JP6558398B2 - 通信端末装置 - Google Patents

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Description

本発明は送受信回路などの高周波回路とアンテナとの間に設けられるフロントエンド回路を備えた通信端末装置に関するものである。
高周波回路とアンテナとの間には、通常、高周波回路とアンテナとのインピーダンス整合をとるインピーダンス整合回路が設けられる。例えば携帯電話をはじめとする小型の通信端末装置は、通信周波数帯域に対してアンテナサイズが相対的に小さいので、アンテナのインピーダンスは給電回路の特性インピーダンスに対して小さい傾向にある。そのため、大きなインピーダンス変換比が必要になる。一定のインピーダンス変換を行う回路として、例えば特許文献１にはトランス型の整合回路が開示されている。
特開２００４−７２４４５号公報
近年、携帯電話をはじめとする通信端末装置は、ＧＳＭ（登録商標）(Global System for mobile Communications)、ＤＣＳ(Digital CommunicationSystem)、ＰＣＳ(Personal Communication Services)、ＵＭＴＳ(Universal MobileTelecommunications System)等の通信システム、さらにはＧＰＳ(Global Positioning system)やワイヤレスＬＡＮ、Bluetooth（登録商標）等への対応が求められることがある。したがって、こうした通信端末装置におけるアンテナ装置は、８００ＭＨｚから２．４ＧＨｚまでの広い周波数帯域をカバーすることが求められる。
一方、アンテナは一般的にそのインピーダンスに周波数特性をもっているので、一定のインピーダンス変換を行う特許文献１のようなトランス型の整合回路では広帯域で良好なマッチングを得ることが難しい。
ここで、特許文献１に示されているようなトランス型のインピーダンス変換回路の周波数特性の例を図１に示す。図１（Ａ）は７００ＭＨｚから２．３ＧＨｚまでの周波数範囲についてインピーダンス変換回路の給電ポートからアンテナ側をみた反射損失、図１（Ｂ）はそのスミスチャート上のインピーダンス軌跡である。
この例では約１．９ＧＨｚで反射損失が最低、すなわちアンテナからの放射効率が最大となるが、それ以外の周波数、例えば８００ＭＨｚ帯では反射損失が大きく、放射効率が極めて悪い。そのため、前述のような広帯域のアンテナ装置には利用できない。
また、広い周波数帯域に対応するアンテナ装置としては、ＬＣ並列共振回路やＬＣ直列共振回路で構成された広帯域の整合回路を備えたものが一般的である。しかし、ＬＣ回路では、多少なりとも挿入損失が生じ、信号エネルギーのロスが生じてしまう。
また、グランド板や筐体、近接する他の部品（特に、アンテナやストリップ線路等の高周波部品）の配置位置によっては、インピーダンス変換回路の特性が変化してしまう。
本発明は上記の課題を解消して、広い周波数帯域に亘って低挿入損失で高周波回路とアンテナとを整合させるフロントエンド回路を備えた通信端末装置を提供することを目的としている。
本発明の通信端末装置は、
第１周波数帯の高周波信号および第１周波数帯より周波数帯域が低い第２周波数帯の高周波信号が入力または出力される給電側共通ポート、第１周波数帯の高周波信号が入力または出力される第１ポート、および第２周波数帯の高周波信号が入力または出力される第２ポートを有し、第１周波数帯の高周波信号と第２周波数帯の高周波信号との分波または合波を行う給電側周波数選択性回路と、
アンテナポートに接続され、前記第１周波数帯の高周波信号および前記第２周波数帯の高周波信号に対して共通のアンテナ素子と、
一端が給電側に接続され、他端が前記アンテナポートに接続された一次側コイルと、一端が前記アンテナポートに接続され、他端がグランドに接続された二次側コイルとが電磁界結合したトランスを含むインピーダンス変換回路と、を備え、
前記インピーダンス変換回路は、前記一次側コイルの前記一端が、前記第１ポートには接続されず前記第２ポートに接続され、前記アンテナ素子の前記第２周波数帯でのインピーダンスと前記第２ポートのインピーダンスとを整合させる、
ことを備えたことを特徴とする。
本発明によれば、簡素な回路構成で広い周波数帯域に亘って低挿入損失で高周波回路とアンテナとを整合させるフロントエンド回路を備えた通信端末装置を実現できる。
図１（Ａ）は特許文献１に示されているようなトランス型インピーダンス変換回路の給電ポートからアンテナ側をみた反射損失、図１（Ｂ）はそのスミスチャート上のインピーダンス軌跡である。 図２は第１の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図３（Ａ）は、第１の実施形態に係るフロントエンド回路３０１について、給電側共通ポートＰｉｎからアンテナ側をみた反射損失および通過損失の特性図、図３（Ｂ）は反射損失のスミスチャート上のインピーダンス軌跡である。 図４は第２の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図５は第２の実施形態の別のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図６Ａは第３の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図６Ｂは第３の実施形態の別のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図７は第３の実施形態のさらに別のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図８は第４の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図９は第４の実施形態の別のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図１０は第５の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図１１は第６の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図１２（Ａ）は図１１におけるインピーダンス変換回路２０６Ａ，２０６Ｂの等価回路図、図１２（Ｂ）はアンテナ１１の等価回路図である。 図１３は第７の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。 図１４はインピーダンス変換回路２０７Ａ，２０７Ｂに流れる電流と磁束の向きとの関係を示す図である。 図１５は、多層基板に構成した第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路の各層の導体パターンの例を示す図である。 図１６は、図１５に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示している。 図１７は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。 図１８は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。 図１９は第１０の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。 図２０は第１０の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。 図２１は第１１の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。 図２２は第１１の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
以降に示す幾つかの実施形態のうち、特に図６Ｂに示す通信端末装置を除く通信端末装置が本発明に含まれる通信端末装置の例である。
《第１の実施形態》
図２は第１の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。第１の実施形態のフロントエンド回路３０１は給電側共通ポートＰｉｎとアンテナポートＰｏｕｔを有し、給電側共通ポートＰｉｎに高周波回路３０が接続され、アンテナポートＰｏｕｔにアンテナ（放射素子）１１が接続されている。フロントエンド回路３０１は給電側周波数選択性回路（以下、「ダイプレクサ」）１０１とインピーダンス変換回路２０１を備えている。
ダイプレクサ１０１は、第１周波数帯である２ＧＨｚ帯（以下、「ハイバンド」）の高周波信号および第１周波数帯より周波数帯域が低い第２周波数帯である８００ＭＨｚ帯（以下、「ローバンド」）の高周波信号が入力または出力される給電側共通ポートＰｉｎ、ハイバンドの高周波信号が入力または出力される第１ポートＰ１、およびローバンドの高周波信号が入力または出力される第２ポートＰ２を備え、ローバンドの高周波信号とハイバンドの高周波信号について分波または合波を行う。
インピーダンス変換回路２０１はダイプレクサ１０１の第２ポートＰ２とアンテナポートＰｏｕｔとの間に接続されている。また、ダイプレクサ１０１の第１ポートＰ１はアンテナポートＰｏｕｔに伝送線路ＴＬを介して直接的に接続されている。
インピーダンス変換回路２０１は第１コイル素子Ｌ１を含む第１回路（１次側回路）と、第２コイル素子Ｌ２およびこの第２コイル素子Ｌ２に直列接続された第３コイル素子Ｌ３を含む第２回路（２次側回路）とを有する。前記第１コイル素子Ｌ１は特許請求の範囲に記載の一次側コイルに相当し、前記第２コイル素子Ｌ２および第３コイル素子Ｌ３は特許請求の範囲に記載の二次側コイルに相当する。そして、第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２とは逆相で電磁界結合していて、第１コイル素子Ｌ１と第３コイル素子Ｌ３とは逆相で電磁界結合している。また、第１コイル素子Ｌ１、第２コイル素子Ｌ２および第３コイル素子Ｌ３は、それぞれの巻回軸がほぼ同一直線になるように、且つ第２コイル素子Ｌ２および第３コイル素子Ｌ３の間に第１コイル素子Ｌ１が位置するように配置されている。さらに、第１コイル素子Ｌ１、第２コイル素子Ｌ２および第３コイル素子Ｌ３は、複数の誘電体層または磁性体層の積層体である多層基板に一体的に構成されていて、少なくとも第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２の結合領域、および第１コイル素子Ｌ１と第３コイル素子Ｌ３の結合領域は前記多層基板内に位置している。
第１コイル素子Ｌ１に生じる磁束の閉磁路と第２コイル素子Ｌ２に生じる磁束の閉磁路とは互いに反発する方向であるので、第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２との間には等価的な磁気障壁が生じることになる。同様に、第１コイル素子Ｌ１に生じる磁束の閉磁路と第３コイル素子Ｌ３に生じる磁束の閉磁路とは互いに反発する方向であるので、第１コイル素子Ｌ１と第３コイル素子Ｌ３との間には等価的な磁気障壁が生じることになる。このようにして、インピーダンス変換回路２０１はトランス型のインピーダンス変換回路を構成している。
ダイプレクサ１０１はハイバンドの高周波信号とローバンドの高周波信号を分波／合波する。ローバンドの高周波信号はインピーダンス変換回路２０１を介して伝搬し、ハイバンドの高周波信号は伝送線路ＴＬを伝搬する。
携帯端末のような携帯型の通信端末装置において、ローバンド（８００ＭＨｚ帯）では筐体の長さが１／４波長に満たないので、低インピーダンスになる傾向がある。ハイバンド（２ＧＨｚ帯）ではモノポールアンテナと同程度のインピーダンスが得られる。例えばハイバンドで２５Ω、ローバンドで約８Ωである。この場合、高周波回路３０のインピーダンスが５０Ωであれば、インピーダンス変換回路２０１のインピーダンス変換比は約５０：８とする。したがって、ローバンドの高周波信号はインピーダンス変換回路２０１で正常にインピーダンス整合する。ハイバンドの高周波信号はインピーダンス変換回路２０１を通らないので、インピーダンスが高くなりすぎることがなく、使用上の問題が生じない程度に整合することになる。
ここで、第１の実施形態に係るフロントエンド回路３０１の周波数特性の例を図３に示す。図３（Ａ）は８００ＭＨｚから２．２ＧＨｚまでの周波数範囲について、フロントエンド回路３０１の給電側共通ポートＰｉｎからアンテナ側をみた通過損失および反射損失の特性図である。図３（Ａ）において、Ｓ１１は反射損失、Ｓ２１は通過損失をそれぞれ表している。図３（Ｂ）は反射損失のスミスチャート上のインピーダンス軌跡である。
アンテナ１１の８２０ＭＨｚにおけるインピーダンスの実部は、通常使用されるもので７．７Ωであるので、ローバンド（例えば８２０ＭＨｚ帯）の特性はフロントエンド回路３０１のインピーダンス変換回路２０１を通した特性である。そして、このインピーダンス変換回路２０１の出力インピーダンスはダイプレクサの１０１入力インピーダンスに整合させている。一方、ハイバンド（例えば１．９ＧＨｚ帯）において、ダイプレクサ１０１のハイパスフィルタ部のアンテナ側インピーダンスはアンテナの特性インピーダンスに整合させている。
このようにして、ローバンド（８２０ＭＨｚ帯）およびハイバンド（１．９ＧＨｚ帯）の両方について低反射、低挿入損失特性が得られる。
《第２の実施形態》
図４は第２の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。また、図５は第２の実施形態の別のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。
図４の例では、フロントエンド回路はダイプレクサ１０２Ａとインピーダンス変換回路２０２とで構成されている。ダイプレクサ１０２Ａは、キャパシタＤＣ１１およびインダクタＤＬ１１によるハイパスフィルタと、インダクタＤＬ２１およびキャパシタＤＣ２１によるローパスフィルタとで構成されている。このダイプレクサ１０２Ａは、ハイバンドの高周波信号およびローバンドの高周波信号を入出力する給電側共通ポートＰｉｎ、ハイバンドの高周波信号を入出力する第１ポートＰ１、およびローバンドの高周波信号を入出力する第２ポートＰ２を備え、ローバンドの高周波信号およびハイバンドの高周波信号の合分波を行う。
インピーダンス変換回路２０２のトランス部分の構成は第１の実施形態で示したものと同じであるが、図４の例では伝送線路ＴＬも含めて一体化されている。このインピーダンス変換回路２０２の第１コイル素子Ｌ１、第２コイル素子Ｌ２および第３コイル素子Ｌ３は、複数の誘電体層または磁性体層の積層体である多層基板に一体的に構成されている。少なくとも第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２の結合領域、および第１コイル素子Ｌ１と第３コイル素子Ｌ３の結合領域は前記多層基板内に位置している。また、ダイプレクサ１０２ＡのキャパシタＤＣ１１，ＤＣ２１、インダクタＤＬ１１，ＤＬ２１はそれぞれチップ部品を前記多層基板の表面に搭載してもよいし、多層基板の内部に導体パターンにより一体的に構成してもよい。いずれの場合もモジュール化されたフロントエンド回路が構成できる。
図５の例では、フロントエンド回路はダイプレクサ１０２Ｂとインピーダンス変換回路２０２とで構成されている。ダイプレクサ１０２Ｂは、キャパシタＤＣ１１およびインダクタＤＬ１１によるハイパスフィルタと、インダクタＤＬ２１およびキャパシタＤＣ２１によるローパスフィルタとで構成されている。図４のダイプレクサ１０２Ａとの違いはキャパシタとインダクタの接続関係である。図４はハイバンドにおいて第１ポートＰ１のインピーダンスが給電側共通ポートＰｉｎより高く、且つローバンドにおいて第２ポートＰ２のインピーダンスが給電側共通ポートＰｉｎより低い場合の回路である。また、図５はハイバンドにおいて第１ポートＰ１のインピーダンスが給電側共通ポートＰｉｎより低く、且つローバンドにおいて第２ポートＰ２のインピーダンスが給電側共通ポートＰｉｎより高い場合の回路である。
《第３の実施形態》
図６Ａは第３の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図、図６Ｂは第３の実施形態の別のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。また、図７は第３の実施形態のさらに別のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。
図６Ａにおいて、フロントエンド回路３０３Ａはダイプレクサ１０２Ａ、第１インピーダンス変換回路２０３Ａおよび第２インピーダンス変換回路２０３Ｂで構成されている。ダイプレクサ１０２Ａの第１ポートＰ１には第１のインピーダンス変換回路２０３Ａが接続され、ダイプレクサ１０２Ａの第２ポートＰ２には第２のインピーダンス変換回路２０３Ｂが接続されている。
ハイバンドの高周波信号はダイプレクサ１０２ＡのポートＰ１を入出力するので、第１のインピーダンス変換回路２０３Ａを通過する。ローバンドの高周波信号はダイプレクサ１０２ＡのポートＰ２を入出力するので、第２のインピーダンス変換回路２０３Ｂを通過する。
第１のインピーダンス変換回路２０３Ａはハイバンドでのアンテナ１１のインピーダンスに整合するようにインピーダンス変換比が定められている。同様に、第２のインピーダンス変換回路２０３Ｂはローバンドでのアンテナ１１のインピーダンスに整合するようにインピーダンス変換比が定められている。例えばアンテナ１１のインピーダンスはハイバンドで２５Ω、ローバンドで約８Ωであり、高周波回路３０のインピーダンスが５０Ωであれば、インピーダンス変換回路２０３Ａのインピーダンス変換比は約５０：２５、インピーダンス変換回路２０３Ｂのインピーダンス変換比は約５０：８とする。
前述のとおり、携帯端末のような携帯型の通信端末装置において、ローバンド（８００ＭＨｚ帯）で筐体の長さが１／４波長に満たないような場合、ローバンド用のインピーダンス変換回路のインピーダンス変換比はハイバンド用のインピーダンス変換回路のインピーダンス変換比よりも大きい。
図６Ｂにおいて、フロントエンド回路３０３Ｂはダイプレクサ１０２Ａおよびインピーダンス変換回路２０３Ｂで構成されている。図６Ａのフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置と異なり、ハイバンド用のインピーダンス変換回路２０３Ａは無くて、ローバンド用のインピーダンス変換回路２０３Ｂを備え、ハイバンド用のアンテナポートＰｏｕｔ＿Ｈとローバンド用のアンテナポートＰｏｕｔ＿Ｌとを個別に備えている。
一般に、ハイバンドの高周波信号は、波長が短いのでアンテナ素子として十分な長さを確保しやすく、整合もとりやすいが、小型化の要請にともない、ローバンド用のアンテナ素子には十分な長さを確保することが難しく、整合もとり難い。そこで、図６Ｂに示すように、ローバンド用の高周波回路のみにインピーダンス変換回路２０３Ｂを設けてもよい。また、ハイバンド用のアンテナポートＰｏｕｔ＿Ｈおよびローバンド用のアンテナポートＰｏｕｔ＿Ｌを個別に備えて、ハイバンド用のアンテナ１１Ｈおよびローバンド用のアンテナ１１Ｌをそれぞれ接続するようにしてもよい。
図７のフロントエンド回路３０３Ｃはダイプレクサ１０２Ｂとインピーダンス変換回路２０３Ａ，２０３Ｂとで構成されている。ダイプレクサの構成が異なるだけであり、基本的な作用効果は図６Ａに示したものと同じである。
《第４の実施形態》
図８は第４の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。また、図９は第４の実施形態の別のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。
図８の例では、ダイプレクサ１０２Ａ、インピーダンス変換回路２０３Ａ，２０３Ｂおよびアンテナ側周波数選択性回路（以下、「ダイプレクサ」）１０４Ａによってフロントエンド回路が構成されている。給電側のダイプレクサ１０２Ａの第１ポートＰｆ１には第１のインピーダンス変換回路２０３Ａが接続され、ダイプレクサ１０２Ａの第２ポートＰｆ２には第２のインピーダンス変換回路２０３Ｂが接続されている。アンテナ側のダイプレクサ１０４ＡはキャパシタＤＣ１２およびインダクタＤＬ１２によるハイパスフィルタと、インダクタＤＬ２２およびキャパシタＤＣ２２によるローパスフィルタとで構成されている。このアンテナ側のダイプレクサ１０４Ａはアンテナ側共通ポートＰｏｕｔ、ハイバンドの高周波信号が入出力される第１ポートＰａ１、およびローバンドの高周波信号が入出力される第２ポートＰａ２を備え、ハイバンドの高周波信号およびローバンドの高周波信号の分波または合波を行う。
図９の例では、アンテナ側のダイプレクサ１０４ＢがキャパシタＤＣ１２とインダクタＤＬ２２とで構成されている。基本的な作用効果は図９に示したものと同じである。
このようにしてアンテナ側にもダイプレクサを設けてもよい。
《第５の実施形態》
図１０は第５の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。この例ではインピーダンス変換回路２０３Ａ，２０３Ｂおよびアンテナ側のダイプレクサ１０４Ａによってフロントエンド回路が構成されている。アンテナ側のダイプレクサ１０４Ａはアンテナ側共通ポートＰｏｕｔ、ハイバンドの高周波信号が入出力される第１ポートＰａ１、およびローバンドの高周波信号が入出力される第２ポートＰａ２を備え、ハイバンドの高周波信号およびローバンドの高周波信号の分波または合波を行う。
第１ポートＰａ１と第１給電ポートＰｉｎ１との間にはハイバンド用の第１のインピーダンス変換回路２０３Ａが接続されている。また、第２ポートＰａ２と第２給電ポートＰｉｎ２との間にはローバンド用の第２のインピーダンス変換回路２０３Ｂが接続されている。
第１給電ポートＰｉｎ１にはハイバンド用の高周波回路３０Ａが接続されている。また、第２給電ポートＰｉｎ２にはローバンド用の高周波回路３０Ｂが接続されている。そしてアンテナ側共通ポートＰｏｕｔにはアンテナ１１が接続されている。
第１のインピーダンス変換回路２０３Ａは、一次側コイルと二次側コイルとが電磁界結合した第１トランスを含む。また、第２のインピーダンス変換回路２０３Ｂは一次側コイルと二次側コイルとが電磁界結合した第２トランスを含む。第１のインピーダンス変換回路２０３Ａはハイバンドでのアンテナ１１のインピーダンスに整合するようにインピーダンス変換比が定められている。同様に、第２のインピーダンス変換回路２０３Ｂはローバンドでのアンテナ１１のインピーダンスに整合するようにインピーダンス変換比が定められている。
このようにしてアンテナ側にのみダイプレクサを設けてもよい。
なお、第１インピーダンス変換回路２０３Ａまたは第２インピーダンス変換回路２０３Ｂの少なくとも一方を備えるようにしてもよい。例えば、ハイバンドで、アンテナ１１と高周波回路３０Ａとがリターンロスの使用上の問題が無い程度に整合する場合には、ハイバンド用の第１のインピーダンス変換回路２０３Ａは設けず、ローバンド用の第２のインピーダンス変換回路２０３Ｂだけを設けてもよい。
《第６の実施形態》
図１１は第６の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。この例ではインピーダンス変換回路２０６Ａ，２０６Ｂおよび給電側のダイプレクサ１０２Ａによってフロントエンド回路が構成されている。
インピーダンス変換回路２０６Ａ，２０６Ｂはそれぞれ第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２とを有する。この第１コイル素子Ｌ１は特許請求の範囲に記載の一次側コイルに相当し、第２コイル素子Ｌ２は特許請求の範囲に記載の二次側コイルに相当する。第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２は閉磁路を構成するように配置されている。そして、第１コイル素子Ｌ１および第２コイル素子Ｌ２は、第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２とが逆相で電磁界結合するように接続されている。さらに、第１コイル素子Ｌ１および第２コイル素子Ｌ２は、複数の誘電体層または磁性体層の積層体である多層基板に一体的に構成されていて、第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２の結合領域は前記多層基板内に位置されている。
図１２（Ａ）は図１１におけるインピーダンス変換回路２０６Ａ，２０６Ｂの等価回路図、図１２（Ｂ）はアンテナ１１の等価回路図である。インピーダンス変換回路２０６Ａ，２０６Ｂのそれぞれは、図１２（Ａ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｌａ，Ｌｂ，ＬｃによるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電側のポートと分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｌａ、アンテナ側のポートと分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｌｂ、およびグランドポートと分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｌｃで構成される。
一方、アンテナ１１は図１２（Ｂ）に表れているように、等価的にインダクタンス成分ＬANT、放射抵抗成分Ｒｒ、および放射素子と大地との間に生じるキャパシタンス成分ＣANTで構成される。
第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２とは互いに結合し、相互インダクタンスＭを生じている。第１コイル素子Ｌ１と第２コイル素子Ｌ２により実現される機能は、まず給電回路側（高周波回路側）のインピーダンスの実部をアンテナ側のインピーダンスの実部に整合するようインピーダンス変換を行うことである。多くの場合、給電回路側のインピーダンスは５０Ωに設定されるが、アンテナ１１のインピーダンスは５０Ωより低いことが多い。
インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比は（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）：Ｌ２である。このインピーダンス変換回路のインピーダンス変換で、アンテナ１１の放射抵抗Ｒｒを給電側の高周波回路のインピーダンス（５０Ω）に整合させる。すなわち、図１１に示したインピーダンス変換回路２０６Ａはハイバンドでのアンテナ１１のインピーダンスの実部に整合するようにインピーダンス変換比が定められている。また、インピーダンス変換回路２０６Ｂはローバンドでのアンテナ１１のインピーダンスの実部に整合するようにインピーダンス変換比が定められている。
また、アンテナ１１単体のインダクタンス成分ＬANTは、インピーダンス変換回路２０６Ａ，２０６Ｂにおける負のインダクタンス成分（−Ｍ）によって打ち消されるように作用する。すなわち、図１２（Ａ）のＡ点からアンテナ１１側を見た（第２インダクタンス素子Ｌｂを含めたアンテナ１１の）インダクタンス成分は小さく（理想的にはゼロにすることが）なり、その結果、このアンテナのインピーダンス周波数特性が小さくなる。図１１に示したインピーダンス変換回路２０６Ａはハイバンドでのアンテナ１１のインダクタンス成分が打ち消されるように相互インダクタンスＭが定められている。また、インピーダンス変換回路２０６Ｂはローバンドでのアンテナ１１のインダクタンス成分が打ち消されるように相互インダクタンスＭが定められている。
《第７の実施形態》
図１３は第７の実施形態のフロントエンド回路およびそれを備えた通信端末装置の主要部の回路図である。図１１に示したフロントエンド回路に対し、インピーダンス変換回路の構成が異なる。
インピーダンス変換回路２０７Ａは、図１３に示すとおり、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２を備えている。第１コイルＬ１は直列接続された二つのコイル素子Ｌ１１，Ｌ１２で構成されている。第２コイルＬ２は直列接続された二つのコイル素子Ｌ２１，Ｌ２２で構成されている。インピーダンス変換回路２０７Ｂはインピーダンス変換回路２０７Ａと同様に、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２を備えている。そして、第１コイルＬ１は直列接続された二つのコイル素子Ｌ１１，Ｌ１２で構成されていて、第２コイルＬ２は直列接続された二つのコイル素子Ｌ２１，Ｌ２２で構成されている。
図１４は前記インピーダンス変換回路２０７Ａ，２０７Ｂに流れる電流と磁束の向きとの関係を示す図である。図１４において電流を実線の矢印、磁束を破線の矢印で表している。
直列接続されたコイル素子Ｌ１１，Ｌ１２は閉磁路を構成し、同じく直列接続されたコイル素子Ｌ２１，Ｌ２２は閉磁路を構成する。また、コイル素子Ｌ１１とＬ２１は閉磁路を構成し、コイル素子Ｌ１２とＬ２２も閉磁路を構成する。さらに、コイル素子Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ１２の全体でも閉磁路を構成する。このような構造により、各コイル素子が密結合することによって漏れ磁束が少なくなり、トランスの１次−２次間の結合度が極めて高く（ｋ＝０．５以上、さらには０．７以上）、挿入損失を最小限に抑制できる。また、インピーダンス変換回路のインピーダンス変換特性は、この回路の周囲環境にはほとんど影響されない。
《第８の実施形態》
図１５は、多層基板に構成した第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成されている。このインピーダンス変換回路は、ハイバンド用またはローバンド用のインピーダンス変換回路である。
図１５に示した範囲で第１層５１ａに導体パターン７３、第２層５１ｂに導体パターン７２，７４、第３層５１ｃに導体パターン７１，７５がそれぞれ形成されている。また、第４層５１ｄに導体パターン６３、第５層５１ｅに導体パターン６２，６４、第６層５１ｆに導体パターン６１，６５がそれぞれ形成されている。第７層５１ｇには導体パターン６６が形成されている。第８層５１ｈには給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図１５中の縦方向に延びる破線はビア導体であり、導体パターン同士を層間で接続する。
図１５において、導体パターン６３の右半分と導体パターン６１，６２とによって第１のコイル素子Ｌ１１を構成している。また、導体パターン６３の左半分と導体パターン６４，６５とによって第２のコイル素子Ｌ１２を構成している。また、導体パターン７３の右半分と導体パターン７１，７２とによって第３のコイル素子Ｌ２１を構成している。また、導体パターン７３の左半分と導体パターン７４，７５とによって第４のコイル素子Ｌ２２を構成している。各コイル素子Ｌ１１〜Ｌ２２の巻回軸は多層基板の積層方向に向いている。そして、第１のコイル素子Ｌ１１と第２のコイル素子Ｌ１２の巻回軸は異なる関係で並置されている。同様に、第３のコイル素子Ｌ２１と第４のコイル素子Ｌ２２は、それぞれの巻回軸が異なる関係で並置されている。そして、第１のコイル素子Ｌ１１と第３のコイル素子Ｌ２１のそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なり、第２のコイル素子Ｌ１２と第４のコイル素子Ｌ２２のそれぞれの巻回範囲が平面視で少なくとも一部で重なる。この例ではほぼ完全に重なる。このようにして８の字構造の導体パターンで４つのコイル素子を構成している。
なお、各層は誘電体シートで構成されていてもよい。但し、比透磁率の高い磁性体シートを用いれば、コイル素子間の結合係数をより高めることができる。
図１６は、図１５に示した多層基板の各層に形成された導体パターンによるコイル素子を通る主な磁束を示している。磁束ＦＰ１２は導体パターン６１〜６３による第１のコイル素子Ｌ１１及び導体パターン６３〜６５による第２のコイル素子Ｌ１２を通る。また、磁束ＦＰ３４は導体パターン７１〜７３による第３のコイル素子Ｌ２１及び導体パターン７３〜７５による第４のコイル素子Ｌ２２を通る。
このようにして各コイル素子を密結合させることができる。
《第９の実施形態》
図１７は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。このインピーダンス変換回路はハイバンド用またはローバンド用のインピーダンス変換回路である。このインピーダンス変換回路は、給電側のポートＰｆとアンテナ側のポートＰａとの間に接続された第１の直列回路２６、給電側のポートＰｆとアンテナ側のポートＰａとの間に接続された第３の直列回路２８、およびアンテナ側のポートＰａとグランドとの間に接続された第２の直列回路２７とで構成されている。
第１の直列回路２６は第１のコイル素子Ｌ１１ａと第２のコイル素子Ｌ１２ａとが直列に接続された回路である。第２の直列回路２７は第３のコイル素子Ｌ２１と第４のコイル素子Ｌ２２とが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８は第５のコイル素子Ｌ１１ｂと第６のコイル素子Ｌ１２ｂとが直列に接続された回路である。
図１７において、楕円の破線Ｍ１２はコイル素子Ｌ１１ａとＬ１２ａとの結合、楕円の破線Ｍ３４はコイル素子Ｌ２１とＬ２２との結合、楕円の破線Ｍ５６はコイル素子Ｌ１１ｂとＬ１２ｂとの結合をそれぞれ表している。また、楕円の破線Ｍ１３５はコイル素子Ｌ１１ａとＬ２１とＬ１１ｂとの結合を表している。同様に、楕円の破線Ｍ２４６はコイル素子Ｌ１２ａとＬ２２とＬ１２ｂとの結合を表している。
図１８は第９の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成されている。
図１８に示した範囲で、第１層５１ａに導体パターン８２、第２層５１ｂに導体パターン８１，８３、第３層５１ｃに導体パターン７２がそれぞれ形成されている。また、第４層５１ｄに導体パターン７１，７３、第５層５１ｅに導体パターン６１，６３、第６層５１ｆに導体パターン６２がそれぞれ形成されている。第７層５１ｇには給電端子４１、グランド端子４２、アンテナ端子４３が形成されている。図１８中の縦方向に延びる破線はビア導体であり、導体パターン同士を層間で接続する。
図１８において、導体パターン６２の右半分と導体パターン６１とによって第１のコイル素子Ｌ１１ａを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによって第２のコイル素子Ｌ１２ａを構成している。また、導体パターン７１と導体パターン７２の右半分とによって第３のコイル素子Ｌ２１を構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第４のコイル素子Ｌ２２を構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第５のコイル素子Ｌ１１ｂを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第６のコイル素子Ｌ１２ｂを構成している。
図１８において破線の楕円形は閉磁路を表している。閉磁路ＣＭ１２はコイル素子Ｌ１１ａとＬ１２ａとに鎖交する。また、閉磁路ＣＭ３４はコイル素子Ｌ２１とＬ２２とに鎖交する。さらに、閉磁路ＣＭ５６はコイル素子Ｌ１１ｂとＬ１２ｂとに鎖交する。このように、第１のコイル素子Ｌ１１ａと第２のコイル素子Ｌ１２ａとによって第１の閉磁路ＣＭ１２が構成され、第３のコイル素子Ｌ２１と第４のコイル素子Ｌ２２とによって第２の閉磁路ＣＭ３４が構成され、第５のコイル素子Ｌ１１ｂと第６のコイル素子Ｌ１２ｂとによって第３の閉磁路ＣＭ５６が構成される。図１８において二点鎖線の平面は、前記三つの閉磁路の間にコイル素子Ｌ１１ａとＬ２１、Ｌ２１とＬ１１ｂ、Ｌ１２ａとＬ２２、Ｌ２２とＬ１２ｂが各々逆向きに磁束が発生するように結合しているために等価的に生じる二つの磁気壁ＭＷである。換言すると、この二つの磁気壁ＭＷでコイル素子Ｌ１１ａ，Ｌ１２ａによる閉磁路の磁束、コイル素子Ｌ２１，Ｌ２２による閉磁路の磁束、およびコイル素子Ｌ１１ｂ，Ｌ１２ｂによる閉磁路の磁束をそれぞれ閉じ込める。
このように、第２の閉磁路ＣＭ３４が第１の閉磁路ＣＭ１２および第３の閉磁路ＣＭ５６で層方向に挟み込まれた構造とする。この構造により、第２の閉磁路ＣＭ３４は二つの磁気壁で挟まれて充分に閉じ込められる（閉じ込められる効果が高まる）。すなわち、結合係数の非常に大きなトランスとして作用させることができる。
そのため、前記閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間、およびＣＭ３４とＣＭ５６との間をある程度広くすることができる。ここで、コイル素子Ｌ１１ａ，Ｌ１２ａによる直列回路と、コイル素子Ｌ１１ｂ，Ｌ１２ｂによる直列回路とが並列接続された回路を一次側回路と称し、コイル素子Ｌ２１，Ｌ２２による直列回路を二次側回路と称すると、前記閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間、およびＣＭ３４とＣＭ５６との間を広くすることによって、第１の直列回路２６と第２の直列回路２７との間、第２の直列回路２７と第３の直列回路２８との間のそれぞれに生じるキャパシタンスを小さくできる。すなわち、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分を小さくできる。
また、第９の実施形態によれば、コイル素子Ｌ１１ａ，Ｌ１２ａによる第１の直列回路２６と、コイル素子Ｌ１１ｂ，Ｌ１２ｂによる第３の直列回路２８とが並列接続された構造であるので、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のインダクタンス成分が小さくなる。
このようにして、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができ、広帯域に亘ってトランスとして作用する。
《第１０の実施形態》
図１９は第１０の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。このインピーダンス変換回路はハイバンド用またはローバンド用のインピーダンス変換回路である。このインピーダンス変換回路は、給電側のポートＰｆとアンテナ側のポートＰａとの間に接続された第１の直列回路２６、給電側のポートＰｆとアンテナ側のポートＰａとの間に接続された第３の直列回路２８、およびアンテナ側のポートＰａとグランドとの間に接続された第２の直列回路２７とで構成されている。
第１の直列回路２６は第１のコイル素子Ｌ１１ａと第２のコイル素子Ｌ１２ａとが直列に接続された回路である。第２の直列回路２７は第３のコイル素子Ｌ２１と第４のコイル素子Ｌ２２とが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８は第５のコイル素子Ｌ１１ｂと第６のコイル素子Ｌ１２ｂとが直列に接続された回路である。
図１９において、楕円の破線Ｍ１２はコイル素子Ｌ１１ａとＬ１２ａとの結合、楕円の破線Ｍ３４はコイル素子Ｌ２１とＬ２２との結合、楕円の破線Ｍ５６はコイル素子Ｌ１１ｂとＬ１２ｂとの結合をそれぞれ表している。また、楕円の破線Ｍ１３５はコイル素子Ｌ１１ａとＬ２１とＬ１１ｂとの結合を表している。同様に、楕円の破線Ｍ２４６はコイル素子Ｌ１２ａとＬ２２とＬ１２ｂとの結合を表している。
図２０は第１０の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層の導体パターンは図２０に示す向きでは磁性体シートに形成されているが、各導体パターンは実線で表している。また、線状の導体パターンは所定の線幅を備えているが、ここでは単純な実線で表している。
図１８に示したインピーダンス変換回路と異なるのは、導体パターン８１，８２，８３によるコイル素子Ｌ１１ｂ，Ｌ１２ｂの極性である。図２０の例では、閉磁路ＣＭ３６はコイル素子Ｌ２１，Ｌ１１ｂ，Ｌ１２ｂ，Ｌ２２に鎖交する。したがって、コイル素子Ｌ２１，Ｌ２２とＬ１１ｂ，Ｌ１２ｂとの間には等価的な磁気壁が生じない。その他の構成は第５の実施形態で示したとおりである。
第１０の実施形態によれば、図２０に示した閉磁路ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６が生じるとともに閉磁路ＣＭ３６が生じることにより、コイル素子Ｌ２１，Ｌ２２による磁束がコイル素子Ｌ１１ｂ，Ｌ１２ｂによる磁束で吸い込まれる。そのため、第６の実施形態の構造でも磁束が漏れ難く、その結果、結合係数の非常に大きなトランスとして作用する。
この第１０の実施形態でも、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
《第１１の実施形態》
第１１の実施形態では、第９の実施形態および第１０の実施形態とは異なる構成で、トランス部の自己共振点の周波数を高めるための別の構成例を示す。
図２１は第１１の実施形態に係るインピーダンス変換回路の回路図である。このインピーダンス変換回路はハイバンド用またはローバンド用のインピーダンス変換回路である。このインピーダンス変換回路は、給電側のポートＰｆとアンテナ側のポートＰａとの間に接続された第１の直列回路２６、給電側のポートＰｆとアンテナ側のポートＰａとの間に接続された第３の直列回路２８、およびアンテナ側のポートＰａとグランドとの間に接続された第２の直列回路２７とで構成されている。
図２２は第１１の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成されている。
図１８に示したインピーダンス変換回路と異なるのは、導体パターン６１，６２，６３によるコイル素子Ｌ１１ａ，Ｌ１２ａの極性、および導体パターン８１，８２，８３によるコイル素子Ｌ１１ｂ，Ｌ１２ｂの極性である。図２２の例では、閉磁路ＣＭ１６はすべてのコイル素子Ｌ１１ａ〜Ｌ１２ｂに鎖交する。したがって、この場合は等価的な磁気壁は生じない。その他の構成は第９の実施形態および第１０の実施形態で示したとおりである。
第１１の実施形態によれば、図２２に示した閉磁路ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６が生じるとともに閉磁路ＣＭ１６が生じることにより、コイル素子Ｌ１１ａ〜Ｌ１２ｂによる磁束が漏れ難く、その結果、結合係数の大きなトランスとして作用させることができる。
第１１の実施形態でも、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
なお、第８〜第１１の各実施形態ではハイバンド用またはローバンド用のインピーダンス変換回路について示したが、ハイバンド用とローバンド用のそれぞれのインピーダンス変換回路を一つの積層体に構成してモジュール化してもよい。
また、以上に示した各実施形態では、図６Ｂに示した例を除いて、ハイバンドとローバンドとで共用するアンテナを備えた例を示したが、これらの実施形態についてもハイバンド用のアンテナとローバンド用のアンテナを個別に備えてもよい。
また、以上に示した各実施形態では、ハイバンド用の高周波回路およびローバンド用の高周波回路にインピーダンス変換回路を設けたものや、ローバンド用の高周波回路のみにインピーダンス変換回路を設けたものを例示したが、本発明は、例えばハイバンド用の高周波回路にインピーダンス変換回路を設け、ローバンド用の高周波回路にはインピーダンス変換回路を設けない、という形態も含まれる。
ＣANT…キャパシタンス成分
ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６，ＣＭ１６，ＣＭ３６…閉磁路
ＦＰ１２，ＦＰ３４…磁束
Ｌ１…第１コイル素子
Ｌ２…第２コイル素子
Ｌ３…第３コイル素子
Ｌ１１…第１のコイル素子
Ｌ１２…第２のコイル素子
Ｌ１１ａ…第１のコイル素子
Ｌ１２ａ…第２のコイル素子
Ｌ２１…第３のコイル素子
Ｌ２２…第４のコイル素子
Ｌ１１ｂ…第５のコイル素子
Ｌ１２ｂ…第６のコイル素子
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ…インダクタンス素子
ＬANT…アンテナのインダクタンス成分
Ｍ…相互インダクタンス
ＭＷ…磁気壁
Ｐｉｎ…給電側共通ポート
Ｐｏｕｔ…アンテナポート／アンテナ側共通ポート
Ｒｒ…放射抵抗
ＴＬ…伝送線路
１１…アンテナ
２６…第１の直列回路
２７…第２の直列回路
２８…第３の直列回路
３０…高周波回路
４１…給電端子
４２…グランド端子
４３…アンテナ端子
５１ａ〜５１ｈ…磁性体層
６１〜６６…導体パターン
７１〜７５…導体パターン
８１〜８３…導体パターン
１０１…ダイプレクサ（給電側周波数選択性回路）
１０２Ａ，１０２Ｂ…ダイプレクサ
１０４Ａ，１０４Ｂ…ダイプレクサ（アンテナ側周波数選択性回路）
２０１，２０２…インピーダンス変換回路
２０３Ａ…第１インピーダンス変換回路
２０３Ｂ…第２インピーダンス変換回路
２０６Ａ，２０６Ｂ，２０７Ａ，２０７Ｂ…インピーダンス変換回路
３０１，３０３Ａ，３０３Ｂ，３０３Ｃ…フロントエンド回路

Claims (4)

  1. 第１周波数帯の高周波信号および第１周波数帯より周波数帯域が低い第２周波数帯の高周波信号が入力または出力される給電側共通ポート、第１周波数帯の高周波信号が入力または出力される第１ポート、および第２周波数帯の高周波信号が入力または出力される第２ポートを有し、第１周波数帯の高周波信号と第２周波数帯の高周波信号との分波または合波を行う給電側周波数選択性回路と、
    アンテナポートに接続され、前記第１周波数帯の高周波信号および前記第２周波数帯の高周波信号に対して共通のアンテナ素子と、
    一端が給電側に接続され、他端が前記アンテナポートに直接接続された一次側コイルと、一端が前記アンテナポートに直接接続され、他端がグランドに接続された二次側コイルとが電磁界結合したトランスを含むインピーダンス変換回路と、を備え、
    前記インピーダンス変換回路は、前記一次側コイルの前記一端が、前記第１ポートには接続されず前記第２ポートに接続され、前記アンテナ素子の前記第２周波数帯でのインピーダンスと前記第２ポートのインピーダンスとを整合させる、
    ことを特徴とする通信端末装置。
  2. 第１周波数帯の高周波信号および第１周波数帯より周波数帯域が低い第２周波数帯の高周波信号が入力または出力される給電側共通ポート、第１周波数帯の高周波信号が入力または出力される第１ポート、および第２周波数帯の高周波信号が入力または出力される第２ポートを有し、第１周波数帯の高周波信号と第２周波数帯の高周波信号との分波または合波を行う給電側周波数選択性回路と、
    アンテナポートに接続され、前記第１周波数帯の高周波信号および前記第２周波数帯の高周波信号に対して共通のアンテナ素子と、
    一端が給電側に接続され、他端が前記アンテナポートに接続された一次側コイルと、一端が前記アンテナポートに接続され、他端がグランドに接続された二次側コイルとが電磁界結合したトランスを含むインピーダンス変換回路と、を備え、
    前記インピーダンス変換回路の一次側コイルは、直列接続されるとともに互いに閉磁路が形成されるように配置された複数のコイル導体で構成され、二次側コイルは、直列接続されるとともに互いに閉磁路が形成されるように配置された複数のコイル導体で構成され、
    前記インピーダンス変換回路は、前記一次側コイルの前記一端が、前記第１ポートには接続されず前記第２ポートに接続され、前記アンテナ素子の前記第２周波数帯でのインピーダンスと前記第２ポートのインピーダンスとを整合させる、
    ことを特徴とする通信端末装置。
  3. 前記インピーダンス変換回路の一次側コイルは、直列接続されるとともに互いに閉磁路が形成されるように配置された複数のコイル導体で構成され、二次側コイルは、直列接続されるとともに互いに閉磁路が形成されるように配置された複数のコイル導体で構成された、請求項１に記載の通信端末装置。
  4. 前記インピーダンス変換回路の一次側コイルおよび二次側コイルは、複数の誘電体層または磁性体層の積層体に一体的に構成されている、請求項１から３のいずれかに記載の通信端末装置。
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