WO2012153692A1 - インピーダンス整合切替回路、アンテナ装置、高周波電力増幅装置および通信端末装置 - Google Patents

インピーダンス整合切替回路、アンテナ装置、高周波電力増幅装置および通信端末装置 Download PDF

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WO2012153692A1
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coil element
impedance
transformer
coil
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石塚健一
植木紀行
加藤登
白木浩司
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株式会社村田製作所
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    • H03H7/38—Impedance-matching networks
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    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/09—Filters comprising mutual inductance

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency circuit having a different impedance and an impedance matching switching circuit that performs impedance matching at a connection portion of elements, an antenna device including the same, a high-frequency power amplifying device, and a communication terminal device.
  • communication terminals such as cellular phones include communication systems such as GSM (registered trademark) (Global System for mobile Communications), DCS (Digital Communication System), PCS (Personal Communication Service), and UMTS (Universal Mobile Telecommunications System). Needless to say, it is also required to support communication systems such as GPS (Global Positioning System), wireless LAN, and Bluetooth (registered trademark). Therefore, an antenna device used for such a communication terminal device is required to cover a wide frequency band from 700 MHz to 2.7 GHz.
  • GSM Global System for mobile Communications
  • DCS Digital Communication System
  • PCS Personal Communication Service
  • UMTS Universal Mobile Telecommunications System
  • an antenna device a configuration is adopted in which the characteristics of an impedance matching circuit are changed using an active element in order to cover a wide frequency band.
  • a frequency switching circuit frequency switching type matching circuit
  • a variable capacitance element is connected to a feeding end of an antenna element.
  • FIG. 2A shows an example of impedance of a small monopole antenna that resonates near 1300 MHz.
  • the impedance of the monopole antenna is 23 ⁇ in an ideal state, but the impedance becomes lower as the electrical length of the radiating element is shorter than the wavelength of the high-frequency radio signal, that is, the antenna is made smaller. Therefore, the real part of the impedance of the antenna varies greatly depending on the wavelength of the high-frequency radio signal transmitted and received by this radiating element.
  • the return loss (S11) characteristics of this small antenna are shown in FIG. 2B, AO is a characteristic when the series active circuit of FIG. 1A is not inserted, AL is a characteristic when the series active circuit selects an inductance element of 13 nH, and AC is the above This is a characteristic in a state where the series active circuit selects a capacitance element of 0.65 pF.
  • the resonance frequency shifts to a low band
  • the resonance frequency shifts to a high band
  • the value of the real part R of the antenna impedance varies greatly depending on the frequency even if the reactance element is simply loaded in series so that the imaginary part jx of the inductance becomes zero. Therefore, the degree of impedance matching (return loss depth) varies depending on the frequency.
  • the matching circuit including the active element becomes complicated, the cost increases.
  • the number of elements constituting the matching circuit including active elements is large, and the overall size is increased.
  • the above-mentioned problem is not limited to a circuit for matching a power feeding circuit and an antenna, but generally occurs for a circuit for impedance matching of two high-frequency circuits having different impedances.
  • the present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object of the present invention is to provide an impedance matching switching circuit that performs impedance matching over a wide frequency band in a high-frequency circuit having different impedances or a connection portion of elements, and an antenna including the same.
  • An apparatus, a high-frequency power amplifying device, and a communication terminal device are provided.
  • the impedance matching switching circuit of the present invention is An impedance matching switching circuit connected between the first high-frequency circuit element and the second high-frequency circuit element, A transformer matching circuit having a first circuit including a first inductance element, and a second circuit including a second inductance element transformer-coupled to the first inductance element; A series active circuit connected in series to the transformer matching circuit and configured to select a desired reactance value from a plurality of reactance values; It is provided with.
  • the “first high-frequency circuit element” is a circuit element constituting a high-frequency circuit or a part of the high-frequency circuit.
  • the “second high-frequency circuit element” is a circuit element constituting a high-frequency circuit or a part of the high-frequency circuit.
  • the antenna device of the present invention includes a radiating element and an impedance matching switching circuit connected to the radiating element, and is connected to a power feeding circuit.
  • the impedance matching switching circuit is A transformer matching circuit having a first circuit including a first inductance element, and a second circuit including a second inductance element transformer-coupled to the first inductance element; A series active circuit that is connected in series between the transformer matching circuit and the radiating element, and includes a plurality of reactance elements and a switch that switches selection of the reactance elements. .
  • the high frequency power amplifier of the present invention is composed of a high frequency power amplifier and an impedance matching switching circuit connected to the high frequency power amplifier,
  • the impedance matching switching circuit is A transformer matching circuit having a first circuit including a first inductance element, and a second circuit including a second inductance element transformer-coupled to the first inductance element;
  • a series active circuit that is connected in series between the transformer matching circuit and the high-frequency power amplifier and includes a plurality of reactance elements and a switch that switches selection of the reactance elements.
  • a radiating element and an impedance matching switching circuit inserted between the radiating element and the power feeding circuit are arranged in a housing,
  • the impedance matching switching circuit is A transformer matching circuit having a first circuit including a first inductance element, and a second circuit including a second inductance element transformer-coupled to the first inductance element;
  • a series active circuit that is connected in series between the transformer matching circuit and the radiating element, and includes a plurality of reactance elements and a switch that switches selection of the reactance elements.
  • the present invention it is possible to achieve impedance matching over a wide band in a high-frequency circuit having different impedance or a connection portion of elements without complicating the circuit configuration, and particularly without providing a parallel active circuit.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of an antenna device including an impedance matching circuit using an active element
  • FIG. 1B is a circuit diagram of a conventional antenna device including a series active circuit and a parallel active circuit.
  • 2A is a diagram showing an example of frequency characteristics of impedance of a small antenna that resonates near 1300 MHz
  • FIG. 2B is a diagram showing return loss (S11) characteristics of the antenna device shown in FIG. 1A.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the antenna device 101 according to the first embodiment.
  • 4A, FIG. 4B, and FIG. 4C are three examples of the series active circuit 16 shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing an internal circuit configuration of the transformer matching circuit 15 in the antenna device 101 shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing the frequency characteristics of the real part (resistance component) of the impedance of the transformer matching circuit 15 as viewed from the connection part of the series active circuit 16 shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram schematically showing the operation of the transformer matching circuit 15 and the series active circuit 16.
  • 8A is a perspective view of the transformer matching circuit 15
  • FIG. 8B is a perspective view of the transformer matching circuit 15 as viewed from the lower surface side.
  • FIG. 9 is an exploded perspective view of the laminated body 40 constituting the transformer matching circuit 15.
  • FIG. 10 shows the main magnetic flux passing through the coil element by the conductor pattern formed in each layer of the multilayer substrate shown in FIG. FIG.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating how the coil elements in the transformer portion of the transformer matching circuit 15 of the first embodiment are coupled.
  • FIG. 12A is a Smith chart showing the return loss (S11) as seen from the feeding circuit 30 (from point P1) of the antenna device 101 shown in FIG.
  • FIG. 12B is a Smith chart showing the return loss (S11) when the radiating element 11 side is viewed from the feeder circuit 30 (from the point P2) when the transformer matching circuit 15 of the antenna device 101 shown in FIG. 5 is not provided.
  • FIG. FIG. 13 is a diagram illustrating the return loss (S11) characteristics of the antenna device 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the antenna device 102 according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is an exploded perspective view of the laminated body 40 constituting the transformer matching circuit 25.
  • FIG. 16 is an exploded perspective view of another configuration example of the laminated body 40 constituting the transformer matching circuit 25.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of the high-frequency power amplifier according to the third embodiment.
  • FIG. 18A is a configuration diagram of a communication terminal apparatus that is a first example of the fourth embodiment, and FIG. 18B is a configuration diagram of a communication terminal apparatus that is a second example.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the antenna device 101 according to the first embodiment.
  • the antenna device 101 includes an impedance matching switching circuit 14 and a radiating element 11 that are connected to a power feeding circuit 30.
  • the impedance matching switching circuit 14 matches the impedance of the radiation element 11 that is the second high-frequency circuit element with the impedance of the power feeding circuit 30 that is the first high-frequency circuit element.
  • the impedance matching switching circuit 14 includes a transformer matching circuit 15 and a series active circuit 16.
  • the series active circuit 16 is typically a variable capacitance circuit.
  • the radiating element 11 is, for example, a monopole antenna, and an impedance matching switching circuit 14 is connected to the feeding end of the radiating element 11.
  • the power feeding circuit 30 is a circuit for feeding a high-frequency signal to the radiating element 11, and generates and processes a high-frequency signal, but may include a circuit that combines and demultiplexes the high-frequency signal.
  • FIG. 4A, FIG. 4B, and FIG. 4C are three examples of the series active circuit 16 shown in FIG.
  • the series active circuit 16A shown in FIG. 4A includes a plurality of reactance elements X1, X2, X3, and X4 and a switch SW1. Any one of the reactance elements X1 to X4 is connected in series with the line by switching the switch SW1.
  • the stray capacitance generated in the switch unit is connected in series to the reactance element. Therefore, the value of the reactance element is determined in consideration of this stray capacitance.
  • the 4B includes a plurality of reactance elements X1, X2, X3, and X4 and two switches SW1 and SW2.
  • the switches SW1 and SW2 are switched so as to select the same reactance element among the reactance elements X1, X2, X3, and X4.
  • the switch it is possible to hardly be affected by the stray capacitance generated in the switch portion.
  • the series active circuit 16C in FIG. 4C is composed of a series circuit of a variable capacitance element VC and an inductor L.
  • the capacitance value of the variable capacitance element VC changes according to the applied control voltage, and a predetermined reactance value can be obtained at an applicable frequency by the LC series circuit.
  • a MEMS (Micro Electro Mechanical System) element or a variable capacitance diode can be used as the variable capacitance element.
  • MEMS Micro Electro Mechanical System
  • a variable capacitance diode it is more advantageous to use a MEMS element because distortion due to voltage-capacitance nonlinearity does not occur.
  • FIG. 5 is a diagram showing an internal circuit configuration of the transformer matching circuit 15 in the antenna device 101 shown in FIG.
  • Transformer matching circuit 15 has a first circuit including first inductance element L1 and a second circuit including second inductance element L2 that is transformer-coupled to first inductance element L1. That is, the first circuit includes a first coil element L1a and a second coil element L1b connected in series, and the second circuit includes a third coil element L2a and a fourth coil element L2b connected in series.
  • the third coil element L2a is electromagnetically coupled to the first coil element L1a
  • the fourth coil element L2b is electromagnetically coupled to the second coil element L1b.
  • the coil elements L1a, L1b, L2a, and L2b are arranged so that their mutual inductances have the relationship shown in FIG. That is, the third coil element L2a is coupled in phase (depolarized coupling) to the first coil element L1a, and the fourth coil element L2b is coupled in phase (depolarized coupling) to the second coil element L1b. Further, the second coil element L1b is coupled to the first coil element L1a in a reverse phase (polarity coupling), and the fourth coil element L2b is coupled to the third coil element L2a in a reversed phase (polarity coupling). To do.
  • the second inductance element L2 is transformer-coupled to the first inductance element L1 with a high degree of coupling, and impedance conversion is performed at a ratio corresponding to the inductance ratio between the primary side and the secondary side.
  • a parallel capacitor Cp is provided in parallel with the second inductance element L2.
  • the real part of the impedance viewed from the point P2 in FIG. 5 on the side of the power feeding circuit 30 can have frequency characteristics having the same tendency as the radiation resistance of the antenna. That is, when there is no parallel capacitance Cp, the impedance ratio between the first inductance element L1 and the second inductance element L2 is constant regardless of the frequency, but if the parallel capacitance Cp is provided, the parallel capacitance Cp and the second capacitance Cp The impedance of the parallel circuit with the inductance element L2 gradually increases as the frequency increases below the resonance frequency.
  • the value of the real part of the impedance when the power feeding circuit 30 side is viewed from the point P2 becomes larger as the frequency is higher than the resonance frequency. Therefore, by appropriately setting the element values of L1, L2, and Cp, the frequency characteristic of the real part of the impedance when the feeder circuit 30 side is viewed from the point P2 can be made equal to the frequency characteristic of the radiation resistance of the antenna. .
  • the parallel capacitance Cp may be provided by connecting a capacitor component as a component in parallel to the second inductance element L2, or a parasitic capacitance generated by bringing the wiring of the second inductance element L2 close to the ground conductor. You may comprise.
  • FIG. 6 is a diagram showing the frequency characteristics of the real part (resistance component) of the impedance of the transformer matching circuit 15 as seen from the connection part of the series active circuit 16 shown in FIG.
  • A is the radiation resistance of the antenna
  • B1 is the real part of the impedance of the transformer matching circuit 15 when the parallel capacitor Cp is present
  • B2 is the real part of the impedance of the transformer matching circuit 15 when there is no parallel capacitor Cp. It is.
  • the frequency characteristic of the real part Rc of the impedance can be made closer to the frequency characteristic of the radiation resistance Rr of the antenna, and can be matched with a high frequency circuit in a wider frequency band.
  • the impedance of the antenna becomes lower as the antenna is made smaller and the electrical length of the radiating element becomes shorter than the wavelength of the high-frequency radio signal transmitted and received by the radiating element.
  • the impedance of the antenna provided in the antenna is exclusively lower than 50 ⁇ , and is very low as about 5 ⁇ in the low band. Therefore, it can be seen that the impedance matching in the low band becomes more severe.
  • FIG. 7 is a diagram schematically showing the operation of the transformer matching circuit 15 and the series active circuit 16.
  • a curve S0 represents an impedance locus on the Smith chart when the frequency is swept over the use frequency band of the radiating element 11. Since the inductance component of the radiating element 11 is relatively large, as shown in FIG. 7, the impedance changes greatly according to the frequency change.
  • a curve S1 is an impedance locus when the radiating element 11 side is viewed from the point P2 illustrated in FIG.
  • the inductance component of the radiating element is canceled out by the reactance component of the series active circuit 16, and the impedance locus when the radiating element 11 side is viewed from the point P2 is greatly reduced. Is done.
  • a curve S2 is an impedance locus of the antenna device 101 viewed from the power feeding circuit 30, that is, an impedance locus. Since the transformer of the transformer matching circuit 15 changes the real part without changing the imaginary part of the impedance, the impedance matching ratio of the transformer matching circuit 15 changes the impedance of the antenna device 101 as shown by (2) in FIG. The impedance approaches 50 ⁇ (the center of the Smith chart).
  • the impedance change of the antenna device can be suppressed over a wide band. Therefore, impedance matching with the feeder circuit can be achieved over a wide frequency band.
  • FIG. 8A is a perspective view of the transformer matching circuit 15
  • FIG. 8B is a perspective view of the transformer matching circuit 15 as viewed from the lower surface side.
  • FIG. 9 is an exploded perspective view of the laminated body 40 constituting the transformer matching circuit 15.
  • each base material layer is composed of a dielectric sheet or a magnetic sheet, and a conductor pattern is formed on each layer.
  • the conductor pattern 73 is formed on the substrate layer 51a
  • the conductor patterns 72 and 74 are formed on the substrate layer 51b
  • the conductor patterns 71 and 75 are formed on the substrate layer 51c.
  • Conductive pattern 63 is formed on base material layer 51d
  • conductive patterns 62 and 64 are formed on base material layer 51e
  • conductive patterns 61 and 65 are formed on base material layer 51f.
  • a conductor pattern 66 is formed on the base material layer 51g, and a power feeding terminal 41, a ground terminal 42, and an antenna terminal 43 are formed on the base material layer 51h.
  • the lines extending in the vertical direction in FIG. 9 are via electrodes, and the conductor patterns are connected between the layers.
  • the first coil element L1a is constituted by the right half of the conductor pattern 63 and the conductor patterns 61 and 62.
  • the second coil element L1b is constituted by the left half of the conductor pattern 63 and the conductor patterns 64 and 65.
  • the right half of the conductor pattern 73 and the conductor patterns 71 and 72 constitute the third coil element L2a.
  • the left half of the conductor pattern 73 and the conductor patterns 74 and 75 constitute a fourth coil element L2b.
  • the winding axis of each coil element L1a, L1b, L2a, L2b is oriented in the stacking direction of the multilayer substrate.
  • each winding range of the 1st coil element L1a and the 3rd coil element L2a overlaps at least partially by planar view
  • each winding range of the 2nd coil element L1b and 4th coil element L2b is planar view At least partly overlaps. In this example, they overlap almost completely. In this way, four coil elements are constituted by the conductor pattern of the “eight-shape” structure.
  • FIG. 10 shows the main magnetic flux passing through the coil element by the conductor pattern formed in each layer of the multilayer substrate shown in FIG.
  • the magnetic flux FP12 passes through the first coil element L1a by the conductor patterns 61 to 63 and the second coil element L1b by the conductor patterns 63 to 65.
  • the magnetic flux FP34 passes through the third coil element L2a constituted by the conductor patterns 71 to 73 and the fourth coil element L2b constituted by the conductor patterns 73 to 75.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating how the coil elements in the transformer portion of the transformer matching circuit 15 of the first embodiment are coupled.
  • the first coil element L1a and the third coil element L2a are arranged adjacent to each other in the coil axis direction so as to share the winding axis of the first coil element L1a and the third coil element L2a (on the same straight line).
  • the second coil element L1b and the fourth coil element L2b are arranged adjacent to each other in the coil axis direction so as to share the winding axis of the second coil element L1b and the fourth coil element L2b (to be in the same straight line). ing.
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b constitute a first closed magnetic path through which the magnetic flux passes
  • the third coil element L2a and the fourth coil element L2b A second closed magnetic path through which the magnetic flux passes is formed.
  • the magnetic fluxes passing through the two closed magnetic paths repel each other. Details are as follows.
  • the first coil element L1a and the third coil element L2a share the coil winding axis, and the conductor patterns of the two coil elements are parallel to each other in a plan view state (as viewed in the coil winding axis direction). Since it is running, the magnetic field generated by the current b flowing through the first coil element L1a is coupled to the third coil element L2a, and the induced current d flows through the third coil element L2a in the reverse direction. Similarly, since the second coil element L1b and the fourth coil element L2b are parallel to each other, the magnetic field generated by the current c flowing through the second coil element L1b is coupled to the fourth coil element L2b, and the fourth coil. An induced current e flows through the element L2b in the reverse direction. These electric currents form a closed loop of magnetic flux (magnetic flux passing through the second closed magnetic path) indicated by an arrow B in the figure.
  • the magnetic flux density around each coil element becomes high. That is, the effect is as if the magnetic flux was confined in the magnetic material.
  • Capacitors Ca and Cb in FIG. 11 are symbols representing the coupling capacitance for the electric field coupling.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 are strongly coupled by both the magnetic field and the electric field. That is, loss can be suppressed and high frequency energy can be propagated.
  • the parallel capacitance Cp can be obtained by arranging the coil elements L2a and L2b closer to the ground conductor.
  • FIG. 12A is a diagram showing on the Smith chart the return loss (S11) as seen from the feeding circuit 30 (from point P1) of the antenna device 101 shown in FIG.
  • FIG. 12B is a Smith chart showing the return loss (S11) when the radiating element 11 side is viewed from the feeder circuit 30 (from the point P2) when the transformer matching circuit 15 of the antenna device 101 shown in FIG. 5 is not provided.
  • the reactance value of the series active circuit 16 is determined so that the imaginary part of the impedance is matched in a predetermined frequency band.
  • the imaginary part of the impedance is 0 at 880 MHz, 1.36 GHz and 1.88 GHz as shown in FIG. It can be seen that the impedance locus draws a great circle due to the frequency change and protrudes outside the circle V2 having the voltage standing wave ratio VSWR ⁇ 2, and a sufficient depth of return loss cannot be obtained.
  • the real part of the impedance is matched by the impedance conversion action of the transformer matching circuit 15, and the impedance locus is reduced.
  • the reactance of the series active circuit 16 causes the imaginary part of the impedance to be 0 at 880 MHz, 1.239 GHz, and 1.88 GHz, and the frequency in the vicinity thereof is within the range of the circle V2 where V.S.W.R ⁇ 2. Therefore, it can be seen that a sufficient depth of return loss is obtained.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating the return loss (S11) characteristics of the antenna device 101 according to the first embodiment.
  • LB is a characteristic when the series active circuit 16 is switched to the reactance for the low band (900 MHz band)
  • MB is a characteristic when the series active circuit 16 is switched to the reactance for the middle band (1.3 GHz band).
  • HB is a characteristic when the series active circuit 16 is switched to the reactance for the high band (1.9 GHz band).
  • the reactance value of the series active circuit 16 is switched to 11 nH in the low band, 0 ⁇ in the middle band, and 0.55 pF in the high band.
  • a sufficient matching depth is obtained in each frequency band.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the antenna device 102 according to the second embodiment.
  • the transformer matching circuit 25 used here includes a first inductance element L1 and two second inductance elements L21 and L22.
  • the first inductance element L1 includes a first coil element L1a and a second coil element L1b.
  • the second inductance element L21 includes a third coil element L2a and a fourth coil element L2b.
  • the other second inductance element L22 includes a third coil element L2c and a fourth coil element L2d.
  • a parallel capacitor Cp is connected to the second inductance elements L21 and L22.
  • FIG. 15 is an exploded perspective view of the laminate 40 constituting the transformer matching circuit 25.
  • Each layer is composed of a dielectric sheet or a magnetic sheet, and a conductor pattern is formed on each layer.
  • the conductor patterns 81 and 83 are formed on the base material layer 51i, the conductor pattern 82 is formed on the base material layer 51j, and the conductive pattern 74 is formed on the base material layer 51a.
  • Conductive patterns 72 are formed on the base material layer 51b, and conductive patterns 71 and 73 are formed on the base material layer 51c.
  • Conductive patterns 61 and 63 are formed on the base material layer 51d, conductive patterns 62 are formed on the base material layer 51e, and ground conductors 68 are formed on the base material layer 51f.
  • a ground conductor 69 is formed on the upper surface of the base material layer 51g, and a power supply terminal 41, a ground terminal 42, and an antenna terminal 43 are formed on the lower surface.
  • a broken line extending in the vertical direction in FIG. 15 is a via electrode, and the conductor patterns are connected between the layers.
  • the first coil element L1a is constituted by the right half of the conductor pattern 72 and the conductor pattern 71. Further, the left half of the conductor pattern 72 and the conductor pattern 73 constitute a second coil element L1b. Further, the third coil element L2a is constituted by the conductor pattern 81 and the right half of the conductor pattern 82. In addition, the left half of the conductor pattern 82 and the conductor pattern 83 constitute a fourth coil element L2b.
  • the conductor pattern 61 and the right half of the conductor pattern 62 constitute another third coil element L2c. The left half of the conductor pattern 62 and the conductor pattern 63 constitute another fourth coil element L2d.
  • a parallel capacitor Cp shown in FIG. 14 is formed by the opposing ground conductors 68 and 69.
  • FIG. 16 is an exploded perspective view of another configuration example of the laminated body 40 constituting the transformer matching circuit 25.
  • Each layer is composed of a dielectric sheet or a magnetic sheet, and a conductor pattern is formed on each layer.
  • the conductor patterns 81 and 83 are formed on the substrate layer 51i
  • the conductor pattern 82 is formed on the substrate layer 51j
  • the conductor patterns 74 and 75 are formed on the substrate layer 51a.
  • Conductive patterns 72 are formed on the base material layer 51b
  • conductive patterns 71 and 73 are formed on the base material layer 51c.
  • Conductive patterns 61 and 63 are formed on the base material layer 51d
  • conductive patterns 62 are formed on the base material layer 51e
  • ground conductors 70 are formed on the base material layer 51h.
  • a ground conductor 69 is formed on the upper surface of the base material layer 51f, and a power feeding terminal 41, a ground terminal 42, and an antenna terminal 43 are formed on the lower surface.
  • a broken line extending in the vertical direction in FIG. 17 is a via electrode, and the conductor patterns are connected between the layers.
  • the right half of the conductor pattern 72 and the conductor pattern 71 constitute a first coil element L1a.
  • the left half of the conductor pattern 72 and the conductor pattern 73 constitute a second coil element L1b.
  • the third coil element L2a is constituted by the conductor pattern 81 and the right half of the conductor pattern 82.
  • the left half of the conductor pattern 82 and the conductor pattern 83 constitute a fourth coil element L2b.
  • the conductor pattern 61 and the right half of the conductor pattern 62 constitute another third coil element L2c.
  • the left half of the conductor pattern 62 and the conductor pattern 63 constitute another fourth coil element L2d.
  • ground conductor 69 and the conductor pattern 62 are opposed to each other, and a capacitance is generated between them.
  • the ground conductor 70 and the conductor patterns 81 and 83 are opposed to each other, and a capacitance is generated between them.
  • the capacitance generated between the ground conductor 69 and the conductor pattern 62 and the capacitance generated between the ground conductor 70 and the conductor patterns 81 and 83 correspond to the parallel capacitance Cp shown in FIG. .
  • the coil element L1a and the coil element L1b constitute a closed magnetic circuit
  • the coil element L2a and the coil element L2b constitute a closed magnetic circuit
  • the coil element L2c and the coil element L2d constitute a closed magnetic circuit.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of the high-frequency power amplifier according to the third embodiment.
  • the high-frequency power amplifier 201 includes a high-frequency power amplifier 31 and an impedance matching switching circuit 14.
  • the impedance matching switching circuit 14 includes a series active circuit 16 and a transformer matching circuit 15.
  • the radiation matching element 11 is connected to the transformer matching circuit 15.
  • the configuration of the transformer matching circuit 15 is the same as that of the transformer matching circuit 15 shown in the first embodiment or the second embodiment.
  • the configuration of the series active circuit 16 is the same as that of the series active circuit 16 shown in the first embodiment or the second embodiment.
  • the high-frequency power amplifier 31 basically has a higher output as the VSWR is smaller. In particular, the output is maximized when the phase of the impedance of the circuit connected to the output of the high-frequency power amplifier 31 is a certain value. Therefore, impedance matching between the high-frequency power amplifier 31 and the radiating element 11 requires VSWR to be reduced and the phase to be adjusted.
  • the phase adjustment can be performed by the series active circuit 16, and the real part of the impedance can be matched by the transformer matching circuit 15. That is, the return loss (S11) is reduced in the vicinity of the center (50 ⁇ ) on the Smith chart by the transformer matching circuit 15 and enters a predetermined VSWR circle, and the series active circuit 16 has a phase within the VSWR circle. Can be turned. Therefore, impedance matching between the high-frequency power amplifier 31 and the radiating element 11 can be achieved in a state where V.S.W.R is small and a high output is obtained over a wide band.
  • FIG. 18A is a configuration diagram of a communication terminal apparatus that is a first example of the fourth embodiment
  • FIG. 18B is a configuration diagram of a communication terminal apparatus that is a second example.
  • These are terminals (470 to 770 MHz) for receiving high-frequency signals of a one-segment partial reception service (common name: one-segment) for mobile phones and mobile terminals, for example.
  • the communication terminal device 1 shown in FIG. 18A includes a first housing 10 that is a lid portion and a second housing 20 that is a main body portion, and the first housing 10 is foldable with respect to the second housing 20 or It is connected by sliding.
  • the first casing 10 is provided with a first radiating element 11 that also functions as a ground plate
  • the second casing 20 is provided with a second radiating element 21 that also functions as a ground plate.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 21 are formed of a conductive film made of a thin film such as a metal foil or a thick film such as a conductive paste.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 21 obtain substantially the same performance as a dipole antenna by being differentially fed from the feeding circuit 30.
  • the power feeding circuit 30 has a signal processing circuit such as an RF circuit or a baseband circuit.
  • the inductance value of the impedance matching switching circuit 14 is preferably smaller than the inductance value of the connection line 33 that connects the two radiating elements 11 and 21. As a result, the impedance on the side passing through the impedance matching switching circuit 14 becomes lower than the impedance on the connection line 33 side, so that the current mainly flows on the impedance matching switching circuit 14 side. Therefore, the influence of the impedance on the connection line 33 side can be suppressed.
  • a communication terminal device 2 shown in FIG. 18B is provided with the first radiating element 11 as a single antenna.
  • the first radiating element 11 various radiating elements such as a chip antenna, a sheet metal antenna, and a coil antenna can be used.
  • emission element you may utilize the linear conductor provided along the inner peripheral surface or outer peripheral surface of the housing 10, for example.
  • the second radiating element 21 also functions as a ground plate of the second casing 20, and various antennas may be used similarly to the first radiating element 11.
  • the communication terminal device 2 is a terminal having a straight structure that is not a folding type or a sliding type.
  • the second radiating element 21 does not necessarily function sufficiently as a radiator, and the first radiating element 11 may behave like a so-called monopole antenna.
  • connection line 33 functions as a connection line for electronic components (not shown) mounted on each of the first housing 10 and the second housing 20, and acts as an inductance element for a high-frequency signal, but is an antenna element. It does not directly affect performance.
  • the impedance matching switching circuit 14 is provided between the power feeding circuit 30 and the first radiating element 11, and is a high-frequency signal transmitted from the first radiating element 11 and the second radiating element 21, or the first radiating element 11 and the first radiating element 11.
  • the frequency characteristics of the high frequency signal received by the two radiating elements 21 are stabilized. Therefore, the frequency characteristics of the high-frequency signal are stabilized without being affected by the shape of the first radiating element 11 or the second radiating element 21, the shape of the first casing 10 or the second casing 20, the arrangement state of adjacent components, and the like. To do.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element according to the open / closed state of the second casing 20 that is the main body of the first casing 10 that is the lid.
  • the impedance of the element 21 is likely to change, the frequency characteristics of the high-frequency signal can be stabilized by providing the impedance matching switching circuit 14. That is, it is possible for the impedance matching switching circuit 14 to play a function of adjusting frequency characteristics such as setting of the center frequency, setting of the pass band width, setting of impedance matching and the like, which are important matters regarding the antenna design, and the radiating element itself. Since it is only necessary to consider mainly directivity and gain, antenna design is facilitated.
  • the parallel capacitor Cp is set so that the frequency characteristic of the impedance conversion ratio of the transformer has a reverse tendency characteristic (ideally an inversely proportional relationship) to the frequency characteristic of the impedance of the antenna.
  • the frequency characteristic of the impedance conversion ratio of the transformer has a reverse tendency characteristic (ideally an inversely proportional relationship) to the frequency characteristic of the impedance of the antenna.
  • it is configured to be connected in parallel to the second inductance element L2
  • any transformer having a frequency characteristic of an impedance conversion ratio that is opposite to that of an antenna impedance may be used.
  • the real part of the impedance can be matched over a wide band.
  • all the sheets may be configured with dielectric sheets or magnetic sheets, or the magnetic field confinement property. Only the part which raises may be comprised with a magnetic material sheet.
  • FIG. 15 and FIG. 16 show examples of the configuration of the transformer matching circuit on the multilayer substrate, but the series active circuit may also be configured on the same multilayer substrate.
  • the reactance element of this series active circuit may be constituted by a conductor pattern in the multilayer substrate, or may be constituted by mounting a chip component on the multilayer substrate.
  • Transformer matching circuit 30 ... Feeding circuit 31 ... High frequency power amplifier 33 ... Connection line 40 ... Stacking Body 41 ... Feed terminal 42 ... Ground terminal 43 ... Antenna terminals 51a to 51j ... Material layers 61-66 ... conductor pattern 68, 69, 70 ... ground conductors 71-75 ... conductor patterns 81 to 83 ... conductor pattern 101, 102 ... antenna device 201 ... RF power amplifier

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Abstract

　アンテナ装置（１０１）は、給電回路（３０）に接続されるインピーダンス整合切替回路（１４）および放射素子（１１）で構成されている。インピーダンス整合切替回路（１４）は、第２高周波回路素子である放射素子（１１）のインピーダンスを第１高周波回路素子である給電回路（３０）のインピーダンスに整合させる。インピーダンス整合切替回路（１４）はトランス整合回路（１５）および直列アクティブ回路（１６）で構成されていて、トランス整合回路（１５）でインピーダンスの実部を整合させ、直列アクティブ回路（１６）でインピーダンスの虚部を整合させる。これにより、インピーダンスの異なる高周波回路や素子の接続部で広い周波数帯域に亘ってインピーダンス整合を図る。

Description

インピーダンス整合切替回路、アンテナ装置、高周波電力増幅装置および通信端末装置
　本発明は、インピーダンスの異なる高周波回路や素子の接続部でインピーダンス整合を図るインピーダンス整合切替回路、それを備えたアンテナ装置、高周波電力増幅装置および通信端末装置に関するものである。
　近年、携帯電話をはじめとする通信端末装置には、ＧＳＭ（登録商標）(Global System for mobile Communications), ＤＣＳ(Digital CommunicationSystem), ＰＣＳ(PersonalCommunication Services), ＵＭＴＳ(Universal Mobile Telecommunications System)等の通信システムはもちろん、さらにはＧＰＳ(GlobalPositioning System)やワイヤレスＬＡＮ、Bluetooth（登録商標）等の通信システムへの対応が求められる。したがって、こうした通信端末装置に用いられるアンテナ装置には、７００ＭＨｚ～２．７ＧＨｚまでの広い周波数帯域をカバーすることが求められる。
　一般に、アンテナ装置において、広い周波数帯域をカバーするためにアクティブ素子を用いてインピーダンス整合回路の特性を変化させる構成が採られる。例えば特許文献１に示されているように、アンテナ素子の給電端に可変容量素子を含む周波数切替回路（周波数切替型整合回路）を接続してなるアンテナ装置が知られている。
特開２００８－３５０６５号公報 特開平６－５３７７０号公報
　しかし、特に通信端末装置に用いられる小型のアンテナ素子は、インピーンダンスの周波数特性が非常に大きいため、このことが問題となる。
　ここで、アクティブ素子を用いたインピーダンス整合回路を備えるアンテナ装置の例を図１（Ａ）に示す。また、図２（Ａ）に１３００ＭＨｚ付近で共振する小型のモノポールアンテナのインピーダンスの例を示す。
　このアンテナのインピーダンスの実部Ｒは、
　９００ＭＨｚ付近：Ｒ＝６Ω
　１３００ＭＨｚ付近：Ｒ＝１８Ω
　１９００ＭＨｚ付近：Ｒ＝２５Ω
である。
　モノポールアンテナは理想的な状態でインピーダンスは２３Ωであるが、高周波無線信号の波長に比較して放射素子の電気長が短いほど、すなわちアンテナを小型にするほどインピーダンスは低くなる。そのため、この放射素子で送受される高周波無線信号の波長に応じてアンテナのインピーダンスの実部は非常に大きく変化する。
　この小型アンテナのリターンロス（Ｓ１１）特性を図２（Ｂ）に示す。図２（Ｂ）において、ＡＯは図１（Ａ）の直列アクティブ回路を挿入しない状態での特性、ＡＬは前記直列アクティブ回路が１３ｎＨのインダクタンス素子を選択している状態での特性、ＡＣは前記直列アクティブ回路が０．６５ｐＦのキャパシタンス素子を選択している状態での特性である。
　このように、直列アクティブ回路部分で直列のインダクタを挿入すると、共振周波数は低域へシフトし、直列キャパシタを挿入すると、共振周波数は高域へシフトする。
　しかし、図２（Ｂ）に示すように、ただ単にインダクタンスの虚部ｊｘが０となるように直列にリアクタンス素子を装荷しても、アンテナのインピーダンスの実部Ｒの値が周波数により大きく変化するため、インピーダンス整合の度合い（リターンロスの深さ）が周波数により異なる。
　そこで、直列アクティブ回路のみでは適正なインピーダンス整合がとれないため、例えば特許文献２に示されているように、インダクタやキャパシタを並列に接続して整合をとる必要がある。しかし、並列に装荷するリアクタンスの値は周波数ごとで最適値が異なるため、この並列に接続する回路も図１（Ｂ）に示すようなアクティブ回路とする必要が生じる。
　そのため、下記のような問題が発生する。
（１）アクティブ素子を含む整合回路が複雑化するので、コストが嵩む。
（２）アクティブ素子を含む整合回路を構成する素子数が多く、全体のサイズが大きくなる。
（３）アクティブ素子が並列に装荷されることにより、そのアクティブ素子に大電力が掛かるため歪が発生しやすい。その結果、通信特性が著しく劣化する。
　上述の問題は給電回路とアンテナとを整合を図る回路に限らず、互いにインピーダンスの異なる二つの高周波回路のインピーダンス整合を図る回路について一般に生じる。
　本発明は上述した実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、インピーダンスの異なる高周波回路や素子の接続部で広い周波数帯域に亘ってインピーダンス整合を図るインピーダンス整合切替回路、それを備えたアンテナ装置、高周波電力増幅装置および通信端末装置を提供することにある。
　本発明のインピーダンス整合切替回路は、
　第１高周波回路素子と第２高周波回路素子との間に接続されるインピーダンス整合切替回路であって、
　第１インダクタンス素子を含む第１回路、および、前記第１インダクタンス素子にトランス結合された第２インダクタンス素子を含む第２回路を有するトランス整合回路と、
　前記トランス整合回路に対して直列に接続され、複数のリアクタンス値から所望のリアクタンス値を選択するように構成された直列アクティブ回路と、
を備えたことを特徴とする。ここで、「第１高周波回路素子」とは高周波回路または高周波回路の一部を構成する回路素子である。同様に、「第２高周波回路素子」とは高周波回路または高周波回路の一部を構成する回路素子である。
　本発明のアンテナ装置は、放射素子と、この放射素子に接続されたインピーダンス整合切替回路とで構成されて給電回路に接続され、
　前記インピーダンス整合切替回路は、
　第１インダクタンス素子を含む第１回路、および、前記第１インダクタンス素子にトランス結合された第２インダクタンス素子を含む第２回路を有するトランス整合回路と、
　前記トランス整合回路と前記放射素子との間に直列に接続され、複数のリアクタンス素子およびこれらのリアクタンス素子の選択を切り替えるスイッチを含んで構成された直列アクティブ回路と、を備えたことを特徴とする。
　本発明の高周波電力増幅装置は、高周波電力増幅器と、前記高周波電力増幅器に接続されたインピーダンス整合切替回路とで構成され、
　前記インピーダンス整合切替回路は、
　第１インダクタンス素子を含む第１回路、および、前記第１インダクタンス素子にトランス結合された第２インダクタンス素子を含む第２回路を有するトランス整合回路と、
　前記トランス整合回路と前記高周波電力増幅器との間に直列に接続され、複数のリアクタンス素子およびこれらのリアクタンス素子の選択を切り替えるスイッチを含んで構成された直列アクティブ回路と、を備えたことを特徴とする。
　本発明の通信端末装置は、放射素子と、前記放射素子と給電回路との間に挿入されたインピーダンス整合切替回路とが筐体に配置され、
　前記インピーダンス整合切替回路は、
　第１インダクタンス素子を含む第１回路、および、前記第１インダクタンス素子にトランス結合された第２インダクタンス素子を含む第２回路を有するトランス整合回路と、
　前記トランス整合回路と前記放射素子との間に直列に接続され、複数のリアクタンス素子およびこれらのリアクタンス素子の選択を切り替えるスイッチを含んで構成された直列アクティブ回路と、を備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、回路構成を複雑化することなく、特に並列アクティブ回路を設けることなく、インピーダンスの異なる高周波回路や素子の接続部で広帯域に亘ってインピーダンス整合を図ることができる。
図１（Ａ）はアクティブ素子を用いたインピーダンス整合回路を備えるアンテナ装置の回路図、図１（Ｂ）は直列アクティブ回路および並列アクティブ回路を備えた従来のアンテナ装置の回路図である。 図２（Ａ）は１３００ＭＨｚ付近で共振する小型アンテナのインピーダンスの周波数特性の例を示す図、図２（Ｂ）は図１（Ａ）に示したアンテナ装置のリターンロス（Ｓ１１）特性を示す図である。 図３は第１の実施形態に係るアンテナ装置１０１の回路図である。 図４（Ａ）、図４（Ｂ）、図４（Ｃ）は、図３に示した直列アクティブ回路１６の三つの例である。 図５は、図３に示したアンテナ装置１０１のうちトランス整合回路１５について、その内部の回路構成を示す図である。 図６は、図５に示した直列アクティブ回路１６の接続部から見たトランス整合回路１５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。 図７は、トランス整合回路１５および直列アクティブ回路１６の作用を模式的に示す図である。 図８（Ａ）はトランス整合回路１５の斜視図、図８（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。 図９はトランス整合回路１５を構成する積層体４０の分解斜視図である。 図１０は、図９に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示している。 図１１は第１の実施形態のトランス整合回路１５のトランス部分の各コイル素子の結合の仕方を示す図である。 図１２（Ａ）は、図５に示したアンテナ装置１０１の給電回路３０から（Ｐ１点から）放射素子１１側を見たリターンロス（Ｓ１１）をスミスチャート上に表した図である。図１２（Ｂ）は図５に示したアンテナ装置１０１のトランス整合回路１５を設けない場合の、給電回路３０から（Ｐ２点から）放射素子１１側を見たリターンロス（Ｓ１１）をスミスチャート上に表した図である。 図１３は、第１の実施形態のアンテナ装置１０１のリターンロス（Ｓ１１）特性を示す図である。 図１４は第２の実施形態のアンテナ装置１０２の回路図である。 図１５はトランス整合回路２５を構成する積層体４０の分解斜視図である。 図１６はトランス整合回路２５を構成する積層体４０の別の構成例の分解斜視図である。 図１７は第３の実施形態の高周波電力増幅装置の回路図である。 図１８（Ａ）は第４の実施形態の第１例である通信端末装置、図１８（Ｂ）は第２例である通信端末装置のそれぞれの構成図である。
《第１の実施形態》
　図３は第１の実施形態に係るアンテナ装置１０１の回路図である。このアンテナ装置１０１は、給電回路３０に接続されるインピーダンス整合切替回路１４および放射素子１１で構成されている。インピーダンス整合切替回路１４は、第２高周波回路素子である放射素子１１のインピーダンスを第１高周波回路素子である給電回路３０のインピーダンスに整合させる。インピーダンス整合切替回路１４はトランス整合回路１５および直列アクティブ回路１６で構成されている。直列アクティブ回路１６は、代表的には可変容量回路である。
　放射素子１１は例えばモノポール型アンテナであり、この放射素子１１の給電端にインピーダンス整合切替回路１４が接続されている。給電回路３０は高周波信号を放射素子１１に給電するための回路であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
　図４（Ａ）、図４（Ｂ）、図４（Ｃ）は、図３に示した直列アクティブ回路１６の三つの例である。図４（Ａ）の直列アクティブ回路１６Ａは複数のリアクタンス素子Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４およびスイッチＳＷ１で構成されている。スイッチＳＷ１の切替によってリアクタンス素子Ｘ１～Ｘ４のうちいずれかが線路に対して直列に接続される。この図４（Ａ）の構成ではスイッチ部に生じる浮遊容量がリアクタンス素子に直列に接続されることになるので、この浮遊容量を考慮してリアクタンス素子の値を定める。
　図４（Ｂ）の直列アクティブ回路１６Ｂは複数のリアクタンス素子Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４および二つのスイッチＳＷ１，ＳＷ２で構成されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２はリアクタンス素子Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４のうち同じリアクタンス素子を選択するように切り替えられる。このようにリアクタンス素子の前後をスイッチで選択する構造によれば、スイッチ部分に生じる浮遊容量の影響を殆ど受けないようにできる。
　図４（Ｃ）の直列アクティブ回路１６Ｃは可変容量素子ＶＣとインダクタＬとの直列回路で構成されている。この可変容量素子ＶＣは印加される制御電圧に応じてキャパシタンス値が変化し、ＬＣ直列回路により、適用周波数で所定のリアクタンス値が得られるようになる。可変容量素子としてはMEMS(Micro Electro Mechanical System)素子や可変容量ダイオードを用いることができるが、電圧－容量の非線形性による歪みが生じない点でMEMS素子で構成する方が有利である。
　図５は、図３に示したアンテナ装置１０１のうちトランス整合回路１５について、その内部の回路構成を示した図である。トランス整合回路１５は、第１インダクタンス素子Ｌ１を含む第１回路および第１インダクタンス素子Ｌ１にトランス結合された第２インダクタンス素子Ｌ２を含む第２回路を有する。すなわち、第１回路は直列接続された第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂを備え、第２回路は直列接続された第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂを備えている。そして、第３コイル素子Ｌ２ａは第１コイル素子Ｌ１ａに電磁界結合し、第４コイル素子Ｌ２ｂは第２コイル素子Ｌ１ｂに電磁界結合する。
　コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂは、それぞれの相互インダクタンスが図５の関係となるように配置されている。すなわち、第３コイル素子Ｌ２ａは第１コイル素子Ｌ１ａに対して同相で結合（減極性結合）し、第４コイル素子Ｌ２ｂは第２コイル素子Ｌ１ｂに対して同相で結合（減極性結合）する。また、第２コイル素子Ｌ１ｂは第１コイル素子Ｌ１ａに対して逆相で結合（加極性結合）し、第４コイル素子Ｌ２ｂは第３コイル素子Ｌ２ａに対して逆相で結合（加極性結合）する。
　後に詳述するように、第２インダクタンス素子Ｌ２は第１インダクタンス素子Ｌ１に対して高い結合度でトランス結合し、一次側と二次側とのインダクタンスの比に相当する比率でインピーダンス変換する。ここで、第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをＬ２で表すと、このトランス整合回路１５のインピーダンス変換比は、Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）（但し、Ｍ＝ｋ√（Ｌ１・Ｌ２）、ｋは結合係数）である。
　図５に示すように、第２インダクタンス素子Ｌ２に並列する並列容量Ｃｐが設けられている。このことにより、図５のＰ２点から給電回路３０側を見たインピーダンスの実部にアンテナの放射抵抗と同傾向の周波数特性をもたせることができる。すなわち、並列容量Ｃｐがない場合には、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２のインピーダンス比は周波数によらず一定であるが、並列容量Ｃｐを設ければ、この並列容量Ｃｐと第２インダクタンス素子Ｌ２との並列回路のインピーダンスは共振周波数以下では、周波数の上昇にともない次第に増加する。そのため、前記Ｐ２点から給電回路３０側を見たインピーダンスの実部の値は、共振周波数以下では、周波数が高くなるほど大きくなる。従ってＬ１，Ｌ２，Ｃｐの各素子値を適切に設定することで、Ｐ２点から給電回路３０側を見たインピーダンスの実部の周波数特性をアンテナの放射抵抗の周波数特性と同等にすることができる。
　前記並列容量Ｃｐは、第２インダクタンス素子Ｌ２に対して並列に部品としてのキャパシタ部品を接続することによって設けてもよいし、第２インダクタンス素子Ｌ２の配線をグランド導体に近接させることで生じる寄生容量で構成してもよい。
　図６は、図５に示した直列アクティブ回路１６の接続部から見たトランス整合回路１５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。図６中、Ａはアンテナの放射抵抗、Ｂ１は、前記並列容量Ｃｐがある場合のトランス整合回路１５のインピーダンスの実部、Ｂ２は並列容量Ｃｐが無い場合のトランス整合回路１５のインピーダンスの実部である。並列容量Ｃｐがある場合、インピーダンスの実部Ｒｃの周波数特性をアンテナの放射抵抗Ｒｒの周波数特性により近づけることができ、さらに広い周波数帯域で高周波回路と整合させることができることが分かる。
　図２などでも示したように、アンテナを小型にして、放射素子の電気長が放射素子で送受される高周波無線信号の波長に対して短くなるほどアンテナのインピーダンスは低くなるので、小型の通信端末装置に備えられるアンテナのインピーダンスは専ら５０Ωより低く、ローバンドでは５Ω程度と非常に低くなる。そのため、ローバンドでのインピーダンス整合がよりシビアになることがわかる。
　図７は、トランス整合回路１５および直列アクティブ回路１６の作用を模式的に示す図である。図７において曲線Ｓ０は放射素子１１の使用周波数帯域に亘って周波数をスイープしたときのインピーダンス軌跡をスミスチャート上に表したものである。放射素子１１単体ではそのインダクタンス成分が比較的大きいので、図７に表れているように、周波数変化に応じてインピーダンスは大きく推移する。
　図７において曲線Ｓ１は、図５に示したＰ２点から放射素子１１側を見たインピーダンスの軌跡である。図７中で（１）で示す変化のように、直列アクティブ回路１６のリアクタンス成分によって放射素子のインダクタンス成分が相殺されて、Ｐ２点から放射素子１１側を見たインピーダンスの軌跡は大幅に縮小化される。
　図７において曲線Ｓ２は給電回路３０から見たインピーダンスすなわちアンテナ装置１０１のインピーダンスの軌跡である。トランス整合回路１５のトランスはインピーダンスの虚部は変えずに実部を変化させるので、トランス整合回路１５によるインピーダンス変換比によって、図７中で（２）で示す変化のように、アンテナ装置１０１のインピーダンスは５０Ω（スミスチャートの中心）に近づく。
　このようにして、広帯域に亘ってアンテナ装置のインピーダンス変化を抑制できる。ゆえに、広い周波数帯域に亘って給電回路とインピーダンス整合がとれる。
　図８（Ａ）は前記トランス整合回路１５の斜視図、図８（Ｂ）はそれを下面側から見た斜視図である。また、図９はトランス整合回路１５を構成する積層体４０の分解斜視図である。
　図９に示すように、各基材層は誘電体シートまたは磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。図９に示した範囲で基材層５１ａに導体パターン７３が形成され、基材層５１ｂに導体パターン７２，７４が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７１，７５が形成されている。基材層５１ｄに導体パターン６３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６２，６４が形成され、基材層５１ｆに導体パターン６１，６５が形成されている。基材層５１ｇに導体パターン６６が形成され、基材層５１ｈには給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図９中の縦方向に延びる線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
　図９において、導体パターン６３の右半分と導体パターン６１，６２によって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン６３の左半分と導体パターン６４，６５によって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７１，７２によって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７４，７５によって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。各コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの巻回軸は多層基板の積層方向に向いている。そして、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂの巻回軸は異なる関係で並置されている。同様に、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂは、それぞれの巻回軸が異なる関係で並置されている。そして、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａのそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なり、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂのそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なる。この例ではほぼ完全に重なる。このようにして「８の字」構造の導体パターンで４つコイル素子が構成されている。
　図１０は、図９に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示している。磁束ＦＰ１２は導体パターン６１～６３による第１コイル素子Ｌ１ａおよび導体パターン６３～６５による第２コイル素子Ｌ１ｂを通る。また、磁束ＦＰ３４は導体パターン７１～７３による第３コイル素子Ｌ２ａおよび導体パターン７３～７５による第４コイル素子Ｌ２ｂを通る。
　図１１は第１の実施形態のトランス整合回路１５のトランス部分の各コイル素子の結合の仕方を示す図である。第１コイル素子Ｌ１ａおよび第３コイル素子Ｌ２ａは、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第３コイル素子Ｌ２ａの巻回軸を共有するように（同一直線になるように）コイル軸方向に隣接配置されている。また、第２コイル素子Ｌ１ｂおよび第４コイル素子Ｌ２ｂは、第２コイル素子Ｌ１ｂおよび第４コイル素子Ｌ２ｂの巻回軸を共有するように（同一直線になるように）コイル軸方向に隣接配置されている。この構造により、第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂは、それらの内側を磁束が通る第１の閉磁路を構成し、第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂは、それらの内側を磁束が通る第２の閉磁路を構成する。そして、この二つの閉磁路を通過する磁束は互いに反発する。詳細は次のとおりである。
　図１１に示すように、第１伝送線路に図中矢印ａ方向の電流が流れたとき、第１コイル素子Ｌ１ａに図中矢印ｂ方向に電流が流れるとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂには図中矢印ｃ方向に電流が流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ａで示される磁束（第１閉磁路を通る磁束）の閉ループが形成される。
　第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａは、コイル巻回軸を共有していて、且つ平面視状態（コイル巻回軸方向に見た状態）でこの二つのコイル素子の導体パターンが互いに並走しているので、第１コイル素子Ｌ１ａに電流ｂが流れて生じる磁界が第３コイル素子Ｌ２ａに結合して、第３コイル素子Ｌ２ａに誘導電流ｄが逆方向に流れる。同様に、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂは互いに並走しているので、第２コイル素子Ｌ１ｂに電流ｃが流れて生じる磁界が第４コイル素子Ｌ２ｂに結合して、第４コイル素子Ｌ２ｂに誘導電流ｅが逆方向に流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ｂで示される磁束（第２閉磁路を通る磁束）の閉ループが形成される。
　コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる閉磁路を通る磁束と、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる閉磁路を通る磁束とは反発する関係であるので、第１閉磁路と第２閉磁路との間には等価的な磁気障壁ＭＷが生じることになる。
　このように、コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる閉磁路を通る磁束と、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる閉磁路を通る磁束とは反発するため、各コイル素子周辺の磁束密度は高くなる。すなわち、あたかも磁性体に磁束を閉じ込めたかのような効果をもたらす。
　また、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとは電界によっても結合されている。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂとは電界によっても結合されている。したがって、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂに交流信号が流れるとき、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂには電界結合により電流が励起される。図１１中のキャパシタＣａ，Ｃｂは前記電界結合のための結合容量を表象的に表した記号である。
　第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとは同じである。したがって、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは磁界と電界の両方で強く結合することになる。すなわち、損失を抑え、高周波エネルギーを伝搬させることができる。
　こうした効果により、より結合が強く損失の少ないトランスとして機能するため、損失の少ないインピーダンス変換トランス、大きな相互インダクタンス値が得られる。また、コイル素子Ｌ２ａ、Ｌ２ｂをグランド導体により近い位置に配置することで、前記並列容量Ｃｐを得ることができる。
　図１２（Ａ）は、図５に示したアンテナ装置１０１の給電回路３０から（Ｐ１点から）放射素子１１側を見たリターンロス（Ｓ１１）をスミスチャート上に表した図である。図１２（Ｂ）は図５に示したアンテナ装置１０１のトランス整合回路１５を設けない場合の、給電回路３０から（Ｐ２点から）放射素子１１側を見たリターンロス（Ｓ１１）をスミスチャート上に表した図である。図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）のいずれも所定の周波数帯でインピーダンスの虚部が整合するように直列アクティブ回路１６のリアクタンス値を定めている。
　直列アクティブ回路１６のリアクタンス値を周波数帯に応じて切り替えることにより、図１２（Ｂ）に表れているように、８８０ＭＨｚ、１．３６ＧＨｚ、１．８８ＧＨｚでインピーダンスの虚部は０となっているが、周波数変化によってインピーダンス軌跡は大円を描き、電圧定在波比V.S.W.R＜２の円Ｖ２より外側にはみ出し、充分なリターンロスの深さが得られないことがわかる。
　これに対し、図１２（Ａ）に表れているように、トランス整合回路１５のインピーダンス変換作用により、インピーダンスの実部が整合されて、インピーダンス軌跡は縮小化される。この例では、直列アクティブ回路１６のリアクタンスによって、８８０ＭＨｚ、１．２３９ＧＨｚ、１．８８ＧＨｚでインピーダンスの虚部は０となり、その付近の周波数はV.S.W.R＜２の円Ｖ２の範囲内に入っている。そのため、充分なリターンロスの深さが得られていることがわかる。
　図１３は、第１の実施形態のアンテナ装置１０１のリターンロス（Ｓ１１）特性を示す図である。図１３において、ＬＢは直列アクティブ回路１６をローバンド（９００ＭＨｚ帯）用のリアクタンスに切り替えたときの特性、ＭＢは直列アクティブ回路１６をミドルバンド（１．３ＧＨｚ帯）用のリアクタンスに切り替えたときの特性、ＨＢは直列アクティブ回路１６をハイバンド（１．９ＧＨｚ帯）用のリアクタンスに切り替えたときの特性である。ここで、直列アクティブ回路１６はローバンドで１１ｎＨ、ミドルバンドで０Ω、ハイバンドで０．５５ｐＦにそれぞれリアクタンス値が切り替えられる。
　このように、各周波数帯域で充分な整合の深さが得られていることがわかる。
《第２の実施形態》
　図１４は第２の実施形態のアンテナ装置１０２の回路図である。ここで用いられているトランス整合回路２５は、第１インダクタンス素子Ｌ１と二つの第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２を備えたものである。第１インダクタンス素子Ｌ１は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとで構成されている。第２インダクタンス素子Ｌ２１は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとで構成されている。また、もう一つの第２インダクタンス素子Ｌ２２は第３コイル素子Ｌ２ｃと第４コイル素子Ｌ２ｄとで構成されている。
　この第２の実施形態では、第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２に対して並列容量Ｃｐが接続されている。
　図１５は前記トランス整合回路２５を構成する積層体４０の分解斜視図である。各層は誘電体シートまたは磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
　図１５に示した範囲で基材層５１ｉに導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｊに導体パターン８２が形成され、基材層５１ａに導体パターン７４が形成されている。基材層５１ｂには導体パターン７２が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７１，７３が形成されている。基材層５１ｄに導体パターン６１，６３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６２が形成され、基材層５１ｆにグランド導体６８が形成されている。基材層５１ｇの上面にはグランド導体６９が形成されていて、下面に給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。図１５中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
　図１５において、導体パターン７２の右半分と導体パターン７１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６１と導体パターン６２の右半分とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。
　グランド導体６８と６９の対向によって、図１４に示した並列容量Ｃｐが形成されている。
　図１６は前記トランス整合回路２５を構成する積層体４０の別の構成例の分解斜視図である。各層は誘電体シートまたは磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
　図１６に示した範囲で基材層５１ｉに導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｊに導体パターン８２が形成され、基材層５１ａに導体パターン７４，７５が形成されている。基材層５１ｂには導体パターン７２が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７１，７３が形成されている。基材層５１ｄに導体パターン６１，６３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６２が形成され、基材層５１ｈにグランド導体７０が形成されている。基材層５１ｆの上面にはグランド導体６９が形成されていて、下面に給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。図１７中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
　図１６において、導体パターン７２の右半分と導体パターン７１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６１と導体パターン６２の右半分とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。
　グランド導体６９と導体パターン６２とは互いに対向していて、両者間に容量が生じている。また、グランド導体７０と導体パターン８１，８３とは互いに対向していて、両者間に容量が生じている。
　この図１６に示す例では、グランド導体６９と導体パターン６２との間に生じる容量、およびグランド導体７０と導体パターン８１，８３との間に生じる容量が図１４に示した並列容量Ｃｐに相当する。
　なお、この第２の実施形態のように、複数層に形成された各種導体パターンの上下をグランド導体６９，７０で挟んだ構造により、積層体全体を薄くしても外部の導体や回路との不要結合が抑制されるので安定した特性が得られる、そのため薄型化できる。また、積層体の上層にグランド導体７０を備えることにより、積層体の上面に表面実装部品を搭載してもインピーダンス変換特性に影響を与えない。そのため、積層体に各種チップ部品を搭載してモジュール部品を構成することができる。
　図１５、図１６において、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ１ｂとで閉磁路が構成され、コイル素子Ｌ２ａとコイル素子Ｌ２ｂとで閉磁路が構成され、コイル素子Ｌ２ｃとコイル素子Ｌ２ｄとで閉磁路が構成される。上下で隣接する閉磁路を通過する磁束は互いに反発するように、各コイル素子の巻回方向および接続関係が定められている。そのため、中層のコイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ１ｂとで構成される閉磁路は、上下の閉磁路で挟まれることになり、磁界の閉じ込め性が高まる。その結果、トランス結合の一次側と二次側の結合度が更に高まり、インピーダンス変換に伴う損失がより低減される。
《第３の実施形態》
　図１７は第３の実施形態の高周波電力増幅装置の回路図である。この高周波電力増幅装置２０１は高周波電力増幅器３１およびインピーダンス整合切替回路１４で構成されている。インピーダンス整合切替回路１４は直列アクティブ回路１６およびトランス整合回路１５で構成されている。トランス整合回路１５には放射素子１１が接続されている。
　トランス整合回路１５の構成は、第１の実施形態または第２の実施形態で示したトランス整合回路１５と同様である。また、直列アクティブ回路１６の構成は、第１の実施形態または第２の実施形態で示した直列アクティブ回路１６と同様である。
　高周波電力増幅器３１は基本的にV.S.W.Rが小さいほど高出力が得られるが、特に高周波電力増幅器３１の出力に接続される回路のインピーダンスの位相が或る値であるときに出力が最大となる特性があるので、高周波電力増幅器３１と放射素子１１とのインピーダンス整合は、V.S.W.Rを小さくするとともに上記位相の調整を行う必要がある。
　従来は直列アクティブ回路や並列アクティブ回路だけでインピーダンス整合を図るようにしていたので、広帯域に亘ってV.S.W.Rを小さくするとともに上記位相の調整を行うということはできなかった。図１７に示す構成によれば、直列アクティブ回路１６で位相調整を行い、トランス整合回路１５でインピーダンスの実部の整合を図ることができる。すなわち、トランス整合回路１５でリターンロス（Ｓ１１）はスミスチャート上で中央（５０Ω）付近に縮小化されることで所定のV.S.W.Rの円内に入り、直列アクティブ回路１６でそのV.S.W.Rの円内で位相を回すことができる。そのため、広帯域に亘って、V.S.W.Rが小さく且つ高出力が得られる位相となる状態に、高周波電力増幅器３１と放射素子１１とのインピーダンス整合を図ることができる。
《第４の実施形態》
　第４の実施形態では通信端末装置の例を示す。
　図１８（Ａ）は第４の実施形態の第１例である通信端末装置、図１８（Ｂ）は第２例である通信端末装置のそれぞれの構成図である。これらは、例えば携帯電話・移動体端末向けの１セグメント部分受信サービス（通称：ワンセグ）の高周波信号の受信用（４７０～７７０ＭＨｚ）の端末である。
　図１８（Ａ）に示す通信端末装置１は、蓋体部である第１筺体１０と本体部である第２筺体２０とを備え、第１筺体１０は第２筺体２０に対して折りたたみ式あるいはスライド式で連結されている。第１筺体１０にはグランド板としても機能する第１放射素子１１が設けられ、第２筺体２０にはグランド板としても機能する第２放射素子２１が設けられている。第１放射素子１１および第２放射素子２１は金属箔などの薄膜あるいは導電性ペーストなどの厚膜からなる導電体膜で形成されている。この第１放射素子１１および第２放射素子２１は給電回路３０から差動給電することでダイポールアンテナとほぼ同等の性能を得ている。給電回路３０はＲＦ回路やベースバンド回路のような信号処理回路を有している。
　なお、インピーダンス整合切替回路１４のインダクタンス値は、二つの放射素子１１，２１を結ぶ接続線３３のインダクタンス値よりも小さいことが好ましい。このことにより、インピーダンス整合切替回路１４を通る側のインピーダンスが、接続線３３側のインピーダンスよりも低くなるので、電流はインピーダンス整合切替回路１４側を主に流れる。そのため、接続線３３側のインピーダンスの影響を抑えることができる。
　図１８（Ｂ）に示す通信端末装置２は第１放射素子１１をアンテナ単体として設けたものである。第１放射素子１１はチップアンテナ、板金アンテナ、コイルアンテナなど各種放射素子を用いることができる。また、この放射素子としては、例えば、筺体１０の内周面や外周面に沿って設けられた線状導体を利用してもよい。第２放射素子２１は第２筺体２０のグランド板としても機能するものであり、第１放射素子１１と同様に各種のアンテナを用いてもよい。ちなみに、通信端末装置２は折りたたみ式やスライド式ではないストレート構造の端末である。なお、第２放射素子２１は、必ずしも放射体として十分に機能するものでなくてもよく、第１放射素子１１がいわゆるモノポールアンテナのように振る舞うものであってもよい。
　なお、通信端末装置１においては、給電回路３０は一端が第２放射素子２１に接続され、他端がインピーダンス整合切替回路１４を介して第１放射素子１１に接続されている。また、第１放射素子１１および第２放射素子２１は接続線３３によって互いに接続されている。この接続線３３は第１筐体１０および第２筺体２０のそれぞれに搭載されている電子部品（図示省略）の接続線として機能するもので、高周波信号に対してはインダクタンス素子として振る舞うがアンテナの性能に直接的に作用するものではない。
　インピーダンス整合切替回路１４は、給電回路３０と第１放射素子１１との間に設けられ、第１放射素子１１および第２放射素子２１から送信される高周波信号、あるいは、第１放射素子１１および第２放射素子２１にて受信する高周波信号の周波数特性を安定化させる。それゆえ、第１放射素子１１や第２放射素子２１の形状、第１筺体１０や第２筺体２０の形状、近接部品の配置状況などに影響されることなく、高周波信号の周波数特性が安定化する。特に、折りたたみ式やスライド式の通信端末装置にあっては、蓋体部である第１筺体１０の本体部である第２筺体２０に対する開閉状態に応じて、第１放射素子１１および第２放射素子２１のインピーダンスが変化しやすいが、インピーダンス整合切替回路１４を設けることによって高周波信号の周波数特性を安定化させることができる。すなわち、アンテナの設計に関して重要事項である中心周波数の設定・通過帯域幅の設定・インピーダンスマッチングの設定などの周波数特性の調整機能をこのインピーダンス整合切替回路１４が担うことが可能になり、放射素子そのものは、主に指向性や利得を考慮するだけでよいため、アンテナの設計が容易になる。
《他の実施形態》
　以上に示した幾つかの実施形態では、トランスのインピーダンス変換比の周波数特性がアンテナのインピーダンスの周波数特性とは逆傾向の特性（理想的には反比例の関係）となるように、並列容量Ｃｐを第２インダクタンス素子Ｌ２に並列接続されるように構成したが、並列容量を装荷する構成に限らず、インピーダンス変換比の周波数特性がアンテナのインピーダンスの周波数特性とは逆傾向の特性を有するトランスであれば、広帯域に亘ってインピーダンスの実部の整合を図ることができる。
　図９、図１５、図１６に示した例のように、トランス整合回路を多層基板に構成する際、すべてのシートを誘電体シートまたは磁性体シートで構成してもよいし、磁界の閉じ込め性を高める箇所のみを磁性体シートで構成してもよい。
　また、図９、図１５、図１６では、トランス整合回路についての多層基板での構成例を示したが、直列アクティブ回路も同じ多層基板に構成してもよい。この直列アクティブ回路のリアクタンス素子は多層基板内の導体パターンで構成してもよいし、多層基板にチップ部品を搭載することで構成してもよい。
Ｃａ，Ｃｂ…キャパシタ
Ｃｐ…並列容量
Ｌ１…第１インダクタンス素子
Ｌ２…第２インダクタンス素子
Ｌ２１，Ｌ２２…第２インダクタンス素子
Ｌ１ａ…第１コイル素子
Ｌ１ｂ…第２コイル素子
Ｌ２ａ，Ｌ２ｃ…第３コイル素子
Ｌ２ｂ，Ｌ２ｄ…第４コイル素子
ＭＷ…磁気障壁
ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチ
ＶＣ…可変容量素子
Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４…リアクタンス素子
１，２…通信端末装置
１０…第１筺体
２０…第２筺体
１１，２１…放射素子
１４…インピーダンス整合切替回路
１５…トランス整合回路
１６…直列アクティブ回路
１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ…直列アクティブ回路
２５…トランス整合回路
３０…給電回路
３１…高周波電力増幅器
３３…接続線
４０…積層体
４１…給電端子
４２…グランド端子
４３…アンテナ端子
５１ａ～５１ｊ…基材層
６１～６６…導体パターン
６８，６９，７０…グランド導体
７１～７５…導体パターン
８１～８３…導体パターン
１０１，１０２…アンテナ装置
２０１…高周波電力増幅装置

Claims (13)

  1. 　第１高周波回路素子と第２高周波回路素子との間に接続されるインピーダンス整合切替回路であって、
    　第１インダクタンス素子を含む第１回路、および、前記第１インダクタンス素子にトランス結合された第２インダクタンス素子を含む第２回路を有するトランス整合回路と、
    　前記トランス整合回路に対して直列に接続され、複数のリアクタンス値から所望のリアクタンス値を選択するように構成された直列アクティブ回路と、
    を備えたことを特徴とするインピーダンス整合切替回路。
  2. 　前記トランス結合による前記トランス整合回路のインピーダンス変換比の周波数特性は、前記第２高周波回路素子のインピーダンス周波数特性に逆傾向の特性である、請求項１に記載のインピーダンス整合切替回路。
  3. 　前記第２回路は、前記第２インダクタンス素子に対して並列に接続されたキャパシタンス素子を含む、請求項２に記載のインピーダンス整合切替回路。
  4. 　前記第１回路は直列接続された第１コイル素子および第２コイル素子を備え、前記第２回路は直列接続された第３コイル素子および第４コイル素子を備え、
    　前記第３コイル素子は前記第１コイル素子に電磁界結合し、前記第４コイル素子は前記第２コイル素子に電磁界結合する、請求項１～３のいずれかに記載のインピーダンス整合切替回路。
  5. 　前記第１コイル素子および前記第２コイル素子は、前記第１コイル素子と前記第２コイル素子とによって第１の磁束の閉ループが生じて電磁界結合するように巻回されていて、
    　前記第３コイル素子および前記第４コイル素子は、前記第３コイル素子と前記第４コイル素子とによって第２の磁束の閉ループが生じて電磁界結合するように巻回されていて、
    　前記第１コイル素子、前記第２コイル素子、前記第３コイル素子、および前記第４コイル素子は、前記第１の磁束の閉ループを回る磁束と前記第２の磁束の閉ループを回る磁束とが互いに逆方向になるように巻回されている、請求項４に記載のインピーダンス整合切替回路。
  6. 　前記第１回路に交流電流が流れるとき、磁界を介した結合により前記第２回路に流れる電流の向きと、電界を介した結合により前記第２回路に流れる電流の向きとが同じである、請求項４または５に記載のインピーダンス整合切替回路。
  7. 　前記第１コイル素子、前記第２コイル素子、前記第３コイル素子、および前記第４コイル素子は共通の多層基板内の導体パターンで構成されている、請求項１～６のいずれかに記載のインピーダンス整合切替回路。
  8. 　前記直列アクティブ回路は可変容量素子である、請求項１～７のいずれかに記載のインピーダンス整合切替回路。
  9. 　放射素子と、この放射素子に接続されたインピーダンス整合切替回路とで構成され、給電回路に接続されるアンテナ装置において、
    　前記インピーダンス整合切替回路は、
    　第１インダクタンス素子を含む第１回路、および、前記第１インダクタンス素子にトランス結合された第２インダクタンス素子を含む第２回路を有するトランス整合回路と、
    　前記トランス整合回路と前記放射素子との間に直列に接続され、複数のリアクタンス素子およびこれらのリアクタンス素子の選択を切り替えるスイッチを含んで構成された直列アクティブ回路と、を備えたことを特徴とするアンテナ装置。
  10. 　前記放射素子の電気長は、前記放射素子で送受される高周波無線信号の波長に対して短い、請求項９に記載のアンテナ装置。
  11. 　前記給電回路は複数の周波数帯の高周波無線信号を送信、受信または送受信する回路である、請求項９または１０に記載のアンテナ装置。
  12. 　高周波電力増幅器と、前記高周波電力増幅器の出力部に接続されたインピーダンス整合切替回路とで構成される高周波電力増幅装置において、
    　前記インピーダンス整合切替回路は、
    　第１インダクタンス素子を含む第１回路、および、前記第１インダクタンス素子にトランス結合された第２インダクタンス素子を含む第２回路を有するトランス整合回路と、
    　前記トランス整合回路と前記高周波電力増幅器との間に直列に接続され、複数のリアクタンス素子およびこれらのリアクタンス素子の選択を切り替えるスイッチを含んで構成された直列アクティブ回路と、を備えたことを特徴とする高周波電力増幅装置。
  13. 　放射素子と、前記放射素子と給電回路との間に挿入されたインピーダンス整合切替回路とが筐体に配置された通信端末装置において、
    　前記インピーダンス整合切替回路は、
    　第１インダクタンス素子を含む第１回路、および、前記第１インダクタンス素子にトランス結合された第２インダクタンス素子を含む第２回路を有するトランス整合回路と、
    　前記トランス整合回路と前記放射素子との間に直列に接続され、複数のリアクタンス素子およびこれらのリアクタンス素子の選択を切り替えるスイッチを含んで構成された直列アクティブ回路と、を備えたことを特徴とする通信端末装置。
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