JP5672416B2 - インピーダンス変換回路の設計方法 - Google Patents

Description

本発明は、マルチバンド対応セルラー端末用のアンテナ装置等に適用するインピーダンス変換回路の設計方法に関する。

近年のマルチバンド対応携帯通信端末は、LowBand(例えば824〜960MHｚ)とHighBand(例えば1710〜2170MHｚ)との両方の周波数帯に対応することが求められており、そのアンテナ装置には非常に広帯域な周波数特性が求められている。同時に、携帯通信端末の小型化も進められており、一つのアンテナ素子でLowBandとHighBandとの両方に対応可能なアンテナ装置が求められている。このようなアンテナ装置では、１つのアンテナ素子に周波数帯域に応じて異なる動作モードが割り当てられている。通常は、基本波モードでLowBandに対応し、高調波モードでHighBandに対応するように設計されている。そして、アンテナ素子の入力インピーダンスは、そのモード（共振点）に応じて異なっている。携帯電話端末用のアンテナ素子は、そのサイズが小さいため、入力インピーダンスは例えばLowBandで8Ω程度、HighBandで15Ω程度である。

一方、例えば特許文献１に開示された構成のインピーダンス変換回路が利用されることがある。このインピーダンス変換回路は、トランス回路を利用した整合回路であって、広い周波数帯にてインピーダンスの整合が可能である。しかしながら、周波数帯に応じて入力インピーダンスの異なるアンテナ素子を給電回路に整合させるために特許文献１のインピーダンス変換回路を用いると、各周波数帯においてトランス回路のトランス比が一定であるため、どちらかの周波数帯域で整合がとれると、他方の周波数帯域で整合が外れてしまう。つまり、トランス回路を利用するマルチバンドに対応可能なアンテナ装置では、周波数帯に応じてインピーダンス変換比が異なるインピーダンス変換回路が必要になる。

特許第４９００５１５号

一方、後に詳述するように、トランス回路を構成する１次コイルおよび２次コイルの各インダクタンスが小さくなるほど、トランス回路自体のインピーダンス変換比に周波数依存性が生じる。

また、所望の周波数帯域で整合する、周波数特性のあるトランスは、そのアンテナポート側のインピーダンスが周波数帯域ごとのアンテナ素子のインピーダンスと同等であるといえる。

トランス回路を利用したインピーダンス変換回路を利用する場合、アンテナポート側のインピーダンスをLowBandとHighBandのアンテナのインピーダンスに合わせる際、実際の構造でとり得る結合係数を仮定した時、結合に用いる１次コイルのインダクタンスL1及び２次コイルのインダクタンスL2の組み合わせは二通りに限定される。

これらインダクタンスL1,L2の値は非常に小さく、次に述べるような要因で結合係数が非常にとりにくい構造となる。

・2nH程度のインダクタを結合させる際、十分なコイルの巻き数が確保できない（磁束が集中しない）。

・トランス回路の結合に寄与しない入出力部のインダクタンスの割合が大きくなり、結合係数の実効値が小さくなる。

つまり、小さなインダクタンスのコイルでありながらも所定の（大きな）結合係数を得るためには、１次コイルと２次コイルの形状を同一形状（合同に近い形状）にして互いに重なるように配置する必要がある。

しかし、１次コイルと２次コイルを同一形状にすると、１次コイルおよび２次コイルそれぞれについて所望の（異なる）インダクタンスを得ることは非常に難しい。

そこで、本発明の目的は、小さなパターンでありながらも所定の（大きな）結合係数を得ることができ、所定のインピーダンス変換比を得るようにしたインピーダンス変換回路の設計方法を提供することにある。

（１）第１高周波回路と第２高周波回路との間に接続され、互いに結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を備えたトランス回路を有し、前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子がそれぞれ層間で互いに結合し、前記第１インダクタンス素子が積層方向に隣接し、前記第２インダクタンス素子が前記第１インダクタンス素子を積層方向に挟むように配置されたインピーダンス変換回路の設計方法であって、
次の各ステップを順に実施することを特徴とするインピーダンス変換回路の設計方法。

［１］前記第１高周波回路のインピーダンスおよび前記第２高周波回路のインピーダンスに基づいて、前記トランス回路の必要なトランス比を決定する。

［２］前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との結合係数、前記第１インダクタンス素子のインダクタンスおよび前記第２インダクタンス素子のインダクタンスをそれぞれ決定する。

［３］前記第２インダクタンス素子の形状を決定する。

［４］前記第１インダクタンス素子を少なくとも２層のループ導体で構成するように、第１インダクタンス素子の形状を決定するとともに、第１インダクタンス素子のインダクタンス値が所望の値となるように、各ループ導体間の層間距離を定める。

（２）前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子は、平面視でほぼ同一位置を周回し、１層あたりそれぞれ１ターン未満のループ状に形成することが好ましい。

（３）前記第１インダクタンス素子は、積層方向に隣接する第１ループ状導体および第２ループ状導体で構成し、前記第２インダクタンス素子は、前記第１ループ状導体と前記第２ループ状導体とを積層方向に挟み込むように配置した第３ループ状導体および第４ループ状導体で構成することが好ましい。

（４）前記ステップ３で、前記第２インダクタンス素子のインダクタンスが前記ステップ２で決定した値となるように、前記第３ループ状導体および前記第４ループ状導体の形状を決定し、
前記ステップ４で、前記第３ループ状導体と前記第４ループ状導体の形状とがほぼ同じ形状となるように、前記第１ループ状導体および前記第２ループ状導体の形状を決定するとともに、前記第１インダクタンス素子のインダクタンスが前記ステップ２で決定した値となるように、前記第１ループ状導体と前記第２ループ状導体との層間距離を定め、さらに、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との結合係数が前記ステップ２で決定した値となるように、前記第１ループ状導体と前記第３ループ状導体との層間距離および前記第２ループ状導体と前記第４ループ状導体との層間距離をそれぞれ定めることが好ましい。

（５）前記第１インダクタンス素子を相対的に小さなインダクタンスとするためには、第１ループ状導体と第２ループ状導体とを並列接続することが好ましい。

（６）前記第１インダクタンス素子を相対的に大きなインダクタンスとするためには、第１ループ状導体と第２ループ状導体とを直列接続することが好ましい。

（７）前記第１インダクタンス素子を中間的なインダクタンスとするためには、第１ループ状導体の一部と第２ループ状導体の一部とを並列接続することが好ましい。

（８）前記第２インダクタンス素子を相対的に小さなインダクタンスとするためには、第３ループ状導体と第４ループ状導体とを並列接続することが好ましい。

（９）前記第２インダクタンス素子を相対的に大きなインダクタンスとするためには、第３ループ状導体と第４ループ状導体とを直列接続することが好ましい。

（１０）前記第２インダクタンス素子を中間的なインダクタンスとするためには、第３ループ状導体の一部と第４ループ状導体の一部とを並列接続することが好ましい。

（１１）（１）〜（１０）に示した方法は、第１高周波回路が給電回路、第２高周波回路がアンテナ素子であって、例えば、第１インダクタンス素子は、第１端が給電回路に接続され、第２端がアンテナ素子に接続され、第２インダクタンス素子は、第１端がアンテナ素子に接続され、第２端がグランドに接続されたインピーダンス変換回路に適用することが好ましい。

（１２）（１）〜（１０）に示した方法は、第１高周波回路が給電回路、第２高周波回路がアンテナ素子であって、例えば、第１インダクタンス素子は、第１端がグランドに接続され、第２端がアンテナ素子に接続され、第２インダクタンス素子は、第１端が給電回路に接続され、第２端がアンテナ素子に接続されたインピーダンス変換回路に適用することが好ましい。

本発明によれば、第１インダクタンス素子は積層方向に隣接して層間で互いに結合するので、自己誘導が大きくなって、層間で隣接していない場合に比べて高いインダクタンスが得られる。また、第２インダクタンス素子の層間は第１インダクタンス素子の層間より広いので、第１インダクタンス素子とほぼ同一形状（合同に近い形状）であり且つ直列接続・並列接続の接続方法が同じであれば、第１インダクタンス素子より低いインダクタンスが得られる。すなわち第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子は同一形状でありながらも異なるインダクタンス値をもつことができる。

そして、小さなコイルでありながらも所定の（大きな）結合係数を得ることができ、所定のインピーダンス変換比を得るようにしたインピーダンス変換回路が構成できる。

第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子は、各ループ状導体間の層間距離で、必要なインダクタンスを得ることができる。第１インダクタンス素子を積層方向に隣接する第１ループ状導体および第２ループ状導体で構成し、第２インダクタンス素子を第１ループ状導体と第２ループ状導体とを積層方向に挟み込むように配置した第３ループ状導体および第４ループ状導体で構成する場合、第１ループ状導体と第２ループ状導体との間の層間距離を狭くすることで、自己誘導により、第１インダクタンス素子のインダクタンスは大きくなる。他方、第３ループ状導体と第４ループ状導体と間の層間距離は第１ループ状導体と第２ループ状導体との間の層間距離より広いので、第１ループ状導体と第２ループ状導体とほぼ同一形状（合同に近い形状）であり且つ各ループ状導体の直列接続・並列接続の接続方法が同じであれば、第１インダクタンス素子より低いインダクタンスが得られる。すなわち、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とはほぼ同一形状でありながらも、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子に任意のインダクタンス値を与えることが可能となる。

ゆえに、小さな導体パターンでありながらも、所定の結合係数、所定のインダクタンスを得ることができ、所定のインピーダンス変換比を持ったトランス回路を有するインピーダンス変換回路が構成できる。

図１（Ａ）は第１の実施形態のインピーダンス変換回路２５を備えたアンテナ装置１０１の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。 図２（Ａ）はインピーダンス変換回路２５の回路図、図２（Ｂ）はその等価回路図である。 図３（Ａ）は、図２（Ｂ）に示したシャント接続のインダクタのインダクタンスが増大する際のインピーダンスの変化をスミスチャート上の軌跡で表した図、図３（Ｂ）は、図２（Ｂ）に示した理想トランスＩＴのトランス比が増大する際のインピーダンスの変化をスミスチャート上の軌跡で表した図である。 図４は、LowBandでのインピーダンスが10Ωの場合の、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子のインダクタンスに対するHighBandでのインピーダンスの例を示している。 図５は、第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。 図６は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、各種導体パターンの斜視図である。 図７はインピーダンス変換回路２５の各誘電体層に形成されている導体パターンを示す図である。 図８はインピーダンス変換回路２５のインピーダンスをスミスチャート上に示した図である。 図９は、第２の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。 図１０は、第２の実施形態に係る別のインピーダンス変換回路２５の、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。 図１１は、第２の実施形態に係る更に別のインピーダンス変換回路２５の、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。 図１２は、第３の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、積層素体内における第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。 図１３は第３の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の各種導体パターンの斜視図である。 図１４はインピーダンス変換回路２５の各基材層に形成されている導体パターンと電流経路を示す図である。 図１５は、第４の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。 図１６は第４の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の各種導体パターンの斜視図である。 図１７は、第５の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、積層素体内における第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。

《第１の実施形態》
図１（Ａ）は第１の実施形態のインピーダンス変換回路２５を備えたアンテナ装置１０１の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。このアンテナ装置は、LowBandとHighBandの２つの周波数帯に対応可能なマルチバンド対応型のアンテナ装置である。第１の実施形態において、LowBandは824〜960MHzであり、HighBandは1710〜2170MHzである。

図１（Ａ）に示すように、アンテナ装置１０１は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路２５とを備えている。アンテナ素子１１は高周波信号の送受を担う放射体（Radiator）であり、例えばＴ分岐型のアンテナ素子で構成されていて、LowBandでは基本波モードで共振し、HighBandでは高調波モードで共振する。このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路２５が接続されている。インピーダンス変換回路２５のうち第１インダクタンス素子Ｌ１はアンテナ素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。給電回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための回路であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。

インピーダンス変換回路２５は、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端はアンテナ素子１１にそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端はアンテナ素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。

このインピーダンス変換回路２５は、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを相互インダクタンスＭを介して密結合したトランス回路を含む。このトランス回路は、図１（Ｂ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電回路３０に接続される第１ポートＰ１、アンテナ素子１１に接続される第２ポートＰ２、グランドに接続される第３ポートＰ３、第１ポートＰ１と分岐点Ａとの間に接続されたインダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続されたインダクタンス素子Ｚ２、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。

図１（Ａ）に示した第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図１（Ｂ）のインダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスはＬ１＋Ｍ、インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは−Ｍ、第３インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスはＬ２＋Ｍである。

図１（Ｂ）に示したＴ型回路のうち、給電回路３０に接続されるポートＰ１とグランドに接続されるポートＰ３との間に構成される部分（Ｚ１およびＺ３）がトランス比によるインピーダンス変換に寄与する部分である。すなわち、インピーダンス変換回路２５のインピーダンス変換比は、（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）：Ｌ２である。

図２（Ａ）は前記インピーダンス変換回路２５の回路図、図２（Ｂ）はその等価回路図である。ここで、説明を簡単化するために、インピーダンス変換回路２５を構成する第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との結合係数ｋを１と考えると、インピーダンス変換回路２５は、シャントに接続されたインダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）のインダクタと理想トランスＩＴとで構成されたものと見なせる。ここで、Ｍ＝ｋ・√（Ｌ１・Ｌ２）であり、インダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）のインダクタは、図２（Ｂ）に示したとおり、ポートＰ１とグランドとの間に接続されているインダクタであり、理想トランスＩＴは第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との巻回数比ｎ：１のインピーダンス変換回路である。

図３（Ａ）は、図２（Ｂ）に示したシャント接続のインダクタのインダクタンスが増大する際のインピーダンスの変化をスミスチャート上の軌跡で表した図、図３（Ｂ）は、図２（Ｂ）に示した理想トランスＩＴのトランス比が増大する際のインピーダンスの変化をスミスチャート上の軌跡で表した図である。シャント接続のインダクタのインダクタンスが十分に大きければ、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示したインピーダンス変換回路２５には周波数依存性がない。すなわち周波数に依らずにインピーダンス変換比は一定である。シャント接続のインダクタのインダクタンスがある程度小さな値であると、図３（Ａ）に示すように誘導性で低インピーダンス側にシフトするので、LowBandとHighBandとでのインピーダンスに差が生じる。

このようにして、第１インダクタンス素子Ｌ１および第２インダクタンス素子Ｌ２のターン数が小さく、インダクタンスが小さいと、前記インピーダンス変換回路２５は周波数依存性を持つことになる。そこで、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子との結合係数、アンテナのLowBandでのインピーダンスおよびHighBandでのインピーダンスを規定した場合、それを実現する第１インダクタンス素子、第２インダクタンス素子のインダクタンスの組合せは２つ存在する。

図４は、LowBandでのインピーダンスが10Ωの場合の、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子のインダクタンスに対するHighBandでのインピーダンスの例を示している。ここで、第１インダクタンス素子のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子のインダクタンスをＬ２で表している。具体的には、回路シミュレータでＬ１およびＬ２の値を細かく振って計算し、必要なインピーダンスとなるＬ１とＬ２をプロットした。また、結合係数ｋ＝０．５とした。

この図４において、インダクタンスの大きい組合せである「組合せ２」は、インダクタンス値が大きく、含まれる抵抗成分も大きいので損失が大きい。そのため、損失の観点から、インダクタンス値が小さくなる組合せ「組合せ１」を採用する。

図５は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。第１ループ状導体Ｌ１Ａおよび第２ループ状導体Ｌ１Ｂで第１インダクタンス素子が構成され、第３ループ状導体Ｌ２Ａおよび第４ループ状導体Ｌ２Ｂで第２インダクタンス素子が構成されている。第１インダクタンス素子を構成するループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂは積層方向に隣接し、第２インダクタンス素子を構成するループ状導体Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂは第１インダクタンス素子を構成するループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂを積層方向に挟むように配置されている。

ループ状導体Ｌ１ＡとＬ１Ｂとの磁界結合（自己誘導）により、第１インダクタンス素子のインダクタンス値を大きくすることができる。これにより、コイル長あたりのインダクタンスが増大するので第１インダクタンス素子のＱ値が向上する。インダクタンス値の大きい第１インダクタンス素子のＱ値が増大することにより、損失の低減量は大きい。

図６は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、各種導体パターンの斜視図である。これらの導体パターンが形成されている基材層は除いて描いている。なお、各基材層の材料は、誘電体に限らず、磁性体であってもよい。磁性体を用いることによって結合係数を大きくすることができる。また、誘電体層と磁性体層の両方を用いて、詳細設計を行ってもよい。

図７はインピーダンス変換回路２５の各誘電体層に形成されている導体パターンを示す図である。図７において（３），（２）で示す層に形成されているループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂで第１インダクタンス素子が構成されている。また、（４），（１）で示す層に形成されているループ状導体Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂで第２インダクタンス素子が構成されている。（５）で示す層にはグランド導体Ｇが形成されている。（６）で示す層には第１ポートＰ１、第２ポートＰ２、第３ポートＰ３に相当する端子、およびその他の実装用端子が形成されている。これらの端子は最下層の誘電体層の下面に形成されている。各層の導体パターンはビア導体により層間接続されている。

図６、図７に表れているように、第１インダクタンス素子は内側の層に２層に亘って形成されているループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂで構成されている。第２インダクタンス素子は２層に亘って形成されているループ状導体Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂで構成され、且つ第１インダクタンス素子を積層方向に挟むように配置されている。第２インダクタンス素子は２層に亘るほぼ２ターンのコイルであり、第１インダクタンス素子も２層に亘るほぼ２ターンのコイルである。第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子は、平面視でほぼ同一位置を周回し、１層あたりそれぞれ１ターン未満のループ状に形成されている。そのため、ループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂの形成面積が小さく、且つ積層方向に近接するので、ターン数が少ない割りに、大きな結合係数が得られる。

図６、図７に示した構造により、インダクタンス４．０ｎＨの第２インダクタンス素子Ｌ２、インダクタンス４．７ｎＨの第１インダクタンス素子Ｌ１、結合係数ｋ＝０．４８のインピーダンス変換回路２５が得られる。

図８は前記インピーダンス変換回路２５のインピーダンスをスミスチャート上に示した図である。ここで、マーカーｍ８，ｍ９は第２ポート（アンテナ側ポート）Ｐ２から見たインピーダンス、マーカーｍ７，ｍ１０は第１ポート（給電側ポート）Ｐ１から見たインピーダンスである。また、マーカーｍ７，ｍ８は８９２ＭＨｚ（LowBand）でのインピーダンス、マーカーｍ９，ｍ１０は１．９４ＧＨｚ（HighBand）でのインピーダンスである。マーカーｍ８で示すLowBandでの第２ポート（アンテナ側ポート）Ｐ２から見たインピーダンスは８．８７Ω、マーカーｍ９で示すHighBandでの第２ポート（アンテナ側ポート）Ｐ２から見たインピーダンスは１５．４Ωである。

このように、LowBandで８Ω程度、HighBandで１５Ω程度のアンテナに整合する。

以上に示したインピーダンス変換回路２５は次の手順で設計する。

［１］給電回路のインピーダンスおよびアンテナ素子のインピーダンスに基づいて、トランス回路の必要なトランス比を決定する。

［２］第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子との結合係数ｋ、第１インダクタンス素子のインダクタンスL1および第２インダクタンス素子のインダクタンスL2をそれぞれ決定する。アンテナのインピーダンスがLowBandとHighBandとで異なる場合には、図２（Ｂ）に示したシャント接続のインダクタのインダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）の値を考慮して、ｋ，Ｌ１，Ｌ２を決定する。

［３］外側に配置される第２インダクタンス素子（図７に示す導体パターンＬ２Ａ，Ｌ２Ｂ）の形状を決定する。より具体的には、第２インダクタンス素子のインダクタンスがステップ２で決定した値となるように、第３ループ状導体Ｌ２Ａおよび第４ループ状導体Ｌ２Ｂの形状を決定する。

［４］内側に配置される第１インダクタンス素子を少なくとも２層のループ導体（図７に示す導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂ）で構成するように、第１インダクタンス素子の形状を決定するとともに、第１インダクタンス素子のインダクタンス値が所望の値となるように、各ループ導体間の層間距離を定める（調整する）。より具体的には、第３ループ状導体Ｌ２Ａと第４ループ状導体Ｌ２Ｂの形状とがほぼ同じ形状となるように、第１ループ状導体Ｌ１Ａおよび第２ループ状導体Ｌ１Ｂの形状を決定するとともに、第１インダクタンス素子のインダクタンスがステップ２で決定した値となるように、第１ループ状導体Ｌ１Ａと第２ループ状導体Ｌ１Ｂとの層間距離を定め、さらに、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子との結合係数がステップ２で決定した値となるように、第１ループ状導体Ｌ１Ａと第３ループ状導体Ｌ２Ｂとの層間距離および第２ループ状導体Ｌ１Ｂと第４ループ状導体Ｌ２Ａとの層間距離をそれぞれ定める。

《第２の実施形態》
第２の実施形態では第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子の他の幾つかの接続関係について示す。

図９に示す例では、第１ループ状導体Ｌ１Ａおよび第２ループ状導体Ｌ１Ｂで第１インダクタンス素子が構成されていて、第３ループ状導体Ｌ２Ａおよび第４ループ状導体Ｌ２Ｂで第２インダクタンス素子が構成されている。第１インダクタンス素子を構成するループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂは積層方向に隣接し、直列接続されている。第２インダクタンス素子を構成するループ状導体Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂはループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂを積層方向に挟むように配置されていて、並列接続されている。

図１０に示す例では、第１ループ状導体Ｌ１Ａおよび第２ループ状導体Ｌ１Ｂで第１インダクタンス素子が構成されていて、第３ループ状導体Ｌ２Ａおよび第４ループ状導体Ｌ２Ｂで第２インダクタンス素子が構成されている。第１インダクタンス素子を構成するループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂは積層方向に隣接し、並列接続されている。第２インダクタンス素子を構成するループ状導体Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂはループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂを積層方向に挟むように配置されていて、並列接続されている。

図１１に示す例では、第１ループ状導体Ｌ１Ａおよび第２ループ状導体Ｌ１Ｂで第１インダクタンス素子が構成されていて、第３ループ状導体Ｌ２Ａおよび第４ループ状導体Ｌ２Ｂで第２インダクタンス素子が構成されている。第１インダクタンス素子を構成するループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂは積層方向に隣接し、並列接続されている。第２インダクタンス素子を構成するループ状導体Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂはループ状導体Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂを積層方向に挟むように配置されていて、直列接続されている。

このように、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子について、それぞれ直列接続または並列接続のいずれの構成にすることもできる。１つのインダクタンス素子を２つのループ状導体で構成する場合に、１つのループ状導体のインダクタンスをＬｕで表すと、直列接続すれば、インダクタンス素子のインダクタンスはＬｕ×２となり、並列接続すれば、インダクタンス素子のインダクタンスはＬｕ／２となる。そして、ループ状導体を外側の層に配置した場合に比べ、内側の層に配置すれば自己誘導が向上し、インダクタンスは増大する。

したがって、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子との結合係数ｋ、第１インダクタンス素子のインダクタンスL1および第２インダクタンス素子のインダクタンスL2の値に応じて、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子との接続形態および内側外側の配置関係を決定すればよい。

《第３の実施形態》
図１２は第３の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、積層素体内における第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。図１３はインピーダンス変換回路２５の各種導体パターンの斜視図である。これらの導体パターンが形成されている誘電体の基材層は除いて描いている。

図１３に表れているように、第１ループ状導体Ｌ１Ａおよび第２ループ状導体Ｌ１Ｂにより第１インダクタンス素子が構成されていて、第３ループ状導体Ｌ２Ａおよび第４ループ状導体Ｌ２Ｂにより第２インダクタンス素子が構成されている。第１ループ状導体Ｌ１Ａは導体パターンＬ１Ａ１，Ｌ１Ａ２で構成されていて、第２ループ状導体Ｌ１Ｂは導体パターンＬ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２で構成されている。各層のループ状導体（導体パターン）はビア導体により層間接続されている。

最下層の基材層の下面には第１ポート（給電ポート）Ｐ１、第２ポート（アンテナポート）Ｐ２、第３ポート（グランドポート）Ｐ３に相当する端子およびその他の実装用端子（空き端子ＮＣ）が形成されている。これらの端子は最下層の基材層の下面に形成されている。

第１ループ状導体Ｌ１Ａの一部である導体パターンＬＡ２および第２ループ状導体Ｌ１Ｂの一部である導体パターンＬ１Ｂ２は並列接続されている。そして、第１ループ状導体Ｌ１Ａの残余部である導体パターンＬ１Ａ１および第２ループ状導体Ｌ１Ｂの残余部である導体パターンＬ１Ｂ１が前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されている。

第３ループ状導体Ｌ２Ａおよび第４ループ状導体Ｌ２Ｂは直列接続されている。

図１２に示すように、導体パターンＬ１Ａ１とＬ１Ｂ１との強い磁界結合（自己誘導ＳＩ）および導体パターンＬ１Ａ２とＬ１Ｂ２との強い磁界結合（自己誘導ＳＩ）により、第１インダクタンス素子の大きなインダクタンス値を得ている。これにより、ループ状導体のループ長あたりのインダクタンスは大きく、第１インダクタンス素子のＱ値が向上するので損失が低減される。

また、導体パターンＬ１Ａ１，Ｌ１Ａ２と第４ループ状導体Ｌ２Ｂとの磁界結合（相互誘導ＭＩ）および導体パターンＬ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２と第３ループ状導体Ｌ２Ａとの磁界結合（相互誘導ＭＩ）により、第１インダクタンス素子（Ｌ１）と第２インダクタンス素子（Ｌ２）との結合係数を高めている。

図１４はインピーダンス変換回路２５の各基材層に形成されている導体パターンと電流経路を示す図である。図１４において、第１ループ状導体Ｌ１Ａおよび第２ループ状導体Ｌ１Ｂには、第１ポートＰ１→導体パターンＬ１Ａ１→導体パターン（Ｌ１Ａ２＋Ｌ１Ｂ２）→導体パターンＬ１Ｂ１→第２ポートＰ２の経路で電流が流れる。また、第３ループ状導体Ｌ２Ａおよび第４ループ状導体Ｌ２Ｂには、第２ポートＰ２→第３ループ状導体Ｌ２Ａ→第４ループ状導体Ｌ２Ｂ→第３ポートＰ３の経路で電流が流れる。すなわち、第１インダクタンス素子は導体パターンＬ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２の並列部と導体パターンＬ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１の直列部とで構成されている。また、第２インダクタンス素子はループ状導体Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂの直列部で構成されている。

《第４の実施形態》
図１５は第４の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。図１６はインピーダンス変換回路２５の各種導体パターンの斜視図である。これらの導体パターンが形成されている誘電体の基材層は除いて描いている。

図１５・図１６に表れているように、第１ループ状導体Ｌ１Ａは導体パターンＬ１Ａ１，Ｌ１Ａ２で構成されていて、第２ループ状導体Ｌ１Ｂは導体パターンＬ１Ｂ２で構成されている。各層のループ状導体（導体パターン）はビア導体により層間接続されている。第３ループ状導体はＬ２Ａおよび導体パターンＬ２Ａ２で構成されている。

この構成により、第２インダクタンス素子のターン数およびインダクタンスを稼ぐことができ、インピーダンス変換比の設定幅を拡げることができる。

《第５の実施形態》
図１７は第５の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の、積層素体内における第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の配置関係を考慮して表した回路図である。

図１７に表れているように、第１ループ状導体Ｌ１Ａおよび第２ループ状導体Ｌ１Ｂは直列接続されている。導体パターンＬ２Ａ１，Ｌ２Ａ２によって第３ループ状導体が構成されていて、導体パターンＬ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２によって第４ループ状導体が構成されている。そして、導体パターンＬ２Ａ２とＬ２Ｂ２とは並列接続されている。この並列接続された導体パターンＬ１Ａ２，Ｌ２Ｂ２に対して導体パターンＬ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１が直列接続されている。

なお、以上に示した各実施形態では、第１インダクタンス素子の第１端に給電回路を接続し、第２端にアンテナ素子を接続し、第２インダクタンス素子の第１端にアンテナ素子を接続し、第２端を接地した例を示したが、第１インダクタンス素子の第１端を接地し、第２端をアンテナ素子に接続し、第２インダクタンス素子の第１端を給電回路に接続し、第２端をアンテナ素子に接続してもよい。

また、以上に示した各実施形態では、第１高周波回路が給電回路、第２高周波回路がアンテナ素子である例を示したが、本発明はこれに限られるものではなく、一般的に第１高周波回路と第２高周波回路との間に接続されるインピーダンス変換回路の設計に適用できるものである。

Ｇ…グランド導体
ＩＴ…理想トランス
Ｌ１…第１インダクタンス素子
Ｌ２…第２インダクタンス素子
Ｌ１Ａ…第１ループ状導体
Ｌ１Ｂ…第２ループ状導体
Ｌ２Ａ…第３ループ状導体
Ｌ２Ｂ…第４ループ状導体
Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ａ２…導体パターン
Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２…導体パターン
Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ａ２…導体パターン
Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２…導体パターン
Ｐ１…第１ポート
Ｐ２…第２ポート
Ｐ３…第３ポート
１１…アンテナ素子
２５…インピーダンス変換回路
３０…給電回路
１０１…アンテナ装置

Claims (12)

1. 第１高周波回路と第２高周波回路との間に接続され、互いに結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を備えたトランス回路を有し、前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子がそれぞれ層間で互いに結合し、前記第１インダクタンス素子が積層方向に隣接し、前記第２インダクタンス素子が前記第１インダクタンス素子を積層方向に挟むように配置されたインピーダンス変換回路の設計方法であって、
   次の各ステップを順に実施することを特徴とするインピーダンス変換回路の設計方法。
   ［１］前記第１高周波回路のインピーダンスおよび前記第２高周波回路のインピーダンスに基づいて、前記トランス回路の必要なトランス比を決定する。
   ［２］前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との結合係数、前記第１インダクタンス素子のインダクタンスおよび前記第２インダクタンス素子のインダクタンスをそれぞれ決定する。
   ［３］前記第２インダクタンス素子の形状を決定する。
   ［４］前記第１インダクタンス素子を少なくとも２層のループ導体で構成するように、第１インダクタンス素子の形状を決定するとともに、第１インダクタンス素子のインダクタンス値が所望の値となるように、各ループ導体間の層間距離を定める。
2. 前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子は、平面視でほぼ同一位置を周回し、１層あたりそれぞれ１ターン未満のループ状に形成する、請求項１に記載のインピーダンス変換回路の設計方法。
3. 前記第１インダクタンス素子を、積層方向に隣接する第１ループ状導体および第２ループ状導体で構成し、前記第２インダクタンス素子を、前記第１ループ状導体と前記第２ループ状導体とを積層方向に挟み込むように配置した第３ループ状導体および第４ループ状導体で構成する、請求項１または２に記載のインピーダンス変換回路の設計方法。
4. 前記ステップ３で、前記第２インダクタンス素子のインダクタンスが前記ステップ２で決定した値となるように、前記第３ループ状導体および前記第４ループ状導体の形状を決定し、
   前記ステップ４で、前記第３ループ状導体と前記第４ループ状導体の形状とがほぼ同じ形状となるように、前記第１ループ状導体および前記第２ループ状導体の形状を決定するとともに、前記第１インダクタンス素子のインダクタンスが前記ステップ２で決定した値となるように、前記第１ループ状導体と前記第２ループ状導体との層間距離を定め、さらに、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との結合係数が前記ステップ２で決定した値となるように、前記第１ループ状導体と前記第３ループ状導体との層間距離および前記第２ループ状導体と前記第４ループ状導体との層間距離をそれぞれ定める、請求項３に記載のインピーダンス変換回路の設計方法。
5. 前記第１ループ状導体と前記第２ループ状導体とを並列接続する、請求項３または４に記載のインピーダンス変換回路の設計方法。
6. 前記第１ループ状導体と前記第２ループ状導体とを直列接続する、請求項３または４に記載のインピーダンス変換回路の設計方法。
7. 前記第１ループ状導体の一部と前記第２ループ状導体の一部とを並列接続する、請求項６に記載のインピーダンス変換回路の設計方法。
8. 前記第３ループ状導体と前記第４ループ状導体とを並列接続する、請求項３〜７のいずれかに記載のインピーダンス変換回路の設計方法。
9. 前記第３ループ状導体と前記第４ループ状導体とを直列接続する、請求項３〜７のいずれかに記載のインピーダンス変換回路の設計方法。
10. 前記第３ループ状導体の一部と前記第４ループ状導体の一部とを並列接続する、請求項９に記載のインピーダンス変換回路の設計方法。
11. 前記第１高周波回路は給電回路、前記第２高周波回路はアンテナ素子であり、
    前記第１インダクタンス素子の、第１端を前記給電回路に接続し、第２端を前記アンテナ素子に接続し、
    前記第２インダクタンス素子の、第１端を前記アンテナ素子に接続し、第２端をグランドに接続する、請求項１〜１０のいずれかに記載のインピーダンス変換回路の設計方法。
12. 前記第１高周波回路は給電回路、前記第２高周波回路はアンテナ素子であり、
    前記第１インダクタンス素子の、第１端をグランドに接続し、第２端を前記アンテナ素子に接続し、
    前記第２インダクタンス素子の、第１端を前記給電回路に接続し、第２端をアンテナ素子に接続する、請求項１〜１０のいずれかに記載のインピーダンス変換回路の設計方法。

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