WO2012153691A1 - インピーダンス変換回路および通信端末装置 - Google Patents

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WO2012153691A1
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植木紀行
加藤登
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株式会社村田製作所
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    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/09—Filters comprising mutual inductance

Definitions

  • the present invention relates to an impedance conversion circuit applied to an antenna device or the like, and more particularly to an impedance conversion circuit for matching in a wide frequency band and a communication terminal device including the same.
  • communication terminals including mobile phones have been used in communication systems such as GSM (registered trademark) (Global System for mobile Communications), DCS (Digital Communication System), PCS (Personal Communication Service), UMTS (Universal Mobile Telecommunications System), Furthermore, it may be required to support GPS (Global Positioning System), wireless LAN, Bluetooth (registered trademark), and the like. Therefore, the antenna device in such a communication terminal device is required to cover a wide frequency band from 800 MHz to 2.4 GHz.
  • GSM Global System for mobile Communications
  • DCS Digital Communication System
  • PCS Personal Communication Service
  • UMTS Universal Mobile Telecommunications System
  • GPS Global Positioning System
  • wireless LAN wireless local area network
  • Bluetooth registered trademark
  • Patent Document 1 As an antenna device corresponding to a wide frequency band, one having a matching circuit for each band (Patent Document 1) and one that switches the electrical length of an antenna with an active element (Patent Document 2) are generally used.
  • the present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object of the present invention is to provide impedance conversion that can be designed relatively easily and impedance-matches a high-frequency circuit and an antenna element in a wide frequency band with a simple configuration.
  • An object of the present invention is to provide a communication terminal device including a circuit and an impedance conversion circuit thereof.
  • the impedance conversion circuit of the present invention is An impedance conversion circuit used in an antenna device for transmitting and receiving high-frequency signals in a frequency band including a first frequency band and a second frequency band having a frequency band higher than the first frequency band, A transformer including a primary side coil (L1) and a secondary side coil (L2), connected between the feeding port and the antenna port, and a capacitor (C1) connected between the feeding port and the antenna port Prepared,
  • the absolute value of the impedance (capacitive reactance: XC) of the capacitor (C1) in the first frequency band is larger than the absolute value of the impedance (inductive reactance: XL) of the primary coil (L1), and the second frequency band
  • the absolute value of the impedance (capacitive reactance: XC) of the capacitor (C1) is smaller than the absolute value of the impedance (inductive reactance: XL) of the primary coil (L1).
  • the communication terminal device of the present invention A communication terminal device comprising an antenna device for transmitting and receiving a high frequency signal in a frequency band including a first frequency band and a second frequency band having a frequency band higher than the first frequency band, A transformer including a primary side coil (L1) and a secondary side coil (L2), connected between the feeding port and the antenna port, and a capacitor (C1) connected between the feeding port and the antenna port Prepared,
  • the absolute value of the impedance (capacitive reactance: XC) of the capacitor (C1) in the first frequency band is larger than the absolute value of the impedance (inductive reactance: XL) of the primary coil (L1), and the second frequency band
  • the capacitor (C1) has an impedance conversion circuit in which the absolute value of the impedance (capacitance reactance: XC) is smaller than the absolute value of the impedance (inductive reactance: XL) of the primary coil (L1). .
  • impedance matching between the antenna element and the high frequency circuit can be designed relatively easily over a wide band, and can be mounted with a simple configuration.
  • the communication terminal device of the present invention can be easily applied to various communication systems having different frequency bands.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 15 according to the first embodiment and an antenna device 201 including the impedance conversion circuit 15.
  • 2A and 2B are diagrams illustrating signal propagation paths depending on the frequency band.
  • FIG. 3A is a configuration diagram of the first example of the communication terminal device including the impedance conversion circuit
  • FIG. 3B is a configuration diagram of the second example of the communication terminal device.
  • FIG. 4 is a perspective view of an impedance conversion module obtained by modularizing the impedance conversion circuit.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 25 of the second embodiment and the antenna device 202 including the same.
  • FIG. 6A is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 35 of the third embodiment and the antenna device 203 having the same.
  • FIG. 6B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 45 and the antenna device 204 including the impedance conversion circuit 45 of the fourth embodiment.
  • FIG. 8A is a circuit diagram of the antenna device 205 of the fifth embodiment, and FIG. 8B is a diagram showing a specific arrangement of each coil element.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the antenna device 205.
  • FIG. 10 is a diagram schematically illustrating the action of the negative inductance component that is artificially generated in the impedance conversion circuit 45 and the action of the impedance conversion circuit 45.
  • FIG. 11A is a circuit diagram of the antenna device 206 of the sixth embodiment, and FIG. 11B is a diagram showing a specific arrangement of each coil element.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of an antenna device 207 including an impedance conversion circuit 75 according to the seventh embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion device according to the seventh embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of an antenna device 208 provided with an impedance conversion circuit 85 according to the eighth embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram showing the frequency characteristics of the real part (resistance component) of the impedance of the impedance conversion circuit 85 as viewed from the antenna port.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion device according to the eighth embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an impedance conversion circuit 15 according to the first embodiment and an antenna device 201 including the impedance conversion circuit 15.
  • the antenna device 201 includes an antenna element 11 and an impedance conversion circuit 15 connected to the antenna element 11.
  • the antenna element 11 is, for example, a monopole antenna, and an impedance conversion circuit 15 is connected to the feeding end of the antenna element 11.
  • the impedance conversion circuit 15 is inserted between the antenna element 11 and the high frequency circuit 30.
  • the high-frequency circuit 30 is a high-frequency circuit (feeding circuit) for feeding a high-frequency signal to the antenna element 11 and generates and processes a high-frequency signal.
  • the high-frequency circuit 30 may include a circuit that combines and demultiplexes the high-frequency signal. Good.
  • the impedance conversion circuit 15 includes a high-frequency transformer T1 including a primary coil L1 and a secondary coil L2, and a capacitor C1.
  • the primary coil L1 is connected between the power supply port Pf and the ground port Pg. That is, the first end of the primary side coil L1 is connected to the power supply port Pf, and the second end of the primary side coil L1 is connected to the ground.
  • the secondary coil L2 is connected between the antenna port Pa and the ground port Pg. That is, the first end of the secondary coil L2 is connected to the antenna port Pa, and the second end of the secondary coil L2 is connected to the ground.
  • a capacitor C1 is connected between the power feeding port Pf and the antenna port Pa.
  • the impedance conversion ratio of the transformer T1 is a ratio between the inductance of the primary coil L1 and the inductance of the secondary coil L2.
  • the communication band of the mobile communication terminal is the first frequency band 824-960 MHz (hereinafter referred to as “band”).
  • band 824-960 MHz
  • 800 MHz band low band
  • second frequency band 1710-2170 MHz hereinafter, 2 GHz band: high band.
  • the absolute value of the impedance (capacitive reactance: XC) of the capacitor C1 in the low band is larger than the absolute value of the impedance (inductive reactance: XL) of the primary coil L1. Further, in the high band, the absolute value of the impedance (capacitance reactance: XC) of the capacitor C1 is smaller than the absolute value of the impedance (inductive reactance: XL) of the primary coil L1.
  • FIG. 2 is a diagram showing signal propagation paths depending on the frequency band.
  • the absolute value of the impedance (inductive reactance: XL) of the primary coil L1 is smaller than the absolute value of the impedance (capacitance reactance: XC) of the capacitor C1, so that the low band high-frequency signal propagates through the transformer T1.
  • FIG. 2A shows the propagation path of this low-band high-frequency signal. Therefore, the impedance of the low-band high-frequency signal is matched by the transformer T1.
  • the impedance conversion ratio in the transformer T1 is determined to be 50: 8. .
  • the high frequency circuit 30 and the antenna element 11 are impedance matched in a low band.
  • the high-band high-frequency signal passes through the capacitor C1.
  • FIG. 2B shows the propagation path of this high-band high-frequency signal. Therefore, the high-band high-frequency signal is impedance-matched by the capacitor C1 connected in series.
  • the impedance (absolute value) in the high band of the antenna element 11 is 26 ⁇ , and the series inductance component of the antenna element 11 and the series capacitance of the capacitor C1 match 50 ⁇ .
  • FIG. 3A is a configuration diagram of a first example of the communication terminal device including the impedance conversion circuit
  • FIG. 3B is a configuration diagram of the second example of the communication terminal device.
  • These are, for example, mobile phones and mobile terminals.
  • the communication terminal device 1 shown in FIG. 3A includes a first housing 10 that is a lid body and a second housing 20 that is a main body, and the first housing 10 is foldable with respect to the second housing 20 or It is connected by sliding.
  • the first casing 10 is provided with a first radiating element 11 that also functions as a ground plate
  • the second casing 20 is provided with a second radiating element 21 that also functions as a ground plate.
  • the first and second radiating elements 11 and 21 are formed of a conductive film made of a thin film such as a metal foil or a thick film such as a conductive paste.
  • the first and second radiating elements 11 and 21 obtain substantially the same performance as a dipole antenna by being differentially fed from the high-frequency circuit 30.
  • the high frequency circuit 30 has a signal processing circuit such as an RF circuit or a baseband circuit.
  • the inductance value of the impedance conversion circuit 15 is preferably smaller than the inductance value of the connection line 33 that connects the two radiating elements 11 and 21. As a result, the impedance on the side passing through the impedance conversion circuit 15 becomes lower than the impedance on the connection line 33 side, so that the current flows mainly on the impedance conversion circuit 15 side. Therefore, the influence of the impedance on the connection line 33 side can be suppressed.
  • the communication terminal device 2 shown in FIG. 3B is provided with the first radiating element 11 as a single antenna.
  • the first radiating element 11 various antenna elements such as a chip antenna, a sheet metal antenna, and a coil antenna can be used.
  • this antenna element you may utilize the linear conductor provided along the internal peripheral surface and outer peripheral surface of a housing, for example.
  • the second radiating element 21 also functions as a ground plate of the second casing 20, and various antennas may be used similarly to the first radiating element 11.
  • the communication terminal device 2 is a terminal having a straight structure that is not a folding type or a sliding type.
  • the second radiating element 21 does not necessarily function sufficiently as a radiator, and the first radiating element 11 may act like a so-called monopole antenna.
  • the high-frequency circuit 30 has one end connected to the second radiating element 21 and the other end connected to the first radiating element 11 via the impedance conversion circuit 15.
  • the impedance conversion circuit 15 is provided between the high-frequency circuit 30 and the first radiating element 11, and is a high-frequency signal transmitted from the first and second radiating elements 11 or 21, or the first and second radiating elements 11, 21 stabilizes the frequency characteristics of the high-frequency signal received. Therefore, the frequency characteristics of the high-frequency signal are stabilized without being affected by the shape of the first radiating element 11 or the second radiating element 21, the shape of the first casing 10 or the second casing 20, the arrangement state of adjacent components, and the like. To do. In particular, in the case of a foldable or slide type communication terminal device, the first and second radiating elements 11, 1 and 2 according to the open / close state of the second housing 20 that is the main body of the first housing 10 that is the lid.
  • the impedance 21 is easily changed, the frequency characteristic of the high frequency signal can be stabilized by providing the impedance conversion circuit 15. That is, it is possible for the impedance conversion circuit 15 to perform frequency characteristic adjustment functions such as setting of the center frequency, setting of the pass bandwidth, setting of impedance matching, which are important matters regarding the antenna design, and the antenna element itself. Since it is only necessary to consider directivity and gain, antenna design becomes easy.
  • FIG. 4 is a perspective view of an impedance conversion module obtained by modularizing the impedance conversion circuit.
  • the impedance conversion module 101 includes a laminated body 40 formed by laminating a plurality of dielectric layers or magnetic layers, and a chip capacitor CC1 mounted on the laminated body 40.
  • the laminate 40 may be a resin multilayer substrate or a ceramic multilayer substrate.
  • a Cu foil is used for a resin multilayer substrate, and a Cu thick film, an Ag thick film, or the like is used for a ceramic multilayer substrate.
  • a first external terminal 41 as a power feeding port, a second external terminal 42 as an antenna port, a third external terminal 43 connected to the ground (second radiator), and a chip capacitor CC1 mounting Lands 46 and 47 are provided on the outer surface of the multilayer body.
  • the primary side coil L1 and the secondary side coil L2 which were connected between the 1st external terminal 41 and the 3rd external terminal 43 are formed, and a transformer comprises this coil. Has been.
  • a capacitor equivalent to the chip capacitor CC1 may be formed inside the multilayer body 40.
  • mounting as a chip capacitor on the upper surface of the laminate 40 is preferable in terms of easy design and adjustment of the capacitance value.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 25 of the second embodiment and the antenna device 202 including the same.
  • the antenna device 202 includes an antenna element 11 and an impedance conversion circuit 25 connected to the antenna element 11.
  • the impedance conversion circuit 25 is inserted between the antenna element 11 and the high frequency circuit 30.
  • a second capacitor C2 is connected in parallel to the secondary coil L2.
  • Other configurations are the same as those shown in FIG.
  • the secondary coil L2 and the second capacitor C2 constitute an LC parallel circuit. Therefore, the inductance of the LC parallel circuit in the low band can be reduced by setting the parallel resonance frequency of the LC parallel circuit higher than the center frequency of the low band. Therefore, the impedance conversion ratio by the transformer can be easily increased, and the present invention can be applied to an antenna element having a smaller impedance.
  • FIG. 6A is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 35 of the third embodiment and the antenna device 203 having the same.
  • FIG. 6B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • the antenna device 203 includes an antenna element 11 and an impedance conversion circuit 35 connected to the antenna element 11.
  • the antenna element 11 is, for example, a monopole antenna, and an impedance conversion circuit 35 is connected to the feeding end of the antenna element 11.
  • the impedance conversion circuit 35 is inserted between the antenna element 11 and the high frequency circuit 30.
  • the high-frequency circuit 30 is a high-frequency circuit (feeding circuit) for feeding a high-frequency signal to the antenna element 11 and generates and processes a high-frequency signal.
  • the high-frequency circuit 30 may include a circuit that combines and demultiplexes the high-frequency signal. Good.
  • the impedance conversion circuit 35 includes a high-frequency transformer T2 including a primary side coil L1 and a secondary side coil L2, and a capacitor C1.
  • the primary coil L1 is connected between the power feeding port Pf and the antenna port Pa. That is, the first end of the primary side coil L1 is connected to the power feeding port Pf, and the second end of the primary side coil L1 is connected to the antenna port Pa.
  • the secondary coil L2 is connected between the antenna port Pa and the ground port Pg. That is, the first end of the secondary coil L2 is connected to the ground, and the second end of the secondary coil L2 is connected to the antenna port Pa.
  • a capacitor C1 is connected between the power feeding port Pf and the antenna port Pa.
  • the transformer T2 includes a first inductance element Z1 having an inductance (L1 + M), a second inductance element Z2 having an inductance ( ⁇ M), and a third inductance element Z3 having an inductance (L2 + M).
  • the T-type circuit includes a first inductance element Z1 connected between the power feeding port Pf and the branch point A, a second inductance element Z2 connected between the antenna port Pa and the branch point A, and a ground.
  • the third inductance element Z3 is connected between the port Pg and the branch point A.
  • the impedance conversion ratio can be increased, it can be applied to an antenna element having a lower impedance.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 45 and the antenna device 204 including the impedance conversion circuit 45 of the fourth embodiment.
  • the antenna device 204 includes an antenna element 11 and an impedance conversion circuit 45 connected to the antenna element 11.
  • the impedance conversion circuit 45 is inserted between the antenna element 11 and the high frequency circuit 30.
  • the second capacitor C2 is connected in parallel to the secondary coil L2.
  • Other structures are the same as those shown in FIG.
  • the secondary coil L2 and the second capacitor C2 constitute an LC parallel circuit. Therefore, the inductance of the LC parallel circuit in the low band can be reduced by setting the parallel resonance frequency of the LC parallel circuit higher than the center frequency of the low band. Therefore, the impedance conversion ratio by the transformer can be increased, and the present invention can be applied to an antenna element having a smaller impedance.
  • FIG. 8A is a circuit diagram of the impedance conversion circuit 55 and the antenna device 205 having the same according to the fifth embodiment
  • FIG. 8B is a diagram showing a specific arrangement of the coil elements.
  • the primary side coil and the secondary side coil are each composed of two coil elements, and the primary side coil and the secondary side coil are coupled (tightly coupled) with a high degree of coupling. is there.
  • the primary coil L1 is composed of a first coil element L1a and a second coil element L1b, and these coil elements are connected in series with each other, and a closed magnetic circuit is formed. It is wound to be composed.
  • the secondary coil L2 includes a third coil element L2a and a fourth coil element L2b, and these coil elements are connected in series with each other and wound so as to form a closed magnetic circuit.
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b are coupled in opposite phases (polarity coupling)
  • the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are coupled in opposite phases (polarity coupling).
  • first coil element L1a and the third coil element L2a can be coupled in phase (depolarized coupling), and the second coil element L1b and the fourth coil element L2b can be coupled in phase (depolarized coupling). preferable.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the antenna device 205.
  • the antenna device 205 includes an antenna element 11 and an impedance conversion circuit 55 connected to the antenna element 11.
  • the impedance conversion circuit 55 includes a transformer type circuit in which the primary coil L1 and the secondary coil L2 are tightly coupled via a mutual inductance M.
  • this transformer type circuit can be equivalently converted to a T type circuit including three inductance elements Z1, Z2, and Z3. That is, the T-type circuit includes a power feeding port Pf connected to the high frequency circuit 30, an antenna port Pa connected to the antenna element 11, a ground port Pg connected to the ground, and between the power feeding port Pf and the branch point A.
  • the inductance of the primary coil L1 shown in FIG. 8A is L1
  • the inductance of the secondary coil L2 is L2
  • the mutual inductance is M
  • the inductance of the first inductance element Z1 in FIG. The inductance of the second inductance element Z2 is L2-M
  • the inductance of the third inductance element Z3 is + M. If L2 ⁇ M, the inductance of the second inductance element Z2 is a negative value. That is, a pseudo negative composite inductance component is formed here.
  • the antenna element 11 is equivalently composed of an inductance component LANT, a radiation resistance component Rr, and a capacitance component CANT.
  • the inductance component LANT of the antenna element 11 alone acts to be canceled out by the negative combined inductance component (L2-M) in the impedance conversion circuit 55. That is, when the antenna element 11 side is viewed from the point A of the impedance conversion circuit, the inductance component (of the antenna element 11 including the second inductance element Z2) is small (ideally zero).
  • the impedance frequency characteristic of 205 becomes small.
  • the degree of coupling may be 1 or more.
  • FIG. 10 is a diagram schematically showing the action of the negative inductance component that is artificially generated in the impedance conversion circuit 55 and the action of the impedance conversion circuit 55.
  • a curve S0 represents an impedance locus on the Smith chart when the frequency is swept over the use frequency band of the antenna element 11. Since the antenna element 11 alone has a relatively large inductance component LANT, the impedance changes greatly as shown in FIG.
  • a curve S1 is an impedance locus when the antenna element 11 side is viewed from the point A of the impedance conversion circuit.
  • the inductance component LANT of the antenna element is canceled by the pseudo negative inductance component of the impedance conversion circuit, and the locus of the impedance viewed from the point A toward the antenna element side is greatly reduced.
  • a curve S2 is an impedance locus of the antenna device 205 as viewed from the high-frequency circuit 30.
  • the impedance of the antenna device 205 approaches 50 ⁇ (the center of the Smith chart) by the impedance conversion ratio (L1: L2) by the transformer type circuit.
  • This fine adjustment of the impedance may be performed by adding a separate inductance element or capacitance element to the transformer type circuit.
  • the impedance change of the antenna device can be suppressed over a wide band. Therefore, impedance matching with the feeder circuit can be achieved over a wide frequency band.
  • FIG. 11A is a circuit diagram of the antenna device 206 of the sixth embodiment
  • FIG. 11B is a diagram showing a specific arrangement of each coil element.
  • the basic configuration of the sixth embodiment is the same as that of the third embodiment, but the primary side coil and the secondary side coil are each composed of two coil elements, and the primary side coil and the secondary side coil are configured. Are coupled with a high degree of coupling (tight coupling).
  • the primary coil L1 is composed of a first coil element L1a and a second coil element L1b, which are connected in series with each other and have a closed magnetic circuit. It is wound to be composed.
  • the secondary coil L2 includes a third coil element L2a and a fourth coil element L2b, and these coil elements are connected in series with each other and wound so as to form a closed magnetic circuit.
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b are coupled in opposite phases (polarity coupling)
  • the third coil element L2a and the fourth coil element L2b are coupled in opposite phases (polarity coupling).
  • first coil element L1a and the third coil element L2a can be coupled in phase (depolarized coupling), and the second coil element L1b and the fourth coil element L2b can be coupled in phase (depolarized coupling). preferable.
  • the magnetic field generated by the current b flowing through the coil element L1a is coupled to the coil element L2a, and the induced current d flows through the coil element L2a in the reverse direction.
  • the magnetic field generated by the current c flowing through the coil element L1b is coupled to the coil element L2b, and the induced current e is applied to the coil element L2b in the reverse direction. Flowing. Then, as indicated by an arrow B in the figure, a magnetic flux passing through the closed magnetic path is formed by these currents.
  • Capacitors Ca and Cb in FIG. 11B are symbols that represent the coupling capacitance for the electric field coupling.
  • the primary side coil L1 and the secondary side coil L2 are strongly coupled by both the magnetic field and the electric field.
  • the impedance conversion circuit 65 determines the direction of the current flowing through the secondary side coil L2 through coupling via a magnetic field and the current flowing through the secondary side coil L2 through coupling through an electric field. It can also be said that the circuit is configured to have the same direction.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of an antenna device 207 including an impedance conversion circuit 75 according to the seventh embodiment.
  • the impedance conversion circuit 75 includes a second series circuit 27 connected between the high-frequency circuit 30 and the antenna element 11, and first and third series circuits 26 connected between the antenna element 11 and the ground. 28.
  • the second series circuit 27 is a circuit in which the first coil element L1a and the second coil element L1b are connected in series.
  • the first series circuit 26 is a circuit in which a third coil element L2a and a fourth coil element L2b are connected in series.
  • the third series circuit 28 is a circuit in which another third coil element L2c and another fourth coil element L2d are connected in series.
  • the broken line M34 represents the coupling between the coil elements L1a and L1b
  • the broken line M12 represents the coupling between the coil elements L2a and L2b
  • the broken line M56 represents the coupling between the coil elements L2c and L2d.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of a conductor pattern of each layer when the impedance conversion device according to the seventh embodiment is configured on a multilayer substrate.
  • Each layer is composed of a magnetic sheet, and a conductor pattern is formed on each layer.
  • the conductor patterns 81 and 83 are formed on the base material layer 51i
  • the conductor pattern 82 is formed on the base material layer 51j
  • the conductor patterns 74 and 76 are formed on the base material layer 51a.
  • Conductive patterns 72 are formed on the base material layer 51b
  • conductive patterns 71 and 73 are formed on the base material layer 51c.
  • Conductive patterns 61 and 63 are formed on the base material layer 51d
  • conductive patterns 62 are formed on the base material layer 51e
  • capacitor conductors 68 are formed on the base material layer 51f.
  • a capacitor conductor 69 is formed on the upper surface of the base material layer 51g, and a power supply terminal 41 as a power supply port, a ground terminal 42, and an antenna terminal 43 as an antenna port are formed on the lower surface.
  • a broken line extending in the vertical direction in FIG. 13 is a via electrode, and the conductor patterns are connected between the layers.
  • the first coil element L ⁇ b> 1 a is configured by the right half of the conductor pattern 72 and the conductor pattern 71. Further, the left half of the conductor pattern 72 and the conductor pattern 73 constitute a second coil element L1b. Further, the third coil element L2a is constituted by the conductor pattern 81 and the right half of the conductor pattern 82. In addition, the left half of the conductor pattern 82 and the conductor pattern 83 constitute a fourth coil element L2b.
  • the conductor pattern 61 and the right half of the conductor pattern 62 constitute another third coil element L2c. The left half of the conductor pattern 62 and the conductor pattern 63 constitute another fourth coil element L2d.
  • the capacitor conductor 68 and the conductor 69 form the capacitor C1 shown in FIG.
  • the dashed ellipse represents a closed magnetic circuit.
  • the closed magnetic circuit CM12 is linked to the coil elements L2a and L2b. Further, the closed magnetic circuit CM34 is linked to the coil elements L1a and L1b. Further, the closed magnetic circuit CM56 is linked to the coil elements L2c and L2d.
  • the first coil element L2a and the fourth coil element L2b constitute a first closed magnetic circuit CM12
  • the first coil element L1a and the second coil element L1b constitute a second closed magnetic circuit CM34.
  • the third coil element L2c and the fourth coil element L2d constitute a third closed magnetic circuit CM56.
  • the closed magnetic paths CM12 and CM34 have a repulsive magnetic flux relationship, so that a magnetic barrier is generated between the closed magnetic paths CM12 and CM34.
  • a magnetic barrier is generated between the closed magnetic paths CM56 and CM34.
  • the second closed magnetic circuit CM34 is sandwiched between the first closed magnetic circuit CM12 and the third closed magnetic circuit CM56 in the layer direction.
  • the second closed magnetic circuit CM34 is sandwiched between two magnetic barriers and sufficiently confined (the confinement effect is enhanced). That is, it can act as a transformer having a very large coupling coefficient.
  • the gap between the closed magnetic circuits CM12 and CM34 and between the CM34 and CM56 can be widened to some extent.
  • the capacitance generated between the first series circuit 26 and the second series circuit 27 shown in FIG. 13 and between the second series circuit 27 and the third series circuit 28 can be reduced. . That is, the capacitance component of the LC resonance circuit that determines the frequency of the self-resonance point is reduced.
  • the seventh embodiment since the first series circuit 26 including the coil elements L2a and L2b and the third series circuit 28 including the coil elements L2c and L2d are connected in parallel, the self-resonance is achieved.
  • the inductance component of the LC resonance circuit that determines the frequency of the point is reduced.
  • the capacitance component and inductance component of the LC resonance circuit that determines the frequency of the self-resonance point are reduced, and the frequency of the self-resonance point can be set to a high frequency sufficiently away from the use frequency band.
  • the primary side coils (L1a, L1b) are arranged so as to be sandwiched between the second inductance elements (L2a, L2b, L2c, L2d), thereby forming the primary side coils (L1a, L1b). ) And the ground are suppressed. By suppressing such a capacitive component that does not contribute to radiation, the radiation efficiency of the antenna can be increased.
  • the primary side coils (L1a, L1b) and the secondary side coils (L2a, L2b, L2c, L2d) are more tightly coupled, that is, the leakage magnetic field is reduced, and the primary side coils (L1a, L1b) and the secondary side coils are reduced. Energy transmission loss of the high-frequency signal between the side coils (L2a, L2b, L2c, L2d) is reduced.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of an antenna device 208 provided with an impedance conversion circuit 85 according to the eighth embodiment.
  • the impedance conversion circuit 85 includes a second series circuit 27 connected between the power feeding circuit 30 and the antenna element 11, and first and third series circuits 26 connected between the antenna element 11 and the ground. 28.
  • the second series circuit 27 is a circuit in which the first coil element L1a and the second coil element L1b are connected in series.
  • the first series circuit 26 is a circuit in which a third coil element L2a and a fourth coil element L2b are connected in series.
  • the third series circuit 28 is a circuit in which another third coil element L2c and another fourth coil element L2d are connected in series.
  • the broken line M34 represents the coupling between the coil elements L1a and L1b
  • the broken line M12 represents the coupling between the coil elements L2a and L2b
  • the broken line M56 represents the coupling between the coil elements L2c and L2d.
  • a parallel capacitor Cp is provided for the series circuit of the third coil element L2a and the fourth coil element L2b and for the series circuit of the third coil element L2c and the fourth coil element L2d.
  • the impedance conversion ratio of the transformer circuit has frequency characteristics.
  • FIG. 15 is a diagram showing the frequency characteristics of the real part (resistance component) of the impedance of the impedance conversion circuit 85 viewed from the antenna port.
  • A is the radiation resistance of the antenna
  • B1 is the real part of the impedance of the impedance conversion circuit 85 when the capacitance Cp is present
  • B2 is the real part of the impedance of the impedance conversion circuit 85 when there is no capacitance Cp. is there.
  • the frequency characteristic of the real part Rc of the impedance of the impedance conversion circuit 85 can be made equal to the frequency characteristic of the radiation resistance Rr of the antenna and can be matched with the high frequency circuit in a wide frequency band.
  • FIG. 16 is an exploded perspective view of the laminated body 40 constituting the impedance conversion circuit included in the antenna device of the eighth embodiment.
  • Each layer is composed of a magnetic sheet, and a conductor pattern is formed on each layer.
  • the conductor patterns 81 and 83 are formed on the base material layer 51i
  • the conductor pattern 82 is formed on the base material layer 51j
  • the conductor patterns 74 and 76 are formed on the base material layer 51a.
  • Conductive patterns 72 are formed on the base material layer 51b
  • conductive patterns 71 and 73 are formed on the base material layer 51c.
  • Conductive patterns 62 are formed on the base material layer 51d
  • conductive patterns 61 and 63 are formed on the base material layer 51e.
  • a ground conductor 69 is formed on the upper surface of the base material layer 51f, and a power supply terminal 41 that is a power supply port, a ground terminal 42, and an antenna terminal 43 that is an antenna port are formed on the lower surface.
  • a ground conductor 70 is formed on the base material layer 51h. Electrodes 46 and 47 for mounting a chip capacitor which is the capacitor C1 shown in FIG. 14 are formed on the upper surface of the base material layer 51g.
  • the broken line extending in the vertical direction in FIG. 16 is a via electrode, and the conductor patterns are connected between the layers.
  • the right half of the conductor pattern 72 and the conductor pattern 71 constitute a first coil element L1a.
  • the left half of the conductor pattern 72 and the conductor pattern 73 constitute a second coil element L1b.
  • the third coil element L2a is constituted by the conductor pattern 81 and the right half of the conductor pattern 82.
  • the left half of the conductor pattern 82 and the conductor pattern 83 constitute a fourth coil element L2b.
  • the conductor pattern 61 and the right half of the conductor pattern 62 constitute another third coil element L2c.
  • the left half of the conductor pattern 62 and the conductor pattern 63 constitute another fourth coil element L2d.
  • the ground conductor 69 and the conductor patterns 61 and 63 are opposed to each other. In particular, a capacitance is generated between the conductor pattern 63 and the ground conductor 69. Further, the ground conductor 70 and the conductor patterns 81 and 83 are opposed to each other, and in particular, a capacitance is generated between the conductor pattern 83 and the ground conductor 70. These capacitances correspond to the parallel capacitance Cp shown in FIG.
  • the structure in which the upper and lower sides of various conductor patterns formed in a plurality of layers are sandwiched between ground conductors 69 and 70 allows external conductors and circuits to be connected even if the entire laminate 40 is thinned. Therefore, stable properties can be obtained, so that the thickness can be reduced.
  • the ground conductor 70 is provided in the upper layer of the multilayer body, even if a surface mount component such as the chip capacitor CC1 is mounted on the upper surface of the multilayer body 40, the impedance conversion characteristics are not affected. Therefore, module components can be configured by mounting various chip components on the laminate.

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Abstract

　ローバンドではキャパシタ（Ｃ１）のインピーダンスの絶対値より一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンスの絶対値が小さいので、ローバンドの高周波信号はトランス（Ｔ１）を経由して伝搬する。したがって、ローバンドの高周波信号はトランス（Ｔ１）でインピーダンス整合する。ハイバンドでは一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンスの絶対値よりキャパシタ（Ｃ１）のインピーダンスの絶対値が小さいので、ハイバンドの高周波信号はキャパシタ（Ｃ１）を経由して伝搬する。したがって、ハイバンドの高周波信号はキャパシタ（Ｃ１）でインピーダンス整合する。これにより、広い周波数帯域で高周波回路とアンテナ素子とをインピーダンス整合させる。

Description

インピーダンス変換回路および通信端末装置
　本発明は、アンテナ装置等に適用するインピーダンス変換回路に関し、特に、広い周波数帯域で整合するインピーダンス変換回路およびそれを備えた通信端末装置に関する。
　近年、携帯電話をはじめとする通信端末装置は、ＧＳＭ（登録商標）(Global System for mobile Communications)、ＤＣＳ(Digital CommunicationSystem)、ＰＣＳ(PersonalCommunication Services)、ＵＭＴＳ(Universal Mobile Telecommunications System)等の通信システム、さらにはＧＰＳ(GlobalPositioning system)やワイヤレスＬＡＮ、Bluetooth（登録商標）等への対応が求められることがある。したがって、こうした通信端末装置におけるアンテナ装置は、８００ＭＨｚ～２．４ＧＨｚまでの広い周波数帯域をカバーすることが求められる。
　広い周波数帯域に対応するアンテナ装置としては、帯域毎の整合回路を有するもの（特許文献１）や、アンテナの電気長をアクティブ素子で切り換えるもの（特許文献２）が一般的である。
特表２００３－５３６３３８号公報 特開２００８－１１８５３５号公報
　ところが、特許文献１，２に示されているアンテナ装置においては、そのアンテナパターンを端末ごとに設計する必要があるので設計のために多くの時間が掛かり、また、信号経路を切り換えるためのスイッチング回路のようなアクティブ素子が必要となるため、その回路構成が複雑化しやすい。
　本発明は上述した実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、比較的容易に設計でき、簡易な構成で、広い周波数帯域において高周波回路とアンテナ素子とをインピーダンス整合させることができるインピーダンス変換回路、およびそのインピーダンス変換回路を備えた通信端末装置を提供することにある。
　本発明のインピーダンス変換回路は、
　第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号の送受信するアンテナ装置に用いられるインピーダンス変換回路であって、
　一次側コイル（Ｌ１）および二次側コイル（Ｌ２）を含み、給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるトランスと、給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるキャパシタ（Ｃ１）とを備え、
　前記第１周波数帯で前記キャパシタ（Ｃ１）のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は前記一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも大きく、前記第２周波数帯で前記キャパシタ（Ｃ１）のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は前記一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも小さいことを特徴とする。
　また、本発明の通信端末装置は、
　第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号の送受信するアンテナ装置を備えた通信端末装置であって、
　一次側コイル（Ｌ１）および二次側コイル（Ｌ２）を含み、給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるトランスと、給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるキャパシタ（Ｃ１）とを備え、
　前記第１周波数帯で前記キャパシタ（Ｃ１）のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は前記一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも大きく、前記第２周波数帯で前記キャパシタ（Ｃ１）のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は前記一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも小さいインピーダンス変換回路を備えたことを特徴とする。
　本発明のインピーダンス変換回路によれば、広帯域に亘ってアンテナ素子と高周波回路との間のインピーダンス整合を、比較的容易に設計でき、簡易な構成で実装することができる。
　また、本発明の通信端末装置によれば、周波数帯域の異なる各種の通信システムに容易に適用できる。
図１は第１の実施形態のインピーダンス変換回路１５およびそれを備えたアンテナ装置２０１の回路図である。 図２（Ａ）、図２（Ｂ）は、周波数帯の違いによる信号の伝搬経路を示す図である。 図３（Ａ）はインピーダンス変換回路を備えた第１例の通信端末装置、図３（Ｂ）は第２例の通信端末装置のそれぞれの構成図である。 図４はインピーダンス変換回路をモジュール化したインピーダンス変換モジュールの斜視図である。 図５は第２の実施形態のインピーダンス変換回路２５およびそれを備えたアンテナ装置２０２の回路図である。 図６（Ａ）は第３の実施形態のインピーダンス変換回路３５およびそれを備えたアンテナ装置２０３の回路図である。図６（Ｂ）はその等価回路図である。 図７は第４の実施形態のインピーダンス変換回路４５およびそれを備えたアンテナ装置２０４の回路図である。 図８（Ａ）は第５の実施形態のアンテナ装置２０５の回路図、図８（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。 図９はアンテナ装置２０５の等価回路図である。 図１０は、インピーダンス変換回路４５で擬似的に生じる負のインダクタンス成分の作用およびインピーダンス変換回路４５の作用を模式的に示す図である。 図１１（Ａ）は第６の実施形態のアンテナ装置２０６の回路図、図１１（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。 図１２は第７の実施形態に係るインピーダンス変換回路７５を備えたアンテナ装置２０７の回路図である。 図１３は第７の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスを多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。 図１４は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路８５を備えたアンテナ装置２０８の回路図である。 図１５はアンテナポートから見たインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。 図１６は第８の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスを多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
《第１の実施形態》
　図１は第１の実施形態のインピーダンス変換回路１５およびそれを備えたアンテナ装置２０１の回路図である。
　図１に示すように、アンテナ装置２０１は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路１５とを備えている。アンテナ素子１１は例えばモノポール型アンテナであり、このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路１５が接続されている。インピーダンス変換回路１５はアンテナ素子１１と高周波回路３０との間に挿入されている。高周波回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための高周波回路（給電回路）であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
　インピーダンス変換回路１５は、一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２による高周波トランスＴ１とキャパシタＣ１とを備えている。一次側コイルＬ１は給電ポートＰｆとグランドポートＰｇとの間に接続されている。すなわち、一次側コイルＬ１の第１端は給電ポートＰｆに接続され、一次側コイルＬ１の第２端はグランドに接続されている。二次側コイルＬ２はアンテナポートＰａとグランドポートＰｇとの間に接続されている。すなわち、二次側コイルＬ２の第１端はアンテナポートＰａに接続され、二次側コイルＬ２の第２端はグランドに接続されている。また、給電ポートＰｆとアンテナポートＰａとの間にキャパシタＣ１が接続されている。トランスＴ１のインピーダンス変換比は一次側コイルＬ１のインダクタンスと二次側コイルＬ２のインダクタンスとの比である。
　移動体通信端末の通信帯域は、たとえばpentバンド（GSM(登録商標)850,GSM(登録商標)900,DCS,PCS,W-CDMA(UMTS)）では、第１の周波数帯８２４－９６０ＭＨｚ（以下、８００ＭＨｚ帯：ローバンド）と、第２の周波数帯１７１０－２１７０ＭＨｚ（以下、２ＧＨｚ帯：ハイバンド）の２つの周波数帯域をとる。
　ローバンドでキャパシタＣ１のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は一次側コイルＬ１のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも大きい。また、ハイバンドでキャパシタＣ１のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は一次側コイルＬ１のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも小さい。
　図２は周波数帯の違いによる信号の伝搬経路を示す図である。ローバンドではキャパシタＣ１のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値より一次側コイルＬ１のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値が小さいので、ローバンドの高周波信号はトランスＴ１を経由して伝搬する。図２（Ａ）はこのローバンドの高周波信号の伝搬経路を示している。したがって、ローバンドの高周波信号はトランスＴ１でインピーダンス整合する。例えばアンテナ素子１１のローバンドでのインピーダンス（絶対値）が８Ω、給電ポートＰｆから高周波回路３０側を見たインピーダンスが５０Ωであれば、トランスＴ１でのインピーダンス変換比を５０：８となるように定める。これによりローバンドで高周波回路３０とアンテナ素子１１とはインピーダンス整合する。
　また、ハイバンドでは一次側コイルＬ１のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりキャパシタＣ１のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値が小さいので、ハイバンドの高周波信号はキャパシタＣ１を経由して伝搬する。図２（Ｂ）はこのハイバンドの高周波信号の伝搬経路を示している。したがって、ハイバンドの高周波信号は直列接続のキャパシタＣ１でインピーダンス整合する。例えばアンテナ素子１１のハイバンドでのインピーダンス（絶対値）は２６Ωであり、アンテナ素子１１の直列インダクタンス成分とキャパシタＣ１の直列キャパシタンスとで５０Ωに整合する。
　このようにして、ローバンド、ハイバンドともに広い帯域で適切なインピーダンス整合が可能になる。
　図３（Ａ）は前記インピーダンス変換回路を備えた第１例の通信端末装置、図３（Ｂ）は第２例の通信端末装置のそれぞれの構成図である。これらは例えば携帯電話や移動体端末である。
　図３（Ａ）に示す通信端末装置１は、蓋体部である第１筺体１０と本体部である第２筺体２０とを備え、第１筺体１０は第２筺体２０に対して折りたたみ式あるいはスライド式で連結されている。第１筺体１０にはグランド板としても機能する第１放射素子１１が設けられ、第２筺体２０にはグランド板としても機能する第２放射素子２１が設けられている。第１および第２放射素子１１，２１は金属箔などの薄膜あるいは導電性ペーストなどの厚膜からなる導電体膜で形成されている。この第１および第２放射素子１１，２１は高周波回路３０から差動給電することでダイポールアンテナとほぼ同等の性能を得ている。高周波回路３０はＲＦ回路やベースバンド回路のような信号処理回路を有している。
　なお、インピーダンス変換回路１５のインダクタンス値は、二つの放射素子１１，２１を結ぶ接続線３３のインダクタンス値よりも小さいことが好ましい。このことにより、インピーダンス変換回路１５を通る側のインピーダンスが、接続線３３側のインピーダンスよりも低くなるので、電流はインピーダンス変換回路１５側を主に流れる。そのため、接続線３３側のインピーダンスの影響を抑えることができる。
　図３（Ｂ）に示す通信端末装置２は、第１放射素子１１をアンテナ単体として設けたものである。第１放射素子１１はチップアンテナ、板金アンテナ、コイルアンテナなど各種アンテナ素子を用いることができる。また、このアンテナ素子としては、例えば、筺体の内周面や外周面に沿って設けられた線状導体を利用してもよい。第２放射素子２１は第２筺体２０のグランド板としても機能するものであり、第１放射素子１１と同様に各種のアンテナを用いてもよい。ちなみに、通信端末装置２は、折りたたみ式やスライド式ではないストレート構造の端末である。なお、第２放射素子２１は、必ずしも放射体として十分に機能するものでなくてもよく、第１放射素子１１がいわゆるモノポールアンテナのように作用するものであってもよい。
　高周波回路３０は一端が第２放射素子２１に接続され、他端がインピーダンス変換回路１５を介して第１放射素子１１に接続されている。
　インピーダンス変換回路１５は、高周波回路３０と第１放射素子１１との間に設けられ、第１および第２放射素子１１，２１から送信される高周波信号、あるいは、第１および第２放射素子１１，２１にて受信する高周波信号の周波数特性を安定化させる。それゆえ、第１放射素子１１や第２放射素子２１の形状、第１筺体１０や第２筺体２０の形状、近接部品の配置状況などに影響されることなく、高周波信号の周波数特性が安定化する。特に、折りたたみ式やスライド式の通信端末装置にあっては、蓋体部である第１筺体１０の本体部である第２筺体２０に対する開閉状態に応じて、第１および第２放射素子１１，２１のインピーダンスが変化しやすいが、インピーダンス変換回路１５を設けることによって高周波信号の周波数特性を安定化させることができる。すなわち、アンテナの設計に関して重要事項である、中心周波数の設定・通過帯域幅の設定・インピーダンスマッチングの設定などの周波数特性の調整機能をこのインピーダンス変換回路１５が担うことが可能になり、アンテナ素子そのものは、主に、指向性や利得を考慮するだけでよいため、アンテナの設計が容易になる。
　図４は前記インピーダンス変換回路をモジュール化したインピーダンス変換モジュールの斜視図である。このインピーダンス変換モジュール１０１は、複数の誘電体層または磁性体層を積層してなる積層体４０と、この積層体４０に搭載したチップコンデンサＣＣ１とで構成されている。
　積層体４０は樹脂多層基板であってもよいしセラミック多層基板であってもよい。表面や内部に設けられるパターンは、樹脂多層基板であればＣｕ箔、セラミック多層基板であればＣｕ厚膜、Ａｇ厚膜等が用いられる。
　積層体の外面には、給電ポートである第１外部端子４１、アンテナポートである第２外部端子４２、グランド（第２放射体）に接続される第３外部端子４３、およびチップコンデンサＣＣ１搭載用のランド４６，４７が設けられている。そして、積層体４０の内部には、第１外部端子４１と第３外部端子４３の間に接続された一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２が形成されていて、これらのコイルでトランスが構成されている。
　なお、チップコンデンサＣＣ１を積層体の上面に搭載する代わりに、積層体４０の内部にそれと同等のキャパシタを形成してもよい。但し、積層体４０の上面にチップコンデンサとして搭載されている方が、容量値の設計や調整が容易であるという点で好ましい。
《第２の実施形態》
　図５は第２の実施形態のインピーダンス変換回路２５およびそれを備えたアンテナ装置２０２の回路図である。
　図５に示すように、アンテナ装置２０２は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路２５とを備えている。インピーダンス変換回路２５はアンテナ素子１１と高周波回路３０との間に挿入されている。図１に示した例と異なり、二次側コイルＬ２に対して並列に第２キャパシタＣ２が接続されている。その他の構成は図１に示したものと同じである。
　図５において二次側コイルＬ２と第２キャパシタＣ２とでＬＣ並列回路が構成されている。そのため、このＬＣ並列回路の並列共振周波数をローバンドの中心周波数より高く設定しておくことにより、ローバンドでの前記ＬＣ並列回路のインダクタンスを小さくすることができる。したがって、トランスによるインピーダンス変換比を容易に大きくすることができ、インピーダンスのより小さなアンテナ素子にも適用できる。
《第３の実施形態》
　図６（Ａ）は第３の実施形態のインピーダンス変換回路３５およびそれを備えたアンテナ装置２０３の回路図である。図６（Ｂ）はその等価回路図である。
　図６（Ａ）に示すように、アンテナ装置２０３は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路３５とを備えている。アンテナ素子１１は例えばモノポール型アンテナであり、このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路３５が接続されている。インピーダンス変換回路３５はアンテナ素子１１と高周波回路３０との間に挿入されている。高周波回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための高周波回路（給電回路）であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
　インピーダンス変換回路３５は一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２による高周波トランスＴ２とキャパシタＣ１とを備えている。一次側コイルＬ１は給電ポートＰｆとアンテナポートＰａとの間に接続されている。すなわち、一次側コイルＬ１の第１端は給電ポートＰｆに接続され、一次側コイルＬ１の第２端はアンテナポートＰａに接続されている。二次側コイルＬ２はアンテナポートＰａとグランドポートＰｇとの間に接続されている。すなわち、二次側コイルＬ２の第１端はグランドに接続され、二次側コイルＬ２の第２端はアンテナポートＰａに接続されている。また、給電ポートＰｆとアンテナポートＰａとの間にキャパシタＣ１が接続されている。
　前記トランスＴ２は、図６（Ｂ）に示すように、インダクタンス（Ｌ１＋Ｍ）の第１インダクタンス素子Ｚ１、インダクタンス（－Ｍ）の第２インダクタンス素子Ｚ２、インダクタンス（Ｌ２＋Ｍ）の第３インダクタンス素子Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電ポートＰｆと分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、アンテナポートＰａと分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、およびグランドポートＰｇと分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
　図１に示した例では、トランスＴ１のインピーダンス変換比は一次側コイルＬ１のインダクタンスと二次側コイルＬ２のインダクタンスとの比であったが、この図６の構成では、トランスＴ２のインピーダンス変換比は、
　｛（Ｌ１＋Ｍ）＋（Ｌ２＋Ｍ）｝：｛（－Ｍ）＋（Ｌ２＋Ｍ）｝
＝（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）：Ｌ２
である。
　このように第３の実施形態によれば、インピーダンス変換比が大きくできるので、インピーダンスのより低いアンテナ素子にも適用できる。
《第４の実施形態》
　図７は第４の実施形態のインピーダンス変換回路４５およびそれを備えたアンテナ装置２０４の回路図である。
　図７に示すように、アンテナ装置２０４は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路４５とを備えている。インピーダンス変換回路４５はアンテナ素子１１と高周波回路３０との間に挿入されている。図６（Ａ）に示した例と異なり、二次側コイルＬ２に対して並列に第２キャパシタＣ２が接続されている。その他の構成は図６（Ｂ）に示したものと同じである。
　図７において二次側コイルＬ２と第２キャパシタＣ２とでＬＣ並列回路が構成されている。そのため、このＬＣ並列回路の並列共振周波数をローバンドの中心周波数より高く設定しておくことにより、ローバンドでの前記ＬＣ並列回路のインダクタンスを小さくすることができる。したがって、トランスによるインピーダンス変換比を大きくすることができ、インピーダンスのより小さなアンテナ素子にも適用できる。
《第５の実施形態》
　図８（Ａ）は第５の実施形態のインピーダンス変換回路５５およびそれを備えたアンテナ装置２０５の回路図、図８（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
　第５の実施形態は、一次側コイルと二次側コイルとをそれぞれ二つのコイル素子で構成して、一次側コイルと二次側コイルとを高い結合度で結合（密結合）させたものである。
　図８（Ａ）に表れているように、一次側コイルＬ１は第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路が構成されるように巻回されている。また、二次側コイルＬ２は第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路を構成するように巻回されている。換言すると、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとは逆相で結合（加極性結合）し、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとは逆相で結合（加極性結合）する。
　さらに、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとは同相で結合（減極性結合）するとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとは同相で結合（減極性結合）することが好ましい。
　図９は前記アンテナ装置２０５の等価回路図である。図９に示すように、アンテナ装置２０５は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路５５とを備えている。インピーダンス変換回路５５は一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２とを相互インダクタンスＭを介して密結合したトランス型回路を含む。このトランス型回路は、図９に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、高周波回路３０に接続される給電ポートＰｆ、アンテナ素子１１に接続されるアンテナポートＰａ、グランドに接続されるグランドポートＰｇ、給電ポートＰｆと分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
　図８（Ａ）に示した一次側コイルＬ１のインダクタンスをＬ１、二次側コイルＬ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図９の第１インダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスは、Ｌ１－Ｍ、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスはＬ２－Ｍ、第３インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスは＋Ｍである。ここで、Ｌ２＜Ｍの関係であれば、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは負の値である。すなわち、ここに擬似的な負の合成インダクタンス成分が形成されている。
　一方、アンテナ素子１１は図９に表れているように、等価的にインダクタンス成分ＬANT、放射抵抗成分Ｒｒ、およびキャパシタンス成分ＣANTで構成される。このアンテナ素子１１単体のインダクタンス成分ＬANTは、インピーダンス変換回路５５における前記負の合成インダクタンス成分（Ｌ２－Ｍ）によって打ち消されるように作用する。すなわち、インピーダンス変換回路のＡ点からアンテナ素子１１側を見た（第２インダクタンス素子Ｚ２を含めたアンテナ素子１１の）インダクタンス成分は小さく（理想的にはゼロに）なり、その結果、このアンテナ装置２０５のインピーダンス周波数特性が小さくなる。
　このように負のインダクタンス成分を生じさせるためには、一次側コイルと二次側コイルとを高い結合度で結合させることが重要である。具体的には、この結合度は１以上であればよい。
　図１０は、前記インピーダンス変換回路５５で擬似的に生じる負のインダクタンス成分の作用およびインピーダンス変換回路５５の作用を模式的に示す図である。図１０において曲線Ｓ０はアンテナ素子１１の使用周波数帯域に亘って周波数をスイープしたときのインピーダンス軌跡をスミスチャート上に表したものである。アンテナ素子１１単体ではインダクタンス成分ＬANTが比較的大きいので、図１０に表れているようにインピーダンスは大きく推移する。
　図１０において曲線Ｓ１はインピーダンス変換回路のＡ点からアンテナ素子１１側を見たインピーダンスの軌跡である。このように、インピーダンス変換回路の擬似的な負のインダクタンス成分によってアンテナ素子のインダクタンス成分ＬANTが相殺されて、Ａ点からアンテナ素子側を見たインピーダンスの軌跡は大幅に縮小される。
　図１０において曲線Ｓ２は高周波回路３０から見たインピーダンスすなわちアンテナ装置２０５のインピーダンスの軌跡である。このように、トランス型回路によるインピーダンス変換比（Ｌ１：Ｌ２）によって、アンテナ装置２０５のインピーダンスは５０Ω（スミスチャートの中心）に近づく。なお、このインピーダンスの微調整は、トランス型回路に、別途インダクタンス素子やキャパシタンス素子を付加することで行ってもよい。
　このようにして、広帯域に亘ってアンテナ装置のインピーダンス変化を抑制できる。ゆえに、広い周波数帯域に亘って給電回路とインピーダンス整合がとれる。
《第６の実施形態》
　図１１（Ａ）は第６の実施形態のアンテナ装置２０６の回路図、図１１（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
　第６の実施形態は、その基本構成は第３の実施形態と同様であるが、一次側コイルと二次側コイルとをそれぞれ二つのコイル素子で構成して、一次側コイルと二次側コイルとを高い結合度で結合（密結合）させた例である。
　図１１（Ａ）に表れているように、一次側コイルＬ１は第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路が構成されるように巻回されている。また、二次側コイルＬ２は第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路を構成するように巻回されている。換言すると、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとは逆相で結合（加極性結合）し、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとは逆相で結合（加極性結合）する。
　さらに、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとは同相で結合（減極性結合）するとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとは同相で結合（減極性結合）することが好ましい。
　図１１（Ｂ）に示すように、給電回路から図中矢印ａ方向に電流が供給されたとき、第１コイル素子Ｌ１ａに図中矢印ｂ方向に電流が流れるとともに、コイル素子Ｌ１ｂには図中矢印ｃ方向に電流が流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ａで示される磁束（閉磁路を通る磁束）が形成される。
　コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ａに電流ｂが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ａに結合して、コイル素子Ｌ２ａに誘導電流ｄが逆方向に流れる。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ｂに電流ｃが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ｂに結合して、コイル素子Ｌ２ｂに誘導電流ｅが逆方向に流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ｂで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
　コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる一次側コイルＬ１に生じる磁束Ａの閉磁路と、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる二次側コイルＬ２に生じる磁束Ｂの閉磁路とは独立しているので、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との間には等価的な磁気障壁ＭＷが生じることになる。
　また、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとは電界によっても結合されている。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂとは電界によっても結合されている。したがって、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂに交流信号が流れるとき、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂには電界結合により電流が励起される。図１１（Ｂ）中のキャパシタＣａ，Ｃｂは前記電界結合のための結合容量を表象的に表した記号である。
　一次側コイルＬ１に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により二次側コイルＬ２に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により二次側コイルＬ２に流れる電流の向きとは同じである。したがって、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２とは磁界と電界の両方で強く結合することになる。
　インピーダンス変換回路６５は、一次側コイルＬ１に交流電流が流れるとき、磁界を介した結合により二次側コイルＬ２に流れる電流の向きと、電界を介した結合により二次側コイルＬ２に流れる電流の向きとが同じになるよう構成された回路であると言うこともできる。
《第７の実施形態》
　図１２は第７の実施形態に係るインピーダンス変換回路７５を備えたアンテナ装置２０７の回路図である。このインピーダンス変換回路７５は、高周波回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第２の直列回路２７、アンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第１・第３の直列回路２６，２８とで構成されている。
　第２の直列回路２７は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとが直列に接続された回路である。第１の直列回路２６は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８はもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃともう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄとが直列に接続された回路である。
　図１２において、破線Ｍ３４はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとの結合、破線Ｍ１２はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとの結合、破線Ｍ５６はコイル素子Ｌ２ｃとＬ２ｄとの結合をそれぞれ表している。
　図１３は第７の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスを多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
　図１３に示した範囲で、基材層５１ｉに導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｊに導体パターン８２が形成され、基材層５１ａに導体パターン７４，７６が形成されている。基材層５１ｂには導体パターン７２が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７１，７３が形成されている。基材層５１ｄに導体パターン６１，６３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６２が形成され、基材層５１ｆにキャパシタ用の導体６８が形成されている。基材層５１ｇの上面にはキャパシタ用の導体６９が形成されていて、下面に給電ポートである給電端子４１、グランド端子４２、アンテナポートであるアンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。図１３中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
　図１３において、導体パターン７２の右半分と導体パターン７１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６１と導体パターン６２の右半分とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。
　キャパシタ用の導体６８と導体６９とで、図１２に示したキャパシタＣ１が生じる。
　図１３において破線の楕円形は閉磁路を表している。閉磁路ＣＭ１２はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとに鎖交する。また、閉磁路ＣＭ３４はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとに鎖交する。さらに、閉磁路ＣＭ５６はコイル素子Ｌ２ｃとＬ２ｄとに鎖交する。このように、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第１の閉磁路ＣＭ１２が構成され、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第２の閉磁路ＣＭ３４が構成され、第３コイル素子Ｌ２ｃと第４コイル素子Ｌ２ｄとによって第３の閉磁路ＣＭ５６が構成される。
　図１３において、閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４とは磁束が反発する関係であるので、閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間に磁気障壁が生じる。同様に、閉磁路ＣＭ５６とＣＭ３４とは磁束が反発する関係であるので、閉磁路ＣＭ５６とＣＭ３４との間に磁気障壁が生じる。この二つの磁気障壁で前記閉磁路ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６の磁束をそれぞれ閉じ込める。
　このように、第２の閉磁路ＣＭ３４が第１の閉磁路ＣＭ１２および第３の閉磁路ＣＭ５６で層方向に挟み込まれた構造とする。この構造により、第２の閉磁路ＣＭ３４は二つの磁気障壁で挟まれて充分に閉じ込められる（閉じ込められる効果が高まる）。すなわち、結合係数の非常に大きなトランスとして作用させることができる。
　そのため、前記閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間、およびＣＭ３４とＣＭ５６との間をある程度広くすることができる。このことにより、図１３に示した第１の直列回路２６と第２の直列回路２７との間、第２の直列回路２７と第３の直列回路２８との間のそれぞれに生じるキャパシタンスを小さくできる。すなわち、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分が小さくなる。
　また、第７の実施形態によれば、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる第１の直列回路２６と、コイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄによる第３の直列回路２８とが並列接続された構造であるので、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のインダクタンス成分が小さくなる。
　このようにして、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
　また、この第７の実施形態においては、一次側コイル（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）を第２のインダクタンス素子（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ）で挟み込むように配置することによって、一次側コイル（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）とグランドとの間に生じる浮遊容量が抑制される。このような放射に寄与しない容量成分が抑制されることによって、アンテナの放射効率を高めることができる。
　また、一次側コイル（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）と二次側コイル（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ）とがより密結合し、つまり、漏れ磁界が少なくなり、一次側コイル（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）と二次側コイル（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ）との間の高周波信号のエネルギー伝達ロスが少なくなる。
《第８の実施形態》
　図１４は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路８５を備えたアンテナ装置２０８の回路図である。このインピーダンス変換回路８５は、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第２の直列回路２７、アンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第１・第３の直列回路２６，２８とで構成されている。
　第２の直列回路２７は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとが直列に接続された回路である。第１の直列回路２６は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８はもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃともう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄとが直列に接続された回路である。
　図１４において、破線Ｍ３４はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとの結合、破線Ｍ１２はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとの結合、破線Ｍ５６はコイル素子Ｌ２ｃとＬ２ｄとの結合をそれぞれ表している。
　第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとの直列回路に対して、および第３コイル素子Ｌ２ｃと第４コイル素子Ｌ２ｄとの直列回路に対して並列容量Ｃｐを設けている。
　このように、二次側コイルに並列容量成分を付加することで、トランス回路のインピーダンス変換比に周波数特性を持たせている。
　図１５はアンテナポートから見たインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。図１５中、Ａはアンテナの放射抵抗、Ｂ１は、前記容量Ｃｐがある場合のインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部、Ｂ２は前記容量Ｃｐが無い場合のインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部である。Ｃｐがある場合、インピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部Ｒｃの周波数特性をアンテナの放射抵抗Ｒｒの周波数特性と同等にすることができ、広い周波数帯域で高周波回路と整合させることができることが分かる。
　図１６は第８の実施形態のアンテナ装置が備えるインピーダンス変換回路を構成する積層体４０の分解斜視図である。各層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
　図１６に示した範囲で基材層５１ｉに導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｊに導体パターン８２が形成され、基材層５１ａに導体パターン７４，７６が形成されている。基材層５１ｂには導体パターン７２が形成され、基材層５１ｃには導体パターン７１，７３が形成されている。基材層５１ｄには導体パターン６２が形成され、基材層５１ｅには導体パターン６１，６３が形成されている。基材層５１ｆの上面にはグランド導体６９が形成されていて、下面に給電ポートである給電端子４１、グランド端子４２、アンテナポートであるアンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。基材層５１ｈにはグランド導体７０が形成されている。基材層５１ｇの上面には、図１４に示したキャパシタＣ１であるチップコンデンサを実装するための電極４６，４７が形成されている。
　図１６中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
　図１６において、導体パターン７２の右半分と導体パターン７１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６１と導体パターン６２の右半分とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。
　グランド導体６９と導体パターン６１，６３とは互いに対向していて、特に導体パターン６３とグランド導体６９との間に容量が生じている。また、グランド導体７０と導体パターン８１，８３とは互いに対向していて、特に導体パターン８３とグランド導体７０との間に容量が生じている。これらの容量が図１４に示した並列容量Ｃｐに相当する。
　なお、この第８の実施形態のように、複数層に形成された各種導体パターンの上下をグランド導体６９，７０で挟んだ構造により、積層体４０全体を薄くしても外部の導体や回路との付与結合が抑制されるので安定した特性が得られる、そのため薄型化できる。また、積層体の上層にグランド導体７０を備えることにより、積層体４０の上面に前記チップコンデンサＣＣ１などの表面実装部品を搭載してもインピーダンス変換特性に影響を与えない。そのため、積層体に各種チップ部品を搭載してモジュール部品を構成することができる。
Ｃ１…第１キャパシタ
ＣＣ１…チップコンデンサ
Ｃ２…第２キャパシタ
ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６…閉磁路
Ｃｐ…並列容量
Ｌ１…一次側コイル
Ｌ２…二次側コイル
Ｌ１ａ…第１コイル素子
Ｌ１ｂ…第２コイル素子
Ｌ２ａ，Ｌ２ｃ…第３コイル素子
Ｌ２ｂ，Ｌ２ｄ…第４コイル素子
Ｔ１，Ｔ２…トランス
１，２…通信端末装置
１１…アンテナ素子（第１放射素子）
２１…第２放射素子
１５，２５，３５，４５，５５，６５，７５，８５…インピーダンス変換回路
３０…高周波回路
４０…積層体
４６，４７…ランド
５１ａ～５１ｊ…基材層
６１～６３…導体パターン
６５…インピーダンス変換回路
６８，６９…キャパシタ用導体
７１～７４，７６…導体パターン
８１～８３…導体パターン
１０１…インピーダンス変換モジュール
２０１～２０７…アンテナ装置

Claims (6)

  1. 　第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号の送受信するアンテナ装置に用いられるインピーダンス変換回路であって、
    　一次側コイルおよび二次側コイルを含み、給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるトランスと、給電ポートとアンテナポートとの間に接続される第１キャパシタとを備え、
    　前記第１周波数帯で前記第１キャパシタのインピーダンスの絶対値は前記一次側コイルのインピーダンスの絶対値よりも大きく、前記第２周波数帯で前記第１キャパシタのインピーダンスの絶対値は前記一次側コイルのインピーダンスの絶対値よりも小さいことを特徴とするインピーダンス変換回路。
  2. 　前記一次側コイルの第１端は前記給電ポートに接続され、
    　前記一次側コイルの第２端はグランドに接続され、
    　前記二次側コイルの第１端は前記アンテナポートに接続され、
    　前記二次側コイルの第２端は前記グランドに接続され、
    　前記第１キャパシタは前記一次側コイルの第１端と前記二次側コイルの第１端との間に接続されている、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
  3. 　前記一次側コイルの第１端は前記給電ポートに接続され、
    　前記一次側コイルの第２端は前記アンテナポートに接続され、
    　前記二次側コイルの第１端はグランドに接続され、
    　前記二次側コイルの第２端は前記アンテナポートに接続され、
    　前記第１キャパシタは前記一次側コイルの第１端と前記二次側コイルの第２端との間に接続されている、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
  4. 　前記二次側コイルに対して並列に第２キャパシタが設けられている、請求項１～３のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
  5. 　前記トランスの一次側コイルおよび二次側コイルは、複数の誘電体層または磁性体層の積層体である多層基板に一体的に構成され、
    　前記給電ポートである第１外部端子および前記アンテナポートである第２外部端子が前記積層体の表面に形成されていて、
    　少なくとも前記第１キャパシタは前記積層体の表面または内部に設けられている、請求項１～４のいずれかに記載の、インピーダンス変換回路。
  6. 　第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号の送受信するアンテナ装置を備えた通信端末装置であって、
    　給電ポートとアンテナポートとの間に接続される、一次側コイルおよび二次側コイルを含むトランスと、キャパシタとを備え、
    　前記第１周波数帯で前記キャパシタのインピーダンスの絶対値は前記一次側コイルのインピーダンスの絶対値よりも大きく、前記第２周波数帯で前記キャパシタのインピーダンスの絶対値は前記一次側コイルのインピーダンスの絶対値よりも小さいインピーダンス変換回路を備えたことを特徴とする通信端末装置。
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