CN113287230B - 天线装置及终端 - Google Patents
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Abstract
一种天线装置，该天线装置可以适用于金属边框的终端或全金属ID的终端。该天线装置可包括：在金属边框上开设的缝隙形成缝隙天线，以及连通该缝隙的槽形成的槽天线。该槽可以在该一条侧边的中间位置连通该缝隙，该槽可以开设于终端的金属边框上或终端的PCB地板上。该天线装置可在该缝隙处实现多天线，结构简单，属于模块化设计，便于扩展。尤其当该槽开设于金属边框上时，该天线装置可在零净空下实现为适用于全金属ID的终端的同频双天线对或其他规格的多天线。
Description
技术领域
本发明涉及天线技术领域，特别涉及应用在终端中的天线装置。
背景技术
随着移动通信技术的发展，多输入多输出(multi input multi output，MIMO)天线技术，如高保真无线多输入所输出(wireless fidelity MIMO，Wi-Fi MIMO)天线，在终端上的应用愈加广泛，天线数量成倍增加，覆盖频段越来越多。而最近的终端设计趋势是更高的屏占比、更多的多媒体器件以及更大的电池容量，这些设计使得天线空间被急剧压缩。如何在有限的设计空间内布局多天线是十分有挑战的问题。而且天线布局还需要考虑终端产品的工业设计(industry design，ID)，如金属ID、全面屏ID等，这又进一步增加了天线布局的难度。
现有的MIMO天线技术可分为两类。
第一类为堆叠天线，即将一些基本类型的天线单元，如单极子、偶极子、槽等，放置在一起，再配合一些解耦技术，如中和线、扼流槽等，构成多天线。这种MIMO天线设计复杂，难以拓展到更多的天线单元并且占据较大净空。
第二类为紧凑双天线对，即在小尺度范围内放置两个天线单元，利用自解耦或者极化正交来提高双天线对隔离度，属于模块化设计方案，易于拓展到更多的天线单元。这种MIMO天线阵设计简单，但是目前仅有非金属ID解决方案，不适用于金属ID的终端。
发明内容
本发明实施例提供了一种天线装置，可在金属边框或全金属ID的终端上实现多天线结构，而且结构简单。
第一方面，本申请提供了一种应用于终端的天线装置，该终端可包括金属边框、印刷电路板PCB、PCB地板和后盖，其中，金属边框可以设置在PCB地板的边缘，PCB地板可以设置于PCB与后盖之间，PCB地板可用于PCB上承载的电子元件接地。该天线装置可包括：金属边框上开设缝隙形成的缝隙天线，以及连通该缝隙的槽形成的槽天线。该槽可以在其一条侧边连通该缝隙，该槽的另一条侧边可以接触PCB地板。具体的，该槽具体可以在其一条侧边的中间位置连通该缝隙。
其中，缝隙的两侧可以连接有第一馈电网络，第一馈电网络可用于激励天线装置产生第一辐射模式，第一辐射模式的主辐射体为槽，槽上分布有半周期长度的同相电场；缝隙的一侧还可以连接有第二馈电网络，第二馈电网络可用于激励天线装置产生第二辐射模式，第二辐射模式的主辐射体为PCB地板，槽的周围分布有同相电流环；第一辐射模式的极化方向与第二辐射模式的极化方向正交。
也即是说，该天线装置可具有两种辐射模式：第一辐射模式和第二辐射模式。其中，第一辐射模式可以是实施例部分提及的半波长槽模式，第二辐射模式可以是实施例部分提及的开路槽模式(又可称为同相电流环模式)。其中：
第一辐射模式：槽上分布着半周期长度的同相电场。此时，槽可以作为主辐射体，其极化方向为槽的横轴方向负X方向(对于图2A-图2B所示的天线结构)或Z方向(对于图3A-图3B所示的天线结构)。也即是说，第一辐射模式可以通过槽产生辐射。
第二辐射模式：缝隙将槽分成缝隙两侧的两个槽。这两个槽都可以工作在1/4波长模式下。从槽的一端到另一端，电场分布为：电场由零点变化到最大值，经过缝隙后电场方向发生反转，然后电场从反向最大值变化到零点。电流围绕着槽形成同相电流环，从而可有效激励PCB地板产生辐射。也即是说，第二辐射模式可以通过缝隙激励PCB地板产生辐射。此时，PCB地板可以是主辐射体，极化方向为负Y方向。
可以看出，这两种辐射模式的主辐射体的极化方向正交，即槽的极化方向和PCB地板的极化方向正交，可实现高隔离度。而且，该天线装置可在该缝隙处实现多天线，结构简单，属于模块化设计，便于扩展。尤其当该槽开设于金属边框上时，该天线装置可在零净空下实现为适用于全金属ID的终端的同频双天线对或其他规格的多天线。
结合第一方面，在一些实施例中，后盖可以是绝缘材料制成的后盖，如玻璃后盖、塑料后盖等。后盖也可以是金属后盖。如果终端是全金属ID的终端，那后盖就是金属后盖。
结合第一方面，在一些实施例中，该槽可以是在PCB地板上开槽形成的槽，该槽也可以是在金属边框上开槽形成的槽。槽的开槽方向可以和金属边框的延伸方向一致。
结合第一方面，在一些实施例中，第一馈电网络的具体实现可如下：
第一馈电网络可包括在金属边框上设置的分别位于缝隙两侧的馈电点：第一馈电点和第二馈电点，第一馈电点设置在缝隙的一侧，第二馈电点设置在缝隙的另一侧。第一馈电网络还可包括第一馈电线和第一馈电端口(port1)。第一馈电线可以是微带线或者其他导线。第一馈电线还可以跨过槽可用于连接第一馈电端口和缝隙两侧的馈电点。第一馈电线还可以跨过槽。这样可以激励槽产生分布在槽上的半周期长度的同相电场。
其中，第一馈电线可以是对称馈电线结构，这样可实现第一馈电点和第二馈电点的电势相等，从而使得缝隙两侧等电势。
其中，第一馈电端口(port1)处可设计有匹配网络，该匹配网络可以用于(通过调节天线发射系数、阻抗等)调节槽所覆盖的频段范围。
结合第一方面，在一些实施例中，第二馈电网络的具体实现可如下：
第二馈电网络可包括在金属边框上设置的位于缝隙一侧的第三馈电点、第二馈电线和第二馈电端口(port2)。第二馈电线可以是微带线或者其他导线。第二馈电线可用于连接第二馈电端口和第三馈电点。第二馈电线可以跨过缝隙，这样可以激励缝隙产生分布在缝隙上的电场，最终形成围绕槽的同相电流环，可有效激励PCB地板。此时，PCB地板可作为该天线结构的主辐射体产生辐射。
其中，第二馈电端口(port2)处可设计有匹配网络，该匹配网络可用于(通过调节天线发射系数、阻抗等)调节PCB地板所覆盖的频段范围。
结合第一方面，在一些实施例中，天线装置工作在前述半波长模式时激励槽产生的谐振和天线装置工作在前述同相电流环模式时激励PCB地板产生的谐振可以处于相同频段。也即是说，该天线装置可以是同频双天线对。
可选的，该天线装置具体可以是SUB-6G双天线对，其工作频率为3.4GHz-3.6GHz，即该相同频段为SUB-6G频段。可选的，该天线装置具体也可以是同频双Wi-Fi天线对，如2.4GHz频段的双Wi-Fi天线对，即该相同频段为Wi-Fi频段，如2.4GHz Wi-Fi频段。不限于此，该天线装置还可以其他频段的同频双天线对。
结合第一方面，在一些实施例中，天线装置工作在前述半波长模式时可以激励槽产生第一频段的谐振，天线装置工作在前述同相电流环模式时可以激励PCB地板产生第二频段的谐振。
可选的，第一频段可包括Wi-Fi频段，第二频段可包括Wi-Fi频段和GPS频段。例如，该天线装置可以在前述半波长模式下激励槽产生2.4GHz Wi-Fi谐振(第一频段为2.4GHzWi-Fi频段)，在前述同相电流环模式下激励PCB地板产生GPS L1和2.4GHz Wi-Fi两个谐振(第二频段包括2.4GHz Wi-Fi频段和GPS L1频段)。不限于此，第一频段、第二频段还可以是其他频段，例如该天线结构还可以在前述半波长模式下激励槽产生2.4GHz Wi-Fi谐振(第一频段为2.4GHz Wi-Fi频段)，在前述同相电流环模式下激励PCB地板产生GPS L5和2.4GHzWi-Fi两个谐振(第二频段包括2.4GHz Wi-Fi频段和GPS L5频段)。
第二方面，本申请提供了一种终端，该终端可包括金属边框、印刷电路板PCB、PCB地板、后盖和上述第一方面描述的天线装置。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图进行说明。
图1是本申请的一个实施例提供的终端的结构示意图；
图2A-图2B是本申请提供的一种天线装置的示意图；
图3A-图3B是本申请提供的一种天线装置的示意图；
图4A-图4B是图2A-图2B所示的天线结构的两种辐射模式的示意图；
图5A-图5B是图3A-图3B所示的天线结构的两种辐射模式的示意图；
图6A-图6B是本申请的一个实施例的一种天线设计方案的示意图；
图7是图6A-图6B所示的天线设计方案的一些仿真示意图；
图8A-图8B是图6A-图6B所示的天线设计方案中馈电端口处的匹配网络的示意图；
图9是本申请的另一个实施例的天线设计方案的一些仿真示意图；
图10A-图10B是本申请的另一个实施例的天线设计方案中馈电端口处的匹配网络的示意图；
图11A-图11B是本申请的再一个实施例的一种设计方案的示意图；
图12是图11A-图11B所示的天线设计方案的一些仿真示意图；；
图13A-图13B是图11A-图11B所示的天线设计方案馈电端口处的匹配网络的示意图；
图14A-14C是本申请的再一些实施例提供的天线装置的结构示意图。
具体实施方式
下面结合本发明实施例中的附图对本发明实施例进行描述。
本申请提供的技术方案适用于采用以下一种或多种MIMO通信技术的终端：长期演进(long term evolution，LTE)通信技术、Wi-Fi通信技术、5G通信技术、SUB-6G通信技术以及未来其他MIMO通信技术等。本申请中，终端可以是手机、平板电脑、个人数码助理(personal digital assistant，PDA)等等电子设备。
图1示例性示出了本申请提供的天线设计方案所基于的终端内部环境。如图1所示，终端可包括：显示屏11、印刷电路板PCB13、PCB地板15、金属边框17和后盖19。显示屏11、印刷电路板PCB13、PCB地板15和后盖19可以分别设置于不同的层，这些层可以相互平行，各层所在的平面可以称为X-Y平面，垂直于X-Y平面的方向为Z方向。也即是说，显示屏11、印刷电路板PCB13、PCB地板15和后盖17可以在Z方向上分层分布。
其中，印刷电路板PCB13可以采用FR-4介质板，也可以采用罗杰斯(Rogers)介质板，也可以采用Rogers和FR-4的混合介质板，等等。这里，FR-4是一种耐燃材料等级的代号，Rogers介质板一种高频板。
其中，后盖19可以是绝缘材料制成的后盖，如玻璃后盖、塑料后盖等。后盖19也可以是金属后盖。如果图1所示的终端是全金属ID的终端，那后盖19就是金属后盖。
其中，PCB地板15接地，可设置于印刷电路板PCB13与后盖19之间。PCB地板15又可以称为PCB底板。具体的，PCB地板15可以是蚀刻在PCB13表面的一层金属，这层金属还可以通过一系列金属弹片接在金属中框(未示出)上，跟金属中框成为一体。PCB地板15可用于印刷电路板PCB13上承载的电子元件接地。具体的，印刷电路板PCB13上承载的电子元件可以通过接线到PCB地板15来实现接地，以防止用户触电或设备损坏。
其中，金属边框17可以设置于印刷电路板PCB13、PCB地板15的边缘，可以从侧边包覆后盖19与显示屏11之间的印刷电路板PCB13、PCB地板15，以达到防尘、防水的目的。在一种实现方式中，金属边框17可以包括4条金属边，这4条金属边可以环设于显示屏11、印刷电路板PCB13、PCB地板15和后盖19的周围。在另一种实现方式中，金属边框17可以仅包括2条金属边，这2条金属边可以在Y方向上设置于显示屏11、印刷电路板PCB13、PCB地板15和后盖19的两侧。不限于这两种实现方式，金属边框17还可以呈现其他的设计样式，例如单金属边的金属边框17，本申请对此不做限制。
基于图1所示的终端内部环境，本申请提供了适用于金属边框的终端的多天线设计方案，以及适用全金属ID的终端的多天线设计方案。
本申请提供的多天线设计方案的主要设计思想可包括：在金属边框17上开设缝隙，利用该缝隙形成的缝隙天线和连通该缝隙的槽形成的槽天线来构成多天线结构。其中，该槽可以在其一条侧边的中间位置连通该缝隙，该槽的另一条侧边可接触PCB地板。
在一些实施例中，该槽可以设置于PCB地板15上，可如图2A-图2B所示。其中，图2A是沿Z方向观察该天线结构的视图，图2B是沿负X方向观察该天线结构的视图。如图2A-图2B所示，该槽可以是在PCB地板15上开槽形成的槽23。槽23的开槽方向可以和金属边框17的延伸方向一致。槽23可以在其侧边的中间位置连通金属边框17上开设的缝隙21。
在另一些实施例中，该槽可以设置于金属边框17上，可如图3A-图3B所示。其中，图3A是沿Z方向观察该天线结构的视图，图3B是沿负X方向观察该天线结构的视图。如图3A-图3B所示，该槽可以是在金属边框17上开槽形成的槽23。槽23的开槽方向和金属边框17的延伸方向一致。槽23可以在其一条侧边的中间位置连通金属边框17上开设的缝隙21。槽23的另一条侧边可接触PCB地板15。
本申请提供的天线结构具有的两种辐射模式可如图4A-图4B所示和图5A-图5B所示。其中，图4A-图4B示出了图2A-图2B所示的天线结构的辐射模式。图5A-图5B示出了图3A-图3B所示的天线结构的辐射模式。
本申请提供的天线结构可具有两种辐射模式：半波长槽模式(图4A和图5A所示)和开路槽模式(又可称为同相电流环模式)(图4B和图5B所示)。本申请中，可以将半波长模式称为第一辐射模式，可以将开路槽模式(又可称为同相电流环模式)称为第二辐射模式。其中：
半波长槽模式：槽23上分布着半周期长度的同相电场。缝隙21的两侧可以等电势，缝隙21不影响槽23作为一个槽天线(两端闭合)产生谐振，两端闭合的槽天线通常在半波长模式下产生谐振。如图4A和图5A所示，槽23上的电流分布可以为槽天线在半波长模式下的典型电流分布。此时，槽23可以作为主辐射体，其极化方向为槽23的横轴方向负X方向(对于图2A-图2B所示的天线结构)或Z方向(对于图3A-图3B所示的天线结构)。
也即是说，半波长槽模式可以激励槽23产生分布在槽23上的半周期长度的同相电场(分布在槽23上)，此时槽23可作为该天线结构的主辐射产生辐射。即半波长槽模式可以通过槽产生辐射。
开路槽模式(或称为同相电流环模式)：缝隙21将槽23分成缝隙21两侧的两个槽。这两个槽都可以工作在1/4波长模式下。从槽23的一端到另一端，电场分布为：电场由零点变化到最大值，经过缝隙21后电场方向发生反转，然后电场从反向最大值变化到零点。如图4B和图5B所示，电流围绕着槽23形成同相电流环，从而可有效激励PCB地板产生辐射。也即是说，同相电流环模式可以通过缝隙激励PCB地板产生辐射。此时，PCB地板15可以是主辐射体，极化方向为负Y方向。
也即是说，开路槽模式(或称为同相电流环模式)可以激励缝隙21产生围绕着槽23的同相电流环，从而可有效激励PCB地板15产生辐射。此时PCB地板15可作为该天线结构的主辐射产生辐射。
可以看出，这两种辐射模式的极化方向正交，即第一辐射模式的主辐射体槽23的极化方向和第二辐射模式的主辐射体PCB地板15的极化方向正交，可实现高隔离度。具体实现中，利用合适的馈电网络便可使得本申请提供的天线结构(如图2A-2B所示或图3A-图3B所示)工作在上述两种辐射模式下。这样，便可实现在缝隙21上得到双天线对，实现2×2MIMO规格。再进一步结合一些匹配电路(如调谐开关)或开关电路来调节槽23的长度，便可覆盖更多的频段。而且，这种天线设计方案属于模块化设计，易于扩展为更多的天线单元。
另外，本申请提供的天线设计方案可适用于金属边框的终端。而且，图3A-图3B所示的天线结构中的槽23开设在金属边框17上，此时该天线结构可以通过槽23向外辐射信号，PCB13上无需预留净空，可适用全金属ID的终端。
下面将详细说明本申请的各个实施例提供的天线结构。
实施例一
图6A-图6B示例性示出了实施例一提供的天线结构。其中，图6A为包括PCB介质板的天线模型示意图，图6B为隐去PCB介质板后的天线结构示意图。PCB地板15可以设置于第一PCB介质板31(即图1中的PCB13)的底部，紧贴着金属边框13也可以设置一层第二PCB介质板32。如图6A-图6B所示，该天线结构可以包括：在金属边框17上开设的缝隙21和在PCB地板15上开设的槽23。槽23可以在其一侧边的中间位置连通缝隙21。
缝隙21的两侧可连接有第一馈电网络33。第一馈电网络33具体可以印制在第一PCB介质板31和第二PCB介质板32上。第一馈电网络33可用于激励该天线结构工作在前述半波长槽模式，即可用于激励该天线结构产生分布在槽23上的半周期长度的同相电场。此时槽23作为主辐射体产生辐射。
具体的，第一馈电网络33可包括在金属边框17上设置的分别位于缝隙21两侧的馈电点：第一馈电点33-1和第二馈电点33-2，第一馈电点33-1设置在缝隙21的一侧，第二馈电点33-2设置在缝隙21的另一侧。第一馈电网络33还可包括第一馈电线33-3和第一馈电端口33-4(port1)。第一馈电线33-3可以是微带线或者其他导线。第一馈电线33-3可用于连接第一馈电端口33-4和缝隙21两侧的馈电点。具体的，第一馈电线33-3的末端可以(通过打孔的方式)穿过第二PCB介质板32连接到缝隙21两侧的馈电点。第一馈电线33-3可以是对称馈电线结构，如图6A-图6B所示的T型馈电线结构，这样可实现第一馈电点33-1和第二馈电点33-2的电势相等，从而使得缝隙21两侧等电势。因此，缝隙21可以不影响槽23作为一个槽天线(两端闭合)产生谐振。第一馈电线33-3还可以跨过槽23。这样可以激励槽23产生分布在槽23上的半周期长度的同相电场。此时槽23可作为该天线结构的主辐射产生辐射。第一馈电端口33-4(port1)处可设计有匹配网络，该匹配网络可以用于(通过调节天线发射系数、阻抗等)调节槽23形成的槽天线所覆盖的频段范围。
缝隙21的一侧可连接有第二馈电网络35。第二馈电网络35具体可以印制在第二PCB介质板32上。第二馈电网络35可用于激励该天线结构工作在前述开路槽模式(或称为同相电流环模式)，即具体可用于激励该天线结构产生围绕槽23的同相电流环。
具体的，第二馈电网络35可包括在金属边框上设置的位于缝隙21一侧的第三馈电点35-1、第二馈电线35-2和第二馈电端口35-3(port2)。第二馈电线35-2可以是微带线或者其他导线。第二馈电线35-2可用于连接第二馈电端口35-3和第三馈电点35-1。具体的，第二馈电线35-2的末端可以(通过打孔的方式)穿过第二PCB介质板32连接到第三馈电点35-1。第二馈电线35-2可以跨过缝隙21，这样可以激励缝隙21产生分布在缝隙21上的电场，最终形成围绕槽23的同相电流环，可有效激励PCB地板15。此时，PCB地板15可作为该天线结构的主辐射体产生辐射。第二馈电端口35-3(port2)处可设计有匹配网络，该匹配网络可用于(通过调节天线发射系数、阻抗等)调节PCB地板15所覆盖的频段范围。
根据前述内容可知，该天线结构工作在前述半波长槽模式时的极化方向和该天线结构工作在前述开路槽模式(或称为同相电流环模式)时的极化方向是正交的，因而具有良好的隔离度。
实施例一提供的天线结构可以为SUB-6G双天线对，其工作频率为3.4GHz-3.6GHz。在一种可选的实现方式中，终端的整机尺寸可以为150mm×75mm×7mm，第一PCB介质板31可以为0.8mm厚的FR-4介质板，槽23的尺寸可以为25mm×1.5mm，缝隙21的尺寸可以为7mm×1.5mm，紧贴着金属边框17的第二PCB介质板32可以一层厚度为0.254mm的FR-4介质板。
图7示出了实施例一提供的SUB-6G双天线对的仿真S参数、效率曲线和包络相关系数。其中，(a)表示仿真S参数，(b)表示效率曲线，(c)标识包络相关系数。在一种可选的实现方式中，第一馈电端口33-4(port1)处设计的匹配网络可以是在port1处先并联12nH电感(L1)再串联9.1nH电感(L2)，可如图8A所示。在一种可选的实现方式中，第二馈电端口35-3(port2)处设计的匹配网络可以是在port2处先并联8.2nH电感(L3)再串联6.2nH电感(L4)，可如图8B所示。这里提及的电感均可以是集总电感，可为理想器件。
如图7中(a)所示，在所需工作频率范围3.4GHz-3.6GHz内，对于第一馈电端口33-4(port1)所激励的前述半波长槽模式，反射系数小于-4.7dB；对于第二馈电端口35-3(port2)所激励的前述同相电流环模式，反射系数小于-9.9dB。可以看出，该天线装置在这两种模式下都可以覆盖3.4GHz-3.6GHz的频率范围。如图7中(b)所示，对于第一馈电端口33-4(port1)所激励的前述半波长槽模式，总效率介于-4.7～-2.7之间；对于第二馈电端口35-3(port2)所激励的前述同相电流环模式，总效率介于-1.6～-1.1之间。可以看出，该天线装置在这两种模式下的辐射效率均较高，没有明显的效率凹坑。由于这两种模式下的天线极化方向正交，因此也得到了很高的隔离度和很小的包络相关系数。如图7中(c)所示，在所需工作频率范围3.4GHz-3.6GHz内，包络相关系数小于0.009，隔离度优于-22.1dB。第一馈电网络33采用的对称结构对于提高隔离度有很大帮助。由于第一馈电网络33采用对称结构，因此，当第一馈电端口33-4(port1)馈电激励前述半波长槽模式时，缝隙21两侧电场相位相同；而当第二馈电端口35-3(port2)馈电激励前述同相电流环模式时，缝隙21两侧电场相位差相差180°。这样，第一馈电端口33-4(port1)和第二馈电端口35-3(port2)之间便无法互相传递能量，为实现高隔离度提供了前提。
实施例一提供的天线结构可实现SUB-6G频段上的双天线对，天线结构紧凑，而且具有很高的隔离度。不限于SUB-6G频段，图6A-图6B示例性所示的天线结构还可以实现为其他频段的同频高隔离度双天线对，具体可通过调整该天线结构中的缝隙21、槽23的尺寸来设置。例如，该天线结构还可以实现为2.4GHz频段的同频双Wi-Fi天线对。该天线结构适用于金属边框的终端。可选的，该天线结构也可以适用于全金属ID的终端，只是需要在第一PCB介质板31上为该天线结构预留净空。
实施例二
实例二提供的天线结构可以参考图6A-图6B。实施例二提供的天线结构可以实现为GPS L1+2.4GHzWi-Fi MIMO规格的天线，GPS L1的工作频率1.575GHz，2.4GHz Wi-FiMIMO的工作频率范围为2.4～2.5GHz。实施例二中，终端的整机尺寸、第一PCB介质板31的尺寸、第二PCB介质板32的尺寸以及缝隙21的尺寸均与实施例一中的相应设计相同。与实施例一不同的是，实施例二中的槽23的尺寸可以为60mm×2mm，即比实施例一中的槽23更长更宽。另外，实施例二中的馈电网络(第一馈电网络33、第二馈电网络35)的结构和形式可以同于实施例一，只是因为槽23的尺寸变化，实施例二中的馈电网络的各枝节尺寸有所变化，如跨过槽23的馈电线枝节更长。
图9示出了实施例二提供的天线结构的仿真S参数、效率曲线和包络相关系数。其中，(a)表示仿真S参数，(b)表示效率曲线，(c)标识包络相关系数。在一种可选的实现方式中，第一馈电端口33-4(port1)处设计的匹配网络可以是在port1处先串联3nH电感(L5)再并联3.3pF电容(C1)，可产生2.4GHz Wi-Fi的工作频率，可如图10A所示。在一种可选的实现方式中，第二馈电端口35-3(port2)处设计的匹配网络可以是在port2处先串联15nH电感(L6)再并联0.5pF电容(C2)，然后再并联18nH电感(L7)，最后串联0.4pF电容(C3)，可产生双频：GPS L1的工作频率和2.4GHz Wi-Fi的工作频率，可如图10B所示。这里提及的电感和电容均可以是集总元件，可为理想器件。
如图9中(a)所示，对于第一馈电端口33-4(port1)所激励的前述半波长槽模式，在2.4GHz Wi-Fi工作频率范围内，反射系数小于-6.3dB，即该天线结构可以在半波长槽模式下产生2.4GHz Wi-Fi谐振。如图9中(a)所示，对于第二馈电端口35-3(port2)所激励的前述同相电流环模式，可产生GPS L1和2.4GHz Wi-Fi两个谐振，其中，2.4GHz Wi-Fi谐振的反射系数接近半波长槽模式下的2.4GHz Wi-Fi谐振的反射系数(即小于-6.3dB)，在GPS L1的工作频率上的谐振的发射系数小于-5.8dB。如图9中(b)所示，对于第一馈电端口33-4(port1)所激励的前述半波长槽模式，在2.4GHz Wi-Fi工作频率范围内，总效率介于-2.2～-1.9之间。可以看出，该天线装置在半波长槽模式下在2.4GHz Wi-Fi工作频率范围内产生的谐振的辐射效率较高，没有明显的效率凹坑。如图9中(b)所示，对于第二馈电端口35-3(port2)所激励的前述同相电流环模式，可产生GPS L1和2.4GHz Wi-Fi两个谐振，其中，2.4GHz Wi-Fi谐振的总效率几乎同于半波长槽模式下的2.4GHz Wi-Fi谐振的总效率(即介于-2.211.9之间)，在GPS L1的工作频率上的谐振的总效率为-4.9。可以看出，该天线装置在同相电流环模式下分别在2.4GHz Wi-Fi工作频率范围内、GPS L1工作频率产生的两个谐振的辐射效率均较高，没有明显的效率凹坑。由于这两种模式下的天线极化方向正交，因此在2.4GHzWi-Fi工作频率范围内也得到了很高的隔离度和很小的包络相关系数。如图9中(c)所示，在所需工作频率范围3.4GHz-3.6GHz内，包络相关系数小于0.0065，隔离度优于-21.6dB。
实施例二提供的天线结构可实现GPS L1+2.4GHzWi-Fi MIMO规格的天线，而且具有很高的隔离度。不限于此，该天线结构还可以工作在其他频段，如GPS L5(工作频率为1.176GHz)+2.4GHzWi-Fi MIMO的工作频率范围，具体可通过调整该天线结构中的槽23的尺寸来设置。
实施例三
图11A-图11B示例性示出了实施例三提供的天线结构。其中，图11A为包括PCB介质板的天线模型示意图，图11B为隐去PCB介质板后的天线结构示意图。PCB地板15可以设置于第一PCB介质板31(即图1中的PCB13)的底部，紧贴着金属边框13也可以设置一层第二PCB介质板32。如图11A-图11B所示，该天线结构可以包括：在金属边框17上开设的缝隙21和连通缝隙21的槽23。槽23可以在其一侧边的中间位置连通缝隙21。和实施例一不同是，实施例三中的槽23开设于金属边框17上。这样，该天线结构可以通过金属边框17上的槽23向外辐射信号，第一PCB介质板31上可无需为该天线结构预留净空，可实现零净空的天线结构。
缝隙21的两侧可连接有第一馈电网络33。第一馈电网络33具体可以印制在第一PCB介质板31和第二PCB介质板32上。第一馈电网络33可用于激励该天线结构工作在前述半波长槽模式，即可用于激励该天线结构产生分布在槽23上的半周期长度的同相电场。此时槽23作为主辐射体产生辐射。
具体的，第一馈电网络33可包括在金属边框17上设置的分别位于缝隙21两侧的馈电点：第一馈电点33-1和第二馈电点33-2，第一馈电点33-1设置在缝隙21的一侧，第二馈电点33-2设置在缝隙21的另一侧。第一馈电网络33还可包括第一馈电线33-3和第一馈电端口33-4(port1)。第一馈电线33-3可以是微带线或者其他导线。第一馈电线33-3可用于连接第一馈电端口33-4和缝隙21两侧的馈电点。具体的，第一馈电线33-3的末端可以(通过打孔的方式)穿过第二PCB介质板32连接到缝隙21两侧的馈电点。第一馈电线33-3可以是对称馈电线结构，如图11A-图11B所示的T型馈电线结构，这样可实现第一馈电点33-1和第二馈电点33-2的电势相等，从而使得缝隙21两侧等电势。因此，缝隙21可以不影响槽23作为一个槽天线(两端闭合)产生谐振。第一馈电线33-3还可以跨过槽23。这样可以激励槽23产生分布在槽23上的半周期长度的同相电场。此时槽23可作为该天线结构的主辐射产生辐射。第一馈电端口33-4(port1)处可设计有匹配网络，该匹配网络可以用于(通过调节天线发射系数、阻抗等)调节槽23所覆盖的频段范围。
缝隙21的一侧可连接有第二馈电网络35。第二馈电网络35具体可以印制在第二PCB介质板32上。第二馈电网络35可用于激励该天线结构工作在前述开路槽模式(或称为同相电流环模式)，即具体可用于激励该天线结构产生围绕槽23的同相电流环。
具体的，第二馈电网络35可包括在金属边框上设置的位于缝隙21一侧的第三馈电点35-1、第二馈电线35-2和第二馈电端口35-3(port2)。第二馈电线35-2可以是微带线或者其他导线。第二馈电线35-2可用于连接第二馈电端口35-3和第三馈电点35-1。具体的，第二馈电线35-2的末端可以(通过打孔的方式)穿过第二PCB介质板32连接到第三馈电点35-1。第二馈电线35-2可以跨过缝隙21，这样可以激励缝隙21产生分布在缝隙21上的电场，最终形成围绕槽23的同相电流环，可有效激励PCB地板15。此时，PCB地板15可作为该天线结构的主辐射体产生辐射。第二馈电端口35-3(port2)处可设计有匹配网络，该匹配网络可用于(通过调节天线发射系数、阻抗等)调节PCB地板15所覆盖的频段范围。
根据前述内容可知，该天线结构工作在前述半波长槽模式时的极化方向和该天线结构工作在前述开路槽模式(或称为同相电流环模式)时的极化方向是正交的，因而具有良好的隔离度。
实施例三提供的天线结构可以为适用于全金属ID的终端的零净空SUB-6G双天线对，其工作频率为3.4GHz-3.6GHz。在一种可选的实现方式中，终端的整机尺寸可以为150mm×75mm×7mm，第一PCB介质板31可以为0.8mm厚的FR-4介质板，槽23的尺寸可以为25mm×1.5mm，缝隙21的尺寸可以为5.5mm×1.5mm，紧贴着金属边框17的第二PCB介质板32可以一层厚度为0.254mm的FR-4介质板。
图12示出了实施例三提供的SUB-6G双天线对的仿真S参数、效率曲线和包络相关系数。其中，(a)表示仿真S参数，(b)表示效率曲线，(c)标识包络相关系数。在一种可选的实现方式中，第一馈电端口33-4(port1)处设计的匹配网络可以是在port1处先并联33nH电感(L8)再串联10nH电感(L9)，可如图13A所示。在一种可选的实现方式中，第二馈电端口35-3(port2)处设计的匹配网络可以是在port2处先并联0.1pF电容(C4)再串联8nH电感(L10)，可如图13B所示。这里提及的电感均可以是集总电感，可为理想器件。
如图12中(a)所示，在所需工作频率范围3.4GHz-3.6GHz内，对于第一馈电端口33-4(port1)所激励的前述半波长槽模式，反射系数小于-4.1dB；对于第二馈电端口35-3(port2)所激励的前述同相电流环模式，反射系数小于-9.6dB。可以看出，该天线装置在这两种模式下都可以覆盖3.4GHz-3.6GHz的频率范围。如图12中(b)所示，对于第一馈电端口33-4(port1)所激励的前述半波长槽模式，总效率介于-5.8～-3.5之间；对于第二馈电端口35-3(port2)所激励的前述同相电流环模式，总效率介于-1.3～-0.9之间。可以看出，该天线装置在这两种模式下的辐射效率均较高，没有明显的效率凹坑。由于这两种模式下的天线极化方向正交，因此也得到了很高的隔离度和很小的包络相关系数。如图12中(c)所示，在所需工作频率范围3.4GHz-3.6GHz内，包络相关系数小于0.0018，隔离度优于-22.6dB。
实施例三提供的天线结构适用于金属边框的终端。该天线结构还可适用于全金属ID的终端，并且可以实现为适用全金属ID的终端的零净空天线结构。不限于SUB-6G频段，图11A-图11B示例性所示的天线结构还可以在零净空下实现为其他频段的同频高隔离度双天线对，具体可通过调整该天线结构中的缝隙21、槽23的尺寸来设置。例如，在零净空下实现为2.4GHz频段的同频双Wi-Fi天线对。又例如，当槽23的尺寸采用实施例二中的槽23的尺寸时，图11A-图11B示例性所示的天线结构还可以在零净空下实现为GPS L1+2.4GHzWi-FiMIMO规格的天线。再例如，图11A-图11B示例性所示的天线结构还可以在零净空下实现为GPS L5+2.4GHzWi-Fi MIMO规格的天线。不限于这些示例，实施例三提供的天线结构还可以在零净空下实现为其他规格的多天线结构。
下面说明上述各个实施例涉及的扩展实施方式。
1.结合匹配技术调节槽23的长度
在一些实施例中，可以结合匹配技术或开关来调节槽23的长度，使得该天线结构可以覆盖更多的频段。例如，如图14A示例性所示，在槽23的两侧边可以通过调谐开关S1连接。当调谐开关S1处于闭合状态时，槽23的长度变短了。此时，该天线结构可以产生其他谐振，该其他谐振可以不同于调谐开关S1断开时该天线结构所产生的谐振。这样，图14A示例性所示的天线结构便可以产生更多谐振，覆盖更多的频段。不限于图14A的示例，实际应用中还可以结合其他匹配技术或开关来调节槽23的长度，本申请不做限制。图14A简化示例性示意了这种天线结构，未体现该天线结构所设计的金属边框17、PCB地板15等。
2.槽23可以不必须在其侧边的中间位置连通缝隙21
在一些实施例中，如图14B示例性所示，缝隙21可以在槽23的侧边的非中间位置连通槽23。这种天线结构也可以在缝隙21处实现多天线，只是隔离度的不如实施例一至实施例三所描述的天线结构的隔离度高。图14B简化示例性示意了这种天线结构，未体现该天线结构所设计的金属边框17、PCB地板15等。
3.第一馈电网络33也可以采用非对称网络结构
在一些实施例中，如图14C示例性所示，第一馈电网络33可以采用非对称网络结构，如只在缝隙21的一侧设有馈电点33-1，馈电线33-3跨过槽23。这种第一馈电网络33也可以激励该天线结构工作在前述半波长槽模式，即激励槽23作为主辐射体产生辐射。此时该天线结构也可以在缝隙21处实现多天线，只是隔离度的不如实施例一至实施例三所描述的天线结构的隔离度高。
可以看出，本申请的各个实施例提供的天线结构可以利用终端的金属边框上的缝隙21和连通缝隙21的槽23构成共体天线结构，可在缝隙21处实现多天线结构，可适用于金属边框的终端或全金属ID的终端。而且天线结构简单，属于模块化设计，易于扩展。
本申请中，天线的某种波长模式(如二分之一波长模式等)中的波长可以是指该天线辐射的信号的波长。例如，悬浮金属天线的二分之一波长模式可产生2.4GHz频段的谐振，其中二分之一波长模式中的波长是指天线辐射2.4GHz频段的信号的波长。应理解的是，辐射信号在空气中的波长可以如下计算：波长＝光速/频率，其中频率为辐射信号的频率。辐射信号在介质中的波长可以如下计算：
其中，ε为该介质的相对介电常数，频率为辐射信号的频率。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。
Claims (15)
1.一种应用于终端的天线装置，所述终端包括金属边框、印刷电路板PCB、PCB地板和后盖，所述金属边框设置在所述PCB地板的边缘，所述PCB地板设置于所述PCB与所述后盖之间，所述PCB地板用于所述PCB上承载的电子元件接地；其特征在于，所述天线装置包括：在所述金属边框上开设缝隙形成的缝隙天线以及连通所述缝隙的槽形成的槽天线；所述槽在所述槽的一条侧边连通所述缝隙，所述槽的另一条侧边接触所述PCB地板；
所述缝隙的两侧连接有第一馈电网络，所述第一馈电网络用于激励所述天线装置产生第一辐射模式，所述第一辐射模式的主辐射体为所述槽，所述槽上分布有半周期长度的同相电场；
所述缝隙的一侧还连接有第二馈电网络，所述第二馈电网络用于激励所述天线装置产生第二辐射模式，所述第二辐射模式的主辐射体为所述PCB地板，所述槽的周围分布有同相电流环；
所述第一辐射模式的极化方向与所述第二辐射模式的极化方向正交。
2.如权利要求1所述的天线装置，其特征在于，所述槽具体在所述槽的一条侧边的中间位置连通所述缝隙。
3.如权利要求1所述的天线装置，其特征在于，所述槽天线是在所述金属边框上开槽形成的。
4.如权利要求1所述的天线装置，其特征在于，所述槽天线是在所述PCB地板上开槽形成的。
5.如权利要求1-4中任一项所述的天线装置，其特征在于，所述第一馈电网络包括第一馈电点、第二馈电点、第一馈电线和第一馈电端口；所述第一馈电点设置在所述缝隙的一侧，所述第二馈电点设置在所述缝隙的另一侧；所述第一馈电线跨过所述槽，所述第一馈电线用于连接所述第一馈电端口、第一馈电点和第二馈电点。
6.如权利要求5所述的天线装置，其特征在于，所述第一馈电线的结构是对称馈电线结构，使得所述缝隙两侧的电势相等。
7.如权利要求5所述的天线装置，其特征在于，所述第一馈电端口处设有匹配网络，所述匹配网络用于调节所述槽天线覆盖的频段范围。
8.如权利要求1-4中任一项所述的天线装置，其特征在于，所述第二馈电网络包括第三馈电点、第二馈电线和第二馈电端口，所述第三馈电点设置在所述缝隙的一侧，所述第二馈电线跨过所述缝隙，所述第二馈电线用于连接所述第二馈电端口和所述第三馈电点。
9.如权利要求8所述的天线装置，其特征在于，所述第二馈电端口处设有匹配网络，所述匹配网络用于调节所述PCB地板覆盖的频段范围。
10.如权利要求1-4中任一项所述的天线装置，其特征在于，所述天线装置工作在所述第一辐射模式时激励所述槽天线产生的谐振和所述天线装置工作在所述第二辐射模式时激励所述PCB地板产生的谐振处于相同频段。
11.如权利要求10所述的天线装置，其特征在于，所述相同频段包括：SUB-6G 频段、Wi-Fi频段或GPS频段。
12.如权利要求1-4中任一项所述的天线装置，其特征在于，所述天线装置工作在所述第一辐射模式时激励所述槽天线产生第一频段的谐振，所述天线装置工作在所述第二辐射模式时激励所述PCB地板产生第二频段的谐振。
13.如权利要求12所述的天线装置，其特征在于，所述第一频段包括：Wi-Fi频段；所述第二频段包括：Wi-Fi频段和GPS频段。
14.如权利要求1-4中任一项所述的天线装置，其特征在于，所述后盖为金属后盖。
15.一种电子设备，其特征在于，包括金属边框、印刷电路板PCB、PCB地板、后盖和如权利要求1至14中任意一项所述的天线装置。
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