CN205986794U - 阻抗转换电路以及通信终端装置 - Google Patents

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Abstract

本实用新型的阻抗转换电路包括：一次线圈(L1)连接到供电端口(P1)的变压器(T1)、连接在变压器(T1)的二次线圈(L2)与天线端口(P2)之间的移相电路(21)、及连接在供电端口(P1)与天线端口(P2)之间的旁路电路(Cp)。在高频段中，经由移相电路(21)从天线端口(P2)观察到的变压器(T1)的阻抗的绝对值大于旁路电路(Cp)的阻抗的绝对值。在低频段中，经由移相电路(21)从天线端口(P2)观察到的变压器(T1)的阻抗的绝对值小于旁路电路(Cp)的阻抗的绝对值。由此，能应对小型化且能在宽频带中实现阻抗匹配。本实用新型还提供了一种通信终端装置。

Description

阻抗转换电路以及通信终端装置
技术领域
本实用新型涉及适用于天线装置的阻抗转换电路，尤其涉及在宽频带中进行匹配的阻抗转换电路及具备该阻抗转换电路的通信终端装置。
背景技术
为了应对移动电话终端等无线通信设备的小型化，大多情况下利用1个辐射元件来应对多个通信系统。在应对低频段(例如800MHz频带)和高频段(例如2GHz频带)的通信系统的情况下，利用1个辐射元件的基本谐振模式和高次谐振模式。然而，由于辐射元件的阻抗因频率的不同而不同，因此，产生如下问题：若设置与其中一个频带相匹配的匹配电路，则在另一个频率下无法进行匹配。
为了解决上述问题，如专利文献1所示，提出有在匹配电路中使用变压器电路的阻抗转换电路。
此外，如专利文献2所示，提出有如下阻抗转换电路：在阻抗转换电路中设置旁路电容器，低频段(800MHz频带)的信号主要通过匹配电路，高频段(2GHz频带)的信号主要通过旁路电容器。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4761009号公报
专利文献2：国际公开WO2012/153691号刊物
实用新型内容
实用新型所要解决的技术问题
例如，在智能手机之类的小型移动终端中，在800MHz频带和2GHz频带下的天线阻抗通常比RFIC的天线端口的阻抗要低，因此，专利文献1所示的阻抗转换电路有效。然而，例如若应用于以未附加阻抗转换电路的状态在高频段(2GHz频带)下进行匹配的条件，则在附加阻抗转换电路时，即使在低频段进行匹配，在高频段也无法进行匹配。
此处，在图13(A)、图13(B)中示出未设置阻抗转换电路，且在高频段处于匹配状态，在低频段处于不匹配状态的示例。图13(A)是从供电端口观察天线得到的反射损耗RL及插入损耗IL的频率特性图，图13(B)是将从供电端口观察天线得到的阻抗表示在史密斯圆图上的图。
图13(A)、图13(B)中，各标记的频率如下所述(对于图14、图16也同样)。
m1,m7,m11：700MHz
m2,m8,m12：960MHz
m3,m9,m13：1.71GHz
m4,m10,m14：2.7GHz
上述700MHz～960MHz为低频段，1.71GHz～2.7GHz为高频段。
另一方面，图14(A)、图14(B)是表示因在供电电路与天线之间插入阻抗转换电路而发生变化后的状态的图。图14(A)是从供电端口观察阻抗转换电路侧得到的反射损耗RL及插入损耗IL的频率特性图，图14(B)是将从供电端口观察阻抗转换电路侧得到的阻抗表示在史密斯圆图上的图。
如图14(B)所示，在m1-m2所示的低频段，利用阻抗转换电路的作用进 行阻抗匹配，但在m3-m4所示的高频段，如用点划线圈出来表示的那样，圆在缩小的同时向高阻抗侧偏移。
这样，进行阻抗转换的变压器电路在宽频带中进行阻抗转换，因此，难以使变压器的效果仅在特定的频带起作用，由此阻抗转换电路所产生的匹配偏移成为问题。
另一方面，在专利文献2所示的阻抗转换电路中，在变压器电路的电感分量较小的情况下，难以利用电容器进行旁路。
此处，在图15中示出将包含变压器T1和旁路电容器Cp的阻抗转换电路插入到供电电路11与天线元件12之间的示例。图16(A)是从供电电路11观察阻抗转换电路侧得到的反射损耗RL及插入损耗IL的频率特性图，图16(B)是将从供电电路11观察阻抗转换电路侧得到的阻抗表示在史密斯圆图上的图。各标记的频率如上所述。另外，设旁路电容器Cp的电容为15pF。
为了降低变压器T1的插入损耗，减小变压器T1的一次线圈L1的电感是有效的，但与此同时，二次线圈L2的电感也变小。因此，高频段的信号由二次线圈L2分流，导致旁路电容器Cp的通过量变少。若二次线圈L2的电感例如为5nH以下，则如图16(A)、图16(B)所示，对于高频段无法进行匹配。
因此，本实用新型的目的在于提供一种能应对小型化、且在宽频带中实现阻抗匹配的阻抗转换电路及包括该阻抗转换电路的通信终端装置。
解决技术问题的技术方案
本实用新型的阻抗转换电路用于对包含第1频带以及第2频带的频带的高频信号进行收发的天线装置中，该第2频带的频带比第1频带要高，其特征在于，包括：
包含一次线圈和二次线圈、且一次线圈连接到供电端口的变压器；
连接在所述变压器的二次线圈与天线端口之间的移相电路；以及
连接在供电端口与天线端口之间的旁路电路，
在第2频带中，经由所述移相电路从天线端口观察到的所述变压器的阻抗的绝对值大于所述旁路电路的阻抗的绝对值，
在第1频带中，经由所述移相电路从天线端口观察到的所述变压器的阻抗的绝对值小于所述旁路电路的阻抗的绝对值。
本实用新型的通信终端装置包括对包含第1频带以及第2频带的频带的高频信号进行收发的天线装置、以及连接在该天线装置与供电电路之间的阻抗转换电路，其中，该第2频带的频带比第1频带要高，其特征在于，
所述阻抗转换电路包括：
包含一次线圈和二次线圈、且一次线圈连接到供电端口的变压器；
连接在所述变压器的二次线圈与天线端口之间的移相电路；以及
连接在供电端口与天线端口之间的旁路电路，
在第2频带中，经由所述移相电路从天线端口观察到的所述变压器的阻抗的绝对值大于所述旁路电路的阻抗的绝对值，
在第1频带中，经由所述移相电路从天线端口观察到的所述变压器的阻抗的绝对值小于所述旁路电路的阻抗的绝对值。
实用新型效果
根据本实用新型的阻抗转换电路，能在宽频带中，较容易地设计天线元件与高频电路之间的阻抗匹配，且能以简单的结构进行安装。
此外，根据本实用新型的通信终端装置，能容易应用于频带不同的各种通信系统。
附图说明
图1(A)是实施方式1的阻抗转换电路101及包括该阻抗转换电路101的 天线装置的电路图。图1(B)是阻抗转换电路101的等效电路图。
图2是表示图1(A)中从天线端口P2观察变压器T1侧得到的阻抗因移相电路21而如何进行变化的图。
图3(A)、图3(B)是表示根据频带而变化的、通过阻抗转换电路101的信号的路径的图。
图4(A)是本实施方式的天线装置中从供电端口P1观察阻抗转换电路101得到的反射损耗RL及插入损耗IL的频率特性图，图4(B)是将从供电端口P1观察阻抗转换电路101得到的阻抗表示在史密斯圆图上的图。
图5是作为实施方式1的阻抗转换电路101的一部分的变压器T1的电路图。
图6是阻抗转换电路101的各种导体图案的立体图。
图7是包括一次线圈和二次线圈彼此独立的通常的变压器的阻抗转换电路102的电路图。
图8是表示移相电路21的结构例的阻抗转换电路103的电路图。
图9是表示旁路电路22的结构例的阻抗转换电路104的电路图。
图10是表示旁路电路22的其它结构例的阻抗转换电路105的电路图。
图11是表示移相电路21的结构例的阻抗转换电路106的电路图。
图12是表示实施方式3的移动电话终端等通信终端装置的结构的图。
图13(A)、图13(B)是插入了不具有移相电路21的阻抗转换电路时的特性图，图13(A)从供电端口P1观察阻抗转换电路101得到的反射损耗RL及插入损耗IL的频率特性图，图13(B)是将从供电端口P1观察阻抗转换电路101得到的阻抗表示在史密斯圆图上的图。
图14(A)、图14(B)是在供电电路与天线之间插入了以往的变压器所构成的阻抗转换电路时的特性图。
图15是表示将包含变压器T1和旁路电容器Cp的以往的阻抗转换电路插入到供电电路11与天线元件12之间的示例的图。
图16(A)是在图15所示的电路中从供电电路11观察阻抗转换电路侧得到的反射损耗RL及插入损耗IL的频率特性图，图16(B)是将从供电电路11观察阻抗转换电路侧得到的阻抗表示在史密斯圆图上的图。
具体实施方式
以下，参照附图，举出几个具体示例，示出用于实施本实用新型的多个方式。在各个图中，对于相同的部位标注相同的标号。各实施方式为例示，当然可进行不同实施方式所示的结构的局部置换或组合。
《实施方式1》
图1(A)是实施方式1的阻抗转换电路101及包括该阻抗转换电路101的天线装置的电路图。图1(B)是其等效电路图。如图1(A)所示，天线装置包括天线元件12、以及与该天线元件12相连接的阻抗转换电路101。阻抗转换电路101插入在天线元件12与供电电路(高频电路)11之间。即，阻抗转换电路101的天线端口P2连接有天线元件12，供电端口P2连接有供电电路11，接地端口P3接地。
天线元件12为同时支持低频段、高频段双方的宽频带天线，例如为T分岔型天线。供电电路11为RFIC等高频电路，将高频信号提供给天线元件12。供电电路11也可以包含进行高频信号的合波、分波的电路。
阻抗转换电路101包括由一次线圈L1与二次线圈L2构成的高频变压器T1、移相电路21、以及作为旁路电路的旁路电容器Cp。变压器T1的一次线圈L1和二次线圈L2进行电磁场耦合。一次线圈L1连接在供电端口P1与移相电路21之间。即，一次线圈L1的第1端与供电端口P1相连，一次线圈L1的第2端与移相电路21相连。二次线圈L2连接在移相电路21与接地端口P3之间。即，二次线圈L2的第1端与移相电路21相连，二次线圈L2的第2端接地。此外，供电端口P1与天线端口P2之间连接有旁路电容器Cp。移相电路21例如是规定电气长度的传输线路。
如图1(B)所示，上述变压器T1为自耦变压器电路，能等效转换成由电 感为(L1+M)的第1电感元件Z1、电感为(-M)的第2电感元件Z2、电感为(L2+M)的第3电感元件Z3形成的T型电路。即，该T型电路由连接在供电端口P1与分岔点A之间的第1电感元件Z1、连接在天线端口P2与分岔点A之间的第2电感元件Z2、以及连接在接地端口P3与分岔点A之间的第3电感元件Z3构成。
在图1(A)、图1(B)所示的示例中，变压器T1的阻抗转换比为
{(L1+M)+(L2+M)}：{(-M)+(L2+M)}
＝(L1+L2+2M)：L2。
这样，通过利用自耦变压器电路，可在实现小型化的同时使阻抗转换比变大，因此也可适用于与供电电路11相比阻抗非常低的天线元件。
图2是将图1(A)中从天线端口P2观察变压器T1侧得到的阻抗表示在史密斯圆图上的图，表示该阻抗因移相电路21而如何进行变化。图2中，标记m21是不具有移相电路21时在低频段LB(800MHz频带)的中心频率下的阻抗，标记m22是插入有移相电路21时在低频段LB的中心频率下的阻抗。此外，标记m31是不具有移相电路21时在高频段HB(2GHz频带)的中心频率下的阻抗，标记m32是插入有移相电路21时在高频段HB的中心频率下的阻抗。
此处，示出了50Ω类的传输线路，但对于传输线路的特性阻抗，也可根据设计来适当进行变更。
移相电路21的移相量与频率基本成比例，因此，高频段的信号比低频段的信号约旋转2倍相位。其结果是，如图2表示的那样，在高频段中，从天线端口P2经由移相电路21观察变压器T1得到的阻抗变成高阻抗。
图3(A)、图3(B)是表示根据频带而变化的、通过阻抗转换电路101的信号的路径的图。图3(A)是低频段(800MHz频带)的信号路径，图3(B)是高频 段(2GHz频带)的信号路径。确定移相电路21的移相量，使得在高频段，经由移相电路21从天线端口P2观察到的变压器T1的阻抗的绝对值如图2所示那样达到最大(即，利用相位器，使低频段侧的阻抗停留在第2象限或第3象限，使高频段侧的阻抗位于第1象限或第4象限)。此处，将史密斯圆图的极坐标中反射系数(复数反射系数ρ)的实数部为正、虚数部为正的区域呈现为第1象限，将上述反射系数的实数部为负、虚数部为正的区域呈现为第2象限，将上述反射系数的实数部为负、虚数部为负的区域呈现为第3象限，将上述反射系数的实数部为正、虚数部为负的区域呈现为第4象限。此外，确定旁路电容器Cp的电容，使得在高频段，旁路电容器Cp的阻抗的绝对值小于经由移相电路21从天线端口P2观察到的变压器T1的阻抗的绝对值。因此，对于高频段的信号，如图3(B)所示那样，信号在通过旁路电容器Cp的路径上通过。在低频段，旁路电容器Cp的阻抗的绝对值变大(在使用频率范围达到最大(充分变大))，经由移相电路21从天线端口P2观察到的变压器T1的阻抗的绝对值小于旁路电容器Cp的阻抗的绝对值。因此，对于低频段的信号，如图3(A)所示那样，信号在通过移相电路21及变压器T1的路径上通过。
阻抗转换电路101包括图3(A)所示的通过变压器T1的路径和图3(B)所示的通过旁路电容器Cp的路径，利用这2条路径来构成闭环。由于在低频段和高频段的路径不同，因此，在低频段与高频段之间的频率下，在上述闭环中进行谐振，从而产生无法通过的极。换言之，通过将阻抗转换电路即变压器电路的自谐振频率设定为低频段与高频段之间的频率，从而如图3(A)、图3(B)所示，可在低频段和高频段中切换信号路径。
图4(A)是本实施方式的天线装置中从供电端口P1观察阻抗转换电路101得到的反射损耗RL及插入损耗IL的频率特性图，图4(B)是将从供电端口P1观察阻抗转换电路101得到的阻抗表示在史密斯圆图上的图。
图4(A)、图4(B)中，各标记的频率与图13、图14所示的示例相同，如下所述。
m1,m7,m11：700MHz
m2,m8,m12：960MHz
m3,m9,m13：1.71GHz
m4,m10,m14：2.7GHz
上述700MHz～960MHz为低频段，1.71GHz～2.7GHz为高频段。
天线元件12在约800MHz下进行1/4波长谐振，在约1.8GHz、约2.5GHz下以其高次谐波进行谐振。即，在该1/4波长谐振下，使该天线元件12作为低频段用的天线起作用，在该高次谐波谐振下，使该天线元件12作为高频段用的天线起作用。图4(A)所示的回波损耗的3处下降由天线元件12的上述3处谐振引起。
在图13(A)、图13(B)示出插入了不具有移相电路21的阻抗转换电路时的特性，与该图13(A)、图13(B)进行比较可知，在本实施方式的天线装置中，在低频段进行匹配，且在高频段的匹配没有偏移。关于这点，若观察从图13(B)至图14(B)的变化则可了解到这一点，通过高频段(m3-m4)的阻抗轨迹的圆(两圈的圆)并未缩小这一情况也可清楚获知。
图5是作为实施方式1的阻抗转换电路101的一部分的变压器T1的电路图。此处，考虑层叠胚体内的一次线圈及二次线圈的配置关系来表示。图6是变压器T1的各种半导体图案的立体图。去除形成有这些导体图案的电介质的基材层来描绘。即，自耦变压器构成为用于安装于印刷布线板的表面安装部件。
如图6所示，分别形成有由导体图案L1A、L1B构成的第1环状导体LP1、由导体图案L1C、L1D构成的第2环状导体LP2、由导体图案L2A构成的第3环状导体LP3、及由导体图案L2B构成的第4环状导体LP4。各层的导体图案通过过孔导体进行层间连接。
在最下层的基材层的下表面形成有与第1端口(供电端口)P1、第2端口(天线侧端口)P0、第3端口(接地端口)P3相当的端子及其它安装用端子(空置端子NC)。这些端子形成于最下层的基材层的下表面。
一次线圈(图1(A)所示的L1)由第1环状导体LP1及第2环状导体LP2构成。二次线圈(图1(A)所示的L2)由第3环状导体LP3及第4环状导体LP4构成。
第1环状导体LP1及第2环状导体LP2在层方向上夹入到第3环状导体LP3与第4环状导体LP4之间。
作为第1环状导体LP1的一部分的导体图案L1B及作为第2环状导体LP2的一部分的导体图案L1C并联连接。作为第1环状导体LP1的剩余部分的导体图案L1A及作为第2环状导体LP2的剩余部分的导体图案L1D分别与上述并联电路串联连接。
由导体图案L2A构成的第3环状导体LP3及由导体图案L2B构成的第4环状导体LP4串联连接。
如图5所示，通过导体图案L1A和L1D的强磁场耦合(自感SI)及导体图案L1B和L1C的强磁场耦合(自感SI)，获得一次线圈的较大电感值。由此，每一线圈长度的电感变大，一次线圈的Q值提高，因此，降低了损耗。
此外，通过导体图案L1A、L1B和导体图案L2B的磁场耦合(互感MI)及导体图案L1C、L1D和导体图案L2A的强磁场耦合(互感MI)，提高一次线圈与二次线圈的耦合系数。
另外，相位电路也可由形成于印刷布线板的带状线路、微带线路、共面线路等高频传输线路来构成。
《实施方式2》
参照图7～图11，示出实施方式2中与实施方式1所示的阻抗转换电路101不同的几个阻抗转换电路的结构。
图7是包括一次线圈和二次线圈彼此独立的通常的变压器的阻抗转换电路102的电路图。变压器T2根据一次线圈L1与二次线圈L2的匝数比，进行阻抗转换。
图8是表示移相电路21的结构例的图。该移相电路21由与线路串联连接的电感器L及与线路并联连接的电容器C构成。与利用规定电气长度的传输电路来构成移相电路的情况相比，适用频率范围较窄，但可构成为小型。
图9是表示旁路电路22的结构例的图。该旁路电路22由LC串联谐振电路构成。该旁路电路22的谐振频率为高频段的频带内的频率(例如1.7GHz)或其附近的频率。因此，可使包含旁路电路22的谐振频率的较窄频带的信号旁路，使除此以外的频带由变压器T1进行阻抗转换。
图10是表示旁路电路22的其它结构例的图。该旁路电路22由旁路电容器Cp和移相电路23的串联电路构成。即使是这种结构，旁路电路22也可在规定频率下使阻抗的虚数分量为0，从而可使包含该频率的频带的信号旁路。此外，与图9所示的由LC串联谐振电路构成的情况相比，可扩大进行旁路的频带。
图11是表示移相电路21的结构例的图。该移相电路21由与线路串联连接的电感器构成。在这样由电感器来构成移相电路的情况下，确定移相电路21的电感，使得从天线端口P2经由移相电路21观察变压器T1得到的阻抗在高频段中成为高阻抗即可。
在图7～图11所示的任一结构中，通过将阻抗转换电路的谐振频率设定为低频段与高频段之间的频率，从而也与图3(A)、图3(B)所示的情况同样，可在低频段和高频段切换路径。
《实施方式3》
图12是表示实施方式3的移动电话终端等通信终端装置的结构的图。在该图12中，示出通信终端装置的壳体内的主要部分。在壳体内设置有天线元件12及电路基板，在电路基板设置有接地导体31、阻抗转换电路101及供电电路11。天线元件12是T分岔型天线。接地导体31起到作为天线元件12的图像形成用导体的作用，或者与天线元件12一起作为辐射元件起作用。
标号说明
Cp 旁路电容器
L1 一次线圈
L2 二次线圈
L1A，L1B 导体图案
L1C，L1D 导体图案
L2A，L2B 导体图案
LP1 第1环状导体
LP2 第2环状导体
LP3 第3环状导体
LP4 第4环状导体
P1 供电端口
P2 天线端口
P3 接地端口
T1，T2 变压器
11 供电电路
12 天线元件
21，23 移相电路
22 旁路电路
31 接地导体
101～106 阻抗转换电路

Claims (7)

1.一种阻抗转换电路，用于对包含第1频带以及第2频带的频带的高频信号进行收发的天线装置中，该第2频带的频带比第1频带要高，其特征在于，包括：
包含一次线圈和二次线圈、且一次线圈连接到供电端口的变压器；
连接在所述变压器的二次线圈与天线端口之间的移相电路；以及
连接在供电端口与天线端口之间的旁路电路，
在第2频带中，经由所述移相电路从天线端口观察到的所述变压器的阻抗的绝对值大于所述旁路电路的阻抗的绝对值，
在第1频带中，经由所述移相电路从天线端口观察到的所述变压器的阻抗的绝对值小于所述旁路电路的阻抗的绝对值。
2.如权利要求1所述的阻抗转换电路，其特征在于，
所述阻抗转换电路的自谐振频率为第1频带与第2频带之间的频率。
3.如权利要求1或2所述的阻抗转换电路，其特征在于，
所述移相电路由传输线路构成。
4.如权利要求1或2所述的阻抗转换电路，其特征在于，
所述移相电路由与线路串联连接的电感器及与线路并联连接的电容器构成。
5.如权利要求1或2所述的阻抗转换电路，其特征在于，
所述一次线圈的第1端连接到所述供电端口，
所述一次线圈的第2端接地，
所述二次线圈的第1端经由所述移相电路连接到所述天线端口，
所述二次线圈的第2端接地。
6.如权利要求1或2所述的阻抗转换电路，其特征在于，
所述一次线圈的第1端连接到所述供电端口，
所述一次线圈的第2端经由所述移相电路连接到所述天线端口，
所述二次线圈的第1端接地，
所述二次线圈的第2端经由所述移相电路连接到所述天线端口。
7.一种通信终端装置，其包括对包含第1频带以及第2频带的频带的高频信号进行收发的天线装置、及连接在该天线装置与供电电路之间的阻抗转换电路，该第2频带的频带比第1频带要高，其特征在于，
所述阻抗转换电路包括：
包含一次线圈和二次线圈、且一次线圈连接到供电端口的变压器；
连接在所述变压器的二次线圈与天线端口之间的移相电路；以及
连接在供电端口与天线端口之间的旁路电路，
在第2频带中，经由所述移相电路从天线端口观察到的所述变压器的阻抗的绝对值大于所述旁路电路的阻抗的绝对值，
在第1频带中，经由所述移相电路从天线端口观察到的所述变压器的阻抗的绝对值小于所述旁路电路的阻抗的绝对值。
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