12B is 888 MHz. Therefore, it is necessary to simultaneously design both the antenna element 11 and the impedance matching circuit.
  • a negative inductance ( ⁇ M) is connected in series to the feeding point of the antenna element 11. The resonance frequency does not extremely decrease, and impedance matching can be achieved.
  • the frequency indicated by the marker m1 is 967 MHz.
  • FIG. 13 is a circuit diagram illustrating the impedance conversion circuit 26 according to the second embodiment in consideration of the arrangement relationship between the primary coil and the secondary coil. Similar to the impedance conversion circuit 25 according to the first embodiment, the impedance conversion circuit 26 according to this embodiment also has a multilayer structure in which a dielectric base material layer and a conductor pattern are stacked. This point is the same in each of the embodiments described below.
  • FIG. 14 is a perspective view of various conductor patterns of the impedance conversion circuit 26. However, it is drawn excluding the dielectric base material layer on which these conductor patterns are formed.
  • a fourth loop-shaped conductor LP4 is formed.
  • the conductor patterns of each layer are connected to each other by via conductors.
  • a conductor pattern L2C connected in series to the third loop conductor LP3 is formed on the second loop conductor LP2.
  • the number of turns and inductance of the secondary coil can be increased, and the setting range of the impedance conversion ratio can be expanded.
  • a conductor pattern connected in series to the third loop conductor LP3 (conductor pattern L2A) or the fourth loop conductor LP4 (conductor pattern L2B) is formed on the first loop conductor LP1. Also good.
  • a conductor pattern connected in series to the fourth loop conductor LP4 (conductor pattern L2B) may be formed on the second loop conductor LP2.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 27A according to the third embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram showing conductor patterns formed on each base material layer of the impedance conversion circuit 27A according to the third embodiment. Since the basic configuration is the same as that of the impedance conversion circuit 25 according to the first embodiment, the description thereof is omitted here.
  • the primary coils are constituted by the conductor patterns L1B and L1C
  • the secondary coils are constituted by the conductor patterns L2A and L2B.
  • the conductor patterns L1B and L1C constituting the primary coil are adjacent to each other in the layer direction and are connected in parallel.
  • the conductor patterns L2A and L2B constituting the secondary coil are arranged so as to sandwich the conductor patterns L1B and L1C in the layer direction, and are connected in series.
  • first loop conductor LP1 and the second loop conductor LP2 may all be connected in parallel.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 27B according to the fourth embodiment. Since the basic configuration is the same as that of the impedance conversion circuit 25 according to the first embodiment, the description thereof is omitted here.
  • the primary coils are constituted by the conductor patterns L1B and L1C
  • the secondary coils are constituted by the conductor patterns L2A and L2B.
  • the conductor patterns L1B and L1C constituting the primary coil are adjacent to each other in the layer direction and are connected in parallel.
  • the conductor patterns L2A and L2B constituting the secondary coil are arranged so as to sandwich the conductor patterns L1A and L1B in the layer direction, and are connected in parallel.
  • all of the secondary coils may be connected in parallel.
  • the primary coil and the secondary coil can be either connected in series or in parallel.
  • the inductance of one inductor is represented by Lu.
  • the inductance of the coil becomes Lu ⁇ 2
  • the inductance of the coil becomes Lu / 2. It becomes.
  • a self-induction will improve and an inductance will increase.
  • the coupling coefficient k between the primary coil and the secondary coil, and the inductance of the primary coil and the inductance of the secondary coil are determined. Just decide.
  • the first high-frequency circuit is the power feeding circuit
  • the second high-frequency circuit is the antenna.
  • the present invention is not limited to this, and generally the first high-frequency circuit and The present invention can be applied to an impedance conversion circuit connected between the second high-frequency circuit.
  • connection form of the primary coil and the secondary coil and the impedance conversion ratio is illustrated.
  • the fifth embodiment is an example in which two sets of laminated structures of a primary coil and a secondary coil in the laminated body of the impedance conversion circuit 25 shown in the first embodiment are laminated. Further, in this example, not only the primary coil but also the secondary coil is provided with a series part and a parallel part (having a series-parallel structure).
  • FIG. 18 is a circuit diagram illustrating the impedance conversion circuit 28 according to the fifth embodiment in consideration of the arrangement relationship between the primary coil and the secondary coil in the multilayer body.
  • FIG. 19 is a perspective view of various conductor patterns of the impedance conversion circuit 28. The dielectric base material layer on which these conductor patterns are formed is drawn.
  • FIG. 20 is a diagram showing conductor patterns and current paths formed in each base material layer of the impedance conversion circuit 28.
  • the impedance conversion circuit 28 includes a first loop conductor LP11 based on the conductor patterns L1A1 and L1B1, a second loop conductor LP12 based on the conductor patterns L1C1 and L1D1, and a third loop based on the conductor pattern L2B1. And a fourth loop conductor LP14 formed of the conductor patterns L2A2 and L2B2.
  • LP24 is formed.
  • the conductor patterns of each layer are connected to each other by via conductors.
  • terminals corresponding to the first port (feed port) P1, the second port (antenna port) P2, the third port (ground port) P3 and other mounting terminals (empty terminals NC) ) Is formed. These terminals are formed on the lower surface of the lowermost base material layer.
  • the first coil element L1 (corresponding to the primary coil L1 shown in FIG. 1A) is composed of first loop conductors LP11, LP12, LP21, LP22.
  • the second coil element L2 (corresponding to the secondary coil L2 shown in FIG. 1A) is composed of third loop conductors LP13 and LP23 and fourth loop conductors LP14 and LP24.
  • the first loop conductor LP11 and the second loop conductor LP12 are sandwiched in the layer direction between the third loop conductor LP13 and the fourth loop conductor LP14.
  • the first loop conductor LP21 and the second loop conductor LP22 are sandwiched in the layer direction between the third loop conductor LP23 and the fourth loop conductor LP24.
  • the conductor pattern L1B1 which is a part of the first loop conductor LP11 and the conductor pattern L1C1 which is a part of the second loop conductor LP12 are connected in parallel.
  • a conductor pattern L1A1 that is the remaining portion of the first loop-shaped conductor LP11 and a conductor pattern L1D1 that is the remaining portion of the second loop-shaped conductor LP12 are connected in series to the parallel circuit.
  • the conductor pattern L1B2 which is a part of the first loop conductor LP21 and the conductor pattern L1C2 which is a part of the second loop conductor LP22 are connected in parallel.
  • a conductor pattern L1A2 that is the remaining portion of the first loop-shaped conductor LP21 and a conductor pattern L1D2 that is the remaining portion of the second loop-shaped conductor LP22 are connected in series to the parallel circuit.
  • the conductor pattern L2B2 which is a part of the fourth loop conductor LP14 and the conductor pattern L2C2 which is a part of the fourth loop conductor LP24 are connected in parallel.
  • a conductor pattern L2A2 that is the remaining portion of the fourth loop-shaped conductor LP14 and a conductor pattern L2D2 that is the remaining portion of the fourth loop-shaped conductor LP24 are connected in series to the parallel circuit.
  • the inductance value can be set with a higher degree of freedom.
  • the present invention is not limited to a configuration in which two sets of primary coils L1 having a series-parallel structure and one set of secondary coils L2 having a series-parallel structure exist.
  • the laminated structure of the primary coil and the secondary coil is further laminated so that there are three sets of primary coils L1 having a series-parallel structure and two sets of secondary coils L2 having a series-parallel structure. Also good.
  • the sixth embodiment shows an example in which the present invention is applied to a high frequency power amplifier.
  • the output impedance of a power amplifier is very low.
  • GSM registered trademark
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • the output impedance of a power amplifier is very low.
  • GSM registered trademark
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • the output impedance of a power amplifier with a very low output impedance to a 50 ⁇ transmission line matching is performed over a wide band in order to support a system that requires a wide band such as LTE (Long Term Evolution).
  • LTE Long Term Evolution
  • the impedance conversion circuit of the present invention can also be applied when matching the output of a power amplifier with a very low output impedance to a 50 ⁇ transmission line.
  • FIG. 21 is a circuit diagram of a high-frequency power amplifier including the impedance conversion circuit 29 of the present invention.
  • an impedance conversion circuit 29 is connected to the output of the power amplifier 40.
  • the impedance conversion circuit 29 includes a primary coil L1, a secondary coil L2, and capacitors C1 and C2. Impedance conversion is performed by a transformer formed by the primary coil L1 and the secondary coil L2. Capacitors C1 and C2 are elements for fine adjustment of impedance matching.
  • the impedance conversion circuit 29 matches the output impedance of the power amplifier 40 with a 50 ⁇ transmission line.
  • FIG. 22 is a circuit diagram showing the impedance conversion circuit 29 in consideration of the arrangement relationship between the primary coil and the secondary coil in the laminated body.
  • FIG. 23 is a perspective view of various conductor patterns of the impedance conversion circuit 29. The dielectric base material layer on which these conductor patterns are formed is drawn.
  • Conductors LP4 are respectively formed.
  • the conductor patterns of each layer are connected to each other by via conductors.
  • the lower surface of the lowermost base material layer corresponds to a first port (output port) P1, a second port (power amplifier connection port) P2, a third port (ground port) GND1, and a fourth port (ground port) GND2. Each terminal is formed. These terminals are formed on the lower surface of the lowermost base material layer.
  • the first coil element (L1 shown in FIG. 21) is composed of a first loop conductor LP1 and a second loop conductor LP2.
  • the second coil element (L2 shown in FIG. 21) includes a third loop conductor LP3 and a fourth loop conductor LP4.
  • the first loop conductor LP1 and the second loop conductor LP2 are sandwiched in the layer direction between the third loop conductor LP3 and the fourth loop conductor LP4.
  • the conductor pattern L1A that is the first loop conductor LP1 and the conductor pattern L1B that is the second loop conductor LP2 are connected in parallel.
  • the third loop conductor LP3 and the fourth loop conductor LP4 are connected in series.
  • capacitor electrodes C1a, C1b, C2a, C2b are formed inside the multilayer body.
  • the capacitor electrodes C1a and C1b constitute a capacitor C1
  • the capacitor electrodes C2a and C2b constitute a capacitor C2.
  • the example in which the first loop conductor LP1 and the second loop conductor LP2 are all connected in parallel is shown. However, as in some of the embodiments described above, At least a part of the first loop conductor LP1 and the second loop conductor LP2 may be connected in parallel.
  • FIG. 24A is a perspective view of an impedance conversion circuit represented as a comparative example of FIGS. 24B to 24E.
  • the impedance conversion circuit shown in FIG. 24A corresponds to the impedance conversion circuit 25 shown in FIG.
  • conductor patterns L2B1 and L2B2 are formed over two layers, and they are connected in series. That is, FIG. 24B is an example in which the conductor pattern L2B (fourth loop conductor) of FIG. 24A is formed over two layers and connected in series.
  • conductor patterns L2B1 and L2B2 are formed over two layers, and these are connected in parallel. That is, FIG. 24C is an example in which the conductor pattern L2B (fourth loop conductor) of FIG. 24A is formed over two layers and connected in parallel.
  • conductor patterns L1B1 and L1B2 are formed over two layers and connected in series. That is, FIG. 24D is an example in which the conductor pattern L1B (first loop conductor) of FIG. 24A is formed over two layers and connected in series.
  • conductor patterns L1B1 and L1B2 are formed over two layers, and these are connected in parallel. That is, FIG. 24E is an example in which the conductor pattern L1B (first loop conductor) of FIG. 24A is formed over two layers and connected in parallel.
  • At least one of the first loop-shaped conductor, the second loop-shaped conductor, the third loop-shaped conductor, and the fourth loop-shaped conductor forms a multi-turn loop across the plurality of base material layers. It may be.
  • at least one of the first loop-shaped conductor, the second loop-shaped conductor, the third loop-shaped conductor, and the fourth loop-shaped conductor is formed on a plurality of base material layers, and they are connected in parallel. Also good.
  • FIG. 25 is a diagram showing a configuration of a wireless communication apparatus such as a mobile phone terminal according to the eighth embodiment.
  • the antenna element 11 and the circuit board are provided in the housing, the ground conductor 20 is formed on the circuit board, and the impedance conversion circuit 25 and the power feeding circuit 30 are provided.
  • the antenna element 11 constitutes a T-branch type antenna in which two radiating elements 11 a and 11 b are connected from the feeding circuit 30.
  • the radiating element 11a is designed to have an electrical length that causes ⁇ / 4 resonance ( ⁇ : wavelength of LowBand) with LowBand.
  • the radiating element 11b is designed to have an electrical length that causes ⁇ / 4 resonance ( ⁇ : wavelength of HighBand) with HighBand.
  • the operating principle of this antenna is merely an example.
  • the HighBand may be designed to resonate by (3/4) ⁇ in the entire radiating element (11a + 11b). In this case, since the radiating element is large for HighBand, the radiation characteristics are improved.

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Abstract

　第１コイル素子は第１ループ状導体（ＬＰ１）および第２ループ状導体（ＬＰ２）で構成されている。第２コイル素子は第３ループ状導体（ＬＰ３）および第４ループ状導体（ＬＰ４）で構成されている。第１ループ状導体（ＬＰ１）および第２ループ状導体（ＬＰ２）は第３ループ状導体（ＬＰ３）と第４ループ状導体（ＬＰ４）との間に層方向に挟み込まれている。第１ループ状導体（ＬＰ１）の一部である導体パターン（Ｌ１Ｂ）および第２ループ状導体（ＬＰ２）の一部である導体パターン（Ｌ１Ｃ）は並列接続されている。そして、第１ループ状導体（ＬＰ１）の残余部である導体パターン（Ｌ１Ａ）および第２ループ状導体（ＬＰ２）の残余部である導体パターン（Ｌ１Ｄ）が前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されている。

Description

インピーダンス変換回路および無線通信装置
　本発明はアンテナ装置等に適用するインピーダンス変換回路および無線通信装置に関するものである。
　近年の携帯電話に用いられる周波数帯は非常に広帯域であり、例えばペンタバンド対応のセルラー端末であれば、LowBand(例えば824～960MHｚ)とHighBand(例えば1710～2170MHｚ)との両方に対応することが求められる。そのため、一つのアンテナでLowBandとHighBandとに対応させるために、アンテナは周波数帯域に応じて異なる動作モードが割り当てられる。通常は、基本波モードでLowBandに対応し、高調波モードでHighBandに対応するように設計されている。そして、アンテナの入力インピーダンスは、そのモード（共振点）に応じて異なる。携帯電話端末用のアンテナは、例えばLowBandで8Ω程度、HighBandで15Ω程度である。
　このように周波数帯に応じて入力インピーダンスの異なるアンテナと給電回路とを整合させるためにトランスによる整合回路を用いると、トランス比が一定では、どちらかの周波数帯域で整合がとれると、他方の周波数帯域で整合が外れてしまう。従って、周波数帯に応じてインピーダンス変換比が異なる整合回路が必要になる。例えば特許文献１には、トランスによるインピーダンス変換回路にリアクタンス素子を付加することで周波数特性のある（周波数依存性のある）インピーダンス整合回路が示されている。
　ところで、所望帯域でインピーダンス整合する、周波数特性のあるトランスは、アンテナポート側のインピーダンスが周波数ごとのアンテナインピーダンスと同等であるといえる。トランスのアンテナポート側のインピーダンスをLowBandとHighBandのアンテナのインピーダンスに合わせる際、実際の構造でとり得る結合係数を仮定した時、結合に用いる１次コイルのインダクタンスL1および２次コイルのインダクタンスL2の組み合わせは二通りに限定される。そして、L1とL2の値は数ｎHと非常に小さく、以下のような要因で、高い結合係数を得難い構造となる。
・2nH程度のコイルを結合させる際、十分なコイルの巻き数が確保できない（磁束が集中しない）。
・トランスのインアウトのインダクタンスが全体の割合で大きくなり、結合係数の実効値が小さくなる。
特開２０１２－１９１５９６号公報
　小さなコイルでありながらも所定の（大きな）結合係数を得るためには、１次コイルと２次コイルの形状を同一形状（合同に近い形状）にして互いに重なるように配置することが有効である。
　しかし、１次コイルと２次コイルを同一形状にすると、１次コイルおよび２次コイルそれぞれについて所望のインダクタンス値を得ることは非常に難しい。
　そこで、本発明の目的は、小さなコイルでありながらも所定の（大きな）結合係数を得ることができ、所定のインピーダンス変換比を得るようにしたインピーダンス変換回路、およびそれを備えた無線通信装置を提供することにある。
（１）本発明のインピーダンス変換回路は、複数の基材層を積層してなる積層素体に、トランス結合した第１コイル素子（Ｌ１）および第２コイル素子（Ｌ２）が設けられていて、
　第１コイル素子（Ｌ１）は前記積層素体のそれぞれ異なる層に設けられた第１ループ状導体（ＬＰ１）および第２ループ状導体（ＬＰ２）で構成されていて、
　第２コイル素子（Ｌ２）は前記積層素体のそれぞれ異なる層に設けられた第３ループ状導体（ＬＰ３）および第４ループ状導体（ＬＰ４）で構成されていて、
　第１ループ状導体（ＬＰ１）、第２ループ状導体（ＬＰ２）、第３ループ状導体（ＬＰ３）および第４ループ状導体（ＬＰ４）は積層方向からの平面視で概形状が同じ（ほぼ同一形状）（ほぼ同一ループ上を周回するパターン）であり、
　第１ループ状導体（ＬＰ１）および第２ループ状導体（ＬＰ２）は、第３ループ状導体（ＬＰ３）と第４ループ状導体（ＬＰ４）との間に層方向に挟み込まれていて、
　第１ループ状導体（ＬＰ１）および第２ループ状導体（ＬＰ２）は、それらの少なくとも一部（Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃ）が並列接続されている、
ことを特徴とする。
　上記構成により、第１ループ状導体（Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ）および第２ループ状導体（Ｌ１Ｃ，Ｌ１Ｄ）は、層方向に隣接配置されているので、第１コイル素子Ｌ１は第２コイル素子Ｌ２と比較して大きな自己インダクタンスを持つ。また、それらの少なくとも一部（Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃ）が並列接続されていることによって、第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２はほぼ同一形状でありながら、異なるインダクタンス値を持つ。さらに、第１コイル素子のループ状導体と第２コイル素子のループ状導体とは層方向に近接して相互インダクタンスにより結合されるため、第１コイル素子と第２コイル素子との間で十分な結合係数が得られる。
（２）前記第１ループ状導体（ＬＰ１）の一部（Ｌ１Ｂ）と、前記第２ループ状導体（ＬＰ２）の一部（Ｌ１Ｃ）または全部とで並列回路が構成されていて、前記第１ループ状導体（ＬＰ１）の残余部（Ｌ１Ａ）および前記第２ループ状導体（ＬＰ２）の残余部（Ｌ１Ｄ）が前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されていることが好ましい。
　上記構成により、第１ループ状導体および第２ループ状導体の残余部も第１コイル素子の自己誘導および第２コイル素子との相互誘導に寄与するので、小型でありながら所望の（大きな）結合係数および所定のインピーダンス変換比が得やすい。
（３）前記第１ループ状導体（ＬＰ１）または前記第２ループ状導体（ＬＰ２）の形成層に前記第３ループ状導体（ＬＰ３）または前記第４ループ状導体（ＬＰ４）に対して直列接続される導体パターン（Ｌ２Ｃ）が形成されていることが好ましい。この構成により、第２のコイル素子のターン数およびインダクタンスを稼ぐことができ、インピーダンス変換比の設定幅を拡げることができる。
（４）前記第３ループ状導体（ＬＰ３）および前記第４ループ状導体（ＬＰ４）は直列接続されていることが好ましい。この構成により、第１コイル素子のターン数およびインダクタンスを小さくするとともに、第２のコイル素子のターン数およびインダクタンスを大きくすることができ、大きなインピーダンス変換比が得られる。
（５）前記第１ループ状導体（ＬＰ１）、第２ループ状導体（ＬＰ２）、第３ループ状導体（ＬＰ３）および第４ループ状導体（ＬＰ４）は、１層あたりそれぞれほぼ１ターンのループ状に形成されていることが好ましい。この構成により、第１～第４のループ状導体の面方向の引き回しおよび層方向の接続が簡素となって、結合に寄与しない導体パターンが少なくなり、容易に小型化できる。
（６）前記第１ループ状導体、第２ループ状導体、第３ループ状導体または第４ループ状導体のうち少なくともいずれかは、複数の基材層に亘って複数ターンのループを形成していてもよい。この構成により、第１コイル素子および第２コイル素子の所望のインダクタンスを、積層体の面積を増大することなく得ることができる。
（７）前記第１ループ状導体、第２ループ状導体、第３ループ状導体または第４ループ状導体のうち少なくともいずれかは、複数の基材層に形成され、且つそれらが並列接続されていてもよい。この構成により、直流抵抗（DCR）を小さくして、抵抗損を低減できる。
（８）前記第１ループ状導体および前記第２ループ状導体による組は複数組積層されていてもよい。この構成により、第１コイル素子および第２コイル素子のインダクタンス値をより高い自由度のもとで設定できる。
（９）前記第１コイル素子（Ｌ１）の第１端に繋がる給電ポート、前記第１コイル素子（Ｌ１）の第２端および前記第２コイル素子（Ｌ２）の第１端に繋がるアンテナポート、および前記第２コイル素子（Ｌ２）の第２端に繋がるグランドポートを備えていることが好ましい。
　上記構成により、給電回路のインピーダンスより低いインピーダンスのアンテナ素子を用いる場合のインピーダンス整合が容易になる。また、アンテナポートに対して直列に等価的な負のインダクタンスが生じるので、この負のインダクタンス成分によって、アンテナ素子自体が持つインダクタンス成分を打ち消されて、アンテナ素子のインダクタンス成分が見かけ上小さくなる。すなわち、アンテナ素子の実効的な誘導性リアクタンス成分が小さくなるため、広帯域に亘ってインピーダンス整合しやすくなる。
（１０）本発明の無線通信装置は、無線通信回路を有し、この無線通信回路に、上記（１）～（９）のいずれかに記載のインピーダンス変換回路を備える。
　本発明によれば、第１コイル素子は第２コイル素子と比較して大きな自己誘導を持つ。また、第１コイル素子と第２コイル素子はほぼ同一形状でありながら、異なるインダクタンス値を持つ。さらに、第１コイル素子のループ状導体と第２コイル素子のループ状導体とは層方向に近接して相互誘導により結合されるため、第１コイル素子と第２コイル素子との間で十分な結合係数が得られる。これにより、小さなコイルでありながらも所定の（大きな）結合係数を得ることができ、所定インピーダンス変換比のインピーダンス変換回路が得られる。
図１（Ａ）は第１の実施形態のインピーダンス変換回路２５を備えたアンテナ装置１０１の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。 図２（Ａ）はインピーダンス変換回路２５の回路図、図２（Ｂ）はその等価回路図である。 図３（Ａ）は図２（Ｂ）に示したシャント接続のインダクタによるインピーダンスの移動をスミスチャート上に示した図、図３（Ｂ）は図２（Ｂ）に示した理想トランスＩＴによるインピーダンスの移動をスミスチャート上に示した図である。 図４は、LowBandでのインピーダンスが10Ωの場合の、１次コイルおよび２次コイルのインダクタンスに対するHighBandでのインピーダンスの例を示している。 図５は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、１次コイルおよび２次コイルの配置関係を考慮して表した回路図である。 図６はインピーダンス変換回路２５の各コイル間の結合について示す図である。 図７はインピーダンス変換回路２５の各種導体パターンの斜視図である。 図８はインピーダンス変換回路２５の各基材層に形成されている導体パターンと電流経路を示す図である。 図９はインピーダンス変換回路２５の斜視図である。 図１０はインピーダンス変換回路２５の正面縦断面図および磁束の通る様子を示す図である。 図１１はインピーダンス変換回路２５のインピーダンスをスミスチャート上に示した図である。 図１２（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は本発明のインピーダンス変換回路を備えるアンテナ装置とその比較例の回路図および周波数特性を示す図である。 図１３は第２の実施形態に係るインピーダンス変換回路２６の、１次コイルおよび２次コイルの配置関係を考慮して表した回路図である。 図１４はインピーダンス変換回路２６の各種導体パターンの斜視図である。 図１５は第３の実施形態に係るインピーダンス変換回路２７Ａの回路図である。 図１６は第３の実施形態に係るインピーダンス変換回路２７Ａの各基材層に形成されている導体パターンを示す図である。 図１７は第４の実施形態に係るインピーダンス変換回路２７Ｂの回路図である。 図１８は、第５の実施形態に係るインピーダンス変換回路２８の、積層素体内における１次コイルおよび２次コイルの配置関係を考慮して表した回路図である。 図１９はインピーダンス変換回路２８の各種導体パターンの斜視図である。 図２０はインピーダンス変換回路２８の各基材層に形成されている導体パターンと電流経路を示す図である。 図２１は、第６の実施形態に係るインピーダンス変換回路２９を含む高周波パワーアンプの回路図である。 図２２は、インピーダンス変換回路２９の、積層素体内における１次コイルおよび２次コイルの配置関係を考慮して表した回路図である。 図２３は、インピーダンス変換回路２９の各種導体パターンの斜視図である。 図２４（Ａ）～（Ｅ）は第７の実施形態に係る幾つかのインピーダンス変換回路２５の各種導体パターンの斜視図である。 図２５は第８の実施形態に係る携帯電話端末等の無線通信装置の構成を示す図である。
《第１の実施形態》
　図１（Ａ）は第１の実施形態のインピーダンス変換回路２５を備えたアンテナ装置１０１の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。例えば、ペンタバンド対応の携帯電話端末の場合、５つのバンドGSM850/900/1800/1900/UMTSバンド1 （ＧＳＭは登録商標）に対応する。
　図１（Ａ）に示すように、アンテナ装置１０１は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路２５とを備えている。アンテナ素子１１はLowBandでは基本波モードで共振し、HighBandでは高調波モードで共振する。このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路２５が接続されている。インピーダンス変換回路２５のうち１次コイルＬ１はアンテナ素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。給電回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための給電回路であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
　インピーダンス変換回路２５は、給電回路３０に接続された１次コイルＬ１（本発明に係る「第１コイル素子」）と、１次コイルＬ１に結合した２次コイルＬ２（本発明に係る「第２コイル素子」）とを備えている。より具体的には、１次コイルＬ１の第１端は給電回路３０に、第２端はアンテナ素子１１にそれぞれ接続されていて、２次コイルＬ２の第１端はアンテナ素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。
　このインピーダンス変換回路２５は１次コイルＬ１と２次コイルＬ２とを相互インダクタンスＭを介して密結合したトランス型回路を含む。このトランス型回路は、図１（Ｂ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電回路３０に接続される第１ポートＰ１、アンテナ素子１１に接続される第２ポートＰ２、グランドに接続される第３ポートＰ３、第１ポートＰ１と分岐点Ａとの間に接続されたインダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続されたインダクタンス素子Ｚ２、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
　図１（Ａ）に示した１次コイルＬ１のインダクタンスをＬ１、２次コイルＬ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図１（Ｂ）のインダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスはＬ１＋Ｍ、インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは－Ｍ、第３インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスはＬ２＋Ｍである。
　図１（Ｂ）に示したＴ型回路のうち、給電回路３０に接続されるポートＰ１とグランドに接続されるポートＰ３との間に構成される部分（Ｚ１およびＺ３）がトランス比によるインピーダンス変換に寄与する部分である。すなわち、インピーダンス変換回路２５のインピーダンス変換比は、（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）：Ｌ２である。
　図２（Ａ）は前記インピーダンス変換回路２５の回路図、図２（Ｂ）はその等価回路図である。ここで、説明を簡単化するために、インピーダンス変換回路２５を構成する１次コイルＬ１と２次コイルＬ２との結合係数ｋが１であると考えると、インピーダンス変換回路２５は、シャントに接続されたインダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）のインダクタと理想トランスＩＴとで構成されたものと見なせる。ここで、Ｍ＝ｋ・√（Ｌ１・Ｌ２）であり、インダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）のインダクタは、図２（Ｂ）に示したとおり、ポートＰ１とグランドとの間に接続されているインダクタであり、理想トランスＩＴは１次コイルＬ１と２次コイルＬ２との巻回数比ｎ：１のインピーダンス変換回路である。
　図３（Ａ）は図２（Ｂ）に示したシャント接続のインダクタによるインピーダンスの移動をスミスチャート上に示した図、図３（Ｂ）は図２（Ｂ）に示した理想トランスＩＴによるインピーダンスの移動をスミスチャート上に示した図である。シャント接続のインダクタのインダクタンスが十分に大きければ、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示したインピーダンス変換回路２５には周波数依存性がない。すなわち周波数に依らずにインピーダンス変換比は一定である。シャント接続のインダクタのインダクタンスがある程度小さな値であると、図３（Ａ）に示すように誘導性で低インピーダンス側にシフトするので、LowBandとHighBandとでのインピーダンスに差が生じる。
　このようにして、１次コイルＬ１および２次コイルＬ２のターン数が小さく、インダクタンスが小さいと、前記インピーダンス変換回路２５は周波数依存性を持つことになる。そこで、１次コイルと２次コイルとの結合係数、アンテナのLowBandでのインピーダンスおよびHighBandでのインピーダンスを規定した場合、それを実現する１次コイル、２次コイルのインダクタンスの組合せは２つ存在する。図４は、LowBandでのインピーダンスが10Ωの場合の、１次コイルおよび２次コイルのインダクタンスに対するHighBandでのインピーダンスの例を示している。ここで、１次コイルのインダクタンスをＬ１、２次コイルのインダクタンスをＬ２で表している。具体的には、回路シミュレータでＬ１およびＬ２の値を細かく振って計算し、必要なインピーダンスとなるＬ１とＬ２をプロットした。また、結合係数ｋ＝０．５とした。
　この図４において、インダクタンスの大きい組合せである「組合せ２」は、インダクタンス値が大きく、含まれる抵抗成分も大きいので損失が大きい。そのため、損失の観点から、インダクタンス値が小さくなる組合せ「組合せ１」を採用する。
　インピーダンス変換回路２５は、複数の誘電体基材層を積層してなる積層素体に導体パターンを設けてなる。すなわち、インピーダンス変換回路２５は、誘電体の基材層と導体パターンとが積層された積層体構造である。図５は、第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、積層素体内における１次コイルおよび２次コイルの配置関係を考慮して表した回路図である。図６は各コイル間の結合について示す図である。図７はインピーダンス変換回路２５の各種導体パターンの斜視図である。これらの導体パターンが形成されている誘電体の基材層は除いて描いている。
　なお、基材層は誘電体の他に磁性体であってもよい。磁性体を用いることで、１次コイルと２次コイルとの結合を大きくすることができる（更に大きな結合係数が得られる）。また、磁性体層と誘電体層の両方を用いてもよい。
　図７に表れているように、導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂによる第１ループ状導体ＬＰ１、導体パターンＬ１Ｃ，Ｌ１Ｄによる第２ループ状導体ＬＰ２、導体パターンＬ２Ａによる第３ループ状導体ＬＰ３、導体パターンＬ２Ｂによる第４ループ状導体ＬＰ４、がそれぞれ形成されている。各層の導体パターンはビア導体により層間接続されている。
　最下層の基材層の下面には第１ポート（給電ポート）Ｐ１、第２ポート（アンテナポート）Ｐ２、第３ポート（グランドポート）Ｐ３に相当する端子およびその他の実装用端子（空き端子ＮＣ）が形成されている。これらの端子は最下層の基材層の下面に形成されている。
　第１コイル素子（図１（Ａ）に示したＬ１）は第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２で構成されている。第２コイル素子（図１（Ａ）に示したＬ２）は第３ループ状導体ＬＰ３および第４ループ状導体ＬＰ４で構成されている。
　第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２は第３ループ状導体ＬＰ３と第４ループ状導体ＬＰ４との間に層方向に挟み込まれている。
　第１ループ状導体ＬＰ１の一部である導体パターンＬ１Ｂおよび第２ループ状導体ＬＰ２の一部である導体パターンＬ１Ｃは並列接続されている。そして、第１ループ状導体ＬＰ１の残余部である導体パターンＬ１Ａおよび第２ループ状導体ＬＰ２の残余部である導体パターンＬ１Ｄが前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されている。
　導体パターンＬ２Ａによる第３ループ状導体ＬＰ３および導体パターンＬ２Ｂによる第４ループ状導体ＬＰ４は直列接続されている。
　図６に示すように、導体パターンＬ１ＡとＬ１Ｄとの強い磁界結合（自己誘導ＳＩ）および導体パターンＬ１ＢとＬ１Ｃとの強い磁界結合（自己誘導ＳＩ）により、１次コイルの大きなインダクタンス値を得ている。これにより、コイル長あたりのインダクタンスは大きく、１次コイルのＱ値が向上するので損失が低減される。
　また、導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂと導体パターンＬ２Ｂとの磁界結合（相互誘導ＭＩ）および導体パターンＬ１Ｃ，Ｌ１Ｄと導体パターンＬ２Ａとの磁界結合（相互誘導ＭＩ）により、１次コイル（第１コイル素子Ｌ１）と２次コイル（第２コイル素子Ｌ２）との結合係数を高めている。
　図８はインピーダンス変換回路２５の各基材層に形成されている導体パターンと電流経路を示す図である。図８において、第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２には、第１ポートＰ１→導体パターンＬ１Ａ→導体パターン（Ｌ１Ｂ＋Ｌ１Ｃ）→導体パターンＬ１Ｄ→第２ポートＰ２の経路で電流が流れる。また、第３ループ状導体ＬＰ３および第４ループ状導体ＬＰ４には、第２ポートＰ２→導体パターンＬ２Ａ→導体パターンＬ２Ｂ→第３ポートＰ３の経路で電流が流れる。すなわち、１次コイルは導体パターンＬ１Ｂ，Ｌ１Ｃの並列部と導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｄの直列部とで構成されている。また、２次コイルは導体パターンＬ２Ａ，Ｌ２Ｂの直列部で構成されている。
　図９はインピーダンス変換回路２５を構成する積層体の斜視図、図１０はその磁束の通る様子を示す正面縦断面図である。ループ状導体ＬＰ１，ＬＰ２，ＬＰ３，ＬＰ４に電流が流れることにより、各ループ状導体ＬＰ１，ＬＰ２，ＬＰ３，ＬＰ４に同方向の磁束が通る。すなわち、ループ状導体ＬＰ１，ＬＰ２，ＬＰ３，ＬＰ４は互いの磁束を強め合う方向に巻回され、接続されている。
　図１１は前記インピーダンス変換回路２５のインピーダンスをスミスチャート上に示した図である。この例は、１次コイルＬ１のインダクタンスを３．４ｎＨ、２次コイルのインダクタンスを４．６ｎＨ、結合係数を０．５とした。ここで、マーカーｍ１，ｍ２は第２ポート（アンテナ側ポート）Ｐ２から見たインピーダンス、マーカーｍ３，ｍ４は第１ポート（給電側ポート）Ｐ１から見たインピーダンスである。また、マーカーｍ１，ｍ３は８８４ＭＨｚ（LowBand）でのインピーダンス、マーカーｍ２，ｍ４は１．９４ＧＨｚ（HighBand）でのインピーダンスである。マーカーｍ１で示すLowBandでの第２ポート（アンテナ側ポート）Ｐ２から見たインピーダンスは１３Ω、マーカーｍ２で示すHighBandでの第２ポート（アンテナ側ポート）Ｐ２から見たインピーダンスは１８Ωである。
　このように、LowBandで１３Ω程度、HighBandで１８Ω程度のアンテナに整合する。
　図１２（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は本発明のインピーダンス変換回路を備えるアンテナ装置とその比較例の回路図および周波数特性を示す図である。図１２（Ａ）はアンテナ素子単体状態の回路図およびその周波数特性を示す図、図１２（Ｂ）はインピーダンス整合用インダクタを備えたアンテナ装置の回路図およびその周波数特性を示す図である。これらの図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）はいずれも比較例である。図１２（Ｃ）は本発明のインピーダンス変換回路を備えるアンテナ装置の回路図およびその周波数特性を示す図である。
　図１２（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）において、LowBandにおける反射損失Ｓ５５，Ｓ３３，Ｓ１１、および挿入損失Ｓ６５，Ｓ４３，Ｓ２１を示している。
　図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）に表れているように、インピーダンス整合のために所定のインダクタＬを給電回路３０に対して並列接続すれば、共振によって反射損失が所定周波数で小さくなるが、その共振周波数は、インダクタＬを設けることによって、アンテナ素子単体での共振周波数に比べて低くなる。図１２（Ａ）においてマーカーｍ５で示す周波数は９２６ＭＨｚ、図１２（Ｂ）においてマーカーｍ３で示す周波数は８８８ＭＨｚである。そのため、アンテナ素子１１の設計とインピーダンス整合回路の両方について同時に設計する必要がある。これに対し、図１２（Ｃ）に示すように、本発明のインピーダンス変換回路によれば、アンテナ素子１１の給電点に対して直列に負のインダクタンス（－Ｍ）が接続された構成となるので、共振周波数が極端に低下することはなく、インピーダンス整合をとることができる。図１２（Ｃ）においてマーカーｍ１で示す周波数は９６７ＭＨｚである。
《第２の実施形態》
　図１３は第２の実施形態に係るインピーダンス変換回路２６の、１次コイルおよび２次コイルの配置関係を考慮して表した回路図である。この実施形態に係るインピーダンス変換回路２６も第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５同様、誘電体の基材層と導体パターンとが積層された積層体構造である。この実施形態以降に示す各実施形態においても、この点は同様である。図１４はインピーダンス変換回路２６の各種導体パターンの斜視図である。但し、これらの導体パターンが形成されている誘電体の基材層は除いて描いている。
　図１４に表れているように、導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂによる第１ループ状導体ＬＰ１、導体パターンＬ２Ｃ，Ｌ１Ｃによる第２ループ状導体ＬＰ２、導体パターンＬ２Ａによる第３ループ状導体ＬＰ３、導体パターンＬ２Ｂによる第４ループ状導体ＬＰ４、がそれぞれ形成されている。各層の導体パターンはビア導体により層間接続されている。
　図５、図７に示した第１の実施形態と異なり、第２ループ状導体ＬＰ２に第３ループ状導体ＬＰ３（導体パターンＬ２Ａ）に対して直列接続される導体パターンＬ２Ｃが形成されている。
　この構成により、２次コイルのターン数およびインダクタンスを稼ぐことができ、インピーダンス変換比の設定幅を拡げることができる。
　なお、同様にして、第１ループ状導体ＬＰ１に、第３ループ状導体ＬＰ３（導体パターンＬ２Ａ）または第４ループ状導体ＬＰ４（導体パターンＬ２Ｂ）に対して直列接続される導体パターンが形成されてもよい。また、第２ループ状導体ＬＰ２に、第４ループ状導体ＬＰ４（導体パターンＬ２Ｂ）に対して直列接続される導体パターンが形成されてもよい。
《第３の実施形態》
　図１５は第３の実施形態に係るインピーダンス変換回路２７Ａの回路図である。図１６は第３の実施形態に係るインピーダンス変換回路２７Ａの各基材層に形成されている導体パターンを示す図である。なお、基本的な構成は、第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５と同一であるので、ここではその説明を省略する。この例では、導体パターンＬ１Ｂ，Ｌ１Ｃで１次コイルが構成されていて、導体パターンＬ２Ａ，Ｌ２Ｂで２次コイルが構成されている。１次コイルを構成する導体パターンＬ１Ｂ，Ｌ１Ｃは層方向に隣接し、並列接続されている。２次コイルを構成する導体パターンＬ２Ａ，Ｌ２Ｂは導体パターンＬ１Ｂ，Ｌ１Ｃを層方向に挟むように配置されていて、直列接続されている。
　この実施形態のように、第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２は、その全部が並列接続されていてもよい。
《第４の実施形態》
　図１７は第４の実施形態に係るインピーダンス変換回路２７Ｂの回路図である。なお、基本的な構成は、第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５と同一であるので、ここではその説明を省略する。この例では、導体パターンＬ１Ｂ，Ｌ１Ｃで１次コイルが構成されていて、導体パターンＬ２Ａ，Ｌ２Ｂで２次コイルが構成されている。１次コイルを構成する導体パターンＬ１Ｂ，Ｌ１Ｃは層方向に隣接し、並列接続されている。２次コイルを構成する導体パターンＬ２Ａ，Ｌ２Ｂは導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂを層方向に挟むように配置されていて、並列接続されている。
　この実施形態のように、２次コイルの全部が並列接続されていてもよい。
　以上の幾つかの実施形態で示したように、１次コイルおよび２次コイルについて、それぞれ直列接続または並列接続のいずれの構成にすることもできる。１つのコイルを２つのインダクタで構成する場合に、１つのインダクタのインダクタンスをＬｕで表すと、直列接続すれば、コイルのインダクタンスはＬｕ×２となり、並列接続すれば、コイルのインダクタンスはＬｕ／２となる。そして、コイルを外側の層に配置した場合に比べ、内側の層に配置すれば自己誘導が向上し、インダクタンスは増大する。
　したがって、１次コイルと２次コイルとの結合係数ｋ、１次コイルのインダクタンスおよび２次コイルのインダクタンスの値に応じて、１次コイルと２次コイルとの接続形態および内側外側の配置関係を決定すればよい。
　なお、以上に示した例では、第１高周波回路が給電回路、第２高周波回路がアンテナである例を示したが、本発明はこれに限られるものではなく、一般的に第１高周波回路と第２高周波回路との間に接続されるインピーダンス変換回路に適用できるものである。
　ここで、１次コイルと２次コイルの接続形態とインピーダンス変換比との関係を例示する。
＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿
　１次コイルＬ１　　　２次コイルＬ２　　　　　　変換比
＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿
　　　直列　　　　　　　直列　　　　　　　　　４：２
　（直列＋並列）　　　　直列　　　　　（４～１）：２
　　　並列　　　　　　　直列　　　　　　　　　１：２
　　　直列　　　　　　　並列　　　　　　　　　４：０．５
　（直列＋並列）　　　　並列　　　　　（４～１）：０．５
　　　並列　　　　　　　並列　　　　　　　　　１：０．５
＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿
　なお、１次コイルを構成する２層のループ状導体ＬＰ１，ＬＰ２と、２次コイルを構成する２層のループ状導体ＬＰ３，ＬＰ４とは、同じターン数でループの大きさも同じであるが、ループ状導体ＬＰ１，ＬＰ２は、ループ状導体ＬＰ３，ＬＰ４で層方向に挟み込まれているので、すなわち１次コイルの２層のループ状導体は層方向に近接しているので、２次コイルに比べ１次コイルのインダクタンスは大きい。
　このように、１次コイルに（直列＋並列）の構造を採用することにより、とびとびの値ではなく、且つ広範囲に亘るインピーダンス変換比を実現できる。
《第５の実施形態》
　第５の実施形態は、第１の実施形態で示したインピーダンス変換回路２５の積層素体内における１次コイルおよび２次コイルによる積層構造を２組積層配置した例である。また、１次コイルだけでなく、２次コイルについても直列部および並列部を設けた（直列－並列構造を備える）例である。
　図１８は、第５の実施形態に係るインピーダンス変換回路２８の、積層素体内における１次コイルおよび２次コイルの配置関係を考慮して表した回路図である。図１９はインピーダンス変換回路２８の各種導体パターンの斜視図である。これらの導体パターンが形成されている誘電体の基材層は除いて描いている。図２０はインピーダンス変換回路２８の各基材層に形成されている導体パターンと電流経路を示す図である。
　図１９に表れているように、このインピーダンス変換回路２８には、導体パターンＬ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１による第１ループ状導体ＬＰ１１、導体パターンＬ１Ｃ１，Ｌ１Ｄ１による第２ループ状導体ＬＰ１２、導体パターンＬ２Ｂ１による第３ループ状導体ＬＰ１３、導体パターンＬ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２による第４ループ状導体ＬＰ１４、がそれぞれ形成されている。また、導体パターンＬ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２による第１ループ状導体ＬＰ２１、導体パターンＬ１Ｃ２，Ｌ１Ｄ２による第２ループ状導体ＬＰ２２、導体パターンＬ２Ａ１による第３ループ状導体ＬＰ２３、導体パターンＬ２Ｃ２，Ｌ２Ｄ２による第４ループ状導体ＬＰ２４、がそれぞれ形成されている。各層の導体パターンはビア導体により層間接続されている。
　最下層の基材層の下面には第１ポート（給電ポート）Ｐ１、第２ポート（アンテナポート）Ｐ２、第３ポート（グランドポート）Ｐ３に相当する端子およびその他の実装用端子（空き端子ＮＣ）が形成されている。これらの端子は最下層の基材層の下面に形成されている。
　図２０に示すように、第１コイル素子Ｌ１（図１（Ａ）に示した１次コイルＬ１相当）は第１ループ状導体ＬＰ１１，ＬＰ１２，ＬＰ２１，ＬＰ２２で構成されている。また、第２コイル素子Ｌ２（図１（Ａ）に示した２次コイルＬ２相当）は第３ループ状導体ＬＰ１３，ＬＰ２３および第４ループ状導体ＬＰ１４，ＬＰ２４で構成されている。
　第１ループ状導体ＬＰ１１および第２ループ状導体ＬＰ１２は第３ループ状導体ＬＰ１３と第４ループ状導体ＬＰ１４との間に層方向に挟み込まれている。同様に、第１ループ状導体ＬＰ２１および第２ループ状導体ＬＰ２２は第３ループ状導体ＬＰ２３と第４ループ状導体ＬＰ２４との間に層方向に挟み込まれている。
　第１ループ状導体ＬＰ１１の一部である導体パターンＬ１Ｂ１および第２ループ状導体ＬＰ１２の一部である導体パターンＬ１Ｃ１は並列接続されている。そして、第１ループ状導体ＬＰ１１の残余部である導体パターンＬ１Ａ１および第２ループ状導体ＬＰ１２の残余部である導体パターンＬ１Ｄ１が前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されている。同様に、第１ループ状導体ＬＰ２１の一部である導体パターンＬ１Ｂ２および第２ループ状導体ＬＰ２２の一部である導体パターンＬ１Ｃ２は並列接続されている。そして、第１ループ状導体ＬＰ２１の残余部である導体パターンＬ１Ａ２および第２ループ状導体ＬＰ２２の残余部である導体パターンＬ１Ｄ２が前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されている。
　第４ループ状導体ＬＰ１４の一部である導体パターンＬ２Ｂ２および第４ループ状導体ＬＰ２４の一部である導体パターンＬ２Ｃ２は並列接続されている。そして、第４ループ状導体ＬＰ１４の残余部である導体パターンＬ２Ａ２および第４ループ状導体ＬＰ２４の残余部である導体パターンＬ２Ｄ２が前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されている。
　このように、１次コイルＬ１だけに限らず２次コイルＬ２についても直列－並列構造にしてもよい。その結果、より高い自由度のもとでインダクタンス値の設定できる。
　なお、本発明は、直列－並列構造をもつ１次コイルＬ１が２組、直列－並列構造をもつ２次コイルＬ２が１組存在する構成に限らない。例えば、直列－並列構造をもつ１次コイルＬ１が３組、直列－並列構造をもつ２次コイルＬ２が２組存在するように、１次コイルおよび２次コイルによる積層構造を更に積層配置してもよい。
《第６の実施形態》
　第６の実施形態では、本発明を高周波パワーアンプに適用した例を示す。一般に、パワーアンプの出力インピーダンスは非常に低く、例えば携帯電話端末において、ＧＳＭ（登録商標）用の場合２Ω程度、ＣＤＭＡ用の場合４Ω程度である。このように、出力インピーダンスが非常に低いパワーアンプの出力を５０Ωの伝送線路に整合させる際に、ＬＴＥ（Long Term Evolution）など広帯域が必要なシステムに対応するためには、広帯域に亘って整合させる必要がある。しかし従来は、広帯域化するために多段のローパスフィルタ回路を構成する必要があった。そのため通過損失が大きくなってしまう。また、通過損失を抑えるためにローパスフィルタのインダクタを電極で構成すると、その電極を形成するのに必要な面積が大きくなって省スペース化できない。
　本発明のインピーダンス変換回路は、出力インピーダンスが非常に低いパワーアンプの出力を５０Ωの伝送線路に整合させる際にも適用できる。
　図２１は、本発明のインピーダンス変換回路２９を含む高周波パワーアンプの回路図である。図２１に示すように、パワーアンプ４０の出力にインピーダンス変換回路２９が接続されている。このインピーダンス変換回路２９は、１次コイルＬ１、２次コイルＬ２、キャパシタＣ１，Ｃ２を備えている。１次コイルＬ１および２次コイルＬ２によるトランスでインピーダンス変換が行われる。キャパシタＣ１，Ｃ２はインピーダンス整合微調整用の素子である。このインピーダンス変換回路２９はパワーアンプ４０の出力インピーダンスを５０Ωの伝送線路に整合させる。
　図２２は、インピーダンス変換回路２９の、積層素体内における１次コイルおよび２次コイルの配置関係を考慮して表した回路図である。図２３はインピーダンス変換回路２９の各種導体パターンの斜視図である。これらの導体パターンが形成されている誘電体の基材層は除いて描いている。
　図２３に表れているように、導体パターンＬ１Ａによる第１ループ状導体ＬＰ１、導体パターンＬ１Ｂによる第２ループ状導体ＬＰ２、導体パターンＬ２Ａによる第３ループ状導体ＬＰ３、導体パターンＬ２Ｂによる第４ループ状導体ＬＰ４、がそれぞれ形成されている。各層の導体パターンはビア導体により層間接続されている。
　最下層の基材層の下面には第１ポート（出力ポート）Ｐ１、第２ポート（パワーアンプ接続ポート）Ｐ２、第３ポート（グランドポート）ＧＮＤ１および第４ポート（グランドポート）ＧＮＤ２に相当する端子がそれぞれ形成されている。これらの端子は最下層の基材層の下面に形成されている。
　第１コイル素子（図２１に示したＬ１）は第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２で構成されている。第２コイル素子（図２１に示したＬ２）は第３ループ状導体ＬＰ３および第４ループ状導体ＬＰ４で構成されている。
　第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２は第３ループ状導体ＬＰ３と第４ループ状導体ＬＰ４との間に層方向に挟み込まれている。
　第１ループ状導体ＬＰ１である導体パターンＬ１Ａおよび第２ループ状導体ＬＰ２である導体パターンＬ１Ｂは並列接続されている。また、第３ループ状導体ＬＰ３および第４ループ状導体ＬＰ４は直列接続されている。
　また、積層素体の内部にはキャパシタ電極Ｃ１ａ，Ｃ１ｂ，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂが形成されている。キャパシタ電極Ｃ１ａ，Ｃ１ｂによってキャパシタＣ１が構成されていて、キャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｂによってキャパシタＣ２が構成されている。
　なお、この第５の実施形態では、第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２の全部が並列接続された例を示したが、先に示した幾つかの実施形態と同様に、第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２の少なくとも一部が並列接続されていてもよい。
《第７の実施形態》
　図２４（Ａ）～（Ｅ）は第７の実施形態に係る幾つかのインピーダンス変換回路２５の各種導体パターンの斜視図である。但し、基材層の図示は省略している。また、各導体パターンの線幅の図示を省略し、簡易的な線状パターンで表している。図２４（Ａ）は図２４（Ｂ）～（Ｅ）の比較例として表すインピーダンス変換回路の斜視図である。この図２４（Ａ）に示すインピーダンス変換回路は、図７に示したインピーダンス変換回路２５に相当する。
　図２４（Ｂ）は、導体パターンＬ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２が２層に亘って形成され、それらが直列接続されている。すなわち、図２４（Ｂ）は図２４（Ａ）の導体パターンＬ２Ｂ（第４ループ状導体）を２層に亘って形成し、それらを直列接続した例である。
　図２４（Ｃ）は、導体パターンＬ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２が２層に亘って形成され、それらが並列接続されている。すなわち、図２４（Ｃ）は図２４（Ａ）の導体パターンＬ２Ｂ（第４ループ状導体）を２層に亘って形成し、それらを並列接続した例である。
　図２４（Ｄ）は、導体パターンＬ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２が２層に亘って形成され、それらが直列接続されている。すなわち、図２４（Ｄ）は図２４（Ａ）の導体パターンＬ１Ｂ（第１ループ状導体）を２層に亘って形成し、それらを直列接続した例である。
　図２４（Ｅ）は、導体パターンＬ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２が２層に亘って形成され、それらが並列接続されている。すなわち、図２４（Ｅ）は図２４（Ａ）の導体パターンＬ１Ｂ（第１ループ状導体）を２層に亘って形成し、それらを並列接続した例である。
　図２４に示した例では、第４ループ状導体または第１ループ状導体について、それらを直列接続した例と並列接続した例を示したが、第３ループ状導体および第２ループ状についても同様に適用できる。
　これらのように、第１ループ状導体、第２ループ状導体、第３ループ状導体または第４ループ状導体のうち少なくともいずれかが、複数の基材層に亘って複数ターンのループを形成していてもよい。また、第１ループ状導体、第２ループ状導体、第３ループ状導体または第４ループ状導体のうち少なくともいずれかは、複数の基材層に形成されて、且つそれらが並列接続されていてもよい。
《第８の実施形態》
　図２５は第８の実施形態に係る携帯電話端末等の無線通信装置の構成を示す図である。この図２５では、無線通信装置の筐体内の主要部についてのみ表している。筐体内にアンテナ素子１１および回路基板が設けられていて、回路基板にはグランド導体２０が形成されていて、インピーダンス変換回路２５および給電回路３０が設けられている。
　アンテナ素子１１は、給電回路３０から２つの放射素子１１ａ，１１ｂが接続されたＴ分岐タイプのアンテナを構成している。放射素子１１ａは、LowBandでλ／４共振（λ：LowBandの波長）するような電気長となるように設計されている。放射素子１１ｂは、HighBandでλ／４共振（λ：HighBandの波長）するような電気長となるように設計されている。なお、このアンテナの動作原理はあくまでも一例である。例えば、HighBandについては、放射素子全体（１１ａ＋１１ｂ）で（３／４）λ共振するように設計してもよい。この場合、HighBandについて放射素子が大きくなるため、放射特性が良くなる。
ＩＴ…理想トランス
Ｌ１…１次コイル（第１コイル素子）
Ｌ２…２次コイル（第２コイル素子）
Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃ，Ｌ１Ｄ…導体パターン
Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂ，Ｌ２Ｃ…導体パターン
ＬＰ１…第１ループ状導体
ＬＰ２…第２ループ状導体
ＬＰ３…第３ループ状導体
ＬＰ４…第４ループ状導体
Ｐ１…第１ポート
Ｐ２…第２ポート
Ｐ３…第３ポート
１１…アンテナ素子
２０…グランド導体
２５，２６，２７Ａ，２７Ｂ，２８，２９…インピーダンス変換回路
３０…給電回路
１０１…アンテナ装置

Claims (10)

  1. 　複数の基材層を積層してなる積層素体に、トランス結合した第１コイル素子および第２コイル素子を設けてなるインピーダンス変換回路であって、
    　第１コイル素子は前記積層素体のそれぞれ異なる層に設けられた第１ループ状導体および第２ループ状導体で構成されていて、
    　第２コイル素子は前記積層素体のそれぞれ異なる層に設けられた第３ループ状導体および第４ループ状導体で構成されていて、
    　第１ループ状導体、第２ループ状導体、第３ループ状導体および第４ループ状導体は積層方向からの平面視で概形状が同じであり、
    　第１ループ状導体および第２ループ状導体は、第３ループ状導体と第４ループ状導体との間に層方向に挟み込まれていて、
    　第１ループ状導体および第２ループ状導体は、それらの少なくとも一部が並列接続されている、
    ことを特徴とするインピーダンス変換回路。
  2. 　前記第１ループ状導体の一部と、前記第２ループ状導体の一部または全部とで並列回路が構成されていて、前記第１ループ状導体の残余部および前記第２ループ状導体の残余部が前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されている、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
  3. 　前記第１ループ状導体または前記第２ループ状導体の形成層に、前記第３ループ状導体または前記第４ループ状導体に対して直列接続される導体パターンが形成されている、請求項１または２に記載のインピーダンス変換回路。
  4. 　前記第３ループ状導体および前記第４ループ状導体は直列接続されている、請求項１～３のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
  5. 　前記第１ループ状導体、第２ループ状導体、第３ループ状導体および第４ループ状導体は、１層あたりそれぞれほぼ１ターンのループ状に形成されている、請求項１～４のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
  6. 　前記第１ループ状導体、第２ループ状導体、第３ループ状導体または第４ループ状導体のうち少なくともいずれかは、複数の基材層に亘って複数ターンのループを形成している、請求項１～５のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
  7. 　前記第１ループ状導体、第２ループ状導体、第３ループ状導体または第４ループ状導体のうち少なくともいずれかは、複数の基材層に形成され、且つそれらが並列接続された、請求項１～５のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
  8. 　前記第１ループ状導体および前記第２ループ状導体による組が複数組積層された、請求項１～７のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
  9. 　前記第１コイル素子の第１端に繋がる給電ポート、前記第１コイル素子の第２端および前記第２コイル素子の第１端に繋がるアンテナポート、および前記第２コイル素子の第２端に繋がるグランドポートを備えた、請求項１～８のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
  10. 　無線通信回路を有する無線通信装置において、
    　前記無線通信回路に、請求項１～９のいずれかに記載のインピーダンス変換回路を備えた無線通信装置。
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