JP2020014232A - アンテナ装置および通信端末装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インピーダンスの周波数依存性のあるアンテナに対して、広帯域で整合できるアンテナ装置を提供する。【解決手段】アンテナ装置１０１は、給電回路９と、アンテナ整合回路１０と、アンテナ１とを備える。アンテナ整合回路１０は、インピーダンス変換回路２と、インピーダンス変換比調整回路３で構成される。インピーダンス変換回路２は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子Ｌ１および第２インダクタンス素子Ｌ２を含み、オートトランス型回路を構成する。インピーダンス変換比調整回路３は、インピーダンス変換回路２と、アンテナポートＰ２との間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子Ｌ３と、アンテナポートＰ２とグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス素子Ｃ３とを含み、インピーダンス変換回路２のインピーダンス変換比を周波数帯に応じて補正する。【選択図】図１

Description

本発明は、アンテナと給電回路との間に接続されるアンテナ整合回路を含むアンテナ装置およびアンテナ装置を備える通信端末装置に関する。

近年、携帯電話をはじめとする通信端末装置に要求される周波数帯域の広帯域化に伴い、例えば特許文献１に示されるように、トランスによるインピーダンス変換回路がアンテナ整合回路に用いられる。一方、通信端末装置の小型化に伴って、アンテナは小型化されるが、アンテナの小型化に伴い、アンテナのインピーダンスの周波数依存性（周波数変化に対するインピーダンスの変化割合）は大きくなる傾向にある。

国際公開第２０１２／１５３６９１号

トランスによるインピーダンス変換回路は、その周波数依存性（周波数変化に対するインピーダンス変換比の変化割合）が小さいことが特徴の一つであるが、上述のように、インピーダンスの周波数依存性が大きいアンテナに適用すると、広帯域に亘ってインピーダンスマッチングさせることが難しい。

図１１（Ａ）は、インピーダンスの周波数依存性が大きなアンテナの反射係数の周波数特性図である。図１１（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。マーカーm1〜m2はローバンドの周波数、マーカーm3〜m4はハイバンドの周波数帯をそれぞれ示している。図１１（Ａ）（Ｂ）に示す例では、ハイバンド（1.7GHz〜2.7GHz帯）の所定帯域では整合するが、ローバンド（700MHz〜960MHz帯）では整合しない。

図１２（Ａ）は、上記アンテナに、従来のトランスによるインピーダンス変換回路を接続した状態での、反射係数の周波数特性図である。図１２（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。この例は、ローバンド（700MHz〜960MHz帯）で整合させるように、インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比を定めている。そのため、ローバンドでは整合するが、図１２（Ｂ）に破線の円で示すように、ハイバンドでの反射係数の軌跡は小円化する。すなわち、ハイバンドでのインピーダンス変換比が大きくなり過ぎて、ハイバンドの一部帯域では整合しない。

一方、トランスの２つの入出力ポート間にキャパシタによる高周波用経路を設ければ、インピーダンス変換回路の周波数特性を定めることができる。ところが、コイルのインダクタンスが非常に小さなトランスに高周波用経路を設けても、インピーダンス変換比の周波数特性の調整効果は低い。

図１３は、トランスによるインピーダンス変換回路２に上記高周波用経路であるバイパス用キャパシタＣ１を接続した例を示す図である。図１４（Ａ）は、図１３に示す回路の給電回路９からアンテナ１側を見た反射係数の周波数特性図である。図１４（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。このように、インダクタンスの非常に小さなコイルで構成されたオートトランス型のトランスに高周波用経路を接続しても、その効果は小さい。

本発明の目的は、低インダクタンスのコイルを備えるトランスを用いながらも、広帯域に亘ってインピーダンス整合するアンテナ装置、およびそれを備える通信端末装置を提供することにある。

（１）本発明のアンテナ装置は、
第１周波数帯の高周波信号および前記第１周波数帯よりも高い周波数帯である第２周波数帯の高周波信号を送受するアンテナと、
給電回路に接続されるインピーダンス変換回路と、
前記インピーダンス変換回路と前記アンテナとの間に接続されるインピーダンス変換比調整回路とを備え、
前記インピーダンス変換回路は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、前記第１インダクタンス素子の第１端が前記給電回路に接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端が前記第１インダクタンス素子の第２端に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端がグランドに接続され、
前記インピーダンス変換比調整回路は、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナとの間に設けられ、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナとの間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子と、前記アンテナとグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス素子とを含み、
前記第３インダクタンス素子の一端は、シャント接続の素子を介することなく前記インピーダンス変換回路にのみ接続され、前記第３インダクタンス素子の他端は、前記アンテナに接続されていて、
前記インピーダンス変換比調整回路は、前記インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比を周波数帯に応じて前記第２周波数帯のインピーダンスの変位を前記第1周波数帯のインピーダンスの変位よりも大きくするように補正する、
ことを特徴としている。

上記の構成により、ハイバンドではアンテナの特性が保たれ、且つ、ローバンドでは、トランスによりインピーダンス変換が有効に作用して、ローバンドでの整合が図られる。

（２）上記（１）において、前記第１周波数帯は例えばセルラー通信システムにおけるローバンドであって、前記第２周波数帯は例えば前記セルラー通信システムにおけるハイバンドである。このことにより、セルラー通信システムにおけるハイバンドとローバンドの両方を使用する通信端末装置に適用できる。

（３）上記（１）または（２）において、前記アンテナは、例えば先端開放型の放射素子で構成される。この構成によれば、インピーダンス変換比調整回路の周波数特性は一般的な先端開放型のアンテナの周波数特性とは反対（周波数変化によるスミスチャート上のインピーダンス軌跡の移動方向が逆方向）の特性をもつため、ハイバンドをより広帯域で整合させることもできる。

（４）本発明の通信端末装置は、上記（１）から（３）のいずれかに記載のアンテナ装置と、前記アンテナ装置に接続される通信回路と、前記アンテナ装置および前記通信回路を収納する筐体とを備えることを特徴としている。これにより、小型のアンテナを備えながらも広帯域に対応する通信端末装置が得られる。

本発明によれば、ハイバンドでのインピーダンス変換比が比較的小さく保たれ、ローバンドでのトランスによるインピーダンス変換が有効に作用するので、インピーダンスの周波数依存性のあるアンテナに対して広帯域で整合させることができる。

図１は第１の実施形態に係るアンテナ整合回路およびアンテナ装置の構成を示す回路図である。 図２（Ａ）は、第１の実施形態のインピーダンス変換回路２のインピーダンスの周波数特性を示す図である。図２（Ｂ）は、第１の実施形態のアンテナ整合回路１０のインピーダンスの周波数特性を示す図である。 図３（Ａ）はアンテナ１単体での反射係数の周波数特性を示す図である。図３（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。 図４（Ａ）はインピーダンス変換比調整回路３を備える場合の給電ポートＰ１から見た反射係数の周波数特性を示す図である。図４（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。 図５は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２の等価回路図である。 図６は第２の実施形態に係るアンテナ整合回路素子１０Ｐの分解斜視図である。 図７は第２の本実施形態に係るアンテナ整合回路素子１０Ｐの回路図である。 図８は第２の実施形態のアンテナ整合回路素子１０Ｐの基板への実装構造を示す平面図である。 図９は第３の実施形態のアンテナ装置１０３の構造を示す平面図である。 図１０は第４の実施形態に係る通信端末装置２００のブロック図である。 図１１（Ａ）は、インピーダンスの周波数依存性が大きなアンテナの反射係数の周波数特性図である。図１１（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。 図１２（Ａ）は、アンテナに、従来のトランスによるインピーダンス変換回路を接続した状態での、反射係数の周波数特性図である。図１２（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。 図１３は、トランスによるインピーダンス変換回路２に高周波用経路であるキャパシタＣ１を接続した例を示す図である。 図１４（Ａ）は、図１３に示す回路の給電回路９からアンテナ１側を見た反射係数の周波数特性図である。図１４（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付す。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点について説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係るアンテナ整合回路およびアンテナ装置の構成を示す回路図である。アンテナ装置１０１は、アンテナ１、給電回路９およびアンテナ整合回路１０を備えている。アンテナ整合回路１０はアンテナ１と給電回路９との間に接続されている。

アンテナ整合回路１０は、インピーダンス変換回路２およびインピーダンス変換比調整回路３を備えている。

インピーダンス変換回路２は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子Ｌ１および第２インダクタンス素子Ｌ２を含む。第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路９に接続され、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端は第１インダクタンス素子Ｌ１の第２端に接続され、第２インダクタンス素子Ｌ２の第２端はグランドに接続されている。第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とでオートトランス型の回路が構成されている。

インピーダンス変換比調整回路３は、インピーダンス変換回路２とアンテナポートＰ２との間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子Ｌ３と、アンテナポートＰ２とグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス素子Ｃ３とを含み、インピーダンス変換回路２のインピーダンス変換比を周波数帯に応じて補正する。すなわち、アンテナ整合回路１０のインピーダンス変換比を、インピーダンス変換回路２によるインピーダンス変換比から所定の変換比へ補正する。以降に示すように、インピーダンス変換比調整回路３は1GHz以上の周波数でのインピーダンス変換比を抑制する（インピーダンス変換されすぎないようにする）。

図２（Ａ）は、本実施形態のインピーダンス変換回路２のインピーダンスの周波数特性を示す図である。また、図２（Ｂ）は、本実施形態のアンテナ整合回路１０のインピーダンスの周波数特性を示す図である。ここでは、周波数を700MHz〜2.2GHzの範囲で変化させたときの、インピーダンス軌跡をスミスチャート上に表している。

図２（Ａ）において、軌跡Ｓ１１は、インピーダンス変換回路２の給電ポートＰ１側のインピーダンス軌跡、軌跡Ｓ２２はインピーダンス変換回路２のアンテナ側のインピーダンス軌跡である。また、図２（Ｂ）において、軌跡Ｓ１１は、アンテナ整合回路１０の給電ポートＰ１側のインピーダンス軌跡、軌跡Ｓ２２はアンテナポートＰ２側のインピーダンス軌跡である。いずれも、マーカーm1は800MHzでのインピーダンス、マーカーm2は1.8GHzでのインピーダンスを示している。

インピーダンス変換回路２の等価回路は図５のように表される。インピーダンス変換回路２の等価回路は、変圧比ｎ：１の理想トランスＩＴ、１次側に並列接続された寄生成分のインダクタンスＬｐおよび２次側に直列接続された寄生成分のインダクタンスＬｓで表される。ここで、第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをL1、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをL2、結合係数をkで表すと、次の関係が成り立つ。

M=k√(L1*L2)
Lp=L1+L2+2M
Ls={(1-k2)*L1*L2}/(L1+L2+2M)
n=(L1+L2+2M)/(L2+M)
インダクタンスＬｐは使用周波数帯域の低域で並列接続のインダクタとして作用する。

このように、並列接続された寄生成分のインダクタンスＬｐがあることにより、図２（Ａ）に表れているように、インピーダンス変換回路の給電ポート側、アンテナポート側いずれのインピーダンスも誘導性となる。そのため、アンテナポート側のインピーダンスはスミスチャートの第２象限（４分割した左上の領域）に移動する。

インピーダンス変換比調整回路３の第３インダクタンス素子Ｌ３はシリーズ接続されているので、インピーダンスはスミスチャート上の定抵抗円に沿って右回りに移動する。そして、キャパシタンス素子Ｃ３はシャント接続されているので、インピーダンスはスミスチャート上の定コンダクタンス円に沿って右回りに移動する。

上記シャント接続のキャパシタンス素子Ｃ３はローバンドに比べてハイバンドでより効き（インピーダンスの変位が大きく）、上記シリーズ接続の第３インダクタンス素子Ｌ３もローバンドに比べてハイバンドでより効く（インピーダンスの変位が大きい）。このことにより、図２（Ｂ）に示すように、ローバンドのインピーダンスの変位を少なくしつつ、ハイバンドのインピーダンスをスミスチャートの中心付近に移動させることができる。したがって、ハイバンドについてはインピーダンス変換回路２によるインピーダンス変換比は１：１に近づく。すなわち、インピーダンス変換比調整回路３はインピーダンス変換回路２のインピーダンス変換比を抑制することになる。

直列寄生成分のインダクタンスＬｓは、上記第３インダクタンス素子Ｌ３に直列に接続される成分であるので、結果的に第３インダクタンス素子Ｌ３と共にハイバンドのインピーダンス調整に寄与する。

図２（Ｂ）において、破線の円Ａは、先端開放型アンテナのインピーダンス軌跡の例である。先端開放型アンテナは、共振周波数より低い側では容量性であり、高い側では誘導性であって、破線Ａで示すようなインピーダンス軌跡を描く。上記インピーダンス変換比調整回路３の周波数特性は、このアンテナの周波数特性とは反対（周波数変化によるスミスチャート上のインピーダンス軌跡の移動方向が逆方向）の特性をもつ。そのため、アンテナ１が先端開放型のアンテナである場合には、ハイバンドの広い帯域でインピーダンス変換比が１：１付近に保たれ、ハイバンドの広い帯域で整合させることができる。

なお、先端開放型アンテナの例として、モノポールアンテナや逆Ｆ型アンテナが挙げられる。また、給電端から最も離れた点が構造的に開放されていなくても、端部が接地された半波長共振アンテナでも、等価的に１／４波長モノポールアンテナと同様の特性を有する。

本実施形態におけるローバンドは本発明に係る「第１周波数帯」の例であり、例えばセルラー通信システムにおけるローバンドである。また、本実施形態におけるハイバンドは本発明に係る「第２周波数帯」の例であり、例えば前記セルラー通信システムにおけるハイバンドである。このように、本発明はセルラー通信システムにおけるハイバンドとローバンドの両方を使用する通信端末装置に適用できる。

本実施形態のアンテナ整合回路１０の特性について、図３、図４を参照して説明する。図３（Ａ）はアンテナ１単体での反射係数の周波数特性を示す図である。図３（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。図４（Ａ）はアンテナ整合回路１０を備える場合の給電ポートＰ１から見た反射係数の周波数特性を示す図である。図４（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。

アンテナ整合回路１０が無い状態では、図３（Ａ）（Ｂ）に示すように、マーカーm3〜m4で示すハイバンドで整合するが、マーカーm1〜m2で示すローバンドでは整合しない。この状態で、アンテナ整合回路１０を設けると、給電ポートＰ１から見たインピーダンスは、図３（Ａ）（Ｂ）から図４（Ａ）（Ｂ）への変化で示すように、ハイバンドとローバンドの両方について整合することになる。

このように、ローバンドでは、インピーダンス変換回路２によって所定のインピーダンス変換比でインピーダンス変換が行われることで、給電回路９はアンテナ１と整合する。そして、ハイバンドでは、インピーダンス変換比が１：１に近づけられることにより、給電回路９はアンテナ１と整合する。

なお、従来のようにトランスの２つの入出力ポート間にキャパシタによる高周波用経路を設けた場合に、ＬＣ並列共振回路が構成されるので、或る周波数でバンドストップ特性をもつことになる。しかも使用周波数帯でのＱ値の劣化の原因となる。しかし、本実施形態によれば、高周波用経路を設けないので、不要なバンドストップ特性が生じることがなく、使用周波数帯でのＱ値の劣化がない。

《第２の実施形態》
第２の実施形態は、第１の実施形態で示したアンテナ整合回路１０を単一の部品として構成したアンテナ整合回路素子１０Ｐについて示す。

図６は第２の実施形態に係るアンテナ整合回路素子１０Ｐの分解斜視図である。

アンテナ整合回路素子１０Ｐは、複数の絶縁性の基材層１１〜２４を備えている。基材層１１〜２４には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材層の表面に形成された導体パターンだけでなく、層間接続導体を含む。層間接続導体はビア導体だけでなく、積層体の端面に形成される端面電極も含む。アンテナ整合回路素子１０Ｐは、上記導体パターンが生成された基材層の積層体である。

本アンテナ整合回路素子１０Ｐをセラミック部品として構成する場合、上記基材層は非磁性のセラミック層であり、上記導電体パターンは銅ペースト等の導体材料の印刷パターンである。本アンテナ整合回路素子１０Ｐを樹脂多層部品として構成する場合、上記基材層は樹脂材料のシートであり、上記導電体パターンはAl薄やCu箔等の金属箔をパターン化したものである。

基材層１１の上面には端子電極Ｐ１，Ｐ２，ＧＮＤ１，ＧＮＤ２，ＮＣ１，ＮＣ２，ＮＣ３，ＮＣ４が形成されている。端子電極Ｐ１は給電ポートＰ１に相当し、端子電極Ｐ２はアンテナポートＰ２に相当する。端子電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２はいずれもグランド端子である。端子電極ＮＣ１，ＮＣ２，ＮＣ３，ＮＣ４はいずれもノンコネクト端子（空き端子）である。但し、端子電極ＮＣ２は後に示す導体パターンＬ１Ｃ，Ｌ１Ｄと導通している。

基材層１２，１３，１４には、導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃがそれぞれ形成されている。また、基材層２２，２３，２４には、導体パターンＬ１Ｄ，Ｌ１Ｅ，Ｌ１Ｆがそれぞれ形成されている。導体パターンＬ１Ａと導体パターンＬ１Ｆとは端面電極を介して端子電極Ｐ１に導通する。導体パターンＬ１Ｃと導体パターンＬ１Ｄとは端面電極を介して導通する。これら導体パターンによって第１インダクタンス素子Ｌ１が構成される。

基材層１４，１５，１６には、導体パターンＬ２Ａ，Ｌ２Ｂ，Ｌ２Ｃ，Ｌ２Ｄ，Ｌ２Ｅがそれぞれ形成されている。また、基材層２０，２１，２２には、導体パターンＬ２Ｆ，Ｌ２Ｇ，Ｌ２Ｈ，Ｌ２Ｉ，Ｌ２Ｊがそれぞれ形成されている。導体パターンＬ２Ｅと導体パターンＬ２Ｆとは端面電極を介してそれぞれグランド端子ＧＮＤ１に導通する。これら導体パターンによって第２インダクタンス素子Ｌ２が構成される。

基材層１７，１８，１９には、導体パターンＣ３Ａ，Ｃ３Ｂ，Ｃ３Ｃがそれぞれ形成されている。これら導体パターンによってキャパシタンス素子Ｃ３が構成される。

基材層２３，２４には、導体パターンＬ３Ａ，Ｌ３Ｂがそれぞれ形成されている。導体パターンＬ３Ｂは端面電極を介して端子電極Ｐ２に導通する。これら導体パターンによって第３インダクタンス素子Ｌ３が構成される。

図７は本実施形態のアンテナ整合回路素子１０Ｐの回路図である。図７では、図６に示した各導体パターンの位置関係を考慮して回路図化している。図６、図７に示すように、導体パターンＬ２Ａ〜Ｌ２Ｊによる第２インダクタンス素子Ｌ２は、第１インダクタンス素子Ｌ１の一部を構成する導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃと、第１インダクタンス素子Ｌ１の一部を構成する導体パターンＬ１Ｄ，Ｌ１Ｅ，Ｌ１Ｆとで挟まれるように配置されている。この構造により、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは、巻回数が少ないながらも適度に高い結合係数で結合する。

以上に示したアンテナ整合回路素子１０Ｐは、直方体状の単一の表面実装部品として扱うことができる。

図８は本実施形態のアンテナ整合回路素子１０Ｐの基板への実装構造を示す平面図である。基板２０には、グランド導体ＧＮＤと信号ラインＳＬとでコプレーナライン構造の伝送線路が形成されている。この伝送線路にアンテナ１および給電回路９が接続される。アンテナ整合回路素子１０Ｐは、その端子電極Ｐ１，Ｐ２が伝送線路の途中（信号ラインＳＬの途中）に直列接続され、且つ端子電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２がグランド導体ＧＮＤに接続されるように基板２０に実装される。

本実施形態のアンテナ整合回路素子１０Ｐの実装構造によれば、限られたスペースにアンテナ整合回路を設けることができる。

《第３の実施形態》
図９は第３の実施形態のアンテナ装置１０３の構造を示す平面図である。基板２０には、グランド導体ＧＮＤと信号ラインＳＬとでコプレーナライン構造の伝送線路が形成されている。この伝送線路にアンテナ１および給電回路９が接続される。アンテナ装置１０３の回路構成は第１の実施形態で示したアンテナ装置１０１と同じである。

インピーダンス変換回路２は表面実装可能なチップ部品として構成されている。第３インダクタンス素子Ｌ３、キャパシタンス素子Ｃ３もそれぞれチップ部品である。アンテナ装置１０３は、基板２０に、インピーダンス変換回路２、第３インダクタンス素子Ｌ３およびキャパシタンス素子Ｃ３が実装されることにより構成される。

インピーダンス変換回路２は、複数の基材層が積層された単一の直方体状の積層体内に設けられていて、第１インダクタンス素子Ｌ１、第２インダクタンス素子Ｌ２（図１参照）は、基材層に形成された導体パターンで構成されている。インピーダンス変換回路２の２つの信号入出力端子は上記積層体の対向する２辺にそれぞれ形成されている。また、グランド端子は上記積層体の残る２辺の少なくとも１辺に形成されている。このような各端子の配置によって、図９に示したとおり、給電回路９とアンテナ１との間の直線状の伝送線路の途中（信号ラインＳＬの途中）にインピーダンス変換回路２を容易に配置できる。また、第３インダクタンス素子Ｌ３およびキャパシタンス素子Ｃ３によるインピーダンス変換比調整回路も基板２０上の僅かなスペースに構成できる。

なお、第１インダクタンス素子は信号ラインＳＬの一部であってもよい。例えば、信号ラインＳＬの線幅を部分的に細くして、その部分をインダクタとして作用させてもよい。このことにより、基板に搭載すべき部品点数が削減されて、低コスト化される。

《第４の実施形態》
第４の実施形態では通信端末装置について示す。図１０は第４の実施形態に係る通信端末装置２００のブロック図である。本実施形態の通信端末装置２００は、アンテナ１、アンテナ整合回路１０、通信回路３１、ベースバンド回路３２、アプリケーションプロセッサ３３および入出力回路３４を備えている。通信回路３１はローバンド（700MHz〜1.0GHz）とハイバンド（1.4GHz〜2.7GHz）についての送信回路および受信回路、さらにはアンテナ共用器を備えている。アンテナ１は、ローバンドとハイバンドに対応するアンテナであり、共振周波数より低い側で容量性となり、高い側で誘導性となるインピーダンスをもつアンテナ（例えばモノポールアンテナまたは逆Ｆ型アンテナ）である。

上記構成要素は１つの筐体内に収納されている。例えば、アンテナ整合回路１０、通信回路３１、ベースバンド回路３２、アプリケーションプロセッサ３３はプリント配線板に実装され、プリント配線板は筐体内に収納される。入出力回路３４は表示・タッチパネルとして筐体に組み込まれる。アンテナ１はプリント配線板に実装されるか、筐体の内面または内部に配置される。

以上に示した構成により、広帯域に亘って整合するアンテナを備える通信端末装置が得られる。

最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。例えば、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Ｃ１…キャパシタ
Ｃ３…キャパシタンス素子
Ｃ３Ａ，Ｃ３Ｂ，Ｃ３Ｃ…導体パターン
ＧＮＤ…グランド導体
ＧＮＤ１，ＧＮＤ２…端子電極
ＩＴ…理想トランス
Ｌ１…第１インダクタンス素子
Ｌ２…第２インダクタンス素子
Ｌ３…第３インダクタンス素子
Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃ，Ｌ１Ｄ，Ｌ１Ｅ，Ｌ１Ｆ…導体パターン
Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂ，Ｌ２Ｃ，Ｌ２Ｄ，Ｌ２Ｅ，Ｌ２Ｆ，Ｌ２Ｇ，Ｌ２Ｈ，Ｌ２Ｉ，Ｌ２Ｊ…導体パターン
Ｌ３Ａ，Ｌ３Ｂ…導体パターン
Ｌｐ…並列接続された寄生成分のインダクタンス
Ｌｓ…直列接続された寄生成分のインダクタンス
Ｐ１，Ｐ２，ＧＮＤ１，ＧＮＤ２，ＮＣ１，ＮＣ２，ＮＣ３，ＮＣ４…端子電極
Ｐ１…給電ポート
Ｐ２…アンテナポート
ＳＬ…信号ライン
１…アンテナ
２…インピーダンス変換回路
３…インピーダンス変換比調整回路
９…給電回路
１０…アンテナ整合回路
１０Ｐ…アンテナ整合回路素子
１１〜２４…基材層
３１…通信回路
３２…ベースバンド回路
３３…アプリケーションプロセッサ
３４…入出力回路
１０１，１０３…アンテナ装置
２００…通信端末装置

Claims (4)

1. 第１周波数帯の高周波信号および前記第１周波数帯よりも高い周波数帯である第２周波数帯の高周波信号を送受するアンテナと、
   給電回路に接続されるインピーダンス変換回路と、
   前記インピーダンス変換回路と前記アンテナとの間に接続されるインピーダンス変換比調整回路とを備え、
   前記インピーダンス変換回路は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、前記第１インダクタンス素子の第１端が前記給電回路に接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端が前記第１インダクタンス素子の第２端に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端がグランドに接続され、
   前記インピーダンス変換比調整回路は、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナとの間に設けられ、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナとの間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子と、前記アンテナとグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス素子とを含み、
   前記第３インダクタンス素子の一端は、シャント接続の素子を介することなく前記インピーダンス変換回路にのみ接続され、前記第３インダクタンス素子の他端は、前記アンテナに接続されていて、
   前記インピーダンス変換比調整回路は、前記インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比を周波数帯に応じて前記第２周波数帯のインピーダンスの変位を前記第１周波数帯のインピーダンスの変位よりも大きくするように補正する、
   アンテナ装置。
2. 前記第１周波数帯はセルラー通信システムにおけるローバンドであって、前記第２周波数帯は前記セルラー通信システムにおけるハイバンドである、請求項１に記載のアンテナ装置。
3. 前記アンテナは、先端開放型の放射素子で構成される、請求項１または２に記載のアンテナ装置。
4. 請求項１から３のいずれかに記載のアンテナ装置と、前記アンテナ装置に接続される通信回路と、前記アンテナ装置および前記通信回路を収納する筐体とを備えた、通信端末装置。

Images