JPH0653770A - アンテナ整合器 - Google Patents
アンテナ整合器Info
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- JPH0653770A JPH0653770A JP22471092A JP22471092A JPH0653770A JP H0653770 A JPH0653770 A JP H0653770A JP 22471092 A JP22471092 A JP 22471092A JP 22471092 A JP22471092 A JP 22471092A JP H0653770 A JPH0653770 A JP H0653770A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 アンテナインピーダンスの広い範囲に亘って
整合させる。 【構成】 並列可変整合素子５はそのアドミッタンスと
制御切替ステップとが比例関係となるように構成し、直
列可変整合素子４はそのインピーダンスと制御切替ステ
ップとが比例関係となるように構成する。
整合させる。 【構成】 並列可変整合素子５はそのアドミッタンスと
制御切替ステップとが比例関係となるように構成し、直
列可変整合素子４はそのインピーダンスと制御切替ステ
ップとが比例関係となるように構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線送信機の給電点と
アンテナのインピーダンスを整合するためのアンテナ整
合器に関する。
アンテナのインピーダンスを整合するためのアンテナ整
合器に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線送信機とアンテナとのインピーダン
ス整合を行うアンテナ整合器３の構成は、図１の通り、
コイル，コンデンサを使用した直列可変整合素子４，並
列可変整合素子５，誤差検出器６及び制御器７により構
成される。実際はアンテナ整合器３に接続されるアンテ
ナ２の長さが不定であったり、同じアンテナ２で周波数
を変更して使用する際、アンテナ２のインピーダンスは
広い範囲で変化する。
ス整合を行うアンテナ整合器３の構成は、図１の通り、
コイル，コンデンサを使用した直列可変整合素子４，並
列可変整合素子５，誤差検出器６及び制御器７により構
成される。実際はアンテナ整合器３に接続されるアンテ
ナ２の長さが不定であったり、同じアンテナ２で周波数
を変更して使用する際、アンテナ２のインピーダンスは
広い範囲で変化する。
【０００３】このため整合器３におけるインピーダンス
の変換量は広い範囲に亘り、インピーダンスの整合を行
なえることが必要である。これを実現するためには、広
い範囲でインピーダンスを可変できる、直列可変整合素
子４と並列可変整合素子５が要求される。誤差検出器６
は、送信機１の出力に、電磁あるいは静電結合されて直
流電圧を検出するものである。
の変換量は広い範囲に亘り、インピーダンスの整合を行
なえることが必要である。これを実現するためには、広
い範囲でインピーダンスを可変できる、直列可変整合素
子４と並列可変整合素子５が要求される。誤差検出器６
は、送信機１の出力に、電磁あるいは静電結合されて直
流電圧を検出するものである。
【０００４】誤差検出器６の動作は、図４に示す通り、
送信機１の出力の進行波の電力と反射波の電力をコイル
８により電磁結合し、検波器９を通して抵抗分検出電圧
１０及び位相分検出電圧１１を出力する。抵抗分検出電
圧１０は、送信機１の出力側回路のインピーダンスの抵
抗成分，同様に位相分検出電圧１１は位相成分を検出す
る。
送信機１の出力の進行波の電力と反射波の電力をコイル
８により電磁結合し、検波器９を通して抵抗分検出電圧
１０及び位相分検出電圧１１を出力する。抵抗分検出電
圧１０は、送信機１の出力側回路のインピーダンスの抵
抗成分，同様に位相分検出電圧１１は位相成分を検出す
る。
【０００５】抵抗分検出電圧１０の特性は、図５に示す
出力電圧特性１２の通り、送信機１の出力側の回路のイ
ンピーダンスの抵抗成分に比例する直流電圧を出力す
る。また、位相分検出電圧１１の特性も、位相成分に比
例した同様の特性である。インピーダンスの整合は、送
信機１の出力側回路のインピーダンスを中心とするある
一定幅以内に変換されることである。この一定幅以内の
インピーダンスを整合範囲１３という。
出力電圧特性１２の通り、送信機１の出力側の回路のイ
ンピーダンスの抵抗成分に比例する直流電圧を出力す
る。また、位相分検出電圧１１の特性も、位相成分に比
例した同様の特性である。インピーダンスの整合は、送
信機１の出力側回路のインピーダンスを中心とするある
一定幅以内に変換されることである。この一定幅以内の
インピーダンスを整合範囲１３という。
【０００６】制御器７は誤差検出器６からの抵抗分検出
電圧１０と位相分検出電圧１１とを監視し、この出力が
整合範囲１３内で出力される一定範囲の電圧１４以内に
なるように、直列可変整合素子４と並列可変整合素子５
を制御する整合器３の直列可変整合素子４と並列可変整
合素子５の回路例を図６に示す。ここでは直列可変整合
素子４として可変コンデンサ１５，並列可変整合素子５
として可変コイル１６により構成されている。
電圧１０と位相分検出電圧１１とを監視し、この出力が
整合範囲１３内で出力される一定範囲の電圧１４以内に
なるように、直列可変整合素子４と並列可変整合素子５
を制御する整合器３の直列可変整合素子４と並列可変整
合素子５の回路例を図６に示す。ここでは直列可変整合
素子４として可変コンデンサ１５，並列可変整合素子５
として可変コイル１６により構成されている。
【０００７】インピーダンスの整合は、アンテナ２のイ
ンピーダンスと可変コイル１６の合成インピーダンスと
なる点１７のインピーダンスの抵抗成分と、可変コイル
１６のインダクタンスとを変えることで整合範囲内にな
るよう制御される。
ンピーダンスと可変コイル１６の合成インピーダンスと
なる点１７のインピーダンスの抵抗成分と、可変コイル
１６のインダクタンスとを変えることで整合範囲内にな
るよう制御される。
【０００８】一方、可変コンデンサ１５により、アンテ
ナ２のインピーダンス，可変コイル１６，可変コンデン
サ１５を含んだ点１８のインピーダンスつまり送信機１
から整合器をみたインピーダンスの位相成分を整合範囲
内になるようインピーダンスが変換される。
ナ２のインピーダンス，可変コイル１６，可変コンデン
サ１５を含んだ点１８のインピーダンスつまり送信機１
から整合器をみたインピーダンスの位相成分を整合範囲
内になるようインピーダンスが変換される。
【０００９】アンテナ２のインピーダンスを、送信機１
の出力に接続される整合器３の入力インピーダンスが整
合範囲内にインピーダンス整合される様子を図７のスミ
ス図に示す。送信機１のインピーダンスは点１７に示さ
れており、これを中心とする円１８Ａが整合範囲１３で
ある。整合範囲１３は、次式で示されるＶＳＷＲ(vorta
ge standing wave ratio) の一定の円である。
の出力に接続される整合器３の入力インピーダンスが整
合範囲内にインピーダンス整合される様子を図７のスミ
ス図に示す。送信機１のインピーダンスは点１７に示さ
れており、これを中心とする円１８Ａが整合範囲１３で
ある。整合範囲１３は、次式で示されるＶＳＷＲ(vorta
ge standing wave ratio) の一定の円である。
【００１０】
【数１】
【００１１】アンテナ２のインピーダンスは点１９とす
る。このアンテナ２において必要となる整合器３の並列
可変整合素子５により変換される図６の点１７のインピ
ーダンスは、コンダクタンス一定円周２０上で示され
る。つまり、同円周上の点２１から点２２の範囲内にな
る並列可変整合素子５の定数が必要となる。
る。このアンテナ２において必要となる整合器３の並列
可変整合素子５により変換される図６の点１７のインピ
ーダンスは、コンダクタンス一定円周２０上で示され
る。つまり、同円周上の点２１から点２２の範囲内にな
る並列可変整合素子５の定数が必要となる。
【００１２】次に直列可変整合素子４により変換される
図６の点１８のインピーダンスは抵抗分一定円周２３上
で示される。仮に図６の点１７のインピーダンスを点２
４と仮定すると、図６の点１８のインピーダンスが点２
５と点２６の範囲内となる直列可変整合素子４の定数が
必要となる。
図６の点１８のインピーダンスは抵抗分一定円周２３上
で示される。仮に図６の点１７のインピーダンスを点２
４と仮定すると、図６の点１８のインピーダンスが点２
５と点２６の範囲内となる直列可変整合素子４の定数が
必要となる。
【００１３】並列可変整合素子５及び直列可変整合素子
４に要求される定数可変の最小単位が、並列可変整合素
子５では点２１が点２２範囲，直列可変整合素子４では
点２５から点２６の範囲内に設定できることが必要とな
る。
４に要求される定数可変の最小単位が、並列可変整合素
子５では点２１が点２２範囲，直列可変整合素子４では
点２５から点２６の範囲内に設定できることが必要とな
る。
【００１４】また公知の通り、コンダクタンス一定円周
２０上で変換されるインピーダンスの変換量は、並列可
変整合素子５のアドミッタンスで規定されるものであ
り、また抵抗分一定円周２３で変換されるインピーダン
スの変換量は、直列可変整合素子４のインピーダンスで
規定されるものである。
２０上で変換されるインピーダンスの変換量は、並列可
変整合素子５のアドミッタンスで規定されるものであ
り、また抵抗分一定円周２３で変換されるインピーダン
スの変換量は、直列可変整合素子４のインピーダンスで
規定されるものである。
【００１５】従来の直列可変整合素子４と並列可変整合
素子５の回路構成を図９，図１０に示す。並列可変整合
素子５は図９に示す通り複数のコイル２７を直列に接続
し、それぞれのコイル２７と並列にリレー接点２８を接
続した可変コイルで構成される。このリレー接点２８を
開閉することにより、可変コイルの値を変化させる。ま
た直列可変整合素子４は、図１０に示す通りコンデンサ
２９とリレー接点３０を直列に接続したものを並列に接
続した可変コンデンサで構成される。リレーの接点３０
を開閉することにより可変コンデンサの値を変化させ
る。
素子５の回路構成を図９，図１０に示す。並列可変整合
素子５は図９に示す通り複数のコイル２７を直列に接続
し、それぞれのコイル２７と並列にリレー接点２８を接
続した可変コイルで構成される。このリレー接点２８を
開閉することにより、可変コイルの値を変化させる。ま
た直列可変整合素子４は、図１０に示す通りコンデンサ
２９とリレー接点３０を直列に接続したものを並列に接
続した可変コンデンサで構成される。リレーの接点３０
を開閉することにより可変コンデンサの値を変化させ
る。
【００１６】このような従来のインダクタンス可変方法
においては、並列可変整合素子５としての可変コイルの
アドミッタンスと、リレーの接点２８を開閉する切替ス
テップの関係は、図８に示す一点鎖線３５の特性を有す
る。この特性から判るように、切替ステップ毎のアドミ
ッタンスの変化量は大きく異なる。特にアドミッタンス
が大きく、インピーダンスの変換量が大きくなる付近で
は１ステップ毎のアドミッタンスの変化量が大きい。こ
のカーブにおけるステップ数とアドミッタンスの関係は
次式で表される。
においては、並列可変整合素子５としての可変コイルの
アドミッタンスと、リレーの接点２８を開閉する切替ス
テップの関係は、図８に示す一点鎖線３５の特性を有す
る。この特性から判るように、切替ステップ毎のアドミ
ッタンスの変化量は大きく異なる。特にアドミッタンス
が大きく、インピーダンスの変換量が大きくなる付近で
は１ステップ毎のアドミッタンスの変化量が大きい。こ
のカーブにおけるステップ数とアドミッタンスの関係は
次式で表される。
【００１７】
【数２】
【００１８】直列可変整合素子４としての可変コンデン
サのインピーダンスと切替ステップの関係も、上述の可
変コイルの場合と同様であることは容易に推測できる。
サのインピーダンスと切替ステップの関係も、上述の可
変コイルの場合と同様であることは容易に推測できる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
構成では次のような課題がある。すなわち、並列可変整
合素子５においては図７の点２１から点２２の範囲内に
制御しようとする場合に、目標とする範囲より並列可変
整合素子５の切替ステップ当りのアドミッタンスの変化
量が大きく、インピーダンスの整合をとることは不可能
である。直列可変整合素子４についても同様である。
構成では次のような課題がある。すなわち、並列可変整
合素子５においては図７の点２１から点２２の範囲内に
制御しようとする場合に、目標とする範囲より並列可変
整合素子５の切替ステップ当りのアドミッタンスの変化
量が大きく、インピーダンスの整合をとることは不可能
である。直列可変整合素子４についても同様である。
【００２０】つまり、従来の構成による並列可変整合素
子５及び直列可変整合素子４では、インピーダンス整合
のとれない切替ステップがある。この整合のとれない領
域は、使用するアンテナ２のインピーダンス及び周波数
により変化するが、アンテナ２のインピーダンスが低い
とき、また周波数が低くなる程、可変素子によって整合
をとることができない領域が増える。従って従来の構成
による整合器では、インピーダンス整合をとることので
きるアンテナ２のインピーダンスが非常に狭い範囲に制
限される課題がある。また、切替ステップ単位のアドミ
ッタンス変化量が一様とならない課題もある。
子５及び直列可変整合素子４では、インピーダンス整合
のとれない切替ステップがある。この整合のとれない領
域は、使用するアンテナ２のインピーダンス及び周波数
により変化するが、アンテナ２のインピーダンスが低い
とき、また周波数が低くなる程、可変素子によって整合
をとることができない領域が増える。従って従来の構成
による整合器では、インピーダンス整合をとることので
きるアンテナ２のインピーダンスが非常に狭い範囲に制
限される課題がある。また、切替ステップ単位のアドミ
ッタンス変化量が一様とならない課題もある。
【００２１】このようなアンテナ整合器３を航空機等に
搭載して使用される短波送信機１とアンテナ２のインピ
ーダンス整合に使用した場合、アンテナ２の長さは短波
のアンテナとしては、非常に短いものであるため、アン
テナ２のインピーダンスは非常に低く、また短波送信機
１の周波数範囲は２ＭHz〜２８ＭHzと非常に広くアンテ
ナ２のインピーダンスが大きく変化するため幅広いイン
ピーダンスの整合を行うことができない。
搭載して使用される短波送信機１とアンテナ２のインピ
ーダンス整合に使用した場合、アンテナ２の長さは短波
のアンテナとしては、非常に短いものであるため、アン
テナ２のインピーダンスは非常に低く、また短波送信機
１の周波数範囲は２ＭHz〜２８ＭHzと非常に広くアンテ
ナ２のインピーダンスが大きく変化するため幅広いイン
ピーダンスの整合を行うことができない。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明アンテナ整合器は
上記の課題を解決するため、図１に示すように、無線送
信機１の給電点とアンテナ２との間に接続された直列可
変整合素子４と、該直列可変整合素子４のアンテナ側接
続点と接地との間に接続された並列可変整合素子５と、
前記送信機１の出力側から進行波電力と反射波電力を検
出し、所定の値との誤差電圧を出力する誤差検出器６
と、該誤差検出器６からの誤差電圧が零になるように前
記直列可変整合素子４と前記並列可変整合素子５のアド
ミッタンスを変化させるような制御を行う制御器７とを
備えたアンテナ整合器３において、前記並列可変整合素
子５は、そのアドミッタンスと制御切替ステップとが比
例関係となるように構成し、前記直列可変整合素子４
は、そのインピーダンスと制御切替ステップとが比例関
係となるように構成したことを特徴とする。
上記の課題を解決するため、図１に示すように、無線送
信機１の給電点とアンテナ２との間に接続された直列可
変整合素子４と、該直列可変整合素子４のアンテナ側接
続点と接地との間に接続された並列可変整合素子５と、
前記送信機１の出力側から進行波電力と反射波電力を検
出し、所定の値との誤差電圧を出力する誤差検出器６
と、該誤差検出器６からの誤差電圧が零になるように前
記直列可変整合素子４と前記並列可変整合素子５のアド
ミッタンスを変化させるような制御を行う制御器７とを
備えたアンテナ整合器３において、前記並列可変整合素
子５は、そのアドミッタンスと制御切替ステップとが比
例関係となるように構成し、前記直列可変整合素子４
は、そのインピーダンスと制御切替ステップとが比例関
係となるように構成したことを特徴とする。
【００２３】
【作用】このような構成とすることにより並列可変整合
素子５及び直列可変整合素子４はそれぞれアドミッタン
ス及びインピーダンスと制御切替ステップが比例するの
で、どの制御切替ステップを選択してもアドミッタンス
変化量及びインピーダンス変化量が一様にあり、アンテ
ナ２のインピーダンスの広い範囲に亘って整合させるこ
とができることになる。
素子５及び直列可変整合素子４はそれぞれアドミッタン
ス及びインピーダンスと制御切替ステップが比例するの
で、どの制御切替ステップを選択してもアドミッタンス
変化量及びインピーダンス変化量が一様にあり、アンテ
ナ２のインピーダンスの広い範囲に亘って整合させるこ
とができることになる。
【００２４】
【実施例】図１は本発明アンテナ整合器の１実施例のブ
ロック図、図２は本発明に使用する並列可変整合素子の
構成例を示す図、図３は同じく直列可変整合素子の構成
例を示す図、図４は同じく誤差検出器の概要を示す図、
図５は同じく誤差検出器の出力電圧特性の例を示す図、
図６は同じく可変整合素子の構成例を示す図、図７は本
発明アンテナ整合器によるインピーダンス整合の様子を
示したスミス図、図８は並列可変整合素子におけるアド
ミッタンスの切替特性を従来回路と本発明回路について
比較したグラフである。
ロック図、図２は本発明に使用する並列可変整合素子の
構成例を示す図、図３は同じく直列可変整合素子の構成
例を示す図、図４は同じく誤差検出器の概要を示す図、
図５は同じく誤差検出器の出力電圧特性の例を示す図、
図６は同じく可変整合素子の構成例を示す図、図７は本
発明アンテナ整合器によるインピーダンス整合の様子を
示したスミス図、図８は並列可変整合素子におけるアド
ミッタンスの切替特性を従来回路と本発明回路について
比較したグラフである。
【００２５】図１において４は無線送信機１の給電点と
アンテナ２との間に接続された直列可変整合素子、５は
該直列可変整合素子４のアンテナ側接続点と接地との間
に接続された並列可変整合素子、６は送信機１の出力側
から進行波電力と反射波電力を検出し所定の値との誤差
電圧を出力する誤差検出器、７は誤差検出器６からの誤
差電圧が零になるように直列可変整合素子４と並列可変
整合素子５のアドミッタンスを変化させるような制御を
行う制御器である。
アンテナ２との間に接続された直列可変整合素子、５は
該直列可変整合素子４のアンテナ側接続点と接地との間
に接続された並列可変整合素子、６は送信機１の出力側
から進行波電力と反射波電力を検出し所定の値との誤差
電圧を出力する誤差検出器、７は誤差検出器６からの誤
差電圧が零になるように直列可変整合素子４と並列可変
整合素子５のアドミッタンスを変化させるような制御を
行う制御器である。
【００２６】並列可変整合素子５は図２に示すようにコ
イル３１とリレー接点３２の直列回路を複数，並列に接
続して可変コイルを構成し、そのアドミッタンスとリレ
ー接点３２による制御切替ステップとが比例関係となる
ように構成され、直列可変整合素子４は図３に示すよう
にコンデンサ３３とリレー接点３４の並列回路を複数，
直列に接続して可変コンデンサを構成しそのインピーダ
ンスとリレー接点３４による制御切替ステップとが比例
関係となるように構成されている。
イル３１とリレー接点３２の直列回路を複数，並列に接
続して可変コイルを構成し、そのアドミッタンスとリレ
ー接点３２による制御切替ステップとが比例関係となる
ように構成され、直列可変整合素子４は図３に示すよう
にコンデンサ３３とリレー接点３４の並列回路を複数，
直列に接続して可変コンデンサを構成しそのインピーダ
ンスとリレー接点３４による制御切替ステップとが比例
関係となるように構成されている。
【００２７】上記構成の本実施例において、並列可変整
合素子５である可変コイルの両端のアドミッタンスと可
変コイルの切替ステップとの関係は、図８の実線３６に
示す。このときの各コイル３１の定数関係を下記の通り
とする。 Ｌ１＝１，Ｌ２＝２，Ｌ３＝４・・・Ｌｎ＝２(n-1) この定数で実現した両端のアドミッタンスと切替ステッ
プとの関係は次式に示す通りである。
合素子５である可変コイルの両端のアドミッタンスと可
変コイルの切替ステップとの関係は、図８の実線３６に
示す。このときの各コイル３１の定数関係を下記の通り
とする。 Ｌ１＝１，Ｌ２＝２，Ｌ３＝４・・・Ｌｎ＝２(n-1) この定数で実現した両端のアドミッタンスと切替ステッ
プとの関係は次式に示す通りである。
【００２８】
【数３】
【００２９】以上のように切替ステップ毎のアドミッタ
ンス変化量を一定にできるため、可変コイルのアドミッ
タンス可変領域に亘り安定したインピーダンスの変換を
行い整合をとることができる。また直列可変整合素子４
の可変コンデンサのインピーダンスと切替ステップとの
関係も、並列可変整合素子５と同様のことが容易にわか
る。
ンス変化量を一定にできるため、可変コイルのアドミッ
タンス可変領域に亘り安定したインピーダンスの変換を
行い整合をとることができる。また直列可変整合素子４
の可変コンデンサのインピーダンスと切替ステップとの
関係も、並列可変整合素子５と同様のことが容易にわか
る。
【００３０】以上のことにより、アンテナ２の幅広いア
ンテナ２のインピーダンス範囲に亘って安定したインピ
ーダンス整合を行うことができる。また、並列可変整合
素子５に可変コンデンサを用い、直列可変整合素子４に
可変コイルを用いた場合も、並列可変整合素子５はアド
ミッタンスと切替ステップの関係を図８の実線に示す通
り比例関係になるよう可変コンデンサを構成し、直列可
変整合素子４はインピーダンスと切替ステップの関係を
並列可変整合素子５と同様に比例関係になるように、可
変コンデンサ及び可変コイルを構成してもよい。
ンテナ２のインピーダンス範囲に亘って安定したインピ
ーダンス整合を行うことができる。また、並列可変整合
素子５に可変コンデンサを用い、直列可変整合素子４に
可変コイルを用いた場合も、並列可変整合素子５はアド
ミッタンスと切替ステップの関係を図８の実線に示す通
り比例関係になるよう可変コンデンサを構成し、直列可
変整合素子４はインピーダンスと切替ステップの関係を
並列可変整合素子５と同様に比例関係になるように、可
変コンデンサ及び可変コイルを構成してもよい。
【００３１】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、並列可変
整合素子５はそのアドミッタンスと制御切替ステップと
が比例関係となるように構成し、直列可変整合素子４は
そのインピーダンスと制御切替ステップとが比例関係と
なるように構成しているので、アンテナインピーダンス
の広い範囲に亘って整合させることができると共に切替
ステップ毎のインピーダンスの変化量を一定にすること
ができるので一層安定したインピーダンス整合を図るこ
とができる。
整合素子５はそのアドミッタンスと制御切替ステップと
が比例関係となるように構成し、直列可変整合素子４は
そのインピーダンスと制御切替ステップとが比例関係と
なるように構成しているので、アンテナインピーダンス
の広い範囲に亘って整合させることができると共に切替
ステップ毎のインピーダンスの変化量を一定にすること
ができるので一層安定したインピーダンス整合を図るこ
とができる。
【図１】本発明アンテナ整合器の１実施例のブロック図
である。
である。
【図２】本発明に使用する並列可変整合素子の構成例を
示す図である。
示す図である。
【図３】同じく直列可変整合素子の構成例を示す図であ
る。
る。
【図４】同じく誤差検出器の概要を示す図である。
【図５】同じく誤差検出器の出力電圧特性の例を示す図
である。
である。
【図６】同じく可変整合素子の構成例を示す図である。
【図７】本発明アンテナ整合器によるインピーダンス整
合の様子を示したスミス図である。
合の様子を示したスミス図である。
【図８】並列可変整合素子におけるアドミッタンスの切
替特性を従来回路と本発明回路について比較したグラフ
である。
替特性を従来回路と本発明回路について比較したグラフ
である。
【図９】従来の直列可変整合素子４と並列可変整合素子
５の回路構成を示す図である。
５の回路構成を示す図である。
【図１０】同じく従来の直列可変整合素子４と並列可変
整合素子５の回路構成を示す図である。
整合素子５の回路構成を示す図である。
１ 送信機 ２ アンテナ ３ アンテナ整合器 ４ 直列可変整合素子 ５ 並列可変整合素子 ６ 誤差検出器 ７ 制御器 ８ コイル ９ 検波器 ３１ コイル ３２ リレー接点 ３３ コンデンサ ３４ リレー接点
Claims (1)
- 【請求項１】 無線送信機（１）の給電点とアンテナ
（２）との間に接続された直列可変整合素子（４）と、
該直列可変整合素子（４）のアンテナ側接続点と接地と
の間に接続された並列可変整合素子（５）と、前記送信
機（１）の出力側から進行波電力と反射波電力を検出
し、所定の値との誤差電圧を出力する誤差検出器（６）
と、該誤差検出器（６）からの誤差電圧が零になるよう
に前記直列可変整合素子（４）と前記並列可変整合素子
（５）のアドミッタンスを変化させるような制御を行う
制御器（７）とを備えたアンテナ整合器（３）におい
て、前記並列可変整合素子（５）は、そのアドミッタン
スと制御切替ステップとが比例関係となるように構成
し、前記直列可変整合素子（４）は、そのインピーダン
スと制御切替ステップとが比例関係となるように構成し
たことを特徴とするアンテナ整合器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22471092A JPH0653770A (ja) | 1992-07-30 | 1992-07-30 | アンテナ整合器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22471092A JPH0653770A (ja) | 1992-07-30 | 1992-07-30 | アンテナ整合器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0653770A true JPH0653770A (ja) | 1994-02-25 |
Family
ID=16818037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22471092A Pending JPH0653770A (ja) | 1992-07-30 | 1992-07-30 | アンテナ整合器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0653770A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000512460A (ja) * | 1996-06-13 | 2000-09-19 | アールエフ・パワー・プロダクツ・インコーポレーテッド | 可変負荷インピーダンスをｒｆ発電装置インピーダンスに整合させる方法および装置 |
| JP2011505104A (ja) * | 2007-11-27 | 2011-02-17 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線周波数集積回路におけるインダクタのチューニングのための方法及び装置 |
| JP2011038875A (ja) * | 2009-08-10 | 2011-02-24 | Mitsubishi Electric Corp | ノイズ注入装置 |
| US9264011B2 (en) | 2011-05-09 | 2016-02-16 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Impedance-matching switching circuit, antenna device, high-frequency power amplifying device, and communication terminal apparatus |
| JP2017511050A (ja) * | 2014-02-28 | 2017-04-13 | エプコス アクチエンゲゼルシャフトＥｐｃｏｓ Ａｇ | インピーダンスマッチング回路およびｈｆフィルタ回路の組合せ回路 |
-
1992
- 1992-07-30 JP JP22471092A patent/JPH0653770A/ja active Pending
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| US8405467B2 (en) | 2007-11-27 | 2013-03-26 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatuses for inductor tuning in radio frequency integrated circuits |
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