JP4715666B2 - 整合器およびアンテナ整合回路 - Google Patents

Description

この発明は可変容量ダイオードを用いて回路インピーダンスの整合をとる整合器およびそれを用いたアンテナ整合回路に関し、特に可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大させる技術に関する。

一般的な無線通信においては、無線信号の受信周波数に応じて、アンテナと受信回路との間のインピーダンス整合（インピーダンスマッチング）をとって受信効率を高めることが行なわれる。このようなインピーダンス整合を行なうための一つの方法として、アンテナ素子と受信回路との間に可変容量ダイオードを含む整合器が配置される。

また、アンテナ素子で受信される複数の周波数成分を含む無線信号から対象とする周波数成分だけを抽出する同調回路（チューニング回路）においても、受信回路からみた同調周波数（共振周波数）を変化させるために、可変容量ダイオードが用いられる。

可変容量ダイオードは、バリキャップダイオードやバラクタダイオードとも称され、その内部に生じる空乏層の幅に応じた静電容量を発生する。そして、可変容量ダイオードは、逆バイアス電圧となるような制御電圧を印加されることで、その内部の空乏層の幅を変化させて、その結果、静電容量が可変する。

たとえば、特開平１０−３３６０５５号公報（特許文献１）には、インダクタンス素子と制御電圧に応じてインダクタンス素子の共振周波数を設定する同調可変部とを有するアンテナと、このアンテナに制御電圧を供給する制御手段と、を有するアンテナ同調制御装置が開示されている。そして、この同調可変部は、直列接続された固定容量素子と可変容量素子とをインダクタンス素子に並列接続する。

また、特開平１１−０１７５８０号公報（特許文献２）には、可変容量素子を有するアンテナ整合部と、アンテナ整合部の周波数特性に応じて調整処理を行なって定数発生部から出力された定数と加算する演算部と、この演算部の出力データをアナログ変換して可変容量素子の制御電圧として出力するＤ−Ａコンバータとを備えるアンテナ整合器が開示されている。
特開平１０−３３６０５５号公報 特開平１１−１７５８０号公報

上述したように、可変容量ダイオードでは、印加される逆バイアス電圧の大きさに応じて静電容量が変化する、すなわち可変容量ダイオードの可変容量範囲は、その両端に印加される制御電圧の変化幅に応じて定まる。

一方、特に小型無線機や携帯電話などの移動用受信機（通信機）においては、回路に使用される半導体集積回路の高密度化や低消費電力化などに伴い、整合器に使用される駆動電源はより低電圧化（たとえば、１．８Ｖ程度）している。これに伴って、可変容量ダイオードの両端に印加できる制御電圧の変化幅も小さくなり、可変容量範囲はより制限されるようになっている。

また、駆動電源をチャージポンプ回路やＤＣ−ＤＣコンバータなどを用いて昇圧することも考えられるが、回路構成が複雑になり、重量も増加するといった別の問題が生じるため、現実的には採用することはできない。

このような理由から、可変容量ダイオードの可変容量範囲が制限され、整合器としての性能が低下するといった問題があった。

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大させて、より広い範囲で回路インピーダンス整合が可能な整合器およびアンテナ整合回路を提供することである。

この発明によれば、外部素子を含む回路インピーダンスを変化させるように構成された可変容量ダイオードと、時間的に極性を変化させる交流成分と、正電位の直流成分と、を含む制御信号を入力される端子と、可変容量ダイオードのカソード端と端子との間に接続され、制御信号から直流の正電位を生成する正電位生成部と、端子に接続され、制御信号に含まれる直流成分を遮断する直流遮断部と、可変容量ダイオードのアノード端と直流遮断部との間に接続され、直流遮断部によって直流成分を遮断された後の制御信号から直流の負電位を生成する負電位生成部とを備える整合器である。

この発明によれば、直流遮断部が制御信号に含まれる直流成分を遮断した後、負電位生成部が制御信号に含まれる交流成分から負電位を生成する。そして、負電位生成部によって生成された負電位が可変容量ダイオードのアノード端に印加される一方、正電位生成部によって生成された正電位が可変容量ダイオードのカソード端に印加される。これにより、可変容量ダイオードのアノード端に接地電位が印加される場合に比較して、可変容量ダイオードに印加される逆バイアス電圧の範囲を、負電位生成部によって生成された負電位だけ拡大できる。よって、可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大させることができる。

好ましくは、直流遮断部は、ハイパスフィルタを含む。
好ましくは、負電位生成部は、倍圧整流回路を含む。

好ましくは、正電位生成部は、ローパスフィルタを含む。
好ましくは、正電位生成部は、倍圧整流回路を含む。

好ましくは、制御信号は、パルス幅変調により生成される。
また、この発明によれば、上述のこの発明に係る整合器と、整合器の端子に入力される制御信号を発生するための制御信号源とを備え、外部素子は、アンテナ素子である、アンテナ整合回路である。

この発明によれば、可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大させて、より広い範囲で回路インピーダンス整合が可能な整合器およびアンテナ整合回路を実現できる。

この発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に従う整合器１を備える移動用受信機の要部を示す図である。

本発明の実施の形態１に従う移動用受信機は、一例として、モバイル機器向けの地上デジタル放送（いわゆる、「ワンセグメント放送」もしくは「ワンセグ（登録商標）」）の受信に向けられる。

図１を参照して、本発明の実施の形態１に従う整合器１は、アンテナ素子ＡＮＴおよび制御信号源６と接続されてアンテナ整合回路１００を構成する。

アンテナ整合回路１００は、チャネル選択部（図示しない）などからのチャンネル選択指令ＳＥＬを受け、受信回路８から見た回路インピーダンスが当該チャンネルの受信周波数に応じて整合するように静電容量を変化させる。そして、アンテナ整合回路１００は、アンテナにより受信された無線信号を受信回路８へ出力する。受信回路８は、アンテナ整合回路１００から受けた無線信号を増幅して受信信号ＲＦとして出力する。そして、受信回路８は、当該復元した受信信号ＲＦを図示しないミクサ部やデコーダ部などへ出力する。

アンテナ整合回路１００は、制御信号源６と、可変容量ダイオードＶＤを含む整合器１と、アンテナ素子ＡＮＴとを備える。

制御信号源６は、チャンネル選択指令ＳＥＬに応じて、可変容量ダイオードＶＤの静電容量をチャンネル選択指令ＳＥＬに応じた値に変化させるための制御信号を整合器１へ供給する。本発明の実施の形態１においては、一例として、制御信号源６は、駆動電位Ｖｃｃ（たとえば、１．８［Ｖ］）からパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation；以下、単に「ＰＷＭ変調」とも称す）によりそれぞれ生成したパルス信号ＰＷＭを整合器１へ供給する。このようなパルス信号ＰＷＭでは、キャリア（搬送波）周波数に従って、０［Ｖ］（接地電位）から駆動電位Ｖｃｃ［Ｖ］までの間にそれぞれ設定される「Ｈ」レベル（高電位状態）と「Ｌ」レベル（低電位状態）とが交互に繰返される。そのため、パルス信号ＰＷＭは、キャリア周波数に従って時間的に極性を変化させる交流成分と、デューティー比に応じた正電位の直流成分とを含むことになる。

そこで、可変容量ダイオードＶＤの静電容量をチャンネル選択指令ＳＥＬに応じて変化させるために、制御信号源６は、チャンネル選択指令ＳＥＬに応じてパルス信号ＰＷＭのデューティー比を変更する。

整合器１は、制御信号源６によって入力されるパルス信号ＰＷＭの一部から直流の正電位を生成して、可変容量ダイオードＶＤのカソード端に印加する。また、整合器１は、入力されるパルス信号ＰＷＭの一部から直流成分を遮断し、さらに直流成分を遮断した後のパルス信号から直流の負電位を生成して、可変容量ダイオードＶＤのアノード端に印加する。このように印加される正電位と負電位との電位差（印加電圧）に応じて、可変容量ダイオードＶＤは、その静電容量を変化させ、アンテナ素子ＡＮＴを含む整合回路の出力インピーダンス、すなわち受信回路８から見た回路インピーダンスを変化させる。

可変容量ダイオードＶＤは、バリキャップダイオードやバラクタダイオードとも称され、その内部に生じる空乏層の幅に応じた静電容量を発生する。そして、可変容量ダイオードは、逆バイアス電圧を印加されることで、その内部の空乏層の幅を変化させて、静電容量を変化させる。

図２は、整合器１、アンテナ素子ＡＮＴおよび受信回路８の回路構成図である。
図２を参照して、整合器１には、制御信号源６（図１）からパルス信号ＰＷＭを受ける入力端子Ｎ１と、アンテナ素子ＡＮＴと接続されるためのアンテナ端子Ｎ２と、受信回路８と接続されるための出力端子Ｎ３とが形成される。そして、整合器１は、可変容量ダイオードＶＤと、ローパスフィルタ（Low Pass Filter）回路ＬＰＦと、ハイパスフィルタ（High Pass Filter）回路ＨＰＦと、整流回路ＲＣＴ１と、インダクタＬ１，Ｌ２と、キャパシタＣ３とからなる。

可変容量ダイオードＶＤは、そのカソード端に制御信号線ＬＮ１およびアンテナ素子ＡＮＴが接続され、そのアノード端に制御信号線ＬＮ２およびキャパシタＣ３が接続される。

ローパスフィルタ回路ＬＰＦは、可変容量ダイオードＶＤのカソード端と入力端子Ｎ１との間に接続され、制御信号源６（図１）から受けたパルス信号ＰＷＭから直流の正電位Ｖｐを生成する。より詳細には、ローパスフィルタ回路ＬＰＦは、抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１とからなる１段のＲＣ型ローパスフィルタである。抵抗Ｒ１は、パルス信号ＰＷＭの伝送経路に直列に介挿され、キャパシタＣ１は、パルス信号ＰＷＭの伝送経路と接地電位との間に接続される。ローパスフィルタ回路ＬＰＦに入力したパルス信号ＰＷＭは、キャパシタＣ１で交流成分が遮断され、接地電位とキャパシタＣ１との間に直流の正電位Ｖｐが生成される。そして、ローパスフィルタ回路ＬＰＦで生成された正電位Ｖｐは、制御信号線ＬＮ１を介して可変容量ダイオードＶＤのカソード端に印加される。なお、上述したように、キャパシタＣ１の両端に現れる正電位Ｖｐは、パルス信号ＰＷＭのデューティー比に応じて定まる。

ハイパスフィルタ回路ＨＰＦは、入力端子Ｎ１と接続され、制御信号源６（図１）から受けたパルス信号ＰＷＭに含まれる直流成分を遮断する。より詳細には、ハイパスフィルタ回路ＨＰＦは、キャパシタＣ２と抵抗Ｒ２とからなる１段のＣＲ型ハイパスフィルタである。キャパシタＣ２は、パルス信号ＰＷＭの伝送経路に直列に介挿され、抵抗Ｒ２は、パルス信号ＰＷＭの伝送経路と接地電位との間に接続される。ハイパスフィルタ回路ＨＰＦに入力したパルス信号ＰＷＭは、キャパシタＣ２で直流成分が遮断され、接地電位と抵抗Ｒ２との間に直流成分を除去されたパルス信号が現れる。

図２に示すように、観測点ＭＰ１で観測されるパルス信号ＰＷＭは、いずれも０［Ｖ］（接地電位）より高電位に設定される「Ｈ」レベルと「Ｌ」レベルとがキャリア周波数に従って交互に繰返される時間波形を有する。一方、ハイパスフィルタ回路ＨＰＦを通過後の観測点ＭＰ２で観測されるパルス信号は、正電位に設定される「Ｈ」レベルと負電位に設定される「Ｌ」レベルとがキャリア周波数に従って交互に繰返される時間波形を有する。すなわち、ハイパスフィルタ回路ＨＰＦは、制御信号源６（図１）から受けたパルス信号ＰＷＭのオフセット成分を除去することで、振幅が正電位と負電位とに交互に変化するパルス信号を生成する。

整流回路ＲＣＴ１は、可変容量ダイオードＶＤのアノード端とハイパスフィルタ回路ＨＰＦとの間に接続され、ハイパスフィルタ回路ＨＰＦによって直流成分を遮断された後のパルス信号ＰＷＭから直流の負電位を生成する。そして、整流回路ＲＣＴ１で生成された負電位Ｖｎは、制御信号線ＬＮ２を介して可変容量ダイオードＶＤのアノード端に印加される。より詳細には、整流回路ＲＣＴ１は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３とキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３とからなる３段の倍圧整流回路である。そして、整流回路ＲＣＴ１は、ハイパスフィルタ回路ＨＰＦを通過した後のパルス信号を負電位方向に整流するとともに、その波高値を３倍圧して負電位Ｖｎを生成する。

整流回路ＲＣＴ１において、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３は、直列接続される。キャパシタＣ１１の一端は、ダイオードＤ１３のアノード端に接続されるとともに、キャパシタＣ１１の他端は、キャパシタＣ１２の一端と共通に、ダイオードＤ１２のカソード端に接続される。キャパシタＣ１２の他端は、接地電位に接続される。キャパシタＣ１３の一端は、ダイオードＤ１１のカソード端に接続される一方、キャパシタＣ１３の他端は、ダイオードＤ１３のカソード端とダイオードＤ１２のアノード端との接続点に接続される。

以下、整流回路ＲＣＴ１の倍圧動作について説明する。ハイパスフィルタ回路ＨＰＦから出力されるパルス信号が負電位になると、ダイオードＤ１３が導通状態となるので、キャパシタＣ１３が当該パルス信号の波高値まで充電される。次に、ハイパスフィルタ回路ＨＰＦから出力されるパルス信号が正電位になると、ダイオードＤ１２が導通状態となるので、当該パルス信号の波高値に、キャパシタＣ１３の充電電圧が重畳された電圧がキャパシタＣ１２に印加される。そのため、キャパシタＣ１２は、当該パルス信号の波高値の２倍まで充電される。さらに、ハイパスフィルタ回路ＨＰＦから出力されるパルス信号が負電位になると、当該パルス信号の波高値に、キャパシタＣ１２の充電電圧が重畳された電圧がキャパシタＣ１３に印加される。そのため、キャパシタＣ１１からは、当該パルス信号の波高値を３倍圧した負電位Ｖｎが出力される。

上述したように、制御信号源６（図１）がチャンネル選択指令ＳＥＬに応じて、パルス信号ＰＷＭのデューティー比を変更することで、ローパスフィルタ回路ＬＰＦで生成される正電位Ｖｐおよび整流回路ＲＣＴ１で生成される負電位Ｖｎのいずれもが変化する。その結果、可変容量ダイオードＶＤに印加される逆バイアス電圧（正電位Ｖｐ＋負電位Ｖｎ）が変化し、アンテナ素子ＡＮＴを含む回路インピーダンスの整合がとられる。このようにインピーダンス整合がとられたアンテナ素子ＡＮＴで受信された無線信号は、制御信号線ＬＮ１を介して受信回路８へ出力される。なお、受信された無線信号は、それぞれ制御信号線ＬＮ１，ＬＮ２に介挿されたインダクタＬ１，Ｌ２により制御信号源６への逆流を阻止されるため、受信回路８へ効率的に出力される。

受信回路８は、キャパシタＣ４と低雑音増幅器ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）とを含んで構成される。

キャパシタＣ４は、整合器１と低雑音増幅器ＬＮＡとの間に直列に介挿され、整合器１から出力される無線信号に含まれる直流成分（オフセット成分）を除去した後、低雑音増幅器ＬＮＡへ出力する。

低雑音増幅器ＬＮＡは、一例として、ＧａＡｓなどで構成される電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）増幅器や、ＧａＡｓなどで構成される高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transistor）からなり、高周波の無線信号を比較的低い雑音レベルを維持しながら増幅する。そして、低雑音増幅器ＬＮＡで増幅された無線信号は、受信信号ＲＦとして出力される。

上述のように、本発明の実施の形態１に従う整合器１では、ハイパスフィルタ回路ＨＰＦおよび整流回路ＲＣＴ１によって、負電位の振幅を有さないパルス信号ＰＷＭから負電位Ｖｎが生成され、可変容量ダイオードＶＤのアノード端に印加される。これにより、可変容量ダイオードＶＤのアノード端に０［Ｖ］（接地電位）を印加する場合に比較して、可変容量ダイオードＶＤに印加される逆バイアス電圧は、負電位Ｖｎだけ拡大する。その結果、可変容量ダイオードＶＤの可変容量範囲を拡大させることができる。

図３は、可変容量ダイオードＶＤのアノード端への負電位Ｖｎの印加による可変容量ダイオードＶＤの可変容量範囲の拡大を説明するための図である。

図３（ａ）は、可変容量ダイオードＶＤのアノード端に接地電位を印加する場合を示す。

図３（ｂ）は、可変容量ダイオードＶＤのアノード端に負電位Ｖｎを印加する場合を示す。

図３（ａ）を参照して、上述したように、可変容量ダイオードＶＤは、逆バイアス電圧を印加されたときにのみキャパシタとして機能する回路素子であり、一般的に順バイアス電圧を印加して使用することはない。具体的には、可変容量ダイオードＶＤは、いかなる制御電圧も印加されていない状態において最大の静電容量を発生する。そして、逆バイアス方向の電圧を印加されるに伴って、その静電容量が漸減する特性を有している。

したがって、可変容量ダイオードＶＤのカソード端に正電位Ｖｐが印加され、可変容量ダイオードＶＤのアノード端に０［Ｖ］が印加されると、可変容量ダイオードの可変容量範囲は、０〜−Ｖｐ［Ｖ］の範囲となる。

なお、ローパスフィルタ回路ＬＰＦ（図２）は、制御信号源６（図１）から受けたパルス信号ＰＷＭの直流成分から直流の正電位Ｖｐを生成する。そのため、ローパスフィルタ回路ＬＰＦが生成する正電位Ｖｐは、パルス信号ＰＷＭの波高値を超えることはない。ここで、パルス信号ＰＷＭは、駆動電位ＶｃｃからＰＷＭ変調により生成されるので、結局、ローパスフィルタ回路ＬＰＦによって生成される正電位Ｖｐは、駆動電位Ｖｃｃを超えることはない。

図３（ｂ）を参照して、整流回路ＲＣＴ１によって、可変容量ダイオードＶＤのアノード端に負電位Ｖｎが印加されると、可変容量ダイオードＶＤに印加可能な逆バイアス電圧の範囲は、０［Ｖ］〜−（Ｖｐ＋Ｖｎ）［Ｖ］まで拡大する。その結果、可変容量ダイオードの可変容量範囲は、０［Ｖ］〜−（Ｖｐ＋Ｖｎ）［Ｖ］の範囲に相当する領域まで拡大することになる。

なお、可変容量ダイオードＶＤは、一般的には０［Ｖ］付近での電圧−容量曲線の傾きが大きすぎるため、０［Ｖ］が印加されることは少ないが、上述の説明においては、説明の便宜上、印加される逆バイアス電圧は０［Ｖ］以上とした。

本発明の実施の形態１に従う整合器１についての回路シミュレーションによれば、整合器１に入力されるパルス信号ＰＷＭが０［Ｖ］（「Ｌ」レベル）と２［Ｖ］（「Ｈ」レベル）との２値を有する場合において、デューティー比を０．５［％］〜９５［％］の範囲で変化させると、−０．１［Ｖ］〜−３．２［Ｖ］の範囲で逆バイアス電圧を印加することを確認できた。

なお、本発明の実施の形態１においては、整合器１に入力されるパルス信号ＰＷＭは、時間的に極性を変化させる交流成分と正電位の直流成分とを含む必要がある。そのため、パルス信号ＰＷＭのデューティー比が０［％］もしくは１００［％］の場合には、パルス信号ＰＷＭに交流成分が含まれないので、整流回路ＲＣＴ１は負電位Ｖｎを発生できない。したがって、本発明の実施の形態１における効果を発揮するためには、パルス信号ＰＷＭのデューティー比を所定の範囲（たとえば、５［％］〜９５［％］など）に制限する必要がある。なお、このようなデューティー比の制限による性能低下が実用上問題となることは、皆無である。

また、この発明の実施の形態１においては、整流回路ＲＣＴ１として、３段の倍圧整流回路を用いる構成について例示したが、この構成に限られることはない。すなわち、可変容量ダイオードＶＤについての所望の可変容量範囲に応じて、必要な負電位Ｖｎの変化範囲、すなわち倍圧整流回路の段数を決定すればよい。

この発明の実施の形態１においては、ローパスフィルタ回路ＬＰＦが「正電位生成部」に相当し、ローパスフィルタ回路ＬＰＦが「直流遮断部」に相当し、整流回路ＲＣＴ１が「負電位生成部」に相当する。

この発明の実施の形態１によれば、ローパスフィルタ回路がパルス信号に含まれる直流成分を遮断した後、整流回路ＲＣＴ１がパルス信号に含まれる交流成分から負電位を生成する。そして、整流回路ＲＣＴ１によって生成された負電位が可変容量ダイオードのアノード端に印加される一方、ローパスフィルタ回路によって生成された正電位が可変容量ダイオードのカソード端に印加される。これにより、可変容量ダイオードのアノード端に接地電位が印加される場合に比較して、可変容量ダイオードに印加される逆バイアス電圧の範囲を、整流回路によって生成された負電位だけ拡大できる。したがって、可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大させることができる。よって、より広い範囲にわたってインピーダンス整合を行なえる整合器およびアンテナ整合回路を実現できる。

また、この発明の実施の形態１によれば、整合器に入力される共通のパルス信号（制御信号）を用いて、可変容量ダイオードに印加するための正電位および負電位を生成できる。そのため、可変容量ダイオードのカソード端およびアノード端に印加する電位を生成するために、それぞれ異なる制御信号を入力する必要がない。よって、パルス信号を生成するための制御信号源をより簡素化でき、コスト競争力を高めることができる。

また、この発明の実施の形態１によれば、負電位を生成するための整流回路として、倍圧整流回路を用いるので、生成する負電位の振幅値をより大きくできる。これにより、単純にパルス信号に含まれる交流成分を単純に整流する場合に比較して、可変容量ダイオードに印加される逆バイアス電圧の範囲を、倍圧した負電圧の振幅値だけ拡大できる。したがって、可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大させることができる。よって、より広い範囲にわたってインピーダンス整合を行なえる整合器およびアンテナ整合回路を実現できる。

［実施の形態２］
上述の実施の形態１においては、ローパスフィルタ回路によって正電位を生成する構成について説明した。一方、実施の形態２においては、整流回路によって正電位を生成する構成について説明する。

本発明の実施の形態２に従う移動用受信機の要部は、図１と同様であるので詳細な説明は繰返さない。

図４は、本発明の実施の形態２に従う整合器２、アンテナ素子ＡＮＴおよび受信回路８の回路構成図である。

図４を参照して、整合器２は、図２に示す本発明の実施の形態１に従う整合器１において、ローパスフィルタ回路ＬＰＦに代えて、整流回路ＲＣＴ２を配置したものである。

整流回路ＲＣＴ２は、可変容量ダイオードＶＤのカソード端と入力端子Ｎ１との間に接続され、制御信号源６（図１）から受けたパルス信号ＰＷＭから直流の正電位Ｖｐを生成する。整流回路ＲＣＴ２で生成された正電位Ｖｐは、制御信号線ＬＮ１を介して可変容量ダイオードＶＤのカソード端に印加される。より詳細には、整流回路ＲＣＴ２は、ダイオードＤ４とキャパシタＣ８とからなる半波整流回路である。ダイオードＤ４は、パルス信号ＰＷＭの伝送経路に直列に介挿され、キャパシタＣ８は、パルス信号ＰＷＭの伝送経路と接地電位との間に接続される。ダイオードＤ４は、整流回路ＲＣＴ２に入力するパルス信号ＰＷＭが正電位の期間だけ導通するため、パルス信号ＰＷＭの半波成分（正電位側）がキャパシタＣ８で平滑化され、接地電位とキャパシタＣ８との間に直流の正電位Ｖｐが生成される。そして、整流回路ＲＣＴ２で生成された正電位Ｖｐは、制御信号線ＬＮ１を介して可変容量ダイオードＶＤのカソード端に印加される。

その他については、上述した整合器１と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。また、アンテナ素子ＡＮＴおよび受信回路８についても、図２に示す本発明の実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。

この発明の実施の形態２によれば、上述したこの発明の実施の形態１における効果と同様の効果を得ることができる。さらに、この発明の実施の形態２によれば、ローパスフィルタ回路に代えて、整流回路によって正電位を生成するため、より高電位の範囲まで可変容量ダイオードのカソード端に印加することができる。すなわち、整流回路では、ＲＣ型のローパスフィルタに比較して、キャパシタの放電（ディスチャージ）時における抵抗損失を低減できるので、より高電位の正電位を可変容量ダイオードのカソード端に印加することができる。これにより、この発明の実施の形態１に比較して、可変容量ダイオードに印加される逆バイアス電圧の範囲をより拡大できる。したがって、可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大させることができ、より広い範囲にわたってインピーダンス整合を行なえる整合器およびアンテナ整合回路を実現できる。

［実施の形態３］
上述の実施の形態１および２においては、入力されるパルス信号ＰＷＭの直流成分を抽出して正電位Ｖｐを生成する構成について説明した。一方、実施の形態３においては、入力されるパルス信号ＰＷＭの直流成分をさらに倍圧する構成について説明する。

本発明の実施の形態３に従う移動用受信機の要部は、図１と同様であるので詳細な説明は繰返さない。

図５は、本発明の実施の形態３に従う整合器３、アンテナ素子ＡＮＴおよび受信回路８の回路構成図である。

図５を参照して、整合器３は、図２に示す本発明の実施の形態１に従う整合器１において、ローパスフィルタ回路ＬＰＦに代えて、整流回路ＲＣＴ３を配置したものである。

整流回路ＲＣＴ３は、可変容量ダイオードＶＤのカソード端と入力端子Ｎ１との間に接続され、制御信号源６（図１）から受けたパルス信号ＰＷＭから直流の正電位Ｖｐを生成する。そして、整流回路ＲＣＴ３で生成された正電位Ｖｐは、制御信号線ＬＮ１を介して可変容量ダイオードＶＤのカソード端に印加される。より詳細には、整流回路ＲＣＴ３は、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３とキャパシタＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３とからなる３段の倍圧整流回路である。そして、整流回路ＲＣＴ３は、パルス信号ＰＷＭを正電位方向に整流するとともに、その波高値を３倍圧して正電位Ｖｐを生成する。

整流回路ＲＣＴ３において、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３は、直列接続される。キャパシタＣ２１の一端は、ダイオードＤ２３のカソード端に接続されるとともに、キャパシタＣ２１の他端は、キャパシタＣ２２の一端と共通に、ダイオードＤ２２のアノード端とダイオードＤ２１のカソード端との接続点に接続される。キャパシタＣ２２の他端は、接地電位に接続される。キャパシタＣ２３の一端は、ダイオードＤ２１のアノード端に接続される一方、キャパシタＣ２３の他端は、ダイオードＤ２３のアノード端とダイオードＤ２２のカソード端との接続点に接続される。

以下、整流回路ＲＣＴ３の倍圧動作について説明する。整流回路ＲＣＴ３に入力されるパルス信号ＰＷＭが正電位になると、ダイオードＤ２３が導通状態となるので、キャパシタＣ２３が当該パルス信号の波高値まで充電される。次に、パルス信号ＰＷＭが負電位になると、ダイオードＤ２２が導通状態となるので、当該パルス信号の波高値に、キャパシタＣ２３の充電電圧が重畳された電圧がキャパシタＣ２２に印加される。そのため、キャパシタＣ２２は、当該パルス信号の波高値の２倍まで充電される。さらに、パルス信号ＰＷＭが正電位になると、当該パルス信号の波高値に、キャパシタＣ２２の充電電圧が重畳された電圧がキャパシタＣ２１に印加される。そのため、キャパシタＣ２１からは、当該パルス信号の波高値を３倍圧した正電位Ｖｐが出力される。

その他については、上述した整合器１と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。また、アンテナ素子ＡＮＴおよび受信回路８についても、図２に示す本発明の実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。

この発明の実施の形態３によれば、上述したこの発明の実施の形態１における効果と同様の効果を得ることができる。さらに、この発明の実施の形態３によれば、ローパスフィルタ回路に代えて、倍圧整流回路によって正電位を生成するため、より高電位の範囲まで可変容量ダイオードのカソード端に印加することができる。すなわち、倍圧整流回路は、入力されるパルス信号（制御信号）を倍圧して出力するので、より高電位の正電位を可変容量ダイオードのカソード端に印加することができる。これにより、この発明の実施の形態１に比較して、可変容量ダイオードに印加される逆バイアス電圧の範囲をより拡大できる。したがって、可変容量ダイオードの可変容量範囲を拡大させることができ、より広い範囲にわたってインピーダンス整合を行なえる整合器およびアンテナ整合回路を実現できる。

なお、上述のこの発明の実施の形態１〜３において示したハイパスフィルタ回路、ローパスフィルタ回路および整流回路の回路構成は一例であって、対応の機能を実現できる回路であれば、いずれの回路構成を用いてもよい。すなわち、上述の説明においては、１段のＲＣ型ローパスフィルタや１段のＣＲ型ハイパスフィルタについて例示したが、複数段のローパスフィルタやハイパスフィルタなどを用いてもよい。

また、上述のこの発明の実施の形態１〜３においては、制御信号として、ＰＷＭ変調により生成されたパルス信号ＰＷＭを用いる場合について例示したが、時間的に極性を変化させる交流成分と正電位の直流成分とを含む信号であれば、いずれの信号を用いてもよい。たとえば、パルス振幅変調（ＰＡＭ：Pulse Amplitude Modulation）やパルス周波数変調（ＰＦＭ：Pulse Frequency Modulation）などによって生成されたパルス信号、もしくは直流成分を含む正弦波信号などを用いることもできる。さらに、パルス信号の時間波形は、矩形状または鋸波状のいずれであってもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態１に従う整合器を備える移動用受信機の要部を示す図である。 整合器、アンテナ素子および受信回路の回路構成図である。 可変容量ダイオードのアノード端への負電位の印加による可変容量ダイオードの可変容量範囲の拡大を説明するための図である。 本発明の実施の形態２に従う整合器、アンテナ素子および受信回路の回路構成図である。 本発明の実施の形態３に従う整合器、アンテナ素子および受信回路の回路構成図である。

符号の説明

１，２，３ 整合器、６ 制御信号源、８ 受信回路、１００ アンテナ整合回路、ＡＮＴ アンテナ素子、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ８，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３ キャパシタ、Ｄ４，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３、Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３ ダイオード、ＨＰＦ ハイパスフィルタ回路、Ｌ１，Ｌ２ インダクタ、ＬＮ１，ＬＮ２ 制御信号線、ＬＮＡ 低雑音増幅器、ＬＰＦ ローパスフィルタ回路、ＭＰ１，ＭＰ２ 観測点、Ｎ１ 入力端子、Ｎ２ アンテナ端子、Ｎ３ 出力端子、ＰＷＭ パルス信号、Ｒ１，Ｒ２ 抵抗、ＲＣＴ１，ＲＣＴ２，ＲＣＴ３ 整流回路、ＲＦ 受信信号、ＳＥＬ チャンネル選択指令、Ｖｃｃ 駆動電位、ＶＤ 可変容量ダイオード、Ｖｎ 負電位、Ｖｐ 正電位。

Claims (6)

1. 外部素子を含む回路インピーダンスを変化させるように構成された可変容量ダイオードと、
   時間的に極性を変化させる交流成分と、正電位の直流成分と、を含む、パルス幅変調により生成される制御信号を入力される端子と、
   前記可変容量ダイオードのカソード端と前記端子との間に接続され、前記制御信号から直流の正電位を生成する正電位生成部と、
   前記端子に接続され、前記制御信号に含まれる前記直流成分を遮断する直流遮断部と、
   前記可変容量ダイオードのアノード端と前記直流遮断部との間に接続され、前記直流遮断部によって前記直流成分を遮断された後の前記制御信号から直流の負電位を生成する負電位生成部とを備える、整合器。
2. 前記直流遮断部は、ハイパスフィルタを含む、請求項１に記載の整合器。
3. 前記負電位生成部は、倍圧整流回路を含む、請求項１または２に記載の整合器。
4. 前記正電位生成部は、ローパスフィルタを含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の整合器。
5. 前記正電位生成部は、倍圧整流回路を含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の整合器。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の整合器と、
   前記整合器の前記端子に入力される前記制御信号を発生するための制御信号源とを備え、
   前記外部素子は、アンテナ素子である、アンテナ整合回路。

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