WO2015178204A1 - アンテナ整合回路、アンテナ整合モジュール、アンテナ装置および無線通信装置 - Google Patents

Abstract

　アンテナ装置（１０１）は、複数の周波数帯の高周波信号の送受信可能なアンテナ素子（２０）とアンテナ整合回路（５０）とで構成される。アンテナ整合回路（５０）は、アンテナ素子（２０）側に接続されたインピーダンス変換回路（３０）、および給電回路（１０）側に接続された可変リアクタンス回路（４０）を備える。インピーダンス変換回路（３０）は、トランス結合した第１インダクタンス素子（Ｌ１）および第２インダクタンス素子（Ｌ２）を含み、可変リアクタンス回路（４０）は、送受信信号伝送路に対して並列または直列に接続されるリアクタンス素子と、当該リアクタンス素子の接続状態を切り替えるスイッチ（ＳＷ）とを含む。

Description

アンテナ整合回路、アンテナ整合モジュール、アンテナ装置および無線通信装置

　本発明は、例えばＵＨＦ帯の通信に用いられるアンテナ整合回路、アンテナ整合モジュール、アンテナ装置および無線通信装置に関するものである。

　例えば携帯電話端末に適用される、マルチバンド対応のアンテナ装置として特許文献１が開示されている。図２１は特許文献１のアンテナ装置の構成を示す図である。

　図２１はローバンド側またはハイバンド側の可変マッチング回路の構成例である。この可変マッチング回路は可変リアクタンス部ＲＣおよびマッチング部Ｍで構成されている。可変リアクタンス部ＲＣはインダクタＬａとキャパシタＣａの並列回路で構成されていて、その並列回路がアンテナ素子２０の根元部に直列に接続される。マッチング部ＭはインダクタＬｂとキャパシタＣｂの並列回路で構成されていて、その並列回路が給電回路１０と可変リアクタンス部ＲＣとの間に並列に接続されている。

特開２０１１－５５２５８号公報

　図２１に示されるように、可変リアクタンス部によりリアクタンスをアクティブに切り替えることでアンテナの広帯域化を図ることができる。

　しかし、近年の無線通信装置の小型化の要請により、アンテナ装置のアンテナスペースがより制約されてきている。このことに伴い、アンテナの入力インピーダンスはますます低くなる傾向にある。上記可変リアクタンス部ＲＣやマッチング部Ｍが、リアクタンス素子とスイッチとで構成されると、アンテナ素子２０のインピーダンスの低下に伴い、スイッチによる電力損失が相対的に増大する。

　上記損失の増大を回避するために、仮に、リアクタンス素子によってアンテナ素子のインピーダンスを整合させたのち（アンテナ素子のインピーダンスを大きくしたのち）にスイッチによってリアクタンスの切り替えを行ったとしても、その場合にはアンテナの共振周波数を大きく変化させることはできない。また、インダクタやキャパシタ等でインピーダンスを変化させるとき、広帯域に亘って（同時に）インピーダンス変換できないため、整合させようとする周波数帯域の端ではスイッチによる損失が増大する。

　そこで、本発明の目的は、スイッチによる損失を抑えつつアンテナの共振周波数の変化幅を大きくしたアンテナ整合回路、アンテナ装置およびそれを備えた無線通信装置を提供することにある。

（１）本発明のアンテナ整合回路は、給電回路が接続される給電回路接続部と、アンテナ素子が接続されるアンテナ素子接続部との間に接続され、アンテナ素子側に接続されたインピーダンス変換回路、および給電回路側に接続された可変リアクタンス回路を備え、前記インピーダンス変換回路は、トランス結合した第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、前記可変リアクタンス回路は、送受信信号伝送路に対して並列または直列に接続されるリアクタンス素子と、当該リアクタンス素子の接続状態を切り替えるスイッチとを含む、ことを特徴とする。

　上記構成によれば、トランス構造のインピーダンス変換回路でインピーダンスを高める過程で、アンテナ素子のＱ値が劣化する（高まる）ことがない。また、トランス構造のインピーダンス変換回路であるので、インピーダンス変換比に周波数依存性が実質的に無く、スイッチによりリアクタンスを切り替えることによって、広帯域に亘るインピーダンス整合が可能となる。詳しくは後述するが、特に、トランスによるインピーダンス変換により、必要な帯域のインピーダンスをスミスチャート上の第１象限、第４象限に移動させやすいため（必要な帯域のインピーダンスを高めやすいため）、後段（給電回路側）の回路での損失の影響を抑えることが可能となる。

（２）前記第１インダクタンス素子は送受信信号伝送路に対して直列に接続され、前記第２インダクタンス素子は、第１インダクタンス素子と前記アンテナ素子との接続点に対して並列に接続された構成であることが好ましい。これにより、インピーダンス変換回路はオートトランス型回路を構成し、その寄生インダクタンスを利用することで、リアクタンス素子による必要なインピーダンス変化量を小さくできる。その結果、リアクタンス素子の付加による狭帯域化を抑制できる。

（３）前記リアクタンス素子は、送受信信号伝送路に対して直列（シリーズ）に接続されたキャパシタンス素子と、送受信信号伝送路に対してスイッチを介して並列（シャント）接続されるキャパシタンス素子とを含むことが好ましい。これにより、上記オートトランス型回路の並列寄生インダクタンスによって誘導性となるインピーダンスを、直列接続のキャパシタンス素子によって、または直列接続のキャパシタンス素子と並列接続のキャパシタンス素子とによって、容易にインピーダンス整合させることができる。

（４）本発明のアンテナ整合回路モジュールは、給電回路が接続される給電回路接続部と、アンテナ素子が接続されるアンテナ素子接続部との間に接続され、前記アンテナ素子側に接続されたインピーダンス変換回路、および前記給電回路側に接続された可変リアクタンス回路を備え、
　前記インピーダンス変換回路は、複数の誘電体層を積層してなる積層素体に内蔵されたトランス結合した第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、
　前記可変リアクタンス回路は、前記積層素体に搭載または内蔵され、送受信信号伝送路に対して並列または直列に接続されるリアクタンス素子と、前記積層素体に搭載され、当該リアクタンス素子の接続状態を切り替えるスイッチとを含む、
（５）本発明のアンテナ装置は、アンテナ素子、当該アンテナ素子に接続されたアンテナ整合回路を有し、アンテナ整合回路を上記（１）～（３）のいずれかに記載のアンテナ整合回路で構成することを特徴とする。

（６）本発明の無線通信装置は、アンテナ装置、当該アンテナ装置に接続された無線通信回路を有し、アンテナ装置を上記（５）に記載のアンテナ装置で構成する、ことを特徴とする。

　上記構成によれば、小型のアンテナ装置でありながら、広帯域に亘って高利得のもとでの通信が可能となる。

　本発明によれば、アンテナ素子を大きくすることなく、広帯域に亘って高利得なアンテナ装置および無線通信装置が得られる。

図１（Ａ）、図１（Ｂ）は本発明の第１の実施形態であるアンテナ装置の回路図である。 図２（Ａ）はインピーダンス変換回路３０の回路図であり、図２（Ｂ）はインピーダンス変換回路３０の等価回路図である。図２（Ｃ）はインピーダンス変換回路３０の等価回路図である。 図３は、インピーダンス変換回路３０の、積層素体内における１次コイルおよび２次コイルの配置関係を考慮して表した回路図である。 図４はインピーダンス変換回路３０の各種導体パターンの斜視図である。 図５（Ａ）、図５（Ｂ）は、図１に示したアンテナ整合回路５０によるインピーダンス軌跡の移動について示す図である。 図６（Ａ）、図６（Ｂ）、図６（Ｃ）は、可変リアクタンス回路４０の作用を示す図である。 図７は比較例としてのアンテナ整合回路５１の回路図である。 図８は、図１に示したアンテナ整合回路５０および図７に示したアンテナ整合回路５１のそれぞれの挿入損失の周波数特性を示す図である。 図９（Ａ）、図９（Ｂ）は、従来構造のアンテナ整合回路によるインピーダンス軌跡の移動について示す図である。 図１０（Ａ）は第２の実施形態に係るインピーダンス変換回路の接続状態を示す図である。図１０（Ｂ）は給電回路１０から視たインピーダンスの軌跡について示す図である。 図１１（Ａ）は比較例のインピーダンス整合回路の接続状態を示す図である。図１１（Ｂ）はその給電回路１０から視たインピーダンスの軌跡について示す図である。 図１２（Ａ）は、図１０（Ｂ）に示した特性を示すアンテナおよびインピーダンス変換回路３０によるアンテナ装置１０２の回路図である。図１２（Ｂ）はアンテナ装置１０２の挿入損失の周波数特性を示す図である。 図１３（Ａ）は、図１１（Ｂ）に示した特性を示すアンテナおよびインピーダンス整合回路による比較例であるアンテナ装置の回路図である。図１３（Ｂ）は図１３（Ａ）に示した比較例のアンテナ装置の挿入損失の周波数特性を示す図である。 図１４（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は、可変リアクタンス回路からインピーダンス変換回路３０側を視たインピーダンスがスミスチャートの第１象限または第４象限にあるときの可変リアクタンス回路の例である。 図１５（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は、可変リアクタンス回路からインピーダンス変換回路３０側を視たインピーダンスがスミスチャートの第２象限または第３象限にあるときの可変リアクタンス回路の例である。 図１６は、図１４（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）および図１５（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）に示した回路によるインピーダンスの移動経路の例をスミスチャート上に示した図である。 図１７は第４の実施形態に係るアンテナ整合回路５２およびアンテナ装置１０３の回路図である。 図１８は第４の実施形態に係るインピーダンス変換回路３１の等価回路図である。 図１９は第５の実施形態に係るアンテナ整合回路モジュール１５０の概略正面図である。 図２０は第６の実施形態に係る携帯電話端末等の無線通信装置の構成を示す図である。 図２１は特許文献１のアンテナ装置の構成を示す図である。

《第１の実施形態》
　図１（Ａ）（Ｂ）は第１の実施形態であるアンテナ整合回路５０およびアンテナ装置１０１の回路図である。このアンテナ装置１０１は、アンテナ素子２０とアンテナ整合回路５０とで構成されている。アンテナ整合回路５０の給電回路接続部ＦＣには給電回路１０が接続され、アンテナ素子接続部ＡＣにはアンテナ素子２０が接続される。アンテナ整合回路５０は、アンテナ素子２０側に接続されたインピーダンス変換回路３０、および給電回路１０側に接続された可変リアクタンス回路４０を備える。

　アンテナ素子２０は、700MHz～960MHz帯の高周波信号の送受信可能なアンテナ素子である。

　インピーダンス変換回路３０は、トランス結合した第１インダクタンス素子Ｌ１および第２インダクタンス素子Ｌ２を含み、この第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とでオートトランス型回路が構成されている。

　図１（Ａ）に示す可変リアクタンス回路４０は、送受信信号伝送路に対して並列または直列に接続されるリアクタンス素子と、当該リアクタンス素子の接続状態を切り替えるスイッチとを含む。この図１（Ａ）に示す例では、キャパシタＣ０が送受信信号伝送路に対して直列接続されていて、スイッチＳＷのキャパシタＣ１の選択状態でキャパシタＣ１が並列（シャント）に接続され、スイッチＳＷのキャパシタＣ２の選択状態でキャパシタＣ２が並列（シャント）に接続され、スイッチＳＷのキャパシタＣ３の選択状態でキャパシタＣ３がキャパシタＣ０に対して並列接続される。

　図１（Ｂ）に示す可変リアクタンス回路４０Ｂは、送受信信号伝送路に対して並列または直列に接続されるリアクタンス素子と、当該リアクタンス素子の接続状態を切り替えるスイッチとを含む。この図１（Ｂ）に示す例では、キャパシタＣ０が送受信信号伝送路に対して直列接続されていて、スイッチＳＷ１のオン状態でキャパシタＣ１が並列（シャント）に接続され、スイッチＳＷ２のオン状態でキャパシタＣ２が並列（シャント）に接続され、スイッチＳＷ３のオン状態でキャパシタＣ３がキャパシタＣ０に対して並列接続される。

　図２（Ａ）は上記インピーダンス変換回路３０の回路図であり、図２（Ｂ）はインピーダンス変換回路３０の等価回路図である。インピーダンス変換回路３０は第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを相互インダクタンスＭを介して密結合したオートトランス型回路を含む。このオートトランス型回路は、図２（Ｂ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電回路側の第１ポートＰ１、アンテナ素子２０に接続される第２ポートＰ２、グランドに接続されるグランド端子Ｇ、第１ポートＰ１と分岐点Ａとの間に接続されたインダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続されたインダクタンス素子Ｚ２、およびグランド端子Ｇと分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。

　図２（Ａ）に示した第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図２（Ｂ）のインダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスはＬ１＋Ｍ、インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは－Ｍ、インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスはＬ２＋Ｍである。

　図２（Ｂ）に示したＴ型回路のうち、給電回路に接続されるポートＰ１とグランドに接続されるグランド端子Ｇとの間に構成される部分（Ｚ１およびＺ３）がトランス比によるインピーダンス変換に寄与する部分である。すなわち、インピーダンス変換回路３０のインピーダンス変換比は、（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）：Ｌ２である。

　図２（Ｃ）はインピーダンス変換回路３０の等価回路図である。ここで、説明を簡単化するために、インピーダンス変換回路３０を構成する第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との結合係数ｋが１であると考えると、インピーダンス変換回路３０は、シャントに接続された、インダクタ（並列寄生インダクタンス）と理想トランスＩＴとで構成されたものと見なせる。ここで、並列寄生インダクタのインダクタンスは（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）であり、Ｍ＝ｋ・√（Ｌ１・Ｌ２）である。理想トランスＩＴは１次コイルと２次コイルとの巻回数比ｎ：１のインピーダンス変換回路である。

　上記並列寄生インダクタンスは、小型のトランスにおいてインダクタンスの大きなコイルを構成できないことと、結合係数ｋが大きな（ｋ＝１）トランスを得られないこと等に起因して生じる。換言すると、インダクタンス素子Ｌ１，Ｌ２のインダクタンスおよび結合係数を定めることで上記並列寄生インダクタンスを設定できる。この並列寄生インダクタンスを有効利用する構成については後に詳述する。

　なお、高周波においては透磁率の高い磁性体を利用できないことと、小型のトランスにおいてはインダクタンス素子の巻回数が多くできないこと等に起因して、漏れインダクタンス（直列寄生インダクタンス）が生じるが、インピーダンスの実部の変換には寄与しない。

　インピーダンス変換回路３０は、複数の誘電体基材層を積層してなる積層素体に導体パターンを設けてなる。すなわち、インピーダンス変換回路３０は、誘電体の基材層と導体パターンとが積層された積層体構造である。図３は、インピーダンス変換回路３０の、積層素体内における１次コイルおよび２次コイルの配置関係を考慮して表した回路図である。図４はインピーダンス変換回路３０の各種導体パターンの斜視図である。これらの導体パターンが形成されている誘電体の基材層は除いて描いている。

　なお、基材層は誘電体の他に磁性体であってもよい。磁性体を用いることで、１次コイルと２次コイルとの結合を大きくすることができる（更に大きな結合係数が得られる）。また、磁性体層と誘電体層の両方を用いてもよい。

　図４に表れているように、導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂによる第１ループ状導体ＬＰ１、導体パターンＬ１Ｃ，Ｌ１Ｄによる第２ループ状導体ＬＰ２、導体パターンＬ２Ａによる第３ループ状導体ＬＰ３、導体パターンＬ２Ｂによる第４ループ状導体ＬＰ４、がそれぞれ形成されている。各層の導体パターンはビア導体により層間接続されている。

　最下層の基材層の下面には第１ポート（給電ポート）Ｐ１、第２ポート（アンテナポート）Ｐ２、グランド端子Ｇに相当する端子およびその他の実装用端子（空き端子ＮＣ）が形成されている。これらの端子は最下層の基材層の下面に形成されている。

　第１インダクタンス素子（図２（Ａ）に示したＬ１）は第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２で構成されている。第２インダクタンス素子（図２（Ａ）に示したＬ２）は第３ループ状導体ＬＰ３および第４ループ状導体ＬＰ４で構成されている。

　第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２は第３ループ状導体ＬＰ３と第４ループ状導体ＬＰ４との間に層方向に挟み込まれている。

　第１ループ状導体ＬＰ１の一部である導体パターンＬ１Ｂおよび第２ループ状導体ＬＰ２の一部である導体パターンＬ１Ｃは並列接続されている。そして、第１ループ状導体ＬＰ１の残余部である導体パターンＬ１Ａおよび第２ループ状導体ＬＰ２の残余部である導体パターンＬ１Ｄが前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されている。

　導体パターンＬ２Ａによる第３ループ状導体ＬＰ３および導体パターンＬ２Ｂによる第４ループ状導体ＬＰ４は直列接続されている。

　図５（Ａ）（Ｂ）は、図１に示したアンテナ整合回路５０によるインピーダンス軌跡の移動について示す図である。

　図５（Ａ）（Ｂ）は、図１に示した点Ａ０，Ａ１，Ａ２からアンテナ素子２０側を視たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。図５（Ａ）において、軌跡Ｔ０は、アンテナ素子２０のインピーダンス（図１に示すＡ０から視たインピーダンス）の軌跡である。図５（Ａ）（Ｂ）において、軌跡Ｔ１はインピーダンス変換回路３０を介してアンテナ素子を視たインピーダンス（図１に示すＡ１から視たインピーダンス）の軌跡である。また、図５（Ｂ）において、軌跡Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３は、可変リアクタンス回路４０のスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を所定状態にしたときの、給電回路１０（図１に示すＡ２）からアンテナ素子２０側を視たインピーダンスの軌跡である。周波数スイープ範囲はいずれも700MHz～960MHzである。インピーダンス軌跡上の点Ｐ７は700MHz帯の中心周波数（720MHz）、点Ｐ８は800MHz帯の中心周波数（850MHz）、点Ｐ９は900MHz帯の中心周波数（920MHz）の位置である。

　本明細書においては、スミスチャートの極座標における反射係数（複素反射係数ρ）の実数部が正で虚数部が正の領域を第１象限、反射係数の実数部が負で虚数部が正の領域を第２象限、反射係数の実数部が負で虚数部が負の領域を第３象限、反射係数の実数部が正で虚数部が負の領域を第４象限と言う。

　インピーダンス変換回路３０は、図２（Ｃ）に示した理想トランスＩＴによってインピーダンス軌跡を小円化するとともにインピーダンスを高める。また、図２（Ｃ）に示した並列寄生インダクタンスによって、上記小円化されたインピーダンス軌跡の中心は等コンダクタンス円に沿って反時計回りに回転する。その結果、図５（Ａ）（Ｂ）に示したように、インピーダンス変換回路３０を介してアンテナ素子２０を視たインピーダンスの軌跡はスミスチャート上の主に第１象限に位置することになる。

　可変リアクタンス回路４０の作用により、給電回路１０からアンテナ素子２０側を視たインピーダンスは、図５（Ｂ）に示す軌跡Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３のように、スミスチャートの中心方向へ移動する。700MHz帯に整合させるように可変リアクタンス回路のスイッチの状態を定めることにより、点Ｐ７が中心ｏに近づくように移動する。また、800MHz帯に整合させるように可変リアクタンス回路のスイッチの状態を定めることにより、点Ｐ８が中心ｏに近づくように移動する。同様に、900MHz帯に整合させるように可変リアクタンス回路のスイッチの状態を定めることにより、点Ｐ９が中心ｏに近づくように移動する。

　図６（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は上記可変リアクタンス回路４０の作用を示す図である。上記３つの周波数帯でそれぞれ整合させるための、可変リアクタンス回路４０のスイッチＳＷの状態は次のとおりである。

［表１］
＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿
　　周波数帯　　　　　　ＳＷの状態
＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿
　７００ＭＨｚ帯　　　　ｏｆｆ
　８００ＭＨｚ帯　　　　Ｃ１選択
　９００ＭＨｚ帯　　　　Ｃ３選択
＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿
　図６（Ａ）は、700MHz帯に整合させるように、スイッチＳＷを表１に示した状態にしたときのインピーダンス軌跡の移動を示している。図１に示した可変リアクタンス回路４０の直列キャパシタＣ０によって、インピーダンス軌跡Ｔ１はインピーダンス軌跡Ｔ２１で示すように移動する。図６（Ａ）中の矢印Ｃ０は直列キャパシタＣ０による移動を表している。

　図６（Ｂ）は、800MHz帯に整合させるように、スイッチＳＷを表１に示した状態にしたときのインピーダンス軌跡の移動を示している。図１に示した可変リアクタンス回路４０の直列キャパシタＣ０および並列キャパシタＣ１によって、インピーダンス軌跡Ｔ１はインピーダンス軌跡Ｔ２２で示すように移動する。図６（Ｂ）中の矢印Ｃ０は直列キャパシタＣ０による移動、矢印Ｃ１は並列キャパシタＣ１による移動をそれぞれ表している。

　図６（Ｃ）は、900MHz帯に整合させるように、スイッチＳＷを表１に示した状態にしたときのインピーダンス軌跡の移動を示している。図１に示した可変リアクタンス回路４０の直列キャパシタＣ０，Ｃ３によって、インピーダンス軌跡Ｔ１はインピーダンス軌跡Ｔ２３で示すように移動する。図６（Ｃ）中の矢印Ｃ０／／Ｃ３は直列キャパシタＣ０，Ｃ３による移動を表している。

　なお、図１（Ｂ）に示した構成の場合は、上記３つの周波数帯でそれぞれ整合させるための、可変リアクタンス回路４０ＢのスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の状態は例えば次のように設定する。

［表２］
＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿
　　周波数帯　　　　　ＳＷ１　ＳＷ２　ＳＷ３
＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿
　７００ＭＨｚ帯　　　ｏｆｆ　ｏｆｆ　ｏｆｆ
　８００ＭＨｚ帯　　　　ｏｎ　　ｏｎ　ｏｆｆ
　９００ＭＨｚ帯　　　ｏｆｆ　ｏｆｆ　　ｏｎ
＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿
　図５（Ａ）で示したとおり、インピーダンス変換回路３０によって、アンテナ素子２０のインピーダンス軌跡Ｔ０は小円化され且つ第１象限に移動される。そして、図６（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）で示したとおり、可変リアクタンス回路４０の作用により、第１象限の小円化されたインピーダンス軌跡Ｔ１はスミスチャートの中心付近方向へ移動する。

　図７は比較例としてのアンテナ整合回路５１の回路図である。この例では、アンテナ整合回路５１は、直列キャパシタＣ４，Ｃ５、直列インダクタＬ６、並列インダクタＬ０、スイッチＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６で構成されている。

　図８は、図１に示したアンテナ整合回路５０および図７に示したアンテナ整合回路５１のそれぞれの挿入損失の周波数特性を示す図である。図８において、曲線ＩＬ７は可変リアクタンス回路４０を700MHz帯に整合させたときの特性、曲線ＩＬ８は可変リアクタンス回路４０を800MHz帯に整合させたときの特性、曲線ＩＬ９は可変リアクタンス回路４０を900MHz帯に整合させたときの特性である。また、曲線ＩＬ７（Ｐ）はアンテナ整合回路５１を700MHz帯に整合させたときの特性、曲線ＩＬ８（Ｐ）はアンテナ整合回路５１を800MHz帯に整合させたときの特性、曲線ＩＬ９（Ｐ）はアンテナ整合回路５１を900MHz帯に整合させたときの特性である。

　本実施形態に係るアンテナ装置においては、オートトランス型回路構造のトランスによるインピーダンス変換回路３０および可変リアクタンス回路４０の組み合わせによりアンテナ整合回路５０を構成したことにより、図８に示したように、スイッチでの損失が軽減され、挿入損失特性が最大で１．７ｄＢ程度改善された。

　なお、仮に、インピーダンス変換回路３０を周波数依存性の無いトランスで構成すると、図９（Ａ）に示すように、アンテナ素子２０のインピーダンス軌跡はＴ０１で示すように小円化するとともに高インピーダンス方向へ移動する。このインピーダンス軌跡Ｔ０１をスミスチャートの中心方向へ移動させるには、図９（Ａ）に示したように、一旦、例えば第１象限または第２象限へ移動させた後、リアクタンス素子によって中心方向へ移動させることになる。これに対し、本実施形態によれば、インピーダンス変換回路３０はオートトランス型回路構成であるので、図２（Ｃ）に示した並列寄生インダクタンスの作用で、インピーダンス変換回路３０によって、アンテナ素子２０のインピーダンス軌跡Ｔ０は小円化され、且つ第１象限または第２象限に移動される（図５（Ａ））。したがって、インピーダンス軌跡をスミスチャートの中心へ移動させるまでの移動距離が短くなり、帯域特性の劣化を抑えることができる。また、リアクタンス素子の数が少なくて済み、可変リアクタンス回路の構成も単純化できる。

　因みに、トランスを用いないでリアクタンス素子によってインピーダンス整合を行おうとすると、リアクタンス素子の周波数特性（周波数依存性）によってインピーダンス軌跡が伸長してしまい、整合できる周波数帯域が非常に狭くなってしまう。例えば図９（Ｂ）においてインピーダンス軌跡Ｔ０２で示す例では、点Ｐ７（700MHz帯）でアンテナ装置は共振から大きく外れてしまい、この周波数帯域に整合させたとしても大きな損失が生じる。また、例えば並列のインダクタ等でインピーダンス変換を行えば、800～960MHz付近でインピーダンスは非常に低くなる。従って、これらの周波数帯において、スイッチでの損失が非常に大きくなる。したがって広帯域に亘ってマッチングさせることは難しい。これに対し、本実施形態では、トランスによりインピーダンス変換を行うので、狭帯域化することがなく、リアクタンス素子で整合させることによる損失が生じない。

《第２の実施形態》
　第２の実施形態では、特にスイッチによる挿入損失の少なさについて示す。

　図１０（Ａ）は第２の実施形態に係るインピーダンス変換回路の接続状態を示す図である。インピーダンス変換回路３０の構成は第１の実施形態で示したものと同様である。図１０（Ｂ）は給電回路１０から視たインピーダンスの軌跡について示す図である。図１１（Ａ）は比較例のインピーダンス整合回路の接続状態を示す図である。この例では、並列接続のインダクタＬで整合回路が構成されている。図１１（Ｂ）はその給電回路１０から視たインピーダンスの軌跡について示す図である。

　図１０（Ｂ）において、インピーダンス軌跡上のマーカーｍ１，ｍ２，ｍ３の周波数および給電回路１０から視たインピーダンスは次のとおりである。

［ｍ１］
　700MHz
　15.6+j90.0Ω
［ｍ２］
　880MHz
　5.69+j26.7Ω
［ｍ３］
　960MHz
　4.56+j44.8Ω
　この例では、700MHz帯のインピーダンスは第１象限にあり、800MHz帯および900MHz帯のインピーダンスは第２象限にある。

　一方、比較例の図１１（Ｂ）において、インピーダンス軌跡上のマーカーｍ１，ｍ２，ｍ３の周波数およびインピーダンスは次のとおりである。

［ｍ１］
　700MHz
　7.52+j40.6Ω
［ｍ２］
　880MHz
　2.06+j5.81Ω
［ｍ３］
　960MHz
　1.37+j12.0Ω
　図１１（Ａ）（Ｂ）に示した比較例では、700MHz帯においては、インピーダンスが高くなっているが、800MHz帯および900MHz帯においては、インピーダンスは非常に低くなっていて整合していない。このように、並列接続のインダクタＬでは、或る周波数帯域についてはインピーダンスを高められるが、広帯域に亘るインピーダンス整合はできない。

　図１２（Ａ）は、図１０（Ｂ）に示した特性を示すアンテナおよびインピーダンス変換回路３０によるアンテナ装置１０２の回路図である。この例では、インピーダンス変換回路３０と給電回路１０との間に可変リアクタンス回路４１を挿入している。可変リアクタンス回路４１は、SP3T（single pole triple throw (switch)）形式のスイッチＳＷとキャパシタＣ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３で構成されている。

　図１２（Ｂ）はアンテナ装置１０２の挿入損失の周波数特性を示す図である。図１２（Ｂ）において、曲線IL7(1),IL7(3)は可変リアクタンス回路４１を700MHz帯に整合させたときの特性、曲線IL8(1),IL8(3)は可変リアクタンス回路４１を800MHz帯に整合させたときの特性、曲線IL9(1),IL9(3)は可変リアクタンス回路４１を900MHz帯に整合させたときの特性である。また、(1)を付した曲線IL7(1),IL8(1),IL9(1)はスイッチＳＷの抵抗値が１Ωであるときの特性であり、(3)を付した曲線IL7(3),IL8(3),IL(3)はスイッチＳＷの抵抗値が３Ωであるときの特性である。このように、スイッチＳＷの抵抗値が大きくても、挿入損失の増加量は０．３ｄＢ程度未満である。

　図１３（Ａ）は、図１１（Ｂ）に示した特性を示すアンテナおよびインピーダンス整合回路による比較例であるアンテナ装置の回路図である。この例では、並列接続のインダクタＬと給電回路１０との間に可変リアクタンス回路４２を挿入している。可変リアクタンス回路４１は、直列接続のキャパシタＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ、並列接続のインダクタＬ１，Ｌｂ，ＬｃおよびスイッチＳＷａ，ＳＷｂで構成されている。スイッチＳＷａ，ＳＷｂの切替によって、直列接続のキャパシタと並列接続のインダクタとによる３組の回路のいずれかが選択される。

　図１３（Ｂ）は、図１３（Ａ）に示した比較例のアンテナ装置の挿入損失の周波数特性を示す図である。図１３（Ｂ）において、曲線IL7(1),IL7(3)は可変リアクタンス回路４２を700MHz帯に整合させたときの特性、曲線IL8(1),IL8(3)は可変リアクタンス回路４２を800MHz帯に整合させたときの特性、曲線IL9(1),IL9(3)は可変リアクタンス回路４２を900MHz帯に整合させたときの特性である。また、(1)を付した曲線IL7(1),IL8(1),IL9(1)はスイッチＳＷａの抵抗値が１Ω（スイッチＳＷｂの抵抗値は０Ω）であるときの特性であり、(3)を付した曲線IL7(3),IL8(3),IL(3)はスイッチＳＷａの抵抗値が３Ω（スイッチＳＷｂの抵抗値は０Ω）であるときの特性である。スイッチＳＷａの抵抗値が１Ωから３Ωになると、800MHz帯および900MHz帯における挿入損失は約２ｄＢも増加する。これは、800MHz帯および900MHz帯において、インピーダンスが非常に低い回路にスイッチが接続されている状態となり、スイッチの損失による影響を強く受けるためである（図１１（Ｂ）参照）。すなわち、インピーダンス整合の終端条件に応じてスイッチの損失が大きく見えるからである。

　これに対して、本実施形態によれば、インピーダンス変換回路３０でインピーダンスが高くなるので、可変リアクタンス回路４１のスイッチＳＷの損失の影響を受けにくい。その結果、図１２（Ｂ）に示したとおり、スイッチＳＷを設けたことによる挿入損失の増大は非常に小さい。

《第３の実施形態》
　第３の実施形態では、可変リアクタンス回路の幾つかの異なる構成について示す。可変リアクタンス回路以外のアンテナ装置の構成は図１に示したとおりである。

　図１４（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は、可変リアクタンス回路からインピーダンス変換回路３０側を視たインピーダンスがスミスチャートの第１象限または第４象限にあるときの可変リアクタンス回路の例である。図１５（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は、可変リアクタンス回路からインピーダンス変換回路３０側を視たインピーダンスがスミスチャートの第２象限または第３象限にあるときの可変リアクタンス回路の例である。

　図１６は、図１４（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）および図１５（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）に示した回路によるインピーダンスの移動経路の例をスミスチャート上に示した図である。

　可変リアクタンス回路からインピーダンス変換回路３０側を視たインピーダンスが、図１６において点Ｐａ１にあるとき、図１４（Ａ）に示す回路構成を用いる。すなわち、並列接続のキャパシタＣｐおよび直列接続のキャパシタＣｓによってインピーダンス整合させる。

　可変リアクタンス回路からインピーダンス変換回路３０側を視たインピーダンスが、図１６において点Ｐｂ１にあるとき、図１４（Ｂ）に示す回路構成を用いる。すなわち、並列接続のキャパシタＣｐおよび直列接続のインダクタＬｓによってインピーダンス整合させる。

　可変リアクタンス回路からインピーダンス変換回路３０側を視たインピーダンスが、図１６において点Ｐｃ１にあるとき、図１４（Ｃ）に示す回路構成を用いる。すなわち、並列接続のインダクタＬｐおよび直列接続のキャパシタＣｓによってインピーダンス整合させる。

　可変リアクタンス回路からインピーダンス変換回路３０側を視たインピーダンスが、図１６において点Ｐａ２にあるとき、図１５（Ａ）に示す回路構成を用いる。すなわち、直列接続のキャパシタＣｓおよび並列接続のインダクタＬｐによってインピーダンス整合させる。

　可変リアクタンス回路からインピーダンス変換回路３０側を視たインピーダンスが、図１６において点Ｐｂ２にあるとき、図１５（Ｂ）に示す回路構成を用いる。すなわち、直列接続のインダクタＬｓおよび並列接続のキャパシタＣｐによってインピーダンス整合させる。

　可変リアクタンス回路からインピーダンス変換回路３０側を視たインピーダンスが、図１６において点Ｐｃ２にあるとき、図１５（Ｃ）に示す回路構成を用いる。すなわち、直列接続のキャパシタＣｓおよび並列接続のキャパシタＣｐによってインピーダンス整合させる。

　以上に示したとおり、直列接続のリアクタンス素子および並列接続のリアクタンス素子によってインピーダンス整合させる。そして、直列接続のリアクタンス素子および並列接続のリアクタンス素子の値が周波数帯に応じた所定値となるように、直列リアクタンス素子または並列リアクタンス素子をスイッチによって切り替える。特に、値の異なる並列接続の複数のリアクタンス素子をスイッチで切り替える場合、最もインピーダンスの高い素子を常に接続し、その素子よりインピーダンスの低い素子をスイッチで接続する。そのことにより、常に接続される素子はスイッチを経由しないため、スイッチの損失（歪み）を受けない。また、スイッチの切り替え回数（信号が通過するスイッチの数）を最小限にでき、スイッチでの損失を小さくできるし、安価なスイッチを用いることもできる。

《第４の実施形態》
　図１７は第４の実施形態に係るアンテナ整合回路５２およびアンテナ装置１０３の回路図である。このアンテナ装置１０３は、アンテナ素子２０とアンテナ整合回路５２とで構成されている。アンテナ整合回路５２の給電回路接続部ＦＣには給電回路１０が接続され、アンテナ素子接続部ＡＣにはアンテナ素子２０が接続される。アンテナ整合回路５２は、アンテナ素子２０側に接続されたインピーダンス変換回路３１、および給電回路１０側に接続された可変リアクタンス回路４１を備える。

　インピーダンス変換回路３１は、トランス結合した第１インダクタンス素子Ｌ１および第２インダクタンス素子Ｌ２で構成されている。

　可変リアクタンス回路４１は、直列接続のキャパシタＣ０，Ｃ１、並列接続のキャパシタＣ２，Ｃ３、およびスイッチＳＷを含む。

　図１８は上記インピーダンス変換回路３１の等価回路図である。インピーダンス変換回路３１は図１８に示すように、三つのインダクタンス素子Ｌｓ１，Ｌｓ２，ＬｍによるＴ型回路と理想トランスＩＴとで構成されたものと見なせる。ここで、インダクタンス素子Ｌｍは励磁インダクタンス、インダクタンス素子Ｌｓ１は１次側の漏れインダクタンス、インダクタンス素子Ｌｓ２は１次側に換算した２次側の漏れインダクタンスである。漏れインダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２が小さければ、図２（Ｃ）に示した回路と同様に、並列接続のインダクタンス素子Ｌｍの作用で、インピーダンス変換回路３１を介してアンテナ素子２０を視たインピーダンスの軌跡はスミスチャート上の主に第１象限に位置することになる。したがって、第１の実施形態の場合と同様の可変リアクタンス回路の作用で、インピーダンス整合させることができる。

《第５の実施形態》
　図１９は第５の実施形態に係るアンテナ整合回路モジュール１５０の概略正面図である。このアンテナ整合回路モジュール１５０は、トランス部１３０とスイッチ切替回路１４０とで構成されている。トランス部１３０は、複数の誘電体基材層を積層してなる積層素体に導体パターンを設けて構成されたチップである。積層素体の内部には、例えば図４に示したインピーダンス変換回路３０を構成する各種導体パターンが形成されている。また、積層素体の内部には、可変リアクタンス回路を構成するキャパシタパターン等の各種リアクタンス素子が形成されている。トランス部１３０の上面にはスイッチ切替回路１４０を搭載するための電極が形成されている。トランス部１３０の下面には実装用電極が形成されている。

　スイッチ切替回路１４０は例えばSP3TのＦＥＴスイッチのチップである。このスイッチ切替回路１４０がトランス部１３０の上面に搭載されている。

　なお、可変リアクタンス回路は、トランス部１３０の上面にチップキャパシタやチップインダクタを搭載することで構成してもよい。

　このようにアンテナ整合回路をモジュール化することにより、アンテナ整合回路を小型化でき、またそれに伴い損失が小さくなる。

　このようにモジュール化したアンテナ整合回路モジュール１５０は回路基板に実装することでアンテナ整合回路を容易に構成できる。

《第６の実施形態》
　図２０は第６の実施形態に係る携帯電話端末等の無線通信装置２０１の構成を示す図である。この図２０では、無線通信装置２０１の筐体内の主要部についてのみ表している。筐体内にアンテナ素子２０および回路基板が設けられていて、回路基板にはグランド導体６０が形成されていて、アンテナ整合回路５０および無線通信回路である給電回路１０が設けられている。

　アンテナ素子２０は、給電回路１０から２つの放射素子２０ａ，２０ｂが接続されたＴ分岐タイプのアンテナを構成している。放射素子２０ａは、LowBand（700MHz～960MHz帯）でλ／４共振（λ：LowBandの波長）するような電気長となるように設計されている。放射素子２０ｂは、HighBand（1.7GHz～2.1GHz帯）でλ／４共振（λ：HighBandの波長）するような電気長となるように設計されている。なお、このアンテナの動作原理はあくまでも一例である。例えば、HighBandについては、放射素子全体（２０ａ＋２０ｂ）で（３／４）λ共振するように設計してもよい。

　以上に示した各実施形態ではLowBandにおいて700MHz帯、800MHz帯、900MHz帯のそれぞれで整合させる例を示したが、同様にして、HighBand（1.7GHz～2.1GHz帯）について適用してもよい。その場合には、HighBandでのアンテナ素子２０の特性に応じてインピーダンス変換回路３０および可変リアクタンス回路４０を構成すればよい。

Ｃ０，Ｃ１，Ｃ４，Ｃ５…直列キャパシタ
Ｃ２，Ｃ３…並列キャパシタ
ＡＣ…アンテナ素子接続部
ＦＣ…給電回路接続部
Ｇ…グランド端子
ＩＴ…理想トランス
Ｔ０，Ｔ０１，Ｔ０２…インピーダンス軌跡
Ｔ１…インピーダンス軌跡
Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３…インピーダンス軌跡
Ｌ０…並列インダクタ
Ｌ１…第１インダクタンス素子
Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃ，Ｌ１Ｄ…導体パターン
Ｌ２…第２インダクタンス素子
Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂ…導体パターン
Ｌ６…直列インダクタ
ＬＰ１…第１ループ状導体
ＬＰ２…第２ループ状導体
ＬＰ３…第３ループ状導体
ＬＰ４…第４ループ状導体
Ｍ…マッチング部
Ｐ１…第１ポート
Ｐ２…第２ポート
ＲＣ…可変リアクタンス部
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６…スイッチ
Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３…インダクタンス素子
１０…給電回路
２０…アンテナ素子
２０ａ，２０ｂ…放射素子
３０，３１…インピーダンス変換回路
４０，４１，４２…可変リアクタンス回路
５０，５１，５２…アンテナ整合回路
６０…グランド導体
１０１，１０２，１０３…アンテナ装置
１３０…トランス部
１４０…スイッチ切替回路
１５０…アンテナ整合回路モジュール
２０１…無線通信装置

Claims (6)

1. 　給電回路が接続される給電回路接続部と、アンテナ素子が接続されるアンテナ素子接続部との間に接続されるアンテナ整合回路において、
   　前記アンテナ素子側に接続されたインピーダンス変換回路、および前記給電回路側に接続された可変リアクタンス回路を備え、
   　前記インピーダンス変換回路は、トランス結合した第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、
   　前記可変リアクタンス回路は、送受信信号伝送路に対して並列または直列に接続されるリアクタンス素子と、当該リアクタンス素子の接続状態を切り替えるスイッチとを含む、アンテナ整合回路。
2. 　前記第１インダクタンス素子は送受信信号伝送路に対して直列に接続され、前記第２インダクタンス素子は、第１インダクタンス素子と前記アンテナ素子との接続点に対して並列に接続された、請求項１に記載のアンテナ整合回路。
3. 　前記リアクタンス素子は、送受信信号伝送路に対して直列接続されたリアクタンス素子と、前記送受信信号伝送路に対して前記スイッチを介して並列接続されるリアクタンス素子とを含む、請求項１または２に記載のアンテナ整合回路。
4. 　給電回路が接続される給電回路接続部と、アンテナ素子が接続されるアンテナ素子接続部との間に接続されるアンテナ整合回路モジュールにおいて、
   　前記アンテナ素子側に接続されたインピーダンス変換回路、および前記給電回路側に接続された可変リアクタンス回路を備え、
   　前記インピーダンス変換回路は、複数の誘電体層を積層してなる積層素体に内蔵されたトランス結合した第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、
   　前記可変リアクタンス回路は、前記積層素体に搭載または内蔵され、送受信信号伝送路に対して並列または直列に接続されるリアクタンス素子と、前記積層素体に搭載され、当該リアクタンス素子の接続状態を切り替えるスイッチとを含む、アンテナ整合回路モジュール。
5. 　アンテナ素子、当該アンテナ素子に接続されたアンテナ整合回路を有するアンテナ装置において、
   　前記アンテナ整合回路は、請求項１～３のいずれかに記載のアンテナ整合回路である、アンテナ装置。
6. 　アンテナ装置、当該アンテナ装置に接続された無線通信回路を有する無線通信装置において、
   　前記アンテナ装置は、請求項５に記載のアンテナ装置である、無線通信装置。

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