WO2011090080A1 - アンテナ装置および通信端末装置 - Google Patents

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WO2011090080A1 PCT/JP2011/050884 JP2011050884W WO2011090080A1 WO 2011090080 A1 WO2011090080 A1 WO 2011090080A1 JP 2011050884 W JP2011050884 W JP 2011050884W WO 2011090080 A1 WO2011090080 A1 WO 2011090080A1
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inductance element
circuit
coil
antenna
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加藤登
石塚健一
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株式会社村田製作所
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    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type 
    • H01F17/0006—Printed inductances
    • H01F17/0013—Printed inductances with stacked layers

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device and a communication terminal device using the antenna device, and more particularly to an antenna device capable of matching in a wide frequency band.
  • communication terminals such as mobile phones have been used in communication systems such as GSM (Global System for mobile Communication), DCS (Digital Communication System), PCS (Personal Communication Service), UMTS (Universal Mobile Telecommunications System), and GPS ( In some cases, it is required to support Global Positioning System), wireless LAN, Bluetooth (registered trademark), and the like. Therefore, the antenna device in such a communication terminal device is required to cover a wide frequency band from 800 MHz to 2.4 GHz.
  • an antenna device having a broadband matching circuit constituted by an LC parallel resonance circuit or an LC series resonance circuit is generally used. Is. Further, as an antenna device corresponding to a wide frequency band, for example, tunable antennas disclosed in Patent Document 3 and Patent Document 4 are known.
  • JP 2004-336250 A JP 2006-173697 A JP 2000-124728 A JP2008-035065
  • the matching circuits shown in Patent Documents 1 and 2 include a plurality of resonant circuits, the insertion loss in the matching circuit tends to increase and a sufficient gain may not be obtained.
  • the tunable antennas disclosed in Patent Documents 3 and 4 require a circuit for controlling the variable capacitance element, that is, a switching circuit for switching the frequency band, so that the circuit configuration tends to be complicated. In addition, since a loss and distortion in the switching circuit are large, a sufficient gain may not be obtained.
  • the present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object of the present invention is to provide an antenna device impedance-matched with a power feeding circuit in a wide frequency band, and a communication terminal device including the antenna device.
  • the antenna device of the present invention includes an antenna element and an impedance conversion circuit connected to the antenna element,
  • the impedance conversion circuit includes a first inductance element (L1) and a second inductance element (L2) tightly coupled to the first inductance element,
  • the first inductance element and the second inductance element are tightly coupled to generate a pseudo negative inductance component, and the effective inductance component of the antenna element is suppressed by the negative inductance component.
  • the impedance conversion circuit includes a transformer type circuit in which the first inductance element and the second inductance element are tightly coupled via mutual inductance, The transformer circuit is connected between a first port connected to a power feeding circuit, a second port connected to the antenna element, a third port connected to the ground, and between the first port and a branch point.
  • T composed of a first inductance element, a second inductance element connected between the second port and the branch point, and a third inductance element connected between the third port and the branch point.
  • the pseudo negative inductance component corresponds to the second inductor.
  • a first end of the first inductance element is connected to the power feeding circuit, a second end of the first inductance element is connected to a ground, and the second inductance element The first end is connected to the antenna element, and the second end of the second inductance element is connected to the ground.
  • a first end of the first inductance element is connected to the feeder circuit, and a second end of the first inductance element is connected to the antenna element.
  • the first end of the second inductance element is connected to the antenna element, and the second end of the second inductance element is connected to the ground.
  • the first inductance element (L1) includes a first coil element (L1a) and a second coil element (L1b), and the first coil element and the second coil element Are preferably connected in series with each other and have a conductor winding pattern formed so as to form a closed magnetic circuit.
  • the second inductance element (L2) includes a third coil element (L2a) and a fourth coil element (L2b), and the third coil element and the second coil element (L2b)
  • the four-coil elements are preferably connected in series with each other, and a conductor winding pattern is preferably formed so as to form a closed magnetic circuit.
  • the first inductance element and the second inductance element are coupled via a magnetic field and an electric field,
  • a direction of a current flowing through the second inductance element due to coupling via the magnetic field and a direction of a current flowing through the second inductance element due to coupling via the electric field are determined.
  • they are the same.
  • the first inductance element and the second inductance element are in a laminated body (multilayer substrate) in which a plurality of dielectric layers or magnetic layers are laminated.
  • the first inductance element and the second inductance element are coupled to each other inside the multilayer body.
  • the first inductance element includes at least two inductance elements electrically connected in parallel, and the two inductance elements sandwich the second inductance element. It is preferable that they are arranged in a positional relationship.
  • the second inductance element includes at least two inductance elements electrically connected in parallel, and the two inductance elements sandwich the first inductance element. It is preferable that they are arranged in a positional relationship.
  • a communication terminal device includes an antenna device including an antenna element, a power feeding circuit, and an impedance conversion circuit connected between the antenna element and the power feeding circuit.
  • the impedance conversion circuit includes a first inductance element and a second inductance element tightly coupled to the first inductance element, The first inductance element and the second inductance element are tightly coupled to generate a pseudo negative inductance component, and the effective inductance component of the antenna element is suppressed by the negative inductance component.
  • a pseudo negative inductance component is generated in the impedance conversion circuit, so that the effective inductance component of the antenna element is suppressed by the negative inductance component, that is, the apparent appearance of the antenna element.
  • the impedance frequency characteristic of the antenna device is reduced. Therefore, the impedance change of the antenna device can be suppressed over a wide band, and impedance matching with the feeding circuit can be achieved over a wide frequency band.
  • the communication terminal device of the present invention since the antenna device is provided, the communication terminal device can support various communication systems having different frequency bands.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of the antenna device 101 according to the first embodiment, and FIG. 1B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the action of a negative inductance component that is artificially generated in the impedance conversion circuit 45 and the action of the impedance conversion circuit 45.
  • FIG. 3A is a circuit diagram of the antenna device 102 of the second embodiment, and FIG. 3B is a diagram showing a specific arrangement of each coil element.
  • FIG. 4 is a diagram in which various arrows indicating states of magnetic field coupling and electric field coupling are entered in the circuit illustrated in FIG.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the antenna device 102 corresponding to multiband.
  • FIG. 6A is a perspective view of the impedance conversion circuit 35 of the third embodiment
  • FIG. 6B is a perspective view of the impedance conversion circuit 35 as viewed from the lower surface side
  • FIG. 7 is an exploded perspective view of the laminated body 40 constituting the impedance conversion circuit 35.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the operating principle of the impedance conversion circuit 35.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the antenna device of the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is an exploded perspective view of the laminate 40 that constitutes the impedance conversion circuit 34.
  • FIG. 11A is a perspective view of the impedance conversion circuit 135 of the fifth embodiment
  • FIG. 11B is a perspective view of the impedance conversion circuit 135 viewed from the lower surface side.
  • FIG. 11A is a perspective view of the impedance conversion circuit 135 of the fifth embodiment
  • FIG. 11B is a perspective view of the impedance conversion circuit 135 viewed from the lower surface side.
  • FIG. 11A is
  • FIG. 12 is an exploded perspective view of the laminated body 40 constituting the impedance conversion circuit 135.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the antenna device 106 according to the sixth embodiment, and FIG. 13B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • FIG. 14A is a circuit diagram of the antenna device 107 of the seventh embodiment, and FIG. 14B is a diagram showing a specific arrangement of each coil element.
  • FIG. 15A is a diagram showing the transformer ratio of the impedance conversion circuit based on the equivalent circuit shown in FIG.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the antenna device 107 corresponding to the multiband.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion circuit 25 according to the eighth embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • FIG. 18 shows the main magnetic flux passing through the coil element by the conductor pattern formed in each layer of the multilayer substrate shown in FIG.
  • FIG. 19 is a diagram showing the magnetic coupling relationship of the four coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b of the impedance conversion circuit 25 according to the eighth embodiment.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a configuration of an impedance conversion circuit according to the ninth embodiment, and is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion circuit is configured on a multilayer substrate.
  • FIG. 21 is a diagram showing main magnetic fluxes passing through the coil element by the conductor pattern formed in each layer of the multilayer substrate shown in FIG. FIG.
  • FIG. 22 is a diagram showing the magnetic coupling relationship of the four coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b of the impedance conversion circuit according to the ninth embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer of the impedance conversion circuit according to the tenth embodiment configured on a multilayer substrate.
  • FIG. 24 is a diagram showing main magnetic fluxes passing through the coil element by the conductor pattern formed in each layer of the multilayer substrate shown in FIG.
  • FIG. 25 is a diagram showing the magnetic coupling relationship of the four coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b of the impedance conversion circuit according to the ninth embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer of the impedance conversion circuit according to the tenth embodiment configured on a multilayer substrate.
  • FIG. 24 is a diagram showing main magnetic fluxes passing through the coil element by the conductor pattern formed in each layer of the multi
  • FIG. 26 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion circuit according to the eleventh embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • FIG. 27 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit according to the twelfth embodiment.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion circuit according to the twelfth embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • FIG. 29 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit according to the thirteenth embodiment.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion circuit according to the thirteenth embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • FIG. 31A is a configuration diagram of a communication terminal apparatus as a first example of the fourteenth embodiment
  • FIG. 31B is a configuration diagram of a communication terminal apparatus as a second example.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of the antenna device 101 according to the first embodiment, and FIG. 1B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • the antenna device 101 includes an antenna element 11 and an impedance conversion circuit 45 connected to the antenna element 11.
  • the antenna element 11 is a monopole antenna, and an impedance conversion circuit 45 is connected to the feeding end of the antenna element 11.
  • the impedance conversion circuit 45 is inserted between the antenna element 11 and the power feeding circuit 30.
  • the power feeding circuit 30 is a power feeding circuit for feeding a high frequency signal to the antenna element 11 and generates and processes a high frequency signal, but may include a circuit that combines and demultiplexes the high frequency signal.
  • the impedance conversion circuit 45 includes a first inductance element L1 connected to the power feeding circuit 30 and a second inductance element L2 coupled to the first inductance element L1. More specifically, the first end of the first inductance element L1 is connected to the feeder circuit 30, the second end is connected to the ground, the first end of the second inductance element L2 is connected to the antenna element 11, and the second end. Each end is connected to ground.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 are tightly coupled. As a result, a pseudo negative inductance component is generated.
  • the negative inductance component cancels out the inductance component of the antenna element 11 itself, so that the inductance component of the antenna element 11 is apparently small. That is, since the effective inductive reactance component of the antenna element 11 is reduced, the antenna element 11 is less dependent on the frequency of the high frequency signal.
  • the impedance conversion circuit 45 includes a transformer type circuit in which the first inductance element L1 and the second inductance element L2 are tightly coupled via the mutual inductance M. As shown in FIG. 1B, this transformer type circuit can be equivalently converted into a T type circuit including three inductance elements Z1, Z2, and Z3. That is, the T-type circuit includes a first port P1 connected to the power feeding circuit, a second port P2 connected to the antenna element 11, a third port P3 connected to the ground, the first port P1 and the branch point. A first inductance element Z1 connected between them, a second inductance element Z2 connected between the second port P2 and the branch point A, and a third terminal connected between the third port P3 and the branch point A. It consists of an inductance element Z3.
  • the inductance of the first inductance element L1 shown in FIG. 1A is L1
  • the inductance of the second inductance element L2 is L2
  • the mutual inductance is M
  • the inductance of the second inductance element Z2 is L2-M
  • the inductance of the third inductance element Z3 is + M.
  • L2 ⁇ M the inductance of the second inductance element Z2 is a negative value. That is, a pseudo negative composite inductance component is formed here.
  • the antenna element 11 is equivalently composed of an inductance component LANT, a radiation resistance component Rr, and a capacitance component CANT.
  • the inductance component LANT of the antenna element 11 alone acts so as to be canceled out by the negative composite inductance component (L2-M) in the impedance conversion circuit 45. That is, when the antenna element 11 side is viewed from the point A of the impedance conversion circuit, the inductance component (of the antenna element 11 including the second inductance element Z2) is small (ideally zero).
  • the impedance frequency characteristic of 101 becomes small.
  • the degree of coupling may be 1 or more.
  • the impedance conversion ratio by the transformer type circuit is a ratio (L1: L2) of the inductance L2 of the second inductance element L2 to the inductance L1 of the first inductance element L1.
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing the action of a negative inductance component that is artificially generated in the impedance conversion circuit 45 and the action of the impedance conversion circuit 45.
  • a curve S0 represents an impedance locus on the Smith chart when the frequency is swept over the use frequency band of the antenna element 11. Since the antenna element 11 alone has a relatively large inductance component LANT, the impedance changes greatly as shown in FIG.
  • a curve S1 is an impedance locus when the antenna element 11 side is viewed from the point A of the impedance conversion circuit.
  • the inductance component LANT of the antenna element is canceled by the pseudo negative inductance component of the impedance conversion circuit, and the locus of the impedance viewed from the point A toward the antenna element side is greatly reduced.
  • a curve S2 is an impedance locus of the antenna device 101 viewed from the power feeding circuit 30, that is, an impedance locus.
  • the impedance of the antenna device 101 approaches 50 ⁇ (the center of the Smith chart) by the impedance conversion ratio (L1: L2) by the transformer type circuit.
  • This fine adjustment of the impedance may be performed by adding a separate inductance element or capacitance element to the transformer type circuit.
  • the impedance change of the antenna device can be suppressed over a wide band. Therefore, impedance matching with the feeder circuit can be achieved over a wide frequency band.
  • FIG. 3A is a circuit diagram of the antenna device 102 of the second embodiment
  • FIG. 3B is a diagram showing a specific arrangement of each coil element.
  • the basic configuration of the second embodiment is the same as that of the first embodiment, but a more specific configuration for coupling (tight coupling) the first inductance element and the second inductance element with an extremely high degree of coupling. Is shown.
  • the first inductance element L1 is composed of a first coil element L1a and a second coil element L1b, and these coil elements are connected in series with each other, and a closed magnetic circuit Is wound to constitute.
  • the second inductance element L2 includes a third coil element L2a and a fourth coil element L2b, and these coil elements are connected in series with each other and wound so as to form a closed magnetic circuit.
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b are coupled in opposite phases (polarity coupling)
  • the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are coupled in opposite phases (polarity coupling).
  • first coil element L1a and the third coil element L2a can be coupled in phase (depolarized coupling), and the second coil element L1b and the fourth coil element L2b can be coupled in phase (depolarized coupling). preferable.
  • FIG. 4 is a diagram in which various arrows indicating states of magnetic field coupling and electric field coupling are entered in the circuit illustrated in FIG.
  • a current is supplied from the power feeding circuit in the direction of arrow a in the figure
  • a current flows in the direction of arrow b in the figure through the first coil element L1a, and the arrow in the figure is drawn in the second coil element L1b.
  • Current flows in the direction c.
  • a magnetic flux passing through the closed magnetic path is formed by these currents.
  • the magnetic field generated by the current b flowing through the coil element L1a is coupled to the coil element L2a, and the induced current d flows through the coil element L2a in the reverse direction.
  • the magnetic field generated by the current c flowing through the coil element L1b is coupled to the coil element L2b, and the induced current e is applied to the coil element L2b in the reverse direction. Flowing. Then, as indicated by an arrow B in the figure, a magnetic flux passing through the closed magnetic path is formed by these currents.
  • the first inductance element An equivalent magnetic barrier MW is generated between L1 and the second inductance element L2.
  • Capacitors Ca and Cb in FIG. 4 are symbols representing the coupling capacitance for the electric field coupling.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 are strongly coupled by both the magnetic field and the electric field. That is, loss can be suppressed and high frequency energy can be propagated.
  • the impedance conversion circuit 35 When an alternating current flows through the first inductance element L1, the impedance conversion circuit 35 has a direction of a current flowing through the second inductance element L2 due to coupling via a magnetic field and a current flowing through the second inductance element L2 due to coupling via an electric field. It can also be said that the circuit is configured to have the same direction.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the antenna device 102 corresponding to multiband.
  • This antenna device 102 is an antenna device used in a multiband-compatible mobile radio communication system (800 MHz band, 900 MHz band, 1800 MHz band, 1900 MHz band) that is compatible with the GSM system and the CDMA system.
  • the antenna element 11 is a branched monopole antenna.
  • the impedance conversion circuit 35 'used here is between the first inductance element L1 composed of the coil element L1a and the coil element L1b and the second inductance element L2 composed of the coil element L2a and the coil element L2b.
  • the other configuration is the same as that of the impedance conversion circuit 35 described above.
  • This antenna device 102 is used as a main antenna of a communication terminal device.
  • the first radiating portion of the branched monopole antenna element 11 mainly functions as an antenna radiating element on the high band side (1800 to 2400 MHz band), and the first radiating portion and the second radiating portion are mainly used on the low band side ( 800 to 900 MHz band).
  • the branched monopole antenna elements 11 do not necessarily have to resonate in their corresponding frequency bands. This is because the impedance conversion circuit 35 ′ matches the characteristic impedance of each radiating section with the impedance of the power feeding circuit 30.
  • the impedance conversion circuit 35 matcheses the characteristic impedance of the second radiating section with the impedance (usually 50 ⁇ ) of the power feeding circuit 30 in the 800 to 900 MHz band, for example. Accordingly, the low-band high-frequency signal supplied from the power feeding circuit 30 can be radiated from the second radiating unit, or the low-band high-frequency signal received by the second radiating unit can be supplied to the power feeding circuit 30. Similarly, the high-band high-frequency signal supplied from the power supply circuit 30 can be radiated from the first radiation unit, or the high-band high-frequency signal received by the first radiation unit can be supplied to the power supply circuit 30.
  • the capacitor C1 passes a signal in a particularly high frequency band among high-band high-frequency signals.
  • the antenna device can be further widened.
  • the antenna and the power feeding circuit are separated from each other in terms of direct current, and thus are strong against ESD.
  • FIG. 6A is a perspective view of the impedance conversion circuit 35 of the third embodiment
  • FIG. 6B is a perspective view of the impedance conversion circuit 35 as viewed from the lower surface side
  • FIG. 7 is an exploded perspective view of the laminated body 40 constituting the impedance conversion circuit 35.
  • the conductor pattern 61 is formed on the uppermost base layer 51a of the laminate 40, and the conductor pattern 62 (62a, 62b) is formed on the second base layer 51b.
  • Conductive patterns 63 and 64 are formed on the base material layer 51c.
  • Two conductor patterns 65 and 66 are formed on the fourth base layer 51d, and conductor patterns 67 (67a and 67b) are formed on the fifth base layer 51e.
  • a ground conductor 68 is formed on the sixth base layer 51f, and a power supply terminal 41, a ground terminal 42, and an antenna terminal 43 are formed on the back surface of the seventh base layer 51g.
  • a plain base material layer (not shown) is laminated on the uppermost base material layer 51a.
  • the first coil element L1a is constituted by the conductor patterns 62a and 63
  • the second coil element L1b is constituted by the conductor patterns 62b and 64.
  • the conductor patterns 65 and 67a constitute a third coil element L2a
  • the conductor patterns 66 and 67b constitute a fourth coil element L2b.
  • the various conductor patterns 61 to 68 can be formed using a conductive material such as silver or copper as a main component.
  • a conductive material such as silver or copper
  • a glass ceramic material, an epoxy resin material or the like can be used if it is a dielectric
  • a ferrite ceramic material or a resin material containing ferrite can be used if it is a magnetic material.
  • a material for the base layer it is preferable to use a dielectric material when forming an impedance conversion circuit for the UHF band, and use a magnetic material when forming an impedance conversion circuit for the HF band. Is preferred.
  • the conductor patterns 61 to 68 and the terminals 41, 42, and 43 are connected through interlayer connection conductors (via conductors), thereby forming the circuit shown in FIG.
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b are adjacently arranged so that the winding axes of the respective coil patterns are parallel to each other.
  • the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are adjacently arranged so that the winding axes of the respective coil patterns are parallel to each other.
  • first coil element L1a and the third coil element L2a are arranged close to each other (coaxially) so that the winding axes of the respective coil patterns are substantially the same straight line.
  • second coil element L1b and the fourth coil element L2b are arranged close to each other (coaxially) so that the winding axes of the respective coil patterns are substantially the same straight line. That is, when viewed from the stacking direction of the base material layers, the conductor patterns constituting each coil pattern are arranged so as to overlap each other.
  • each coil element L1a, L1b, L2a, L2b is each comprised by the loop-shaped conductor of about 2 turns, the number of turns is not restricted to this. Further, the winding axes of the coil patterns of the first coil element L1a and the third coil element L2a do not need to be arranged so as to be exactly the same straight line, and the first coil element L1a and the third coil element in plan view. It is only necessary that the coil openings of L2a are wound so as to overlap each other.
  • the coil patterns of the second coil element L1b and the fourth coil element L2b do not have to be arranged so that the winding axes are exactly the same straight line, and the second coil element L1b and the fourth coil in a plan view. It only has to be wound so that the coil openings of the element L2b overlap each other.
  • the coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b are built in and integrated in the dielectric or magnetic laminate 40, and in particular, the first inductance element L1 and the coil element L2a formed by the coil elements L1a and L1b. , L2b are provided in the laminated body 40 with a region serving as a coupling portion with the second inductance element L2, and the element values of the elements constituting the impedance conversion circuit 35, and further, the first inductance element L1 and the second inductance element The degree of coupling with L2 is less affected by other electronic elements arranged adjacent to the stacked body 40. As a result, the frequency characteristics can be further stabilized.
  • various wirings are provided on a printed wiring board (not shown) on which the laminate 40 is mounted, and these wirings and the impedance conversion circuit 35 may interfere with each other.
  • the ground conductor 68 is provided at the bottom of the multilayer body 40 so as to cover the opening of the coil pattern formed by the conductor patterns 61 to 67, so that the magnetic field generated in the coil pattern is generated on the printed wiring board. Less susceptible to magnetic fields from various wirings. In other words, the inductance values of the coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b are less likely to vary.
  • FIG. 8 is a diagram showing an operation principle of the impedance conversion circuit 35.
  • the first coil element L1a (conductor patterns 62a and 63) is indicated by arrows c and d.
  • the second coil element L1b (conductor patterns 62b and 64) as indicated by arrows e and f.
  • the third coil element L2a (High-frequency signal currents indicated by arrows g and h are induced in the conductor patterns 65 and 67a).
  • the fourth coil is generated by mutual inductive coupling and electric field coupling.
  • High-frequency signal currents indicated by arrows i and j are induced in the element L2b (conductor patterns 66 and 67b).
  • the conductor pattern 63 of the first coil element L1a and the conductor pattern 65 of the third coil element L2a are opposed to each other, electric field coupling occurs between them, and the current flowing through this electric field coupling is the induced current. Flows in the same direction. That is, the coupling degree is strengthened by magnetic field coupling and electric field coupling. Similarly, magnetic field coupling and electric field coupling also occur in the conductor pattern 64 of the second coil element L1b and the conductor pattern 66 of the fourth coil element L2b.
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b are coupled in phase with each other, and the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are coupled in phase with each other to form a closed magnetic circuit. Therefore, the two magnetic fluxes C and D are confined to reduce energy loss between the first coil element L1a and the second coil element L1b and between the third coil element L2a and the fourth coil element L2b. can do. If the inductance values of the first coil element L1a and the second coil element L1b and the inductance values of the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are set to substantially the same element value, the leakage magnetic field of the closed magnetic circuit is reduced. Energy loss can be further reduced. Of course, the impedance conversion ratio can be controlled by appropriately designing the element value of each coil element.
  • the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are electrically coupled by the capacitors Cag and Cbg via the ground conductor 68, the current flowing by this field coupling further enhances the degree of coupling between L2a and L2b. . If there is a ground on the upper side, the coupling between L1a and L1b can be further increased by generating electric field coupling between the first coil element L1a and the second coil element L1b by the capacitors Cag and Cbg.
  • the magnetic flux C excited by the primary current flowing in the first inductance element L1 and the magnetic flux D excited by the secondary current flowing in the second inductance element L2 are repelled by the induced current (repulsion). To occur).
  • the magnetic field generated in the first coil element L1a and the second coil element L1b and the magnetic field generated in the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are confined in a narrow space, respectively, the first coil element L1a and the first coil element L1a
  • the three-coil element L2a, the second coil element L1b, and the fourth coil element L2b are coupled with a higher degree of coupling.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the antenna device of the fourth embodiment.
  • the impedance conversion circuit 34 used here includes a first inductance element L1 and two second inductance elements L21 and L22.
  • the fifth coil element L2c and the sixth coil element L2d constituting the second inductance element L22 are coupled in phase with each other.
  • the fifth coil element L2c is coupled with the first coil element L1a in reverse phase
  • the sixth coil element L2d is coupled with the second coil element L1b in reverse phase.
  • One end of the fifth coil element L2c is connected to the radiating element 11, and one end of the sixth coil element L2d is connected to the ground.
  • FIG. 10 is an exploded perspective view of the laminated body 40 constituting the impedance conversion circuit 34.
  • 51j are stacked. That is, similarly to the first to fourth coil elements described above, the fifth and sixth coil elements are respectively configured, the fifth and sixth coil elements L2c and L2d are configured by the conductor of the coil pattern, and the first The fifth and sixth coil elements L2c and L2d are wound so that the magnetic flux generated in the fifth and sixth coil elements L2c and L2d forms a closed magnetic path.
  • the operating principle of the impedance conversion circuit 34 of the fourth embodiment is basically the same as that of the first to third embodiments.
  • the stray capacitance generated between the first inductance element L1 and the ground is suppressed by arranging the first inductance element L1 so as to be sandwiched between the two second inductance elements L21 and L22. The By suppressing such a capacitive component that does not contribute to radiation, the radiation efficiency of the antenna can be increased.
  • first inductance element L1 and the second inductance elements L21, L22 are more tightly coupled, that is, the leakage magnetic field is reduced, and the high-frequency signal between the first inductance element L1 and the second inductance elements L21, L22 is reduced. Energy transmission loss is reduced.
  • FIG. 11A is a perspective view of the impedance conversion circuit 135 of the fifth embodiment
  • FIG. 11B is a perspective view of the impedance conversion circuit 135 viewed from the lower surface side
  • FIG. 12 is an exploded perspective view of the laminate 40 constituting the impedance conversion circuit 135.
  • the laminated body 140 is formed by laminating a plurality of base material layers made of a dielectric material or a magnetic material, and has a power supply terminal 141 connected to the power supply circuit 30, a ground terminal 142 connected to the ground, and the antenna element 11 on the back surface thereof.
  • An antenna terminal 143 connected to is provided.
  • an NC terminal 144 used for mounting is also provided on the back surface.
  • an inductor or a capacitor for impedance matching may be mounted on the surface of the multilayer body 140 as necessary. Further, an inductor or a capacitor may be formed in the multilayer body 140 with an electrode pattern.
  • the impedance conversion circuit 135 built in the laminate 140 has the various terminals 141, 142, 143, and 144 formed on the first base layer 151a.
  • Conductive patterns 161 and 163 to be the first and third coil elements L1a and L2a are formed on the base layer 151b, and the conductive pattern 162 to be the second and fourth coil elements L1b and L2b are formed on the third base layer 151c. , 164 are formed.
  • the conductor patterns 161 to 164 can be formed by screen printing of a paste mainly composed of a conductive material such as silver or copper, or etching of a metal foil.
  • a conductive material such as silver or copper
  • etching of a metal foil As the base material layers 151a to 151c, a glass ceramic material, an epoxy resin material, or the like can be used as long as it is a dielectric, and a ferrite ceramic material or a resin material containing ferrite can be used as a magnetic material. .
  • the conductor patterns 161 to 164 and the terminals 141, 142, and 143 are connected via the interlayer connection conductors (via hole conductors), as shown in FIG. 3A described above.
  • Configure an equivalent circuit That is, the power supply terminal 141 is connected to one end of the conductor pattern 161 (first coil element L1a) via the via-hole conductor pattern 165a, and the other end of the conductor pattern 161 is connected to the conductor pattern 162 (second coil element) via the via-hole conductor 165b.
  • L1b) is connected to one end.
  • the other end of the conductor pattern 162 is connected to the ground terminal 142 via the via-hole conductor 165c, and the other end of the branched conductor pattern 164 (fourth coil element L2b) is connected to the conductor pattern 163 (third coil element) via the via-hole conductor 165d.
  • L2a) is connected to one end.
  • the other end of the conductor pattern 163 is connected to the antenna terminal 143 through a via-hole conductor 165e.
  • the coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b are built in the multilayer body 140 made of a dielectric material or a magnetic material, and in particular, a region serving as a coupling portion between the first inductance element L1 and the second inductance element L2.
  • the impedance conversion circuit 135 is hardly affected by other circuits and elements arranged adjacent to the laminated body 140. As a result, the frequency characteristics can be further stabilized.
  • first coil element L1a and the third coil element L2a are provided in the same layer (base material layer 151b) of the laminate 140, and the second coil element L1b and the fourth coil element L2b are provided in the same layer of the laminate 140 ( By providing in the base material layer 151c), the thickness of the laminated body 140 (impedance conversion circuit 135) becomes thin. Furthermore, since the first coil element L1a and the third coil element L2a and the second coil element L1b and the fourth coil element L2b that are coupled to each other can be formed in the same process (for example, application of conductive paste), stacking deviation, etc. The variation in the coupling degree due to the is suppressed, and the reliability is improved.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the antenna device 106 according to the sixth embodiment, and FIG. 13B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • the antenna device 106 includes an antenna element 11 and an impedance conversion circuit 25 connected to the antenna element 11.
  • the antenna element 11 is a monopole antenna, and an impedance conversion circuit 25 is connected to the feeding end of the antenna element 11.
  • the impedance conversion circuit 25 (strictly speaking, the first inductance element L1 of the impedance conversion circuit 25) is inserted between the antenna element 11 and the power feeding circuit 30.
  • the power feeding circuit 30 is a power feeding circuit for feeding a high frequency signal to the antenna element 11 and generates and processes a high frequency signal, but may include a circuit that combines and demultiplexes the high frequency signal.
  • the impedance conversion circuit 25 includes a first inductance element L1 connected to the power supply circuit 30 and a second inductance element L2 coupled to the first inductance element L1. More specifically, the first end of the first inductance element L1 is connected to the power feeding circuit 30, the second end is connected to the antenna, the first end of the second inductance element L2 is connected to the antenna element 11, and the second end. Each end is connected to ground.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 are tightly coupled. As a result, a pseudo negative inductance component is generated.
  • the inductance component of the antenna element 11 is apparently reduced by canceling out the inductance component of the antenna element 11 itself by the negative inductance component. That is, since the effective inductive reactance component of the antenna element 11 is reduced, the antenna element 11 is less dependent on the frequency of the high frequency signal.
  • the impedance conversion circuit 25 includes a transformer type circuit in which the first inductance element L1 and the second inductance element L2 are tightly coupled via the mutual inductance M. As shown in FIG. 13B, this transformer type circuit can be equivalently converted into a T type circuit including three inductance elements Z1, Z2, and Z3. That is, the T-type circuit includes a first port P1 connected to the power feeding circuit, a second port P2 connected to the antenna element 11, a third port P3 connected to the ground, the first port P1 and the branch point A. The first inductance element Z1 connected between the second port P2 and the second inductance element Z2 connected between the branch point A, and the second inductance element Z2 connected between the third port P3 and the branch point A. It is comprised by 3 inductance element Z3.
  • the inductance of the first inductance element L1 shown in FIG. 13A is L1
  • the inductance of the second inductance element L2 is L2
  • the mutual inductance is M
  • the inductance of the first inductance element Z1 of FIG. L1 + M
  • the inductance of the second inductance element Z2 is ⁇ M
  • the inductance of the third inductance element Z3 is L2 + M. That is, the inductance of the second inductance element Z2 is a negative value regardless of the values of L1 and L2. That is, a pseudo negative inductance component is formed here.
  • the antenna element 11 is equivalently composed of an inductance component LANT, a radiation resistance component Rr, and a capacitance component CANT as shown in FIG.
  • the inductance component LANT of the antenna element 11 alone acts so as to be canceled out by the negative inductance component ( ⁇ M) in the impedance conversion circuit 45. That is, the inductance component (of the antenna element 11 including the second inductance element Z2) viewed from the point A of the impedance conversion circuit is small (ideally zero), and as a result, The impedance frequency characteristic of the antenna device 106 is reduced.
  • the degree of coupling is preferably 0.5 or more, and more preferably 0.7 or more. That is, with such a configuration, an extremely high degree of coupling such as the degree of coupling in the first embodiment is not necessarily required.
  • FIG. 14A is a circuit diagram of the antenna device 107 of the seventh embodiment
  • FIG. 14B is a diagram showing a specific arrangement of each coil element.
  • the basic configuration of the seventh embodiment is the same as that of the sixth embodiment, but a more specific configuration for coupling (tight coupling) the first inductance element and the second inductance element with a very high degree of coupling. Is shown.
  • the first inductance element L1 is composed of a first coil element L1a and a second coil element L1b, and these coil elements are connected in series to each other, and a closed magnetic circuit Is wound to constitute.
  • the second inductance element L2 includes a third coil element L2a and a fourth coil element L2b, and these coil elements are connected in series with each other and wound so as to form a closed magnetic circuit.
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b are coupled in opposite phases (polarity coupling), and the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are coupled in opposite phases (polarity coupling). .
  • first coil element L1a and the third coil element L2a can be coupled in phase (depolarized coupling), and the second coil element L1b and the fourth coil element L2b can be coupled in phase (depolarized coupling). preferable.
  • FIG. 15A is a diagram showing the transformer ratio of the impedance conversion circuit based on the equivalent circuit shown in FIG.
  • FIG. 15B is a diagram in which various arrows indicating states of magnetic field coupling and electric field coupling are entered in the circuit illustrated in FIG. 14B.
  • the magnetic field generated by the current b flowing through the coil element L1a is coupled to the coil element L2a, and the induced current d flows through the coil element L2a in the reverse direction.
  • the magnetic field generated by the current c flowing through the coil element L1b is coupled to the coil element L2b, and the induced current e is applied to the coil element L2b in the reverse direction. Flowing. Then, as indicated by an arrow B in the figure, a magnetic flux passing through the closed magnetic path is formed by these currents.
  • the first inductance element An equivalent magnetic barrier MW is generated between L1 and the second inductance element L2.
  • Capacitors Ca and Cb in FIG. 4 are symbols representing the coupling capacitance for the electric field coupling.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 are strongly coupled by both the magnetic field and the electric field.
  • the impedance conversion circuit 25 directs the direction of the current flowing through the second inductance element L2 through coupling via a magnetic field and the current flowing through the second inductance element L2 through coupling through an electric field. It can also be said that the circuit is configured to have the same direction.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the antenna device 107 corresponding to multiband.
  • This antenna device 107 is an antenna device used in a multiband-compatible mobile radio communication system (800 MHz band, 900 MHz band, 1800 MHz band, 1900 MHz band) that is compatible with the GSM system and the CDMA system.
  • the antenna element 11 is a branched monopole antenna.
  • This antenna device 102 is used as a main antenna of a communication terminal device.
  • the first radiating portion of the branched monopole antenna element 11 mainly functions as an antenna radiating element on the high band side (1800 to 2400 MHz band), and the first radiating portion and the second radiating portion are mainly used on the low band side ( 800 to 900 MHz band).
  • the branched monopole antenna elements 11 do not need to resonate in their corresponding frequency bands. This is because the impedance conversion circuit 25 matches the characteristic impedance of each radiation unit with the impedance of the power feeding circuit 30.
  • the impedance conversion circuit 25 matches the characteristic impedance of the second radiating unit with the impedance (usually 50 ⁇ ) of the feeder circuit 30 in the 800 to 900 MHz band, for example.
  • the low-band high-frequency signal supplied from the power feeding circuit 30 can be radiated from the second radiating unit, or the low-band high-frequency signal received by the second radiating unit can be supplied to the power feeding circuit 30.
  • the high-band high-frequency signal supplied from the power supply circuit 30 can be radiated from the first radiation unit, or the high-band high-frequency signal received by the first radiation unit can be supplied to the power supply circuit 30.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion circuit 25 according to the eighth embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • Each layer is composed of a magnetic sheet, and the conductor pattern of each layer is formed on the back surface of the magnetic sheet in the direction shown in FIG. 17, but each conductor pattern is represented by a solid line.
  • the linear conductor pattern has a predetermined line width, it is represented by a simple solid line here.
  • the conductor pattern 73 is formed on the back surface of the base material layer 51a
  • the conductor patterns 72 and 74 are formed on the back surface of the base material layer 51b
  • the conductor patterns 71 and 75 are formed on the back surface of the base material layer 51c.
  • Conductive pattern 63 is formed on the back surface of base material layer 51d
  • conductive patterns 62 and 64 are formed on the back surface of base material layer 51e
  • conductive patterns 61 and 65 are formed on the back surface of base material layer 51f.
  • a conductor pattern 66 is formed on the back surface of the base material layer 51g
  • a power feeding terminal 41, a ground terminal 42, and an antenna terminal 43 are formed on the back surface of the base material layer 51h.
  • a broken line extending in the vertical direction in FIG. 17 is a via electrode, and the conductor patterns are connected between the layers. These via electrodes are actually cylindrical electrodes having a predetermined diameter, but are represented here by simple broken lines.
  • the first coil element L1a is constituted by the right half of the conductor pattern 63 and the conductor patterns 61 and 62.
  • the second coil element L1b is constituted by the left half of the conductor pattern 63 and the conductor patterns 64 and 65.
  • the right half of the conductor pattern 73 and the conductor patterns 71 and 72 constitute the third coil element L2a.
  • the left half of the conductor pattern 73 and the conductor patterns 74 and 75 constitute a fourth coil element L2b.
  • the winding axis of each coil element L1a, L1b, L2a, L2b is oriented in the stacking direction of the multilayer substrate.
  • the winding axes of the first coil element L1a and the second coil element L1b are juxtaposed in a different relationship.
  • the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are juxtaposed with each other with different winding axes.
  • the winding ranges of the first coil element L1a and the third coil element L2a overlap at least partly in a plan view
  • the winding ranges of the second coil element L1b and the fourth coil element L2b in a plan view At least partly overlaps. In this example, they overlap almost completely.
  • four coil elements are constituted by a conductor pattern having an 8-shaped structure.
  • Each layer may be composed of a dielectric sheet. However, if a magnetic sheet having a high relative permeability is used, the coupling coefficient between the coil elements can be further increased.
  • FIG. 18 shows the main magnetic flux passing through the coil element by the conductor pattern formed in each layer of the multilayer substrate shown in FIG.
  • the magnetic flux FP12 passes through the first coil element L1a by the conductor patterns 61 to 63 and the second coil element L1b by the conductor patterns 63 to 65.
  • the magnetic flux FP34 passes through the third coil element L2a constituted by the conductor patterns 71 to 73 and the fourth coil element L2b constituted by the conductor patterns 73 to 75.
  • FIG. 19 is a diagram showing a magnetic coupling relationship of the four coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b of the impedance conversion circuit 25 according to the eighth embodiment.
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b are wound such that the first coil element L1a and the second coil element L1b constitute a first closed magnetic path (a loop indicated by the magnetic flux FP12).
  • the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are wound so that the third coil element L2a and the fourth coil element L2b form a second closed magnetic circuit (a loop indicated by the magnetic flux FP34). It has been turned.
  • the four coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b are wound so that the magnetic flux FP12 passing through the first closed magnetic path and the magnetic flux FP34 passing through the second closed magnetic path are in opposite directions.
  • a straight line indicated by a two-dot chain line in FIG. 19 represents a magnetic barrier in which the two magnetic fluxes FP12 and FP34 are not coupled.
  • magnetic barriers are generated between the coil elements L1a and L2a and between L1b and L2b.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a configuration of an impedance conversion circuit according to the ninth embodiment, and is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion circuit is configured on a multilayer substrate.
  • the conductor pattern of each layer is formed on the back surface in the direction shown in FIG. 20, but each conductor pattern is represented by a solid line.
  • the linear conductor pattern has a predetermined line width, it is represented by a simple solid line here.
  • the conductor pattern 73 is formed on the back surface of the base material layer 51a
  • the conductor patterns 72 and 74 are formed on the back surface of the base material layer 51b
  • the conductor patterns 71 and 75 are formed on the back surface of the base material layer 51c.
  • Conductive pattern 63 is formed on the back surface of base material layer 51d
  • conductive patterns 62 and 64 are formed on the back surface of base material layer 51e
  • conductive patterns 61 and 65 are formed on the back surface of base material layer 51f.
  • a conductor pattern 66 is formed on the back surface of the base material layer 51g
  • a power feeding terminal 41, a ground terminal 42, and an antenna terminal 43 are formed on the back surface of the base material layer 51h.
  • a broken line extending in the vertical direction in FIG. 20 is a via electrode, and the conductor patterns are connected between the layers. These via electrodes are actually cylindrical electrodes having a predetermined diameter, but are represented here by simple broken lines.
  • the first coil element L1a is configured by the right half of the conductor pattern 63 and the conductor patterns 61 and 62.
  • the second coil element L1b is constituted by the left half of the conductor pattern 63 and the conductor patterns 64 and 65.
  • the right half of the conductor pattern 73 and the conductor patterns 71 and 72 constitute the third coil element L2a.
  • the left half of the conductor pattern 73 and the conductor patterns 74 and 75 constitute a fourth coil element L2b.
  • FIG. 21 is a diagram showing main magnetic fluxes passing through the coil element by the conductor pattern formed in each layer of the multilayer substrate shown in FIG.
  • FIG. 22 is a diagram showing the magnetic coupling relationship of the four coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b of the impedance conversion circuit according to the ninth embodiment.
  • the magnetic flux FP12 a closed magnetic circuit is constituted by the first coil element L1a and the second coil element L1b
  • a closed magnetic circuit is constituted by the third coil element L2a and the fourth coil element L2b. Is done.
  • a closed magnetic circuit is formed by the first coil element L1a and the third coil element L2a as shown by the magnetic flux FP13, and a closed magnetic circuit by the second coil element L1b and the fourth coil element L2b is shown by the magnetic flux FP24. Is configured. Further, a closed magnetic circuit FPall is formed by four coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b.
  • the impedance conversion circuit shown in the ninth embodiment is the same as that of the seventh embodiment. The same effect as the impedance conversion circuit 25 is obtained.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer of the impedance conversion circuit according to the tenth embodiment configured on a multilayer substrate.
  • Each layer is composed of a magnetic sheet, and the conductor pattern of each layer is formed on the back surface of the magnetic sheet in the direction shown in FIG. 23, but each conductor pattern is represented by a solid line.
  • the linear conductor pattern has a predetermined line width, it is represented by a simple solid line here.
  • the conductor pattern 73 is formed on the back surface of the base material layer 51a
  • the conductor patterns 72 and 74 are formed on the back surface of the base material layer 51b
  • the conductor patterns 71 and 75 are formed on the back surface of the base material layer 51c.
  • Conductive patterns 61 and 65 are formed on the back surface of the base material layer 51d
  • conductive patterns 62 and 64 are formed on the back surface of the base material layer 51e
  • conductive patterns 63 are formed on the back surface of the base material layer 51f.
  • a power supply terminal 41, a ground terminal 42, and an antenna terminal 43 are formed on the back surface of the base material layer 51g.
  • a broken line extending in the vertical direction in FIG. 23 is a via electrode, and the conductor patterns are connected between the layers. These via electrodes are actually cylindrical electrodes having a predetermined diameter, but are represented here by simple broken lines.
  • the first coil element L1a is configured by the right half of the conductor pattern 63 and the conductor patterns 61 and 62.
  • the second coil element L1b is constituted by the left half of the conductor pattern 63 and the conductor patterns 64 and 65.
  • the right half of the conductor pattern 73 and the conductor patterns 71 and 72 constitute the third coil element L2a.
  • the left half of the conductor pattern 73 and the conductor patterns 74 and 75 constitute a fourth coil element L2b.
  • FIG. 24 is a diagram showing a magnetic coupling relationship between the four coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b of the impedance conversion circuit according to the tenth embodiment.
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b constitute a first closed magnetic circuit (a loop indicated by the magnetic flux FP12).
  • the third coil element L2a and the fourth coil element L2b constitute a second closed magnetic circuit (a loop indicated by a magnetic flux FP34).
  • the directions of the magnetic flux FP12 passing through the first closed magnetic path and the magnetic flux FP34 passing through the second closed magnetic path are opposite to each other.
  • first coil element L1a and the second coil element L1b are expressed as “primary side” and the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are expressed as “secondary side”, as shown in FIG. Since the power feeding circuit is connected to the secondary side closer to the secondary side, the potential in the vicinity of the secondary side of the primary side can be increased, and the electric field between the coil element L1a and the coil element L2a can be increased. Coupling increases and the electric current due to this electric field coupling increases.
  • the impedance conversion circuit shown in the tenth embodiment is also the seventh embodiment. The same effect as that of the impedance conversion circuit 25 is obtained.
  • FIG. 25 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit according to the eleventh embodiment.
  • the impedance conversion circuit includes a first series circuit 26 connected between the power feeding circuit 30 and the antenna element 11, a third series circuit 28 connected between the power feeding circuit 30 and the antenna element 11, and an antenna.
  • the second serial circuit 27 is connected between the element 11 and the ground.
  • the first series circuit 26 is a circuit in which a first coil element L1a and a second coil element L1b are connected in series.
  • the second series circuit 27 is a circuit in which a third coil element L2a and a fourth coil element L2b are connected in series.
  • the third series circuit 28 is a circuit in which a fifth coil element L1c and a sixth coil element L1d are connected in series.
  • an enclosure M12 represents a coupling between the coil elements L1a and L1b
  • an enclosure M34 represents a coupling between the coil elements L2a and L2b
  • an enclosure M56 represents a coupling between the coil elements L1c and L1d.
  • An enclosure M135 represents the coupling of the coil elements L1a, L2a, and L1c.
  • box M246 represents the coupling of coil elements L1b, L2b, and L1d.
  • the coil elements L2a and L2b constituting the second inductance element are arranged so as to be sandwiched between the coil elements L1a, L1b, L1c and L1d constituting the first inductance element.
  • the stray capacitance generated between the two-inductance element and the ground is suppressed. By suppressing such a capacitive component that does not contribute to radiation, the radiation efficiency of the antenna can be increased.
  • FIG. 26 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion circuit according to the eleventh embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • Each layer is composed of a magnetic sheet, and the conductor pattern of each layer is formed on the back surface of the magnetic sheet in the direction shown in FIG. 26, but each conductor pattern is represented by a solid line.
  • the linear conductor pattern has a predetermined line width, it is represented by a simple solid line here.
  • a conductor pattern 82 is formed on the back surface of the base material layer 51a
  • conductor patterns 81 and 83 are formed on the back surface of the base material layer 51b
  • a conductor pattern 72 is formed on the back surface of the base material layer 51c.
  • Conductive patterns 71 and 73 are formed on the back surface of the base material layer 51d
  • conductive patterns 61 and 63 are formed on the back surface of the base material layer 51e
  • conductive patterns 62 are formed on the back surface of the base material layer 51f.
  • a power feeding terminal 41, a ground terminal 42, and an antenna terminal 43 are formed on the back surface of the base material layer 51g.
  • the broken line extending in the vertical direction in FIG. 26 is a via electrode, and the conductor patterns are connected between the layers. These via electrodes are actually cylindrical electrodes having a predetermined diameter, but are represented here by simple broken lines.
  • the first coil element L1a is constituted by the right half of the conductor pattern 62 and the conductor pattern 61. Further, the left half of the conductor pattern 62 and the conductor pattern 63 constitute a second coil element L1b. Further, the third coil element L2a is constituted by the conductor pattern 71 and the right half of the conductor pattern 72. The left half of the conductor pattern 72 and the conductor pattern 73 constitute the fourth coil element L2b. Further, the fifth coil element L1c is constituted by the conductor pattern 81 and the right half of the conductor pattern 82. Further, the left half of the conductor pattern 82 and the conductor pattern 83 constitute a sixth coil element L1d.
  • the dashed ellipse represents a closed magnetic circuit.
  • the closed magnetic circuit CM12 is linked to the coil elements L1a and L1b.
  • the closed magnetic circuit CM34 is linked to the coil elements L2a and L2b.
  • the closed magnetic circuit CM56 is linked to the coil elements L1c and L1d.
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b constitute a first closed magnetic circuit CM12
  • the third coil element L2a and the fourth coil element L2b constitute a second closed magnetic circuit CM34.
  • the fifth coil element L1c and the sixth coil element L1d constitute a third closed magnetic circuit CM56.
  • the alternate long and two short dashes line plane is coupled so that magnetic flux is generated in the opposite directions between the coil elements L1a and L2a, L2a and L1c, L1b and L2b, and L2b and L1d.
  • two magnetic barriers MW that are equivalently generated.
  • the two magnetic barriers MW confine the magnetic flux in the closed magnetic circuit by the coil elements L1a and L1b, the magnetic flux in the closed magnetic circuit by the coil elements L2a and L2b, and the magnetic flux in the closed magnetic circuit by the coil elements L1c and L1d.
  • the second closed magnetic circuit CM34 is sandwiched in the layer direction by the first closed magnetic circuit CM12 and the third closed magnetic circuit CM56.
  • the second closed magnetic circuit CM34 is sandwiched between two magnetic barriers and sufficiently confined (the confinement effect is enhanced). That is, it can act as a transformer having a very large coupling coefficient.
  • the gap between the closed magnetic circuits CM12 and CM34 and between the CM34 and CM56 can be widened to some extent.
  • a circuit in which a series circuit composed of coil elements L1a and L1b and a series circuit composed of coil elements L1c and L1d are connected in parallel is referred to as a primary circuit, and a series circuit composed of coil elements L2a and L2b is referred to as a secondary circuit.
  • the capacitance generated between each of the three series circuits 28 can be reduced. That is, the capacitance component of the LC resonance circuit that determines the frequency of the self-resonance point is reduced.
  • the first series circuit 26 including the coil elements L1a and L1b and the third series circuit 28 including the coil elements L1c and L1d are connected in parallel.
  • the inductance component of the LC resonance circuit that determines the frequency of the point is reduced.
  • the capacitance component and inductance component of the LC resonance circuit that determines the frequency of the self-resonance point are reduced, and the frequency of the self-resonance point can be set to a high frequency sufficiently away from the use frequency band.
  • Twelfth Embodiment a configuration example for increasing the frequency of the self-resonance point of the transformer unit from that shown in the eighth to tenth embodiments is different from the configuration of the eleventh embodiment.
  • FIG. 27 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit according to the twelfth embodiment.
  • the impedance conversion circuit includes a first series circuit 26 connected between the power feeding circuit 30 and the antenna element 11, a third series circuit 28 connected between the power feeding circuit 30 and the antenna element 11, and an antenna.
  • the second serial circuit 27 is connected between the element 11 and the ground.
  • the first series circuit 26 is a circuit in which a first coil element L1a and a second coil element L1b are connected in series.
  • the second series circuit 27 is a circuit in which a third coil element L2a and a fourth coil element L2b are connected in series.
  • the third series circuit 28 is a circuit in which a fifth coil element L1c and a sixth coil element L1d are connected in series.
  • an enclosure M12 represents a coupling between the coil elements L1a and L1b
  • an enclosure M34 represents a coupling between the coil elements L2a and L2b
  • an enclosure M56 represents a coupling between the coil elements L1c and L1d.
  • An enclosure M135 represents the coupling of the coil elements L1a, L2a, and L1c.
  • box M246 represents the coupling of coil elements L1b, L2b, and L1d.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion circuit according to the twelfth embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • Each layer is composed of a magnetic sheet, and the conductor pattern of each layer is formed on the back surface of the magnetic sheet in the direction shown in FIG. 28, but each conductor pattern is represented by a solid line.
  • the linear conductor pattern has a predetermined line width, it is represented by a simple solid line here.
  • the closed magnetic circuit CM36 is linked to the coil elements L2a, L1c, L1d, and L2b. Therefore, an equivalent magnetic barrier does not occur between the coil elements L2a and L2b and L1c and L1d.
  • Other configurations are as shown in the eleventh embodiment.
  • the closed magnetic circuits CM12, CM34, and CM56 shown in FIG. 28 and the closed magnetic circuit CM36 are generated, so that the magnetic flux generated by the coil elements L2a and L2b is absorbed by the magnetic flux generated by the coil elements L1c and L1d. .
  • the magnetic flux hardly leaks even in the structure of the twelfth embodiment, and as a result, it can act as a transformer having a very large coupling coefficient.
  • the capacitance component and the inductance component of the LC resonance circuit that determines the frequency of the self-resonance point are reduced, and the frequency of the self-resonance point can be set to a high frequency sufficiently away from the use frequency band.
  • FIG. 29 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit according to the thirteenth embodiment.
  • the impedance conversion circuit includes a first series circuit 26 connected between the power feeding circuit 30 and the antenna element 11, a third series circuit 28 connected between the power feeding circuit 30 and the antenna element 11, and an antenna.
  • the second serial circuit 27 is connected between the element 11 and the ground.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion circuit according to the thirteenth embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • Each layer is composed of a magnetic sheet, and the conductor pattern of each layer is formed on the back surface of the magnetic sheet in the direction shown in FIG. 30, but each conductor pattern is represented by a solid line.
  • the linear conductor pattern has a predetermined line width, it is represented by a simple solid line here.
  • the closed magnetic circuit CM16 is linked to all the coil elements L1a to L1d, L2a, and L2b. Therefore, in this case, an equivalent magnetic barrier does not occur.
  • Other configurations are as shown in the eleventh embodiment and the twelfth embodiment.
  • the closed magnetic circuits CM12, CM34, and CM56 shown in FIG. 30 and the closed magnetic circuit CM16 are generated, so that the magnetic flux from the coil elements L1a to L1d is difficult to leak, and as a result, the coupling coefficient is large. Can act as a transformer.
  • both the capacitance component and the inductance component of the LC resonance circuit that determines the frequency of the self-resonance point are reduced, and the frequency of the self-resonance point can be set to a high frequency sufficiently away from the use frequency band.
  • FIG. 31A is a configuration diagram of a communication terminal apparatus as a first example of the fourteenth embodiment
  • FIG. 31B is a configuration diagram of a communication terminal apparatus as a second example.
  • These are terminals (470 to 770 MHz) for receiving high-frequency signals of a one-segment partial reception service (common name: one-segment) for mobile phones and mobile terminals, for example.
  • the communication terminal device 1 shown in FIG. 31A includes a first housing 10 that is a lid body and a second housing 20 that is a main body, and the first housing 10 is foldable with respect to the second housing 20 or It is connected by sliding.
  • the first casing 10 is provided with a first radiating element 11 that also functions as a ground plate
  • the second casing 20 is provided with a second radiating element 21 that also functions as a ground plate.
  • the first and second radiating elements 11 and 21 are formed of a conductive film made of a thin film such as a metal foil or a thick film such as a conductive paste.
  • the first and second radiating elements 11, 21 obtain a performance almost equivalent to that of a dipole antenna by being differentially fed from the feeding circuit 30.
  • the power feeding circuit 30 has a signal processing circuit such as an RF circuit or a baseband circuit.
  • the inductance value of the impedance conversion circuit 35 is preferably smaller than the inductance value of the connection line 33 that connects the two radiating elements 11 and 21. This is because the influence of the inductance value of the connection line 33 relating to the frequency characteristics can be reduced.
  • a communication terminal device 2 shown in FIG. 31B is provided with the first radiating element 11 as a single antenna.
  • the first radiating element 11 various antenna elements such as a chip antenna, a sheet metal antenna, and a coil antenna can be used.
  • this antenna element you may utilize the linear conductor provided along the internal peripheral surface or outer peripheral surface of the housing 10, for example.
  • the second radiating element 21 also functions as a ground plate of the second casing 20, and various antennas may be used similarly to the first radiating element 11.
  • the communication terminal device 2 is a terminal having a straight structure that is not a folding type or a sliding type.
  • the second radiating element 21 does not necessarily function sufficiently as a radiator, and the first radiating element 11 may behave like a so-called monopole antenna.
  • the feeding circuit 30 has one end connected to the second radiating element 21 and the other end connected to the first radiating element 11 via the impedance conversion circuit 35.
  • the first and second radiating elements 11 and 21 are connected to each other by a connection line 33.
  • This connection line 33 functions as a connection line for electronic components (not shown) mounted on each of the first and second housings 10 and 20, and acts as an inductance element for high-frequency signals, but the performance of the antenna. It does not act directly.
  • the impedance conversion circuit 35 is provided between the power feeding circuit 30 and the first radiating element 11, and is a high-frequency signal transmitted from the first and second radiating elements 11, 21, or the first and second radiating elements 11, 21 stabilizes the frequency characteristics of the high-frequency signal received. Therefore, the frequency characteristics of the high-frequency signal are stabilized without being affected by the shape of the first radiating element 11 or the second radiating element 21, the shape of the first casing 10 or the second casing 20, the arrangement state of adjacent components, and the like. To do. In particular, in the case of a foldable or slide type communication terminal device, the first and second radiating elements 11, according to the open / closed state of the second casing 20 that is the main body of the first casing 10 that is the lid.
  • the impedance of the high-frequency signal can be stabilized by providing the impedance conversion circuit 35. That is, it is possible for the impedance conversion circuit 35 to perform frequency characteristic adjustment functions such as center frequency setting, passband width setting, impedance matching setting, which are important matters for antenna design, and the antenna element itself. Since it is only necessary to consider directivity and gain, antenna design becomes easy.
  • Inductance component M ... Mutual inductance MW ... Magnetic barrier
  • Laminate 141 ... Feed terminal 142 ... Ground terminal 143 ... Antenna terminal 144 ... NC terminals 151a, 151b , 151c... Substrate layers 161 to 164... Conductor patterns 165a to 165e. Conductor

Abstract

　アンテナ装置（１０６）は、アンテナ素子（１１）と、このアンテナ素子（１１）に接続されたインピーダンス変換回路（２５）とを備えている。アンテナ素子（１１）の給電端にインピーダンス変換回路（２５）が接続されている。インピーダンス変換回路（２５）はアンテナ素子（１１）と給電回路（３０）との間に挿入されている。インピーダンス変換回路（２５）は、給電回路（３０）に接続された第１インダクタンス素子（Ｌ１）と、第１インダクタンス素子（Ｌ１）に結合した第２インダクタンス素子（Ｌ２）とを備え、第１インダクタンス素子（Ｌ１）の第１端は給電回路（３０）に、第２端はアンテナにそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子（Ｌ２）の第１端はアンテナ素子（１１）に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。

Description

アンテナ装置および通信端末装置
　本発明は、アンテナ装置およびこれを用いた通信端末装置に関し、特に、広い周波数帯域でマッチングの取れたアンテナ装置に関する。
　近年、携帯電話をはじめとする通信端末装置は、ＧＳＭ(Global System for mobile Communication)、ＤＣＳ(Digital CommunicationSystem)、ＰＣＳ(PersonalCommunication Services)、ＵＭＴＳ(Universal Mobile Telecommunications System)等の通信システム、さらにはＧＰＳ(GlobalPositioning system)やワイヤレスＬＡＮ、Bluetooth（登録商標）等への対応が求められることがある。したがって、こうした通信端末装置におけるアンテナ装置は、８００ＭＨｚ～２．４ＧＨｚまでの広い周波数帯域をカバーすることが求められる。
　広い周波数帯域に対応するアンテナ装置としては、特許文献１や特許文献２に開示されているように、ＬＣ並列共振回路やＬＣ直列共振回路にて構成された広帯域の整合回路を備えたものが一般的である。また、広い周波数帯域に対応するアンテナ装置として、たとえば特許文献３や特許文献４に開示されているようなチューナブルアンテナが知られている。
特開２００４－３３６２５０ 特開２００６－１７３６９７ 特開２０００－１２４７２８ 特開２００８－０３５０６５
　ところが、特許文献１，２に示されている整合回路は複数の共振回路を含むものであるため、この整合回路における挿入損失が大きくなりやすく、十分な利得が得られないことがある。
　他方、特許文献３，４に示されているチューナブルアンテナは、可変容量素子を制御するための回路、すなわち周波数帯域を切り換えるための切替回路、が必要であるので回路構成が複雑になりやすい。また、切替回路での損失や歪みが大きいので十分な利得が得られないことがある。
　本発明は上述した実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、広い周波数帯域で給電回路とインピーダンス整合したアンテナ装置、およびこのアンテナ装置を備えた通信端末装置を提供することにある。
（１）本発明のアンテナ装置は、アンテナ素子と、このアンテナ素子に接続されたインピーダンス変換回路とを含み、
　前記インピーダンス変換回路は、第１インダクタンス素子（Ｌ１）と、この第１インダクタンス素子に密結合した第２インダクタンス素子（Ｌ２）と、を含み、
　前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが密結合することにより擬似的な負のインダクタンス成分が生じ、この負のインダクタンス成分により前記アンテナ素子の実効的なインダクタンス成分が抑制されたことを特徴とする。
（２）(1)において、例えば前記インピーダンス変換回路は、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが相互インダクタンスを介して密結合したトランス型回路を含み、
　前記トランス型回路を、給電回路に接続される第１ポート、前記アンテナ素子に接続される第２ポート、グランドに接続される第３ポート、前記第１ポートと分岐点との間に接続された第１インダクタンス素子、前記第２ポートと前記分岐点との間に接続された第２インダクタンス素子、および前記第３ポートと前記分岐点との間に接続された第３インダクタンス素子で構成されるＴ型回路に等価変換した際に、前記擬似的な負のインダクタンス成分は前記第２インダクタに相当する。
（３）(1)または(2)において、例えば前記第１インダクタンス素子の第１端は前記給電回路に接続され、第１インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端は前記アンテナ素子に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端はグランドに接続されている。
（４）また、(1)または(2)において、例えば、前記第１インダクタンス素子の第１端は前記給電回路に接続され、前記第１インダクタンス素子の第２端は前記アンテナ素子に接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端は前記アンテナ素子に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端はグランドに接続されている。
（５）(3)または(4)において、前記第１インダクタンス素子（Ｌ１）は第１コイル素子（Ｌ１ａ）および第２コイル素子（Ｌ１ｂ）を含み、前記第１コイル素子および前記第２コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作るように導体の巻回パターンが形成されていることが好ましい。
（６）(3)～(5)のいずれかにおいて、前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）は第３コイル素子（Ｌ２ａ）および第４コイル素子（Ｌ２ｂ）を含み、前記第３コイル素子および前記第４コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作るように導体の巻回パターンが形成されていることが好ましい。
（７）(1)～(6)のいずれかにおいて、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは、磁界および電界を介して結合されていて、
　前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きとが同じであることが好ましい。
（８）(1)～(7)のいずれかにおいて、前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きは、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との間に磁気障壁が生じる向きであることが好ましい。
（９）(1)～(8)のいずれかにおいて、前記第１のインダクタンス素子および前記第２のインダクタンス素子は、複数の誘電体層または磁性体層が積層された積層体（多層基板）内に配置された導体パターンで構成され、前記第１のインダクタンス素子と前記第２のインダクタンス素子とは前記積層体の内部で結合していることが好ましい。
（１０）(1)～(9)のいずれかにおいて、前記第１インダクタンス素子は電気的に並列接続された少なくとも二つのインダクタンス素子で構成され、この二つのインダクタンス素子は前記第２インダクタンス素子を挟む位置関係に配置されていることが好ましい。
（１１）(1)～(9)のいずれかにおいて、前記第２インダクタンス素子は電気的に並列接続された少なくとも二つのインダクタンス素子で構成され、この二つのインダクタンス素子は前記第１インダクタンス素子を挟む位置関係に配置されていることが好ましい。
（１２）本発明の通信端末装置は、アンテナ素子と、給電回路と、前記アンテナ素子と前記給電回路との間に接続されたインピーダンス変換回路とを含むアンテナ装置を備え、
　前記インピーダンス変換回路は、第１インダクタンス素子と、この第１インダクタンス素子に密結合した第２インダクタンス素子と、を含み、
　前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが密結合することにより擬似的な負のインダクタンス成分が生じ、この負のインダクタンス成分により前記アンテナ素子の実効的なインダクタンス成分が抑制されたことを特徴とする。
　本発明のアンテナ装置によれば、インピーダンス変換回路で擬似的な負のインダクタンス成分が生じることで、この負のインダクタンス成分により前記アンテナ素子の実効的なインダクタンス成分が抑制され、すなわちアンテナ素子の見かけ上のインダクタンス成分が小さくなり、その結果、アンテナ装置のインピーダンス周波数特性が小さくなる。したがって広帯域に亘ってアンテナ装置のインピーダンス変化を抑制でき、広い周波数帯域に亘って給電回路とインピーダンス整合がとれる。
　また、本発明の通信端末装置によれば、前記アンテナ装置を備えているため、周波数帯域の異なる各種の通信システムに対応可能である。
図１（Ａ）は第１の実施形態のアンテナ装置１０１の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。 図２は、インピーダンス変換回路４５で擬似的に生じる負のインダクタンス成分の作用およびインピーダンス変換回路４５の作用を示す図である。 図３（Ａ）は第２の実施形態のアンテナ装置１０２の回路図、図３（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。 図４は、図３（Ｂ）に示した回路に磁界結合と電界結合の様子を示す各種矢印を書き入れた図である。 図５は、マルチバンドに対応させたアンテナ装置１０２の回路図である。 図６（Ａ）は第３の実施形態のインピーダンス変換回路３５の斜視図、図６（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。 図７はインピーダンス変換回路３５を構成する積層体４０の分解斜視図である。 図８はインピーダンス変換回路３５の動作原理を示す図である。 図９は第４の実施形態のアンテナ装置の回路図である。 図１０はインピーダンス変換回路３４を構成する積層体４０の分解斜視図である。 図１１（Ａ）は第５の実施形態のインピーダンス変換回路１３５の斜視図、図１１（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。 図１２はインピーダンス変換回路１３５を構成する積層体４０の分解斜視図である。 図１３は第６の実施形態のアンテナ装置１０６の回路図、図１３（Ｂ）はその等価回路図である。 図１４（Ａ）は第７の実施形態のアンテナ装置１０７の回路図、図１４（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。 図１５（Ａ）は図１４（Ｂ）に示した等価回路を基にしてインピーダンス変換回路のトランス比を示す図である。 図１６は、マルチバンドに対応させたアンテナ装置１０７の回路図である。 図１７は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。 図１８は、図１７に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示している。 図１９は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。 図２０は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の構成を示す図であり、このインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。 図２１は、図２０に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示す図である。 図２２は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の４つのコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。 図２３は、多層基板に構成された第１０の実施形態に係るインピーダンス変換回路の各層の導体パターンの例を示す図である。 図２４は、図２３に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示す図である。 図２５は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の４つのコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。 図２６は第１１の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。 図２７は第１２の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。 図２８は第１２の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。 図２９は第１３の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。 図３０は第１３の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。 図３１（Ａ）は第１４の実施形態の第１例である通信端末装置、図３１（Ｂ）は第２例である通信端末装置のそれぞれの構成図である。
《第１の実施形態》
　図１（Ａ）は第１の実施形態のアンテナ装置１０１の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。
　図１（Ａ）に示すように、アンテナ装置１０１は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路４５とを備えている。アンテナ素子１１はモノポール型アンテナであり、このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路４５が接続されている。インピーダンス変換回路４５はアンテナ素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。給電回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための給電回路であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
　インピーダンス変換回路４５は、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。より具体的には、第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端はグランドにそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端はアンテナ素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。
　そして、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは密結合している。このことにより擬似的に負のインダクタンス成分が生じている。この負のインダクタンス成分で、アンテナ素子１１自身が持つインダクタンス成分が打ち消されることにより、アンテナ素子１１のインダクタンス成分は見かけ上小さい。すなわち、アンテナ素子１１の実効的な誘導性リアクタンス成分が小さくなるため、アンテナ素子１１は高周波信号の周波数に依存しにくくなる。
　このインピーダンス変換回路４５は、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを相互インダクタンスＭを介して密結合したトランス型回路を含む。このトランス型回路は、図１（Ｂ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電回路に接続される第１ポートＰ１、アンテナ素子１１に接続される第２ポートＰ２、グランドに接続される第３ポートＰ３、第１ポートＰ１と分岐点との間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
　図１（Ａ）に示した第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図１（Ｂ）の第１インダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスは、Ｌ１－Ｍ、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスはＬ２－Ｍ、第３インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスは＋Ｍである。ここで、Ｌ２＜Ｍの関係であれば、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは負の値である。すなわち、ここに擬似的な負の合成インダクタンス成分が形成されている。
　一方、アンテナ素子１１は図１（Ｂ）に表れているように、等価的にインダクタンス成分ＬANT、放射抵抗成分Ｒｒ、およびキャパシタンス成分ＣANTで構成される。このアンテナ素子１１単体のインダクタンス成分ＬANTは、インピーダンス変換回路４５における前記負の合成インダクタンス成分（Ｌ２－Ｍ）によって打ち消されるように作用する。すなわち、インピーダンス変換回路のＡ点からアンテナ素子１１側を見た（第２インダクタンス素子Ｚ２を含めたアンテナ素子１１の）インダクタンス成分は小さく（理想的にはゼロに）なり、その結果、このアンテナ装置１０１のインピーダンス周波数特性が小さくなる。
　このように負のインダクタンス成分を生じさせるためには、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを高い結合度で結合させることが重要である。具体的には、この結合度は１以上であればよい。
　トランス型回路によるインピーダンス変換比は、第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスＬ１に対する第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスＬ２の比（Ｌ１：Ｌ２）である。
　図２は、前記インピーダンス変換回路４５で擬似的に生じる負のインダクタンス成分の作用およびインピーダンス変換回路４５の作用を模式的に示す図である。図２において曲線Ｓ０はアンテナ素子１１の使用周波数帯域に亘って周波数をスイープしたときのインピーダンス軌跡をスミスチャート上に表したものである。アンテナ素子１１単体ではインダクタンス成分ＬANTが比較的大きいので、図２に表れているようにインピーダンスは大きく推移する。
　図２において曲線Ｓ１はインピーダンス変換回路のＡ点からアンテナ素子１１側を見たインピーダンスの軌跡である。このように、インピーダンス変換回路の擬似的な負のインダクタンス成分によってアンテナ素子のインダクタンス成分ＬANTが相殺されて、Ａ点からアンテナ素子側を見たインピーダンスの軌跡は大幅に縮小される。
　図２において曲線Ｓ２は給電回路３０から見たインピーダンスすなわちアンテナ装置１０１のインピーダンスの軌跡である。このように、トランス型回路によるインピーダンス変換比（Ｌ１：Ｌ２）によって、アンテナ装置１０１のインピーダンスは５０Ω（スミスチャートの中心）に近づく。なお、このインピーダンスの微調整は、トランス型回路に、別途インダクタンス素子やキャパシタンス素子を付加することで行ってもよい。
　このようにして、広帯域に亘ってアンテナ装置のインピーダンス変化を抑制できる。ゆえに、広い周波数帯域に亘って給電回路とインピーダンス整合がとれる。
《第２の実施形態》
　図３（Ａ）は第２の実施形態のアンテナ装置１０２の回路図、図３（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
　第２の実施形態の基本構成は第１の実施形態と同様であるが、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを極めて高い結合度で結合（密結合）させるための、より具体的な構成を示すものである。
　図３（Ａ）に表れているように、第１インダクタンス素子Ｌ１は第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路が構成されるように巻回されている。また、第２インダクタンス素子Ｌ２は第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路を構成するように巻回されている。換言すると、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとは逆相で結合（加極性結合）し、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとは逆相で結合（加極性結合）する。
　さらに、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとは同相で結合（減極性結合）するとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとは同相で結合（減極性結合）することが好ましい。
　図４は、図３（Ｂ）に示した回路に磁界結合と電界結合の様子を示す各種矢印を書き入れた図である。図４に示すように、給電回路から図中矢印ａ方向に電流が供給されたとき、第１コイル素子Ｌ１ａに図中矢印ｂ方向に電流が流れるとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂには図中矢印ｃ方向に電流が流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ａで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
　コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ａに電流ｂが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ａに結合して、コイル素子Ｌ２ａに誘導電流ｄが逆方向に流れる。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ｂに電流ｃが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ｂに結合して、コイル素子Ｌ２ｂに誘導電流ｅが逆方向に流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ｂで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
　コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる第１インダクタンス素子Ｌ１に生じる磁束Ａの閉磁路と、コイル素子Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂによる第２インダクタンス素子Ｌ２に生じる磁束Ｂの閉磁路とは独立しているので、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との間には等価的な磁気障壁ＭＷが生じることになる。
　また、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとは電界によっても結合されている。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂとは電界によっても結合されている。したがって、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂに交流信号が流れるとき、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂには電界結合により電流が励起される。図４中のキャパシタＣａ，Ｃｂは前記電界結合のための結合容量を表象的に表した記号である。
　第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとは同じである。したがって、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは磁界と電界の両方で強く結合することになる。すなわち、損失を抑え、高周波エネルギーを伝搬させることができる。
　インピーダンス変換回路３５は、第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとが同じになるよう構成された回路であると言うこともできる。
　図５は、マルチバンドに対応させたアンテナ装置１０２の回路図である。このアンテナ装置１０２は、ＧＳＭ方式やＣＤＭＡ方式に対応可能なマルチバンド対応型移動体無線通信システム（８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯、１８００ＭＨｚ帯、１９００ＭＨｚ帯）に用いられるアンテナ装置である。アンテナ素子１１は分岐モノポール型アンテナである。
　ここで用いられているインピーダンス変換回路３５′は、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂで構成される第１インダクタンス素子Ｌ１と、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂで構成される第２インダクタンス素子Ｌ２との間にキャパシタＣ１を挿入したもので、他の構成は上記のインピーダンス変換回路３５と同様である。
　このアンテナ装置１０２は通信端末装置のメインアンテナとして利用される。分岐モノポール型のアンテナ素子１１の第１放射部は主にハイバンド側（１８００～２４００ＭＨｚ帯）のアンテナ放射素子として作用し、第１放射部と第２放射部の両者で主にローバンド側（８００～９００ＭＨｚ帯）のアンテナ素子として作用する。ここで、分岐モノポール型のアンテナ素子１１は、必ずしもそれぞれの対応周波数帯で共振する必要はない。なぜなら、インピーダンス変換回路３５′が、各放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンスにマッチングさせているからである。インピーダンス変換回路３５′は、例えば、８００～９００ＭＨｚ帯で、第２放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンス（通常は５０Ω）にマッチングさせている。これにより、給電回路３０から供給されたローバンドの高周波信号を第２放射部から放射させ、または、第２放射部で受信したローバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。同様に、給電回路３０から供給されたハイバンドの高周波信号を第１放射部から放射させ、または、第１放射部で受信したハイバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。
　なお、インピーダンス変換回路３５′のうちキャパシタＣ１はハイバンドの高周波信号のうち特に高い周波数帯域の信号を通過させる。このことにより、アンテナ装置のさらなる広帯域化が図れる。また、本実施形態の構造によれば、アンテナと給電回路は直流的には分離されているため、ＥＳＤに対して強い。
《第３の実施形態》
　図６（Ａ）は第３の実施形態のインピーダンス変換回路３５の斜視図、図６（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。また、図７はインピーダンス変換回路３５を構成する積層体４０の分解斜視図である。
　図７に示すように、積層体４０の最上層の基材層５１ａに導体パターン６１が形成され、２層目の基材層５１ｂに導体パターン６２（６２ａ，６２ｂ）が形成され、３層目の基材層５１ｃに導体パターン６３，６４が形成されている。４層目の基材層５１ｄに二つの導体パターン６５，６６が形成され、５層目の基材層５１ｅに導体パターン６７（６７ａ，６７ｂ）が形成されている。さらに、６層目の基材層５１ｆにグランド導体６８が形成され、７層目の基材層５１ｇの裏面に給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。なお、最上層の基材層５１ａ上には図示しない無地の基材層が積層される。
　前記導体パターン６２ａ，６３によって第１コイル素子Ｌ１ａが構成されていて、前記導体パターン６２ｂ，６４によって第２コイル素子Ｌ１ｂが構成されている。また、前記導体パターン６５，６７ａによって第３コイル素子Ｌ２ａが構成されていて、前記導体パターン６６，６７ｂによって第４コイル素子Ｌ２ｂが構成されている。
　前記各種導体パターン６１～６８には、銀や銅などの導電性材料を主成分として形成することができる。基材層５１ａ～５１ｇには、誘電体であればガラスセラミック材料、エポキシ系樹脂材料などを用いることができ、磁性体であればフェライトセラミック材料やフェライトを含有する樹脂材料などを用いることができる。基材層用の材料としては、特に、ＵＨＦ帯用のインピーダンス変換回路を形成する場合は誘電体材料を用いることが好ましく、ＨＦ帯用のインピーダンス変換回路を形成する場合は磁性体材料を用いることが好ましい。
　前記基材層５１ａ～５１ｇを積層することで、導体パターン６１～６８および端子４１，４２，４３は層間接続導体（ビア導体）を介して接続され、図４に示す回路を構成する。
　図７に示すように、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂは、それぞれのコイルパターンの巻回軸が互いに平行になるように隣接配置されている。同様に第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂは、それぞれのコイルパターンの巻回軸が互いに平行になるように隣接配置されている。さらに、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａは、それぞれのコイルパターンの巻回軸がほぼ同一直線になるように（同軸関係に）近接配置されている。同様に、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂは、それぞれのコイルパターンの巻回軸がほぼ同一直線になるように（同軸関係に）近接配置されている。すなわち、基材層の積層方向からみたとき、各コイルパターンを構成する導体パターンは重なるように配置されている。
　なお、各コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂはそれぞれほぼ２ターンのループ状導体にて構成されているが、ターン数はこれに限らない。また、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第３コイル素子Ｌ２ａのコイルパターンの巻回軸は厳密に同一直線になるように配置されている必要はなく、平面視で第１コイル素子Ｌ１ａおよび第３コイル素子Ｌ２ａのコイル開口が互いに重なるように巻回されていればよい。同様に、第２コイル素子Ｌ１ｂおよび第４コイル素子Ｌ２ｂのコイルパターンは巻回軸が厳密に同一直線になるように配置されている必要はなく、平面視で第２コイル素子Ｌ１ｂおよび第４コイル素子Ｌ２ｂのコイル開口が互いに重なるように巻回されていればよい。
　以上のごとく、各コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂを誘電体や磁性体の積層体４０に内蔵し、一体化すること、特に、コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる第１インダクタンス素子Ｌ１とコイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる第２インダクタンス素子Ｌ２との結合部となる領域を積層体４０の内部に設けることによって、インピーダンス変換回路３５を構成する素子の素子値、さらには第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との結合度が、積層体４０に隣接して配置される他の電子素子からの影響を受けにくくなる。その結果、周波数特性の一層の安定化を図ることができる。
　ところで、前記積層体４０を搭載するプリント配線基板（図示せず）には各種の配線が設けられており、これらの配線とインピーダンス変換回路３５とが干渉するおそれがある。本実施例のように、積層体４０の底部にグランド導体６８を導体パターン６１～６７によって形成されるコイルパターンの開口を覆うように設けることにより、コイルパターンにて生じる磁界がプリント配線基板上の各種配線からの磁界に影響されにくくなる。換言すれば、各コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂのインダクタンス値にばらつきが生じにくくなる。
　図８は前記インピーダンス変換回路３５の動作原理を示す図である。図８に示すように、給電端子４１から入力された高周波信号電流が、矢印ａ，ｂに示すように流れると、第１コイル素子Ｌ１ａ（導体パターン６２ａ，６３）に矢印ｃ，ｄで示すように導かれ、さらに、第２コイル素子Ｌ１ｂ（導体パターン６２ｂ，６４）に矢印ｅ，ｆで示すように導かれる。第１コイル素子Ｌ１ａ（導体パターン６２ａ，６３）と第３コイル素子Ｌ２ａ（導体パターン６５，６７ａ）とは互いに並走しているので、相互の誘導結合および電界結合により、第３コイル素子Ｌ２ａ（導体パターン６５，６７ａ）に矢印ｇ，ｈに示す高周波信号電流が誘導される。
　同様に、第２コイル素子Ｌ１ｂ（導体パターン６２ｂ，６４）と第４コイル素子Ｌ２ｂ（導体パターン６６，６７ｂ）とは互いに並走しているので、相互の誘導結合および電界結合により、第４コイル素子Ｌ２ｂ（導体パターン６６，６７ｂ）に矢印ｉ，ｊに示す高周波信号電流が誘導される。
　その結果、アンテナ端子４３には矢印ｋで示す高周波信号電流が流れ、グランド端子４２には矢印ｌで示す高周波信号電流が流れる。なお、給電端子４１に流れる電流（矢印ａ）が逆向きであれば、他の電流の向きも逆になる。
　ここで、第１コイル素子Ｌ１ａの導体パターン６３と第３コイル素子Ｌ２ａの導体パターン６５とが対向しているので、両者間に電界結合が発生し、この電界結合によって流れる電流は、前記誘導電流と同じ方向に流れる。すなわち、磁界結合と電界結合とで結合度を強めている。同様に第２コイル素子Ｌ１ｂの導体パターン６４と第４コイル素子Ｌ２ｂの導体パターン６６とでも磁界結合と電界結合が生じる。
　第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂは互いに同相で結合し、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂは互いに同相で結合し、それぞれ閉磁路を形成している。そのため、前記二つの磁束Ｃ，Ｄが閉じ込められて、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとの間、並びに第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとの間のエネルギーの損失を小さくすることができる。なお、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂのインダクタンス値、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂのインダクタンス値を実質的に同じ素子値にすると、閉磁路の漏れ磁界が少なくなり、エネルギーの損失をより小さくすることができる。もちろん、各コイル素子の素子値を適宜設計して、インピーダンス変換比をコントロールすることができる。
　また、グランド導体６８を介して、キャパシタＣａｇ，Ｃｂｇにより第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂが電界結合するので、この電界結合により流れる電流がＬ２ａ，Ｌ２ｂ間の結合度をより強めている。もし、上側にもグランドがあれば、このキャパシタＣａｇ，Ｃｂｇにより第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂ間に電界結合を発生させることでＬ１ａ，Ｌ１ｂ間の結合度をより強めることができる。
　また、第１インダクタンス素子Ｌ１に流れる一次電流によって励起される磁束Ｃと、第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる二次電流によって励起される磁束Ｄは、誘導電流によって互いの磁束をしりぞけ合うように（反発しあうように）生じる。その結果、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂに生じる磁界と第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂに生じる磁界とが、それぞれ狭空間に閉じ込められるので、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第３コイル素子Ｌ２ａ、並びに第２コイル素子Ｌ１ｂおよび第４コイル素子Ｌ２ｂは、それぞれより高い結合度で結合する。すなわち、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは高い結合度で結合する。
《第４の実施形態》
　図９は第４の実施形態のアンテナ装置の回路図である。ここで用いられているインピーダンス変換回路３４は、第１インダクタンス素子Ｌ１と二つの第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２を備えたものである。第２インダクタンス素子Ｌ２２を構成する第５コイル素子Ｌ２ｃと第６コイル素子Ｌ２ｄとは互いに同相で結合している。第５コイル素子Ｌ２ｃは第１コイル素子Ｌ１ａと逆相で結合していて、第６コイル素子Ｌ２ｄは第２コイル素子Ｌ１ｂと逆相で結合している。第５コイル素子Ｌ２ｃの一端は放射素子１１に接続され、第６コイル素子Ｌ２ｄの一端はグランドに接続されている。
　図１０は前記インピーダンス変換回路３４を構成する積層体４０の分解斜視図である。この例は、第３の実施形態で図７に示した積層体４０の上に、さらに第５コイル素子Ｌ２ｃおよび第６コイル素子Ｌ２ｄを構成する導体７１，７２，７３を形成した基材層５１ｉ，５１ｊを積層したものである。すなわち、前述した第１～第４コイル素子と同様、第５および第６コイル素子をそれぞれ構成し、これらの第５および第６コイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄをコイルパターンの導体で構成し、且つ、第５および第６コイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄに生じる磁束が閉磁路を形成するように第５および第６コイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄを巻回している。
　この第４の実施形態のインピーダンス変換回路３４の動作原理は前記第１～第３の実施形態と基本的には同様である。この第４の実施形態においては、第１インダクタンス素子Ｌ１を二つの第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２で挟み込むように配置することによって、第１インダクタンス素子Ｌ１とグランドとの間に生じる浮遊容量が抑制される。このような放射に寄与しない容量成分が抑制されることによって、アンテナの放射効率を高めることができる。
　また、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２とがより密結合し、つまり、漏れ磁界が少なくなり、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２との間の高周波信号のエネルギー伝達ロスが少なくなる。
《第５の実施形態》
　図１１（Ａ）は第５の実施形態のインピーダンス変換回路１３５の斜視図、図１１（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。また、図１２はインピーダンス変換回路１３５を構成する積層体４０の分解斜視図である。
　この積層体１４０は誘電体または磁性体からなる複数の基材層を積層したもので、その裏面には給電回路３０に接続される給電端子１４１、グランドに接続されるグランド端子１４２、アンテナ素子１１に接続されるアンテナ端子１４３が設けられている。裏面には、それ以外に、実装のために用いられるＮＣ端子１４４も設けられている。なお、積層体１４０の表面に、必要に応じてインピーダンス整合用のインダクタやキャパシタを搭載してもよい。また、積層体１４０内に電極パターンでインダクタやキャパシタを形成してもよい。
　前記積層体１４０に内蔵されたインピーダンス変換回路１３５は、図１２に表れているように、１層目の基材層１５１ａに前記各種端子１４１，１４２，１４３，１４４が形成され、２層目の基材層１５１ｂに第１および第３コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ２ａとなる導体パターン１６１，１６３が形成され、３層目の基材層１５１ｃに第２および第４コイル素子Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂとなる導体パターン１６２，１６４が形成されている。
　導体パターン１６１～１６４としては、銀や銅などの導電性材料を主成分とするペーストのスクリーン印刷や、金属箔のエッチングなどで形成することができる。基材層１５１ａ～１５１ｃとしては、誘電体であればガラスセラミック材料、エポキシ系樹脂材料などを用いることができ、磁性体であればフェライトセラミック材料やフェライトを含有する樹脂材料などを用いることができる。
　前記基材層１５１ａ～１５１ｃを積層することで、それぞれの導体パターン１６１～１６４および端子１４１，１４２，１４３は層間接続導体（ビアホール導体）を介して接続され、前述した図３（Ａ）に示す等価回路を構成する。すなわち、給電端子１４１はビアホール導体パターン１６５ａを介して導体パターン１６１（第１コイル素子Ｌ１ａ）の一端に接続され、導体パターン１６１の他端はビアホール導体１６５ｂを介して導体パターン１６２（第２コイル素子Ｌ１ｂ）の一端に接続される。導体パターン１６２の他端はビアホール導体１６５ｃを介してグランド端子１４２に接続され、分岐した導体パターン１６４（第４コイル素子Ｌ２ｂ）の他端はビアホール導体１６５ｄを介して導体パターン１６３（第３コイル素子Ｌ２ａ）の一端に接続される。導体パターン１６３の他端はビアホール導体１６５ｅを介してアンテナ端子１４３に接続される。
　以上のごとく、コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂを誘電体や磁性体からなる積層体１４０に内蔵すること、特に、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との結合部となる領域を積層体１４０の内部に設けることによって、インピーダンス変換回路１３５が積層体１４０に隣接して配置される他の回路や素子からの影響を受けにくくなる。その結果、周波数特性の一層の安定化を図ることができる。
　また、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとを積層体１４０の同じ層（基材層１５１ｂ）に設け、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとを積層体１４０の同じ層（基材層１５１ｃ）に設けることにより、積層体１４０（インピーダンス変換回路１３５）の厚みが薄くなる。さらに、互いに結合する第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂを、それぞれ同一工程（例えば、導電性ペーストの塗布）で形成できるため、積層ずれなどに起因する結合度のばらつきが抑制され、信頼性が向上する。
《第６の実施形態》
　図１３は第６の実施形態のアンテナ装置１０６の回路図、図１３（Ｂ）はその等価回路図である。
　図１３（Ａ）に示すように、アンテナ装置１０６は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路２５とを備えている。アンテナ素子１１はモノポール型アンテナであり、このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路２５が接続されている。インピーダンス変換回路２５は（厳密に言うと、インピーダンス変換回路２５のうち第１インダクタンス素子Ｌ１は）アンテナ素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。給電回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための給電回路であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
　インピーダンス変換回路２５は、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。より具体的には、第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端はアンテナにそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端はアンテナ素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。
　そして、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは密結合している。このことにより擬似的に負のインダクタンス成分が生じている。そして、この負のインダクタンス成分によって、アンテナ素子１１自身が持つインダクタンス成分を打ち消すことにより、アンテナ素子１１のインダクタンス成分が見かけ上小さくされている。すなわち、アンテナ素子１１の実効的な誘導性リアクタンス成分が小さくなるため、アンテナ素子１１は高周波信号の周波数に依存しにくくなる。
　このインピーダンス変換回路２５は、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを相互インダクタンスＭを介して密結合したトランス型回路を含む。このトランス型回路は、図１３（Ｂ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電回路に接続される第１ポートＰ１、アンテナ素子１１に接続される第２ポートＰ２、グランドに接続される第３ポートＰ３、第１ポートＰ１と分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
　図１３（Ａ）に示した第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図１３（Ｂ）の第１インダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスは、Ｌ１＋Ｍ、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは－Ｍ、第３インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスはＬ２＋Ｍである。すなわち、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは、Ｌ１，Ｌ２の値に関わらず負の値である。すなわち、ここに擬似的な負のインダクタンス成分が形成されている。
　一方、アンテナ素子１１は図１３（Ｂ）に表れているように、等価的にインダクタンス成分ＬANT、放射抵抗成分Ｒｒ、および、キャパシタンス成分ＣANTで構成される。このアンテナ素子１１単体のインダクタンス成分ＬANTは、インピーダンス変換回路４５における前記負のインダクタンス成分（－Ｍ）によって打ち消されるように作用する。すなわち、インピーダンス変換回路のＡ点からアンテナ素子１１側を見た（第２インダクタンス素子Ｚ２を含めたアンテナ素子１１の）インダクタンス成分は小さく（理想的にはゼロにすることが）なり、その結果、このアンテナ装置１０６のインピーダンス周波数特性が小さくなる。
　このように負のインダクタンス成分を生じさせるためには、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを高い結合度で結合させることが重要である。具体的には、インダクタンス素子の素子値によもよるが、この結合度は０．５以上、さらには０．７以上あることが好ましい。すなわち、このような構成であれば、第１の実施形態における結合度のような極めて高い結合度が必ずしも要求されるわけではない。
《第７の実施形態》
　図１４（Ａ）は第７の実施形態のアンテナ装置１０７の回路図、図１４（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
　第７の実施形態の基本構成は第６の実施形態と同様であるが、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを極めて高い結合度で結合（密結合）させるための、より具体的な構成を示すものである。
　図１４（Ａ）に表れているように、第１インダクタンス素子Ｌ１は第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路が構成されるように巻回されている。また、第２インダクタンス素子Ｌ２は第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路を構成するように巻回されている。換言すると、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとは逆相で結合（加極性結合）し、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとは逆相で結合（加極性結合）する。
　さらに、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとは同相で結合（減極性結合）するとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとは同相で結合（減極性結合）することが好ましい。
　図１５（Ａ）は図１４（Ｂ）に示した等価回路を基にしてインピーダンス変換回路のトランス比を示す図である。また、図１５（Ｂ）は、図１４（Ｂ）に示した回路に磁界結合と電界結合の様子を示す各種矢印を書き入れた図である。
　図１５（Ｂ）に示すように、給電回路から図中矢印ａ方向に電流が供給されたとき、第１コイル素子Ｌ１ａに図中矢印ｂ方向に電流が流れるとともに、コイル素子Ｌ１ｂには図中矢印ｃ方向に電流が流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ａで示される磁束（閉磁路を通る磁束）が形成される。
　コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ａに電流ｂが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ａに結合して、コイル素子Ｌ２ａに誘導電流ｄが逆方向に流れる。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ｂに電流ｃが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ｂに結合して、コイル素子Ｌ２ｂに誘導電流ｅが逆方向に流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ｂで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
　コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる第１インダクタンス素子Ｌ１に生じる磁束Ａの閉磁路と、コイル素子Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂによる第２インダクタンス素子Ｌ２に生じる磁束Ｂの閉磁路とは独立しているので、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との間には等価的な磁気障壁ＭＷが生じることになる。
　また、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとは電界によっても結合されている。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂとは電界によっても結合されている。したがって、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂに交流信号が流れるとき、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂには電界結合により電流が励起される。図４中のキャパシタＣａ，Ｃｂは前記電界結合のための結合容量を表象的に表した記号である。
　第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとは同じである。したがって、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは磁界と電界の両方で強く結合することになる。
　インピーダンス変換回路２５は、第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとが同じになるよう構成された回路であると言うこともできる。
　このインピーダンス変換回路２５を等価変換すると、図１５（Ａ）の回路のように表わすことができる。すなわち、給電回路とグランドとの間の合成インダクタンス成分は、図中一点鎖線で示すように、Ｌ１＋Ｍ＋Ｌ２＋Ｍ＝Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍとなり、アンテナ素子とグランドとの間の合成インダクタンス成分は、図中二点鎖線で示すように、Ｌ２＋Ｍ－Ｍ＝Ｌ２となる。すなわち、このインピーダンス変換回路におけるトランス比はＬ１＋Ｌ２＋２Ｍ：Ｌ２となり、トランス比の大きなインピーダンス変換回路を構成できる。
　図１６は、マルチバンドに対応させたアンテナ装置１０７の回路図である。このアンテナ装置１０７は、ＧＳＭ方式やＣＤＭＡ方式に対応可能なマルチバンド対応型移動体無線通信システム（８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯、１８００ＭＨｚ帯、１９００ＭＨｚ帯）に用いられるアンテナ装置である。アンテナ素子１１は分岐モノポール型アンテナである。
　このアンテナ装置１０２は通信端末装置のメインアンテナとして利用される。分岐モノポール型のアンテナ素子１１の第１放射部は主にハイバンド側（１８００～２４００ＭＨｚ帯）のアンテナ放射素子として作用し、第１放射部と第２放射部の両者で主にローバンド側（８００～９００ＭＨｚ帯）のアンテナ素子として作用する。ここで、分岐モノポール型のアンテナ素子１１は、それぞれの対応周波数帯で共振する必要はない。なぜなら、インピーダンス変換回路２５が、各放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンスにマッチングさせているからである。インピーダンス変換回路２５は、例えば、８００～９００ＭＨｚ帯で、第２放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンス（通常は５０Ω）にマッチングさせている。これにより、給電回路３０から供給されたローバンドの高周波信号を第２放射部から放射させ、または、第２放射部で受信したローバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。同様に、給電回路３０から供給されたハイバンドの高周波信号を第１放射部から放射させ、または、第１放射部で受信したハイバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。
《第８の実施形態》
　図１７は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図１７に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
　図１７に示した範囲で基材層５１ａの裏面に導体パターン７３が形成され、基材層５１ｂの裏面に導体パターン７２，７４が形成され、基材層５１ｃの裏面に導体パターン７１，７５が形成されている。基材層５１ｄの裏面に導体パターン６３が形成され、基材層５１ｅの裏面に導体パターン６２，６４が形成され、基材層５１ｆの裏面に導体パターン６１，６５が形成されている。基材層５１ｇの裏面に導体パターン６６が形成され、基材層５１ｈの裏面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図１７中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。これらのビア電極は実際には所定の径寸法を有する円柱形の電極であるが、ここでは単純な破線で表している。
　図１７において、導体パターン６３の右半分と導体パターン６１，６２によって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６３の左半分と導体パターン６４，６５によって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７１，７２によって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７４，７５によって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。各コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの巻回軸は多層基板の積層方向に向いている。そして、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂの巻回軸は異なる関係で並置されている。同様に、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂは、それぞれの巻回軸が異なる関係で並置されている。そして、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａのそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なり、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂのそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なる。この例ではほぼ完全に重なる。このようにして８の字構造の導体パターンで４つコイル素子を構成している。
　なお、各層は誘電体シートで構成されていてもよい。但し、比透磁率の高い磁性体シートを用いれば、コイル素子間の結合係数をより高めることができる。
　図１８は、図１７に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示している。磁束ＦＰ１２は導体パターン６１～６３による第１コイル素子Ｌ１ａおよび導体パターン６３～６５による第２コイル素子Ｌ１ｂを通る。また、磁束ＦＰ３４は導体パターン７１～７３による第３コイル素子Ｌ２ａおよび導体パターン７３～７５による第４コイル素子Ｌ２ｂを通る。
　図１９は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路２５の４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。このように、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂは、この第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第１の閉磁路（磁束ＦＰ１２で示すループ）が構成されるように巻回されていて、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂは、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第２の閉磁路（磁束ＦＰ３４で示すループ）が構成されるように巻回されている。このように、第１の閉磁路を通る磁束ＦＰ１２と第２の閉磁路を通る磁束ＦＰ３４とが互いに逆方向になるように４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂが巻回されている。図１９中の二点鎖線の直線はこの２つの磁束ＦＰ１２とＦＰ３４とが結合しない磁気障壁を表している。このようにコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａの間、およびＬ１ｂとＬ２ｂの間に磁気障壁が生じる。
《第９の実施形態》
　図２０は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の構成を示す図であり、このインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層の導体パターンは図２０に示す向きでは裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
　図２０に示した範囲で基材層５１ａの裏面に導体パターン７３が形成され、基材層５１ｂの裏面に導体パターン７２，７４が形成され、基材層５１ｃの裏面に導体パターン７１，７５が形成されている。基材層５１ｄの裏面に導体パターン６３が形成され、基材層５１ｅの裏面に導体パターン６２，６４が形成され、基材層５１ｆの裏面に導体パターン６１，６５が形成されている。基材層５１ｇの裏面に導体パターン６６が形成され、基材層５１ｈの裏面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図２０中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。これらのビア電極は実際には所定の径寸法を有する円柱形の電極であるが、ここでは単純な破線で表している。
　図２０において、導体パターン６３の右半分と導体パターン６１，６２によって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６３の左半分と導体パターン６４，６５によって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７１，７２によって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７４，７５によって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。
　図２１は、図２０に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示す図である。また、図２２は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の４つのコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。磁束ＦＰ１２で示すように、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによる閉磁路が構成され、磁束ＦＰ３４で示すように、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによる閉磁路が構成される。また、磁束ＦＰ１３で示すように、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとによる閉磁路が構成され、磁束ＦＰ２４で示すように、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとによる閉磁路が構成される。さらに、４つのコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる閉磁路ＦＰallも構成される。
　この第９の実施形態の構成によっても、コイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂ、Ｌ２ａとＬ２ｂのインダクタンス値はそれぞれの結合により小さくなるため、第９の実施形態で示したインピーダンス変換回路も第７の実施形態のインピーダンス変換回路２５と同様の効果を奏する。
《第１０の実施形態》
　図２３は、多層基板に構成された第１０の実施形態に係るインピーダンス変換回路の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図２３に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
　図２３に示した範囲で基材層５１ａの裏面に導体パターン７３が形成され、基材層５１ｂの裏面に導体パターン７２，７４が形成され、基材層５１ｃの裏面に導体パターン７１，７５が形成されている。基材層５１ｄの裏面に導体パターン６１，６５が形成され、基材層５１ｅの裏面に導体パターン６２，６４が形成され、基材層５１ｆの裏面に導体パターン６３が形成されている。基材層５１ｇの裏面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図２３中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。これらのビア電極は実際には所定の径寸法を有する円柱形の電極であるが、ここでは単純な破線で表している。
　図２３において、導体パターン６３の右半分と導体パターン６１，６２によって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６３の左半分と導体パターン６４，６５によって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７１，７２によって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７４，７５によって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。
　図２４は第１０の実施形態に係るインピーダンス変換回路の４つコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの磁気的結合の関係を示す図である。このように、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第１の閉磁路（磁束ＦＰ１２で示すループ）が構成される。また、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第２の閉磁路（磁束ＦＰ３４で示すループ）が構成される。第１の閉磁路を通る磁束ＦＰ１２と第２の閉磁路を通る磁束ＦＰ３４の向きは互いに逆方向である。
　ここで、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂを「１次側」、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂを「２次側」と表すと、図２４に示すように、１次側のうちの２次側に近い方に給電回路がつながるので、１次側のうちの２次側近傍の電位を高くすることができ、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとの間での電界結合が高まり、この電界結合による電流が大きくなる。
　この第１０の実施形態の構成によっても、コイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂ、Ｌ２ａとＬ２ｂのインダクタンス値はそれぞれの結合により小さくなるため、この第１０の実施形態で示したインピーダンス変換回路も第７の実施形態のインピーダンス変換回路２５と同様の効果を奏する。
《第１１の実施形態》
　図２５は第１１の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。このインピーダンス変換回路は、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第１の直列回路２６、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第３の直列回路２８、およびアンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第２の直列回路２７とで構成されている。
　第１の直列回路２６は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとが直列に接続された回路である。第２の直列回路２７は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８は第５コイル素子Ｌ１ｃと第６コイル素子Ｌ１ｄとが直列に接続された回路である。
　図２５において、囲みＭ１２はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとの結合、囲みＭ３４はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとの結合、囲みＭ５６はコイル素子Ｌ１ｃとＬ１ｄとの結合をそれぞれ表している。また、囲みＭ１３５はコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａとＬ１ｃとの結合を表している。同様に、囲みＭ２４６はコイル素子Ｌ１ｂとＬ２ｂとＬ１ｄとの結合を表している。
　この第１１の実施形態においては、第２インダクタンス素子を構成するコイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂを、第１のインダクタンス素子を構成するコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄで挟み込むように配置することによって、第２インダクタンス素子とグランドとの間に生じる浮遊容量が抑制される。このような放射に寄与しない容量成分が抑制されることによって、アンテナの放射効率を高めることができる。
　図２６は第１１の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図２６に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
　図２６に示した範囲で基材層５１ａの裏面に導体パターン８２が形成され、基材層５１ｂの裏面に導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｃの裏面に導体パターン７２が形成されている。基材層５１ｄの裏面に導体パターン７１，７３が形成され、基材層５１ｅの裏面に導体パターン６１，６３が形成され、基材層５１ｆの裏面に導体パターン６２が形成されている。基材層５１ｇの裏面には給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。図２６中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。これらのビア電極は実際には所定の径寸法を有する円柱形の電極であるが、ここでは単純な破線で表している。
　図２６において、導体パターン６２の右半分と導体パターン６１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７１と導体パターン７２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第５コイル素子Ｌ１ｃを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第６コイル素子Ｌ１ｄを構成している。
　図２６において破線の楕円形は閉磁路を表している。閉磁路ＣＭ１２はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとに鎖交する。また、閉磁路ＣＭ３４はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとに鎖交する。さらに、閉磁路ＣＭ５６はコイル素子Ｌ１ｃとＬ１ｄとに鎖交する。このように、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第１の閉磁路ＣＭ１２が構成され、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第２の閉磁路ＣＭ３４が構成され、第５コイル素子Ｌ１ｃと第６コイル素子Ｌ１ｄとによって第３の閉磁路ＣＭ５６が構成される。図２６において二点鎖線の平面は、前記三つの閉磁路の間にコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａ、Ｌ２ａとＬ１ｃ、Ｌ１ｂとＬ２ｂ、Ｌ２ｂとＬ１ｄが各々逆向きに磁束が発生するように結合しているために等価的に生じる二つの磁気障壁ＭＷである。換言すると、この二つの磁気障壁ＭＷでコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる閉磁路の磁束、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる閉磁路の磁束、およびコイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄによる閉磁路の磁束をそれぞれ閉じ込める。
　このように、第２の閉磁路ＣＭ３４が第１の閉磁路ＣＭ１２および第３の閉磁路ＣＭ５６で層方向に挟み込まれた構造とする。この構造により、第２の閉磁路ＣＭ３４は二つの磁気障壁で挟まれて充分に閉じ込められる（閉じ込められる効果が高まる）。すなわち、結合係数の非常に大きなトランスとして作用させることができる。
　そのため、前記閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間、およびＣＭ３４とＣＭ５６との間をある程度広くすることができる。ここで、コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる直列回路と、コイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄによる直列回路とが並列接続された回路を一次側回路と称し、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる直列回路を二次側回路と称すると、前記閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間、およびＣＭ３４とＣＭ５６との間を広くすることによって、第１の直列回路２６と第２の直列回路２７との間、第２の直列回路２７と第３の直列回路２８との間のそれぞれに生じるキャパシタンスを小さくできる。すなわち、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分が小さくなる。
　また、第１１の実施形態によれば、コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる第１の直列回路２６と、コイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄによる第３の直列回路２８とが並列接続された構造であるので、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のインダクタンス成分が小さくなる。
　このようにして、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
《第１２の実施形態》
　第１２の実施形態では、第１１の実施形態とは異なる構成で、トランス部の自己共振点の周波数を第８～第１０の実施形態で示したものより高めるための構成例を示す。
　図２７は第１２の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。このインピーダンス変換回路は、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第１の直列回路２６、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第３の直列回路２８、およびアンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第２の直列回路２７とで構成されている。
　第１の直列回路２６は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとが直列に接続された回路である。第２の直列回路２７は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８は第５コイル素子Ｌ１ｃと第６コイル素子Ｌ１ｄとが直列に接続された回路である。
　図２７において、囲みＭ１２はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとの結合、囲みＭ３４はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとの結合、囲みＭ５６はコイル素子Ｌ１ｃとＬ１ｄとの結合をそれぞれ表している。また、囲みＭ１３５はコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａとＬ１ｃとの結合を表している。同様に、囲みＭ２４６はコイル素子Ｌ１ｂとＬ２ｂとＬ１ｄとの結合を表している。
　図２８は第１２の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図２８に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
　図２６に示したインピーダンス変換回路と異なるのは、導体パターン８１，８２，８３によるコイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄの極性である。図２８の例では、閉磁路ＣＭ３６はコイル素子Ｌ２ａ，Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄ，Ｌ２ｂに鎖交する。したがって、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂとＬ１ｃ，Ｌ１ｄとの間には等価的な磁気障壁が生じない。その他の構成は第１１の実施形態で示したとおりである。
　第１２の実施形態によれば、図２８に示した閉磁路ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６が生じるとともに閉磁路ＣＭ３６が生じることにより、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる磁束がコイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄによる磁束で吸い込まれる。そのため、第１２の実施形態の構造でも磁束が漏れ難く、その結果、結合係数の非常に大きなトランスとして作用させることができる。
　第１２の実施形態でも、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
《第１３の実施形態》
　第１３の実施形態では、第１１の実施形態および第１２の実施形態とは異なる構成で、トランス部の自己共振点の周波数を第８～第１０の実施形態で示したものより高めるための別の構成例を示す。
　図２９は第１３の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。このインピーダンス変換回路は、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第１の直列回路２６、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第３の直列回路２８、およびアンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第２の直列回路２７とで構成されている。
　図３０は第１３の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図３０に示す向きでは磁性体シートの裏面に形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
　図２６に示したインピーダンス変換回路と異なるのは、導体パターン６１，６２，６３によるコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂの極性、および導体パターン８１，８２，８３によるコイル素子Ｌ１ｃ，Ｌ１ｄの極性である。図３０の例では、閉磁路ＣＭ１６はすべてのコイル素子Ｌ１ａ～Ｌ１ｄ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂに鎖交する。したがって、この場合は等価的な磁気障壁は生じない。その他の構成は第１１の実施形態および第１２の実施形態で示したとおりである。
　第１３の実施形態によれば、図３０に示した閉磁路ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６が生じるとともに閉磁路ＣＭ１６が生じることにより、コイル素子Ｌ１ａ～Ｌ１ｄによる磁束が漏れ難く、その結果、結合係数の大きなトランスとして作用させることができる。
　第１３の実施形態でも、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
《第１４の実施形態》
　第１４の実施形態では通信端末装置の例を示す。
　図３１（Ａ）は第１４の実施形態の第１例である通信端末装置、図３１（Ｂ）は第２例である通信端末装置のそれぞれの構成図である。これらは、例えば携帯電話・移動体端末向けの１セグメント部分受信サービス（通称：ワンセグ）の高周波信号の受信用（４７０～７７０ＭＨｚ）の端末である。
　図３１（Ａ）に示す通信端末装置１は、蓋体部である第１筺体１０と本体部である第２筺体２０とを備え、第１筺体１０は第２筺体２０に対して折りたたみ式あるいはスライド式で連結されている。第１筺体１０にはグランド板としても機能する第１放射素子１１が設けられ、第２筺体２０にはグランド板としても機能する第２放射素子２１が設けられている。第１および第２放射素子１１，２１は金属箔などの薄膜あるいは導電性ペーストなどの厚膜からなる導電体膜で形成されている。この第１および第２放射素子１１，２１は給電回路３０から差動給電することでダイポールアンテナとほぼ同等の性能を得ている。給電回路３０はＲＦ回路やベースバンド回路のような信号処理回路を有している。
　なお、インピーダンス変換回路３５のインダクタンス値は、二つの放射素子１１，２１を結ぶ接続線３３のインダクタンス値よりも小さいことが好ましい。周波数特性に関する接続線３３のインダクタンス値の影響を小さくすることができるからである。
　図３１（Ｂ）に示す通信端末装置２は、第１放射素子１１をアンテナ単体として設けたものである。第１放射素子１１はチップアンテナ、板金アンテナ、コイルアンテナなど各種アンテナ素子を用いることができる。また、このアンテナ素子としては、例えば、筺体１０の内周面や外周面に沿って設けられた線状導体を利用してもよい。第２放射素子２１は第２筺体２０のグランド板としても機能するものであり、第１放射素子１１と同様に各種のアンテナを用いてもよい。ちなみに、通信端末装置２は、折りたたみ式やスライド式ではないストレート構造の端末である。なお、第２放射素子２１は、必ずしも放射体として十分に機能するものでなくてもよく、第１放射素子１１がいわゆるモノポールアンテナのように振る舞うものであってもよい。
　給電回路３０は一端が第２放射素子２１に接続され、他端がインピーダンス変換回路３５を介して第１放射素子１１に接続されている。また、第１および第２放射素子１１，２１は接続線３３によって互いに接続されている。この接続線３３は第１および第２筺体１０，２０のそれぞれに搭載されている電子部品（図示省略）の接続線として機能するもので、高周波信号に対してはインダクタンス素子として振る舞うがアンテナの性能に直接的に作用するものではない。
　インピーダンス変換回路３５は、給電回路３０と第１放射素子１１との間に設けられ、第１および第２放射素子１１，２１から送信される高周波信号、あるいは、第１および第２放射素子１１，２１にて受信する高周波信号の周波数特性を安定化させる。それゆえ、第１放射素子１１や第２放射素子２１の形状、第１筺体１０や第２筺体２０の形状、近接部品の配置状況などに影響されることなく、高周波信号の周波数特性が安定化する。特に、折りたたみ式やスライド式の通信端末装置にあっては、蓋体部である第１筺体１０の本体部である第２筺体２０に対する開閉状態に応じて、第１および第２放射素子１１，２１のインピーダンスが変化しやすいが、インピーダンス変換回路３５を設けることによって高周波信号の周波数特性を安定化させることができる。すなわち、アンテナの設計に関して重要事項である、中心周波数の設定・通過帯域幅の設定・インピーダンスマッチングの設定などの周波数特性の調整機能をこのインピーダンス変換回路３５が担うことが可能になり、アンテナ素子そのものは、主に、指向性や利得を考慮するだけでよいため、アンテナの設計が容易になる。
Ｃ１…キャパシタ
Ｃａ，Ｃｂ…キャパシタ
ＣANT…キャパシタンス成分
ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６…閉磁路
ＣＭ３６，ＣＭ１６…閉磁路
ＦＰ１２，ＦＰ１３，ＦＰ２４，ＦＰ３４…磁束
Ｌ１…第１インダクタンス素子
Ｌ２，Ｌ２１，Ｌ２２…第２インダクタンス素子
Ｌ１ａ…第１コイル素子
Ｌ１ｂ…第２コイル素子
Ｌ２ａ…第３コイル素子
Ｌ２ｂ…第４コイル素子
Ｌ１ｃ，Ｌ２ｃ…第５コイル素子
Ｌ１ｄ，Ｌ２ｄ…第６コイル素子
ＬANT…インダクタンス成分
Ｍ…相互インダクタンス
ＭＷ…磁気障壁
Ｒｒ…放射抵抗成分
Ｚ１…第１インダクタンス素子
Ｚ２…第２インダクタンス素子
Ｚ３…第３インダクタンス素子
１，２…通信端末装置
１０，２０…筺体
１１…アンテナ素子（第１放射素子）
２１…第２放射素子
２５…インピーダンス変換回路
２６…第１の直列回路
２７…第２の直列回路
２８…第３の直列回路
３０…給電回路
３３…接続線
３４，３５…インピーダンス変換回路
３６…一次側直列回路
３７…二次側直列回路
４０…積層体
４１…給電端子
４２…グランド端子
４３…アンテナ端子
４５…インピーダンス変換回路
５１ａ～５１ｊ…基材層
６１～６６…導体パターン
６８…グランド導体
７１～７５…導体パターン
８１，８２，８３…導体パターン
１０１，１０２，１０６，１０７…アンテナ装置
１３５…インピーダンス変換回路
１４０…積層体
１４１…給電端子
１４２…グランド端子
１４３…アンテナ端子
１４４…ＮＣ端子
１５１ａ，１５１ｂ，１５１ｃ…基材層
１６１～１６４…導体パターン
１６５ａ～１６５ｅ…ビアホール導体

Claims (12)

  1. 　アンテナ素子と、このアンテナ素子に接続されたインピーダンス変換回路とを含むアンテナ装置であって、
    　前記インピーダンス変換回路は、第１インダクタンス素子と、この第１インダクタンス素子に密結合した第２インダクタンス素子と、を含み、
    　前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが密結合することにより擬似的な負のインダクタンス成分が生じ、この負のインダクタンス成分により前記アンテナ素子の実効的なインダクタンス成分が抑制されたことを特徴とするアンテナ装置。
  2. 　前記インピーダンス変換回路は、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが相互インダクタンスを介して密結合したトランス型回路を含み、
    　前記トランス型回路を、給電回路に接続される第１ポート、前記アンテナ素子に接続される第２ポート、グランドに接続される第３ポート、前記第１ポートと分岐点との間に接続されたインダクタンス素子、前記第２ポートと前記分岐点との間に接続されたインダクタンス素子、および前記第３ポートと前記分岐点との間に接続されたインダクタンス素子で構成されるＴ型回路に等価変換した際に、前記擬似的な負のインダクタンス成分は前記分岐点と前記第２ポートとの間に接続されたインダクタンス素子に相当する、請求項１に記載のアンテナ装置。
  3. 　前記第１インダクタンス素子の第１端は前記給電回路に接続され、第１インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端は前記アンテナ素子に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端はグランドに接続されている、請求項１または２に記載のアンテナ装置。
  4. 　前記第１インダクタンス素子の第１端は前記給電回路に接続され、前記第１インダクタンス素子の第２端は前記アンテナ素子に接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端は前記アンテナ素子に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端はグランドに接続されている、請求項１または２に記載のアンテナ装置。
  5. 　前記第１インダクタンス素子は第１コイル素子および第２コイル素子を含み、前記第１コイル素子および前記第２コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作るように導体の巻回パターンが形成されている、請求項３または４に記載のアンテナ装置。
  6. 　前記第２インダクタンス素子は第３コイル素子および第４コイル素子を含み、前記第３コイル素子および前記第４コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作るように導体の巻回パターンが形成されている、請求項３～５のいずれかに記載のアンテナ装置。
  7. 　前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは、磁界および電界を介して結合されていて、
    　前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きとが同じである、請求項１～６のいずれかに記載のアンテナ装置。
  8. 　前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きは、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との間に磁気障壁が生じる向きである、請求項１～７に記載のアンテナ装置。
  9. 　前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子は、複数の誘電体層または磁性体層が積層された積層体内に配置された導体パターンで構成され、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは前記積層体の内部で結合している、請求項１～８のいずれかに記載のアンテナ装置。
  10. 　前記第１インダクタンス素子は電気的に並列接続された少なくとも二つのインダクタンス素子で構成され、この二つのインダクタンス素子は前記第２インダクタンス素子を挟む位置関係に配置されている、請求項１～９のいずれかに記載のアンテナ装置。
  11. 　前記第２インダクタンス素子は電気的に並列接続された少なくとも二つのインダクタンス素子で構成され、この二つのインダクタンス素子は前記第１インダクタンス素子を挟む位置関係に配置されている、請求項１～９のいずれかに記載のアンテナ装置。
  12. 　アンテナ素子と、給電回路と、前記アンテナ素子と前記給電回路との間に接続されたインピーダンス変換回路とを含むアンテナ装置を備えた通信端末装置であって、
    　前記インピーダンス変換回路は、第１インダクタンス素子と、この第１インダクタンス素子に密結合した第２インダクタンス素子と、を含み、
    　前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが密結合することにより擬似的な負のインダクタンス成分が生じ、この負のインダクタンス成分により前記アンテナ素子の実効的なインダクタンス成分が抑制されたことを特徴とする通信端末装置。
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