WO2015064138A1 - インピーダンス変換回路および通信端末装置 - Google Patents

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石塚健一
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株式会社村田製作所
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    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/314—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors
    • H01Q5/335—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors at the feed, e.g. for impedance matching
    • H—ELECTRICITY
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    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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    • H03H7/09—Filters comprising mutual inductance
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    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0458—Arrangements for matching and coupling between power amplifier and antenna or between amplifying stages

Definitions

  • the present invention relates to an impedance conversion circuit applied to an antenna device or the like, and more particularly to an impedance conversion circuit for matching in a wide frequency band and a communication terminal device including the same.
  • a single radiating element In order to cope with the miniaturization of wireless communication devices such as mobile phone terminals, a single radiating element often supports a plurality of communication systems.
  • a low-band (for example, 800 MHz band) and a high-band (for example, 2 GHz band) communication system the basic resonance mode and the higher-order resonance mode of one radiating element are used.
  • the impedance of the radiating element varies depending on the frequency, if a matching circuit that matches one frequency band is provided, there is a problem that matching cannot be performed at the other frequency.
  • a bypass capacitor is provided in the impedance conversion circuit, so that the low-band (800 MHz band) signal mainly passes through the matching circuit, and the high-band (2 GHz band) signal mainly.
  • An impedance conversion circuit for passing a bypass capacitor has been proposed.
  • the impedance of the antenna in the 800 MHz band and the 2 GHz band is usually lower than the impedance of the antenna port of the RFIC, and therefore the impedance conversion circuit disclosed in Patent Document 1 is It is valid.
  • the impedance conversion circuit when applied to conditions that match in the high band (2 GHz band) without adding an impedance conversion circuit, if the impedance conversion circuit is added, even if it is matched in the low band, it cannot be matched in the high band. End up.
  • FIGS. 13A and 13B show an example in which the impedance conversion circuit is not provided and the high band is matched and the low band is mismatched.
  • 13A is a frequency characteristic diagram of the reflection loss RL and the insertion loss IL when the antenna is viewed from the power supply port
  • FIG. 13B is a diagram showing the impedance of the antenna viewed from the power supply port on the Smith chart. .
  • the frequency at each marker is as follows (the same applies to FIGS. 14 and 16).
  • FIGS. 14A and 14B are diagrams showing a state changed by inserting an impedance conversion circuit between the feeding circuit and the antenna.
  • 14A is a frequency characteristic diagram of the reflection loss RL and the insertion loss IL when the impedance conversion circuit side is viewed from the power supply port
  • FIG. 14B is a Smith chart showing the impedance when the impedance conversion circuit side is viewed from the power supply port.
  • impedance matching is performed by the action of the impedance conversion circuit in the low band indicated by m1-m2, but in the high band indicated by m3-m4, a circle is formed as indicated by a dashed line. As it is reduced, it shifts to the high impedance side.
  • the transformer circuit that performs impedance conversion performs impedance conversion over a wide band, it is difficult to cause the effect of the transformer to act only on a specific frequency band. Become.
  • FIG. 16A is a frequency characteristic diagram of the reflection loss RL and the insertion loss IL when the impedance conversion circuit side is viewed from the power supply circuit 11
  • FIG. 16B is a Smith chart of the impedance when the impedance conversion circuit side is viewed from the power supply circuit 11. It is the figure represented above. The frequency at each marker is as described above. The capacitance of the bypass capacitor Cp was 15 pF.
  • the inductance of the secondary coil L2 is also reduced. Therefore, the high-band signal is shunted by the secondary coil L2, and the amount of passage through the bypass capacitor Cp is reduced.
  • the inductance of the secondary coil L2 becomes 5 nH or less, for example, as shown in FIGS. 16A and 16B, the high band is not matched.
  • an object of the present invention is to provide an impedance conversion circuit that can cope with downsizing and can perform impedance matching over a wide band, and a communication terminal device including the impedance conversion circuit.
  • the impedance conversion circuit of the present invention is Used for an antenna device that transmits and receives high frequency signals in a frequency band including a first frequency band and a second frequency band that is higher than the first frequency band,
  • a transformer including a primary coil and a secondary coil, the primary coil being connected to the power supply port;
  • a phase shift circuit connected between a secondary coil of the transformer and an antenna port;
  • a bypass circuit connected between the power feeding port and the antenna port;
  • the absolute value of the impedance of the transformer viewed from the antenna port via the phase shift circuit is larger than the absolute value of the impedance of the bypass circuit
  • the absolute value of the impedance of the transformer viewed from the antenna port through the phase shift circuit is smaller than the absolute value of the impedance of the bypass circuit. It is characterized by that.
  • the communication terminal device of the present invention An antenna device that transmits and receives a high-frequency signal in a frequency band that includes a first frequency band and a second frequency band that is higher than the first frequency band, and an impedance conversion circuit that is connected between the antenna device and the feeder circuit ,
  • the impedance conversion circuit is A transformer including a primary coil and a secondary coil, the primary coil being connected to the power supply port; A phase shift circuit connected between a secondary coil of the transformer and an antenna port; A bypass circuit connected between the power feeding port and the antenna port;
  • the absolute value of the impedance of the transformer viewed from the antenna port via the phase shift circuit is larger than the absolute value of the impedance of the bypass circuit
  • the absolute value of the impedance of the transformer viewed from the antenna port through the phase shift circuit is smaller than the absolute value of the impedance of the bypass circuit. It is characterized by that.
  • impedance matching between the antenna element and the high frequency circuit can be designed relatively easily over a wide band, and can be mounted with a simple configuration.
  • the communication terminal device of the present invention can be easily applied to various communication systems having different frequency bands.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 101 according to the first embodiment and an antenna device including the same.
  • FIG. 1B is an equivalent circuit diagram of the impedance conversion circuit 101.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating how the impedance when the transformer T1 side is viewed from the antenna port P2 in FIG.
  • FIGS. 3A and 3B are diagrams illustrating a path of a signal passing through the impedance conversion circuit 101, which varies depending on the band.
  • 4A is a frequency characteristic diagram of the reflection loss RL and the insertion loss IL when the impedance conversion circuit 101 is viewed from the feeding port P1 in the antenna device of this embodiment
  • FIG. 4B is an impedance conversion from the feeding port P1.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the transformer T1 which is a part of the impedance conversion circuit 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a perspective view of various conductor patterns of the impedance conversion circuit 101.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 102 including a normal transformer in which a primary coil and a secondary coil are independent.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 103 showing a configuration example of the phase shift circuit 21.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 104 showing a configuration example of the bypass circuit 22.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the transformer T1 which is a part of the impedance conversion circuit 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a perspective view of various conductor patterns of the impedance conversion circuit 101.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 102 including a normal transformer in which a primary coil and a secondary coil are independent.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 105 showing another configuration example of the bypass circuit 22.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 106 showing a configuration example of the phase shift circuit 21.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of a communication terminal device such as a mobile phone terminal according to the third embodiment.
  • 13A and 13B are characteristics diagrams when an impedance conversion circuit without the phase shift circuit 21 is inserted, and FIG. 13A is a reflection loss RL when the impedance conversion circuit 101 is viewed from the power supply port P1.
  • FIG. 13B is a frequency characteristic diagram of the insertion loss IL, and FIG.
  • FIG. 13B is a diagram showing the impedance when the impedance conversion circuit 101 is viewed from the power supply port P1 on a Smith chart.
  • 14A and 14B are characteristic diagrams when an impedance conversion circuit using a conventional transformer is inserted between the power feeding circuit and the antenna.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example in which a conventional impedance conversion circuit including a transformer T1 and a bypass capacitor Cp is inserted between the power feeding circuit 11 and the antenna element 12.
  • FIG. 16A is a frequency characteristic diagram of the reflection loss RL and the insertion loss IL when the impedance conversion circuit side is viewed from the power supply circuit 11 in the circuit shown in FIG. 15, and
  • FIG. 16B is an impedance conversion from the power supply circuit 11. It is the figure which represented on the Smith chart the impedance which looked at the circuit side.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 101 according to the first embodiment and an antenna device including the same.
  • FIG. 1B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • the antenna device includes an antenna element 12 and an impedance conversion circuit 101 connected to the antenna element 12.
  • the impedance conversion circuit 101 is inserted between the antenna element 12 and the power feeding circuit (high frequency circuit) 11. That is, the antenna element 12 is connected to the antenna port P2 of the impedance conversion circuit 101, the power supply circuit 11 is connected to the power supply port P1, and the ground port P3 is grounded.
  • the antenna element 12 is a wideband antenna corresponding to both a low band and a high band, and is, for example, a T-branch antenna.
  • the power feeding circuit 11 is a high frequency circuit such as an RFIC, and feeds a high frequency signal to the antenna element 12.
  • the power feeding circuit 11 may include a circuit that performs multiplexing and demultiplexing of a high-frequency signal.
  • the impedance conversion circuit 101 includes a high-frequency transformer T1 including a primary coil L1 and a secondary coil L2, a phase shift circuit 21, and a bypass capacitor Cp as a bypass circuit.
  • the primary coil L1 and the secondary coil L2 of the transformer T1 are electromagnetically coupled.
  • the primary coil L1 is connected between the power feeding port P1 and the phase shift circuit 21. That is, the first end of the primary coil L1 is connected to the power feeding port P1, and the second end of the primary coil L1 is connected to the phase shift circuit 21.
  • the secondary coil L2 is connected between the phase shift circuit 21 and the ground port P3. That is, the first end of the secondary coil L2 is connected to the phase shift circuit 21, and the second end of the secondary coil L2 is connected to the ground.
  • a bypass capacitor Cp is connected between the power feeding port P1 and the antenna port P2.
  • the phase shift circuit 21 is a transmission line having a predetermined electrical length, for example.
  • the transformer T1 is an autotransformer circuit, and as shown in FIG. 1B, a first inductance element Z1 having an inductance (L1 + M), a second inductance element Z2 having an inductance ( ⁇ M), and a third inductance having an inductance (L2 + M).
  • Equivalent conversion to a T-type circuit using the inductance element Z3 can be performed. That is, the T-type circuit includes a first inductance element Z1 connected between the power feeding port P1 and the branch point A, a second inductance element Z2 connected between the antenna port P2 and the branch point A, and a ground.
  • the third inductance element Z3 is connected between the port P3 and the branch point A.
  • the impedance conversion ratio can be increased while being small, so that it can be applied to an antenna element having a very low impedance as compared with the power feeding circuit 11.
  • FIG. 2 is a diagram showing, on the Smith chart, the impedance when the transformer T1 side is viewed from the antenna port P2 in FIG. 1A, and shows how the impedance changes by the phase shift circuit 21.
  • FIG. . the marker m21 is the impedance at the center frequency of the low band LB (800 MHz band) when there is no phase shift circuit 21, and the marker m22 is the center frequency of the low band LB when the phase shift circuit 21 is inserted. Impedance.
  • the marker m31 is the impedance at the center frequency of the high band HB (2 GHz band) when there is no phase shift circuit 21, and the marker m32 is at the center frequency of the high band HB when the phase shift circuit 21 is inserted. Impedance.
  • the characteristic impedance of the transmission line may be changed as appropriate depending on the design.
  • the phase shift circuit 21 Since the amount of phase shift by the phase shift circuit 21 is almost proportional to the frequency, the high-band signal rotates about twice as much as the low-band signal. As a result, as shown in FIG. 2, in the high band, the impedance of the transformer T1 viewed from the antenna port P2 via the phase shift circuit 21 is high.
  • FIGS. 3A and 3B are diagrams showing signal paths that pass through the impedance conversion circuit 101, which vary depending on the band.
  • 3A shows a low-band (800 MHz band) signal path
  • FIG. 3B shows a high-band (2 GHz band) signal path.
  • the absolute value of the impedance of the transformer T1 viewed from the antenna port P2 via the phase shift circuit 21 is maximized as shown in FIG. 2 (that is, the impedance on the low band side is the first by the phase shifter).
  • the phase shift amount of the phase shift circuit 21 is determined so that the impedance on the high band side is located in the first quadrant or the fourth quadrant only in the second quadrant or the third quadrant.
  • the real part of the reflection coefficient (complex reflection coefficient ⁇ ) in the polar coordinates of the Smith chart is positive and the imaginary part is positive, and the real part of the reflection coefficient is negative and the imaginary part is positive.
  • An area where the real part of the reflection coefficient is negative and the imaginary part is negative is expressed as the third quadrant, and an area where the real part of the reflection coefficient is positive and the imaginary part is negative is expressed as the fourth quadrant.
  • the capacitance of the bypass capacitor Cp is determined so that the absolute value of the impedance of the bypass capacitor Cp is smaller than the absolute value of the impedance of the transformer T1 viewed from the antenna port P2 via the phase shift circuit 21. ing.
  • the high-band signal passes through a path passing through the bypass capacitor Cp as shown in FIG.
  • the absolute value of the impedance of the bypass capacitor Cp becomes large (maximum in the operating frequency range (is sufficiently large)), and the absolute value of the impedance of the transformer T1 viewed from the antenna port P2 via the phase shift circuit 21 is bypassed. It is smaller than the absolute value of the impedance of the capacitor Cp. Therefore, the low-band signal passes through a path passing through the phase shift circuit 21 and the transformer T1 as shown in FIG.
  • the impedance conversion circuit 101 includes a path passing through the transformer T1 shown in FIG. 3A and a path passing through the bypass capacitor Cp shown in FIG. 3B, and these two paths form a closed loop. . Since the path is different between the low band and the high band, there is a pole that resonates in the closed loop at a frequency between the low band and the high band and does not pass. In other words, by setting the self-resonance frequency of the impedance conversion circuit, that is, the transformer circuit, to a frequency between the low band and the high band, as shown in FIGS. The signal path can be switched.
  • FIG. 4A is a frequency characteristic diagram of the reflection loss RL and the insertion loss IL when the impedance conversion circuit 101 is viewed from the feeding port P1 in the antenna device of this embodiment
  • FIG. 4B is an impedance conversion from the feeding port P1. It is the figure which represented the impedance which looked at the circuit 101 on the Smith chart.
  • the frequency at each marker is as follows, as in the examples shown in FIGS.
  • the antenna element 12 resonates at a quarter wavelength at about 800 MHz, and resonates at its harmonics at about 1.8 GHz and about 2.5 GHz. That is, the 1 ⁇ 4 wavelength resonance serves as a low-band antenna, and the harmonic resonance serves as a high-band antenna.
  • the three reductions in return loss shown in FIG. 4A are due to the three resonances of the antenna element 12.
  • FIGS. 13A and 13B The characteristics when an impedance conversion circuit without the phase shift circuit 21 is inserted are shown in FIGS. 13A and 13B.
  • the present embodiment In the antenna apparatus, the matching is performed in the low band and the matching in the high band is not shifted.
  • the high-band (m3-m4) impedance locus circle (circle of two rounds) is not reduced. It is obvious.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the transformer T1, which is a part of the impedance conversion circuit 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a perspective view of various conductor patterns of the transformer T1.
  • the dielectric base material layer on which these conductor patterns are formed is drawn. That is, the autotransformer is configured as a surface mount component for mounting on a printed wiring board.
  • a fourth loop-shaped conductor LP4 is formed.
  • the conductor patterns of each layer are connected to each other by via conductors.
  • terminals corresponding to the first port (feeding port) P1, the second port (antenna side port) P0, the third port (ground port) P3 and other mounting terminals (empty terminals) NC) is formed. These terminals are formed on the lower surface of the lowermost base material layer.
  • the primary coil (L1 shown in FIG. 1A) is composed of a first loop conductor LP1 and a second loop conductor LP2.
  • the secondary coil (L2 shown in FIG. 1A) is composed of a third loop conductor LP3 and a fourth loop conductor LP4.
  • the first loop conductor LP1 and the second loop conductor LP2 are sandwiched in the layer direction between the third loop conductor LP3 and the fourth loop conductor LP4.
  • the conductor pattern L1B that is a part of the first loop conductor LP1 and the conductor pattern L1C that is a part of the second loop conductor LP2 are connected in parallel.
  • a conductor pattern L1A that is the remaining portion of the first loop-shaped conductor LP1 and a conductor pattern L1D that is the remaining portion of the second loop-shaped conductor LP2 are connected in series to the parallel circuit.
  • the third loop conductor LP3 based on the conductor pattern L2A and the fourth loop conductor LP4 based on the conductor pattern L2B are connected in series.
  • a large inductance value of the primary coil is obtained by the strong magnetic field coupling (self-induction SI) between the conductor patterns L1A and L1D and the strong magnetic field coupling (self-induction SI) between the conductor patterns L1B and L1C. .
  • the inductance per coil length is large, and the Q value of the primary coil is improved, so that the loss is reduced.
  • the coupling between the primary coil and the secondary coil is achieved by the magnetic field coupling (mutual induction MI) between the conductor patterns L1A, L1B and the conductor pattern L2B and the magnetic field coupling (mutual induction MI) between the conductor patterns L1C, L1D and the conductor pattern L2A.
  • the coefficient is increased.
  • the phase circuit may be composed of a high-frequency transmission line such as a strip line, a microstrip line, or a coplanar line formed on a printed wiring board.
  • Second Embodiment configurations of several impedance conversion circuits different from the impedance conversion circuit 101 shown in the first embodiment will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 102 including a normal transformer in which a primary coil and a secondary coil are independent.
  • the transformer T2 performs impedance conversion according to the turn ratio of the primary coil L1 and the secondary coil L2.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of the phase shift circuit 21.
  • the phase shift circuit 21 includes an inductor L connected in series to the line and a capacitor C connected shunt to the line. Compared with the case where the phase shift circuit is configured by a transmission line having a predetermined electrical length, the applicable frequency range is narrow, but the configuration can be made small.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of the bypass circuit 22.
  • the bypass circuit 22 is composed of an LC series resonance circuit.
  • the resonance frequency of the bypass circuit 22 is a frequency within a high-band frequency band (for example, 1.7 GHz) or a frequency in the vicinity thereof. Therefore, a relatively narrow band signal including the resonance frequency of the bypass circuit 22 can be bypassed, and impedance conversion of the other frequency band can be performed by the transformer T1.
  • FIG. 10 is a diagram showing another configuration example of the bypass circuit 22.
  • the bypass circuit 22 is constituted by a series circuit of a bypass capacitor Cp and a phase shift circuit 23. Even with such a configuration, the bypass circuit 22 can set the imaginary component of the impedance to 0 at a predetermined frequency, and can bypass a signal in a frequency band including the frequency. Further, the frequency band to be bypassed can be widened as compared with the case where the LC series resonance circuit shown in FIG. 9 is used.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of the phase shift circuit 21.
  • the phase shift circuit 21 includes an inductor connected in series with respect to the line. When the phase shift circuit is configured by the inductor in this way, if the inductance of the phase shift circuit 21 is determined so that the impedance viewed from the antenna port P2 via the phase shift circuit 21 becomes high impedance in the high band. Good.
  • the resonance frequency of the impedance conversion circuit is set to a frequency between the low band and the high band, so that it is the same as the case shown in FIGS.
  • the path can be switched between the low band and the high band.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of a communication terminal device such as a mobile phone terminal according to the third embodiment.
  • FIG. 12 shows the main part in the housing of the communication terminal device.
  • An antenna element 12 and a circuit board are provided in the housing, and a ground conductor 31, an impedance conversion circuit 101, and a power feeding circuit 11 are provided on the circuit board.
  • the antenna element 12 is a T-branch antenna.
  • the ground conductor 31 acts as an image forming conductor of the antenna element 12 or as a radiating element together with the antenna element 12.
  • Cp Bypass capacitor
  • L1 Primary coil
  • L2 Secondary coils L1A, L1B ... Conductor patterns L1C, L1D ... Conductor patterns L2A, L2B ... Conductor pattern LP1 ... First loop conductor LP2 ... Second loop conductor LP3 ... Third loop 4th loop conductor P1 ... feed port P2 ... antenna port P3 ... ground ports T1, T2 ... transformer 11 ... feed circuit 12 ... antenna elements 21, 23 ... phase shift circuit 22 ... bypass circuit 31 ... ground conductor 101 106 impedance conversion circuit

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Abstract

　一次コイル（Ｌ１）が給電ポート（Ｐ１）に接続されるトランス（Ｔ１）と、トランス（Ｔ１）の二次コイル（Ｌ２）とアンテナポート（Ｐ２）との間に接続される移相回路（２１）と、給電ポート（Ｐ１）とアンテナポート（Ｐ２）との間に接続されるバイパス回路（Ｃｐ）とを備える。ハイバンドにおいて、移相回路（２１）を介してアンテナポート（Ｐ２）から見たトランス（Ｔ１）のインピーダンスの絶対値はバイパス回路（Ｃｐ）のインピーダンスの絶対値より大きい。ローバンドにおいては、移相回路（２１）を介してアンテナポート（Ｐ２）から見たトランス（Ｔ１）のインピーダンスの絶対値はバイパス回路（Ｃｐ）のインピーダンスの絶対値より小さい。これにより、小型化に対応し、且つ広帯域に亘ってインピーダンス整合できるようにする。

Description

インピーダンス変換回路および通信端末装置
　本発明は、アンテナ装置等に適用するインピーダンス変換回路に関し、特に、広い周波数帯域で整合するインピーダンス変換回路およびそれを備えた通信端末装置に関する。
　携帯電話端末などの無線通信機器の小型化に対応するため、１つの放射素子で複数の通信システムに対応する場合が多い。ローバンド（例えば800MHz帯）とハイバンド（例えば2GHz帯）の通信システムに対応させる場合、１つの放射素子の基本共振モードと高次共振モードを利用している。しかし放射素子のインピーダンスは周波数によって異なるため、一方の周波数帯に整合する整合回路を設けると他方周波数で整合できないといった問題が生じる。
　上記問題を解決するため、特許文献１に示されているように、整合回路にトランス回路を用いたインピーダンス変換回路が提案されている。
　また、特許文献２に示されているように、インピーダンス変換回路にバイパスコンデンサを設けて、ローバンド（800MHz帯）の信号は主に整合回路を通過し、ハイバンド（2GHz帯）の信号は主にバイパスコンデンサを通過させる、といったインピーダンス変換回路が提案されている。
特許第４７６１００９号公報 国際公開ＷＯ２０１２／１５３６９１号パンフレット
　例えば、スマートフォンのような小型のモバイル端末では、800MHz帯と2GHz帯でのアンテナのインピーダンスは、通常はＲＦＩＣのアンテナポートのインピーダンスよりも低く、そのため、特許文献１に示されているインピーダンス変換回路は有効である。しかし、例えばインピーダンス変換回路を付加しない状態で、ハイバンド（2GHz帯）で整合するような条件に適用すると、インピーダンス変換回路を付加すると、ローバンドでは整合しても、ハイバンドにおいては整合できなくなってしまう。
　ここで、インピーダンス変換回路を設けないで、ハイバンドで整合状態、ローバンドで不整合状態となる例を図１３（Ａ）（Ｂ）に示す。図１３（Ａ）は、給電ポートからアンテナを見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図１３（Ｂ）は給電ポートからアンテナを見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。
　図１３（Ａ）（Ｂ）において、各マーカーにおける周波数は次のとおりである（図１４、図１６についても同様）。
　m1,m7,m11：700MHz
　m2,m8,m12：960MHz
　m3,m9,m13：1.71GHz
　m4,m10,m14：2.7GHz
　上記700MHz～960MHzがローバンド、1.71GHz～2.7GHzがハイバンドである。
　一方、図１４（Ａ）（Ｂ）は給電回路とアンテナとの間にインピーダンス変換回路を挿入することによって変化した状態を示す図である。図１４（Ａ）は、給電ポートからインピーダンス変換回路側を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図１４（Ｂ）は給電ポートからインピーダンス変換回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。
　図１４（Ｂ）に表れているように、ｍ１－ｍ２で示すローバンドではインピーダンス変換回路の作用によりインピーダンス整合するが、ｍ３－ｍ４で示すハイバンドでは、一点鎖線で囲んで示すように、円が縮小化されるとともに高インピーダンス側へずれてしまう。
　このように、インピーダンス変換を行うトランス回路は広帯域に亘ってインピーダンス変換するので、特定の周波数帯だけにトランスの効果を作用させることは困難であり、そのため、インピーダンス変換回路による整合のずれが課題となる。
　一方、特許文献２に示されているインピーダンス変換回路においては、トランス回路のインダクタンス成分が小さい場合、コンデンサによってバイパスさせることが困難となる。
　ここで、トランスＴ１とバイパスコンデンサＣｐを含むインピーダンス変換回路を給電回路１１とアンテナ素子１２との間に挿入した例を図１５に示す。図１６（Ａ）は給電回路１１からインピーダンス変換回路側を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図１６（Ｂ）は給電回路１１からインピーダンス変換回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。各マーカーにおける周波数は上記のとおりである。なお、バイパスコンデンサＣｐのキャパシタンスは15pFとした。
　トランスＴ１の挿入損失を低減するには、トランスＴ１の一次コイルＬ１のインダクタンスを小さくすることが有効であるが、それととともに二次コイルＬ２のインダクタンスも小さくなってしまう。そのため、ハイバンドの信号は二次コイルＬ２でシャントされてバイパスコンデンサＣｐの通過量は少なくなってしまう。二次コイルＬ２のインダクタンスが例えば5nH以下になると、図１６（Ａ）（Ｂ）に示したように、ハイバンドに対しては整合しない。
　そこで、本発明の目的は、小型化に対応し、且つ広帯域に亘ってインピーダンス整合できるようにしたインピーダンス変換回路、およびそれを備えた通信端末装置を提供することにある。
　本発明のインピーダンス変換回路は、
　第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号を送受信するアンテナ装置に用いられ、
　一次コイルおよび二次コイルを含み、一次コイルが給電ポートに接続されるトランスと、
　前記トランスの二次コイルとアンテナポートとの間に接続される移相回路と、
　給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるバイパス回路とを備え、
　第２周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より大きく、
　第１周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より小さい、
ことを特徴とする。
　また、本発明の通信端末装置は、
　第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号を送受信するアンテナ装置と、このアンテナ装置と給電回路との間に接続されたインピーダンス変換回路を備え、
　前記インピーダンス変換回路は、
　一次コイルおよび二次コイルを含み、一次コイルが給電ポートに接続されるトランスと、
　前記トランスの二次コイルとアンテナポートとの間に接続される移相回路と、
　給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるバイパス回路とを備え、
　第２周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より大きく、
　第１周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より小さい、
ことを特徴とする。
　本発明のインピーダンス変換回路によれば、広帯域に亘ってアンテナ素子と高周波回路との間のインピーダンス整合を、比較的容易に設計でき、簡易な構成で実装することができる。
　また、本発明の通信端末装置によれば、周波数帯域の異なる各種の通信システムに容易に適用できる。
図１（Ａ）は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路１０１およびそれを備えたアンテナ装置の回路図である。図１（Ｂ）はインピーダンス変換回路１０１の等価回路図である。 図２は、図１（Ａ）においてアンテナポートＰ２からトランスＴ１側を見たインピーダンスが移相回路２１によってどのように変化するかを示す図である。 図３（Ａ）（Ｂ）は、帯域に応じて変わる、インピーダンス変換回路１０１を通過する信号の経路を示す図である。 図４（Ａ）は、本実施形態のアンテナ装置において、給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図４（Ｂ）は給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。 図５は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路１０１の一部であるトランスＴ１の回路図である。 図６はインピーダンス変換回路１０１の各種導体パターンの斜視図である。 図７は一次コイルと二次コイルが独立した通常のトランスを備えるインピーダンス変換回路１０２の回路図である。 図８は、移相回路２１の構成例を示す、インピーダンス変換回路１０３の回路図である。 図９はバイパス回路２２の構成例を示す、インピーダンス変換回路１０４の回路図である。 図１０はバイパス回路２２の他の構成例を示す、インピーダンス変換回路１０５の回路図である。 図１１は移相回路２１の構成例を示す、インピーダンス変換回路１０６の回路図である。 図１２は第３の実施形態に係る携帯電話端末等の通信端末装置の構成を示す図である。 図１３（Ａ）（Ｂ）は、移相回路２１の無いインピーダンス変換回路を挿入したときの特性図であり、図１３（Ａ）は、給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図１３（Ｂ）は給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。 図１４（Ａ）（Ｂ）は給電回路とアンテナとの間に従来のトランスによるインピーダンス変換回路を挿入したときの特性図である。 図１５は、トランスＴ１とバイパスコンデンサＣｐを含む、従来のインピーダンス変換回路を給電回路１１とアンテナ素子１２との間に挿入した例を示す図である。 図１６（Ａ）は、図１５に示した回路において、給電回路１１からインピーダンス変換回路側を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図１６（Ｂ）は給電回路１１からインピーダンス変換回路側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。
《第１の実施形態》
　図１（Ａ）は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路１０１およびそれを備えたアンテナ装置の回路図である。図１（Ｂ）はその等価回路図である。図１（Ａ）に示すように、アンテナ装置は、アンテナ素子１２と、このアンテナ素子１２に接続されたインピーダンス変換回路１０１とを備えている。インピーダンス変換回路１０１はアンテナ素子１２と給電回路（高周波回路）１１との間に挿入されている。すなわち、インピーダンス変換回路１０１のアンテナポートＰ２にアンテナ素子１２が接続され、給電ポートＰ１に給電回路１１が接続され、グランドポートＰ３は接地される。
　アンテナ素子１２は、ローバンド、ハイバンドの両方に対応した広帯域アンテナであって、例えばＴ分岐型のアンテナである。給電回路１１はＲＦＩＣ等の高周波回路であり、高周波信号をアンテナ素子１２に給電する。給電回路１１は高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
　インピーダンス変換回路１０１は、一次コイルＬ１および二次コイルＬ２による高周波トランスＴ１、移相回路２１、およびバイパス回路としてのバイパスコンデンサＣｐを備えている。トランスＴ１の一次コイルＬ１と二次コイルＬ２は電磁界結合している。一次コイルＬ１は給電ポートＰ１と移相回路２１との間に接続されている。すなわち、一次コイルＬ１の第１端は給電ポートＰ１に接続され、一次コイルＬ１の第２端は移相回路２１に接続されている。二次コイルＬ２は移相回路２１とグランドポートＰ３との間に接続されている。すなわち、二次コイルＬ２の第１端は移相回路２１に接続され、二次コイルＬ２の第２端はグランドに接続されている。また、給電ポートＰ１とアンテナポートＰ２との間にバイパスコンデンサＣｐが接続されている。移相回路２１は例えば所定電気長の伝送線路である。
　前記トランスＴ１はオートトランス回路であり、図１（Ｂ）に示すように、インダクタンス（Ｌ１＋Ｍ）の第１インダクタンス素子Ｚ１、インダクタンス（－Ｍ）の第２インダクタンス素子Ｚ２、インダクタンス（Ｌ２＋Ｍ）の第３インダクタンス素子Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電ポートＰ１と分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、アンテナポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、およびグランドポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
　図１（Ａ）（Ｂ）に示した例では、トランスＴ１のインピーダンス変換比は、
　｛（Ｌ１＋Ｍ）＋（Ｌ２＋Ｍ）｝：｛（－Ｍ）＋（Ｌ２＋Ｍ）｝
＝（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）：Ｌ２
である。
　このように、オートトランス回路を用いることにより、小型でありながらインピーダンス変換比が大きくできるので、給電回路１１に比べてインピーダンスが非常に低いアンテナ素子にも適用できる。
　図２は、図１（Ａ）においてアンテナポートＰ２からトランスＴ１側を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図であり、そのインピーダンスが移相回路２１によってどのように変化するかを示している。図２において、マーカーｍ２１は、移相回路２１が無いときの、ローバンドＬＢ（800MHz帯）の中心周波数でのインピーダンス、マーカーｍ２２は移相回路２１を挿入したときの、ローバンドＬＢの中心周波数でのインピーダンスである。また、マーカーｍ３１は、移相回路２１が無いときの、ハイバンドＨＢ（2GHz帯）の中心周波数でのインピーダンス、マーカーｍ３２は移相回路２１を挿入したときの、ハイバンドＨＢの中心周波数でのインピーダンスである。
　ここでは、５０Ω系の伝送線路について示しているが、伝送線路の特性インピーダンスについては設計によって適宜変更してもよい。
　移相回路２１による移相量は周波数にほぼ比例するので、ハイバンドの信号はローバンドの信号より約２倍位相回転する。その結果、図２に表れているように、ハイバンドにおいては、アンテナポートＰ２から移相回路２１を介してトランスＴ１を見たインピーダンスは高インピーダンスとなる。
　図３（Ａ）（Ｂ）は、帯域に応じて変わる、インピーダンス変換回路１０１を通過する信号の経路を示す図である。図３（Ａ）はローバンド（800MHz帯）の信号経路、図３（Ｂ）はハイバンド（2GHz帯）の信号経路である。ハイバンドにおいて、移相回路２１を介してアンテナポートＰ２から見たトランスＴ１のインピーダンスの絶対値は、図２に示したとおり最大となるように（つまり、位相器によって、ローバンド側のインピーダンスは第２象限または第３象限にとどめ、ハイバンド側のインピーダンスを第１象限または第４象限に位置させるように）移相回路２１の移相量が定められている。ここで、スミスチャートの極座標における反射係数（複素反射係数ρ）の実数部が正で虚数部が正の領域を第１象限、前記反射係数の実数部が負で虚数部が正の領域を第２象限、前記反射係数の実数部が負で虚数部が負の領域を第３象限、前記反射係数の実数部が正で虚数部が負の領域を第４象限と表現している。また、ハイバンドにおいて、バイパスコンデンサＣｐのインピーダンスの絶対値が、移相回路２１を介してアンテナポートＰ２から見たトランスＴ１のインピーダンスの絶対値より小さくなるように、バイパスコンデンサＣｐのキャパシタンスが定められている。そのため、ハイバンドの信号は、図３（Ｂ）に示すようにバイパスコンデンサＣｐを通る経路を信号が通過する。ローバンドでは、バイパスコンデンサＣｐのインピーダンスの絶対値が大きくなり（使用周波数範囲で最大となり（充分大きくなり））、移相回路２１を介してアンテナポートＰ２から見たトランスＴ１のインピーダンスの絶対値はバイパスコンデンサＣｐのインピーダンスの絶対値より小さい。そのため、ローバンドの信号は、図３（Ａ）に示すように移相回路２１およびトランスＴ１を通る経路を信号が通過する。
　インピーダンス変換回路１０１は、図３（Ａ）に示したトランスＴ１を通る経路と、図３（Ｂ）に示したバイパスコンデンサＣｐを通る経路とを備え、この２つの経路で閉ループを構成している。そして、ローバンドとハイバンドとで経路が異なるので、ローバンドとハイバンドの間の周波数では上記閉ループで共振し、通過しない極が生じる。換言すると、インピーダンス変換回路、つまりトランス回路の自己共振周波数をローバンドとハイバンドとの間の周波数に設定することにより、図３（Ａ）（Ｂ）に示したように、ローバンドとハイバンドとで信号経路を切り替えることができる。
　図４（Ａ）は、本実施形態のアンテナ装置において、給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見た反射損失ＲＬおよび挿入損失ＩＬの周波数特性図、図４（Ｂ）は給電ポートＰ１からインピーダンス変換回路１０１を見たインピーダンスをスミスチャート上に表した図である。
　図４（Ａ）（Ｂ）において、各マーカーにおける周波数は、図１３、図１４に示した例と同じく次のとおりである。
　m1,m7,m11：700MHz
　m2,m8,m12：960MHz
　m3,m9,m13：1.71GHz
　m4,m10,m14：2.7GHz
　上記700MHz～960MHzがローバンド、1.71GHz～2.7GHzがハイバンドである。
　アンテナ素子１２は、約800MHzで１／４波長共振し、約1.8GHz、約2.5GHzではその高調波で共振する。すなわち、この１／４波長共振でローバンド用のアンテナとして作用させ、その高調波共振でハイバンド用のアンテナとして作用させている。図４（Ａ）に表れているリターンロスの３つの低下はアンテナ素子１２の上記３つの共振に起因している。
　移相回路２１の無いインピーダンス変換回路を挿入したときの特性を図１３（Ａ）（Ｂ）に示したが、この図１３（Ａ）（Ｂ）と比較すれば明らかなように、本実施形態のアンテナ装置では、ローバンドで整合し、且つハイバンドでの整合がずれていない。このことは、図１３（Ｂ）から図４（Ｂ）への変化を見れば分かるように、ハイバンド（ｍ３－ｍ４）のインピーダンス軌跡の円（２周分の円）が縮小化されていないことでも明らかである。
　図５は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路１０１の一部であるトランスＴ１の回路図である。ここでは、積層素体内における一次コイルおよび二次コイルの配置関係を考慮して表している。図６はトランスＴ１の各種導体パターンの斜視図である。これらの導体パターンが形成されている誘電体の基材層は除いて描いている。つまり、オートトランスは、プリント配線板に実装するための表面実装部品として構成されている。
　図６に表れているように、導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂによる第１ループ状導体ＬＰ１、導体パターンＬ１Ｃ，Ｌ１Ｄによる第２ループ状導体ＬＰ２、導体パターンＬ２Ａによる第３ループ状導体ＬＰ３、導体パターンＬ２Ｂによる第４ループ状導体ＬＰ４、がそれぞれ形成されている。各層の導体パターンはビア導体により層間接続されている。
　最下層の基材層の下面には第１ポート（給電ポート）Ｐ１、第２ポート（アンテナ側ポート）Ｐ０、第３ポート（グランドポート）Ｐ３に相当する端子およびその他の実装用端子（空き端子ＮＣ）が形成されている。これらの端子は最下層の基材層の下面に形成されている。
　一次コイル（図１（Ａ）に示したＬ１）は第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２で構成されている。二次コイル（図１（Ａ）に示したＬ２）は第３ループ状導体ＬＰ３および第４ループ状導体ＬＰ４で構成されている。
　第１ループ状導体ＬＰ１および第２ループ状導体ＬＰ２は第３ループ状導体ＬＰ３と第４ループ状導体ＬＰ４との間に層方向に挟み込まれている。
　第１ループ状導体ＬＰ１の一部である導体パターンＬ１Ｂおよび第２ループ状導体ＬＰ２の一部である導体パターンＬ１Ｃは並列接続されている。そして、第１ループ状導体ＬＰ１の残余部である導体パターンＬ１Ａおよび第２ループ状導体ＬＰ２の残余部である導体パターンＬ１Ｄが前記並列回路に対してそれぞれ直列接続されている。
　導体パターンＬ２Ａによる第３ループ状導体ＬＰ３および導体パターンＬ２Ｂによる第４ループ状導体ＬＰ４は直列接続されている。
　図５に示すように、導体パターンＬ１ＡとＬ１Ｄとの強い磁界結合（自己誘導ＳＩ）および導体パターンＬ１ＢとＬ１Ｃとの強い磁界結合（自己誘導ＳＩ）により、一次コイルの大きなインダクタンス値を得ている。これにより、コイル長あたりのインダクタンスは大きく、一次コイルのＱ値が向上するので損失が低減される。
　また、導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂと導体パターンＬ２Ｂとの磁界結合（相互誘導ＭＩ）および導体パターンＬ１Ｃ，Ｌ１Ｄと導体パターンＬ２Ａとの磁界結合（相互誘導ＭＩ）により、一次コイルと二次コイルとの結合係数を高めている。
　なお、位相回路は、プリント配線板に形成された、ストリップ線路、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路などの高周波伝送線路で構成すればよい。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態では、第１の実施形態で示したインピーダンス変換回路１０１とは異なる幾つかのインピーダンス変換回路の構成を図７～図１１を参照して示す。
　図７は一次コイルと二次コイルが独立した通常のトランスを備えるインピーダンス変換回路１０２の回路図である。トランスＴ２は一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の巻回数比に応じたインピーダンス変換を行う。
　図８は移相回路２１の構成例を示す図である。この移相回路２１は、ラインに対してシリーズに接続されたインダクタＬおよびラインに対してシャントに接続されたキャパシタＣで構成されている。所定電気長の伝送線路で移相回路を構成する場合に比べて、適用周波数範囲が狭いが小型に構成できる。
　図９はバイパス回路２２の構成例を示す図である。このバイパス回路２２はＬＣ直列共振回路で構成されている。このバイパス回路２２の共振周波数はハイバンドの周波数帯内の周波数（例えば1.7GHz）またはその近傍の周波数である。そのため、バイパス回路２２の共振周波数を含む比較的狭帯域の信号をバイパスさせ、それ以外の周波数帯はトランスＴ１でインピーダンス変換させることができる。
　図１０はバイパス回路２２の他の構成例を示す図である。このバイパス回路２２はバイパスコンデンサＣｐと移相回路２３との直列回路で構成されている。このような構成であっても、バイパス回路２２は所定周波数でインピーダンスの虚数成分を０にでき、その周波数を含む周波数帯の信号をバイパスさせることができる。また、図９に示したＬＣ直列共振回路で構成した場合に比べてバイパスする周波数帯を広くすることができる。
　図１１は移相回路２１の構成例を示す図である。この移相回路２１はラインに対してシリーズに接続されたインダクタで構成されている。このようにインダクタで移相回路を構成する場合、アンテナポートＰ２から移相回路２１を介してトランスＴ１を見たインピーダンスがハイバンドにおいて高インピーダンスになるように移相回路２１のインダクタンスを定めればよい。
　図７～図１１に示したいずれの構成においても、インピーダンス変換回路の共振周波数を、ローバンドとハイバンドとの間の周波数に定めることにより、図３（Ａ）（Ｂ）に示した場合と同様に、ローバンドとハイバンドとで経路を切り替えることができる。
《第３の実施形態》
　図１２は第３の実施形態に係る携帯電話端末等の通信端末装置の構成を示す図である。この図１２では、通信端末装置の筐体内の主要部について表している。筐体内にアンテナ素子１２および回路基板が設けられていて、回路基板にはグランド導体３１、インピーダンス変換回路１０１および給電回路１１が設けられている。アンテナ素子１２はＴ分岐型アンテナである。グランド導体３１はアンテナ素子１２のイメージ形成用導体として作用、またはアンテナ素子１２とともに放射素子として作用する。
Ｃｐ…バイパスコンデンサ
Ｌ１…一次コイル
Ｌ２…二次コイル
Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ…導体パターン
Ｌ１Ｃ，Ｌ１Ｄ…導体パターン
Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂ…導体パターン
ＬＰ１…第１ループ状導体
ＬＰ２…第２ループ状導体
ＬＰ３…第３ループ状導体
ＬＰ４…第４ループ状導体
Ｐ１…給電ポート
Ｐ２…アンテナポート
Ｐ３…グランドポート
Ｔ１，Ｔ２…トランス
１１…給電回路
１２…アンテナ素子
２１，２３…移相回路
２２…バイパス回路
３１…グランド導体
１０１～１０６…インピーダンス変換回路

Claims (7)

  1. 　第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号を送受信するアンテナ装置に用いられるインピーダンス変換回路であって、
    　一次コイルおよび二次コイルを含み、一次コイルが給電ポートに接続されるトランスと、
    　前記トランスの二次コイルとアンテナポートとの間に接続される移相回路と、
    　給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるバイパス回路とを備え、
    　第２周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より大きく、
    　第１周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より小さい、
    ことを特徴とするインピーダンス変換回路。
  2. 　前記インピーダンス変換回路の自己共振周波数は第１周波数帯と第２周波数帯との間の周波数である、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
  3. 　前記移相回路は伝送線路で構成されている、請求項１または２に記載のインピーダンス変換回路。
  4. 　前記移相回路はラインに対してシリーズに接続されたインダクタおよびラインに対してシャントに接続されたキャパシタで構成された、請求項１または２に記載のインピーダンス変換回路。
  5. 　前記一次コイルの第１端は前記給電ポートに接続され、
    　前記一次コイルの第２端はグランドに接続され、
    　前記二次コイルの第１端は前記アンテナポートに接続され、
    　前記二次コイルの第２端は前記グランドに接続され、
    　前記バイパス回路は前記一次コイルの第１端と前記二次コイルの第１端との間に接続されている、請求項１～４のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
  6. 　前記一次コイルの第１端は前記給電ポートに接続され、
    　前記一次コイルの第２端は前記アンテナポートに接続され、
    　前記二次コイルの第１端はグランドに接続され、
    　前記二次コイルの第２端は前記アンテナポートに接続され、
    　前記バイパス回路は前記一次コイルの第１端と前記二次コイルの第２端との間に接続されている、請求項１～４のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
  7. 　第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号を送受信するアンテナ装置と、このアンテナ装置と給電回路との間に接続されたインピーダンス変換回路を備えた通信端末装置であって、
    　前記インピーダンス変換回路は、
    　一次コイルおよび二次コイルを含み、一次コイルが給電ポートに接続されるトランスと、
    　前記トランスの二次コイルとアンテナポートとの間に接続される移相回路と、
    　給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるバイパス回路とを備え、
    　第２周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より大きく、
    　第１周波数帯において、前記移相回路を介してアンテナポートから見た前記トランスのインピーダンスの絶対値は前記バイパス回路のインピーダンスの絶対値より小さい、
    ことを特徴とする、通信端末装置。
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