JP2008277485A - トランスユニットおよび電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】結合係数の温度依存性を低減しつつ、外部磁束に起因するノイズとしての影響を軽減するとともに、低圧側と高圧側とを電気的に絶縁しながら信号の授受を行う。
【解決手段】空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３には、送信側の役割を担う１次巻線の第１巻線Ｍ１１１および第２巻線Ｍ１１２を設けるとともに、受信側の役割を担う２次巻線の第１巻線Ｍ１２１および第２巻線Ｍ１２２を設け、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１および第２巻線Ｍ１１２は、励磁電流によって発生する磁場の方向が相反するように巻き方向をそれぞれ設定するとともに、互いに並列接続し、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１および第２巻線Ｍ１２２は、外部磁束によって発生する起電圧を打ち消し合うように巻き方向をそれぞれ設定するとともに、１次巻線から発生された信号磁束による起電圧を高めるように互いに直列接続する。
【選択図】 図２

Description

本発明はトランスユニットおよび電力変換装置に関し、特に、空芯型絶縁トランスを介してスイッチング素子に信号を伝送する方法に適用して好適なものである。
近年の車両機器では、高効率化および省エネ対策を図るために、駆動力を生む電動機の駆動システムに昇降圧コンバータおよびインバータを搭載することが行われている。
図１９は、従来の昇降圧コンバータを用いた車両駆動システムの概略構成を示すブロック図である。
図１９において、車両駆動システムには、昇降圧コンバータ１０２に電力を供給する電源１０１、電圧の昇降圧を行う昇降圧コンバータ１０２、昇降圧コンバータ１０２から出力された電圧を３相電圧に変換するインバータ１０３および車両を駆動する電動機１０４が設けられている。なお、電源１０１は、架線からの給電電圧または直列接続されたバッテリーから構成することができる。
そして、車両駆動時には、昇降圧コンバータ１０２は、電源１０１の電圧（例：２８０Ｖ）を電動機１０４の駆動に適した電圧（例：７５０Ｖ）に昇圧し、インバータ１０３に供給する。そして、スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、昇降圧コンバータ１０２にて昇圧された電圧を３相電圧に変換して、電動機１０４の各相に電流を流し、スイッチング周波数を制御することで車両の速度を変化させることができる。
一方、車両の制動時には、インバータ１０３は、電動機１０４の各相に生じる電圧に同期してスイッチング素子をオン／オフ制御することにより、整流動作を行い、直流電圧に変換してから、昇降圧コンバータ１０２に供給する。そして、昇降圧コンバータ１０２は、電動機１０４から生じる電圧（例：７５０Ｖ）を電源１０１の電圧（例：２８０Ｖ）に降圧して電力の回生動作を行うことができる。
図２０は、図１９の昇降圧コンバータの概略構成を示すブロック図である。
図２０において、昇降圧コンバータ１０２には、エネルギーの蓄積を行うリアクトルＬ、電荷の蓄積を行うコンデンサＣ、インバータ１０３に流入する電流を通電および遮断するスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の導通および非導通を指示する制御信号をそれぞれ生成する制御回路１１１、１１２が設けられている。
そして、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は直列に接続されるとともに、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点には、リアクトルＬを介して電源１０１が接続されている。ここで、スイッチング素子ＳＷ１には、制御回路１１１からの制御信号に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１０５が設けられ、ＩＧＢＴ１０５に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤ１がＩＧＢＴ１０５に並列に接続されている。
また、スイッチング素子ＳＷ２には、制御回路１１１２からの制御信号に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ１０６が設けられ、ＩＧＢＴ１０６に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤ２がＩＧＢＴ１０６に並列に接続されている。そして、ＩＧＢＴ１０６のコレクタは、コンデンサＣおよびインバータ１０３の双方に接続されている。
図２１は、昇圧動作時に図２０のリアクトルＬに流れる電流の波形を示す図である。
図２１において、昇圧動作では、スイッチング素子ＳＷ１のＩＧＢＴ１０５がオン（導通）すると、ＩＧＢＴ１０５を介してリアクトルＬに電流Ｉが流れ、ＬＩ2／２のエネルギーがリアクトルＬに蓄積される。
次に、スイッチング素子ＳＷ１のＩＧＢＴ１０５がオフ（非導通）すると、スイッチング素子ＳＷ２のフライホイールダイオードＤ２に電流が流れ、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーがコンデンサＣに送られる。
一方、降圧動作では、スイッチング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ１０６がオン（導通）するとＩＧＢＴ１０６を介してリアクトルＬに電流Ｉが流れ、ＬＩ2／２のエネルギーがリアクトルＬに蓄積される。
次に、スイッチング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ１０６がオフ（非導通）すると、スイッチング素子ＳＷ１のフライホイールダイオードＤ１に電流が流れ、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーが電源１０１へ回生される。
ここで、スイッチング素子のオン時間（ＯＮ Ｄｕｔｙ）を変更することで、昇降圧の電圧を調整することが可能であり、概略の電圧値は以下の（１）式にて求めることができる。
ＶL／ＶH＝ＯＮ Ｄｕｔｙ（％） （１）
ただし、ＶLは電源電圧、ＶHは昇降圧後の電圧、ＯＮ Ｄｕｔｙはスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチング周期に対する導通期間の割合である。
ここで、実際には負荷の変動、電源電圧ＶLの変動などがあるので、昇降圧後の電圧ＶHを監視し、昇降圧後の電圧ＶHが目標値となるように、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のオン時間（ＯＮ Ｄｕｔｙ）の制御が行われている。
また、車体筐体に接地される制御回路１１１、１１２側は低圧であり、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２に接続されるアーム側は高圧となる。このため、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の破壊などの事故が発生しても、人体が危険に晒されることがないようにするために、アーム側とは、信号伝送用絶縁トランスを用いて制御回路１１１、１１２と電気的に絶縁しながら信号の授受が行われる。
図２２は、従来の信号伝送用絶縁トランスの概略構成を示す平面図である。
図２２において、絶縁トランスには、磁気コアＭＣが設けられ、磁気コアＭＣには１次巻線Ｍ１および２次巻線Ｍ２が巻かれている。なお、磁気コアＭＣは、フェライトやパーマロイなどの強磁性体にて構成することができる。そして、１次巻線Ｍ１に印加された電流により生成された磁束φは磁気コアＭＣにて集束され、磁気コアＭＣ内を通過して２次巻線Ｍ２を鎖交し、２次巻線Ｍ２の両端にｄφ／ｄＴなる電圧が発生する。ここで、磁気コアＭＣを用いることにより閉磁路を形成することができ、外部磁界の影響を軽減しつつ、１次巻線Ｍ１と２次巻線Ｍ２との間の結合係数を高くすることができる。
図２３は、従来の信号伝送用絶縁トランスを用いた信号伝送回路の概略構成を示すブロック図である。
図２３において、絶縁トランスＴの１次巻線の一端は抵抗Ｒ１を介して電界効果型トランジスタＭ１のドレインに接続され、絶縁トランスＴの２次巻線の一端は復調回路２０３に接続されている。そして、変調回路２０２には、局部発振回路２０１にて生成された局部発振信号が入力される。そして、ＰＷＭ信号ＳＰが変調回路２０２に入力されると、局部発振信号がＰＷＭ信号ＳＰにて変調され、電界効果型トランジスタＭ１の制御信号として電界効果型トランジスタＭ１のゲートに入力される。そして、電界効果型トランジスタＭ１のゲートに制御信号が入力されると、高周波で変調された変調信号が絶縁トランスＴを介して復調回路２０３に伝送され、復調回路２０３にてＰＷＭ信号ＳＰが復調される。
また、特許文献１には、バスを介して相互接続された第１の装置と第２の装置の間に配置されたアイソレーション・バリヤからなるインターフェースを介してＮＲＺデータ信号を伝送する方法において、アイソレーション・バリヤとしてパルス変成器を用いる方法が開示されている。
特許第３３９９９５０号公報
しかしながら、信号伝送用絶縁トランスとしてコア付きトランスを用いる方法では、磁性体の透磁率の温度特性の影響を受け、結合係数の温度依存性が大きい上に、低価格化および小型化が困難であるという問題があった。また、コア付きトランスを介してＰＷＭ信号自体を直接送ることができず、高周波で変調した変調信号を２次巻線で受信してから復調する必要があるので、回路規模が大きくなるという問題があった。
一方、信号伝送用絶縁トランスとして空芯トランスを用いる方法では、磁気コアを用いていないので、低価格化および小型化は可能だが、磁気回路が閉じていないため、外部磁束がノイズとして２次巻線に重畳し易く、誤動作を招く危険性があった。
そこで、本発明の目的は、結合係数の温度依存性を低減しつつ、外部磁束に起因するノイズとしての影響を軽減するとともに、低圧側と高圧側とを電気的に絶縁しながら信号の授受を行うことが可能なトランスユニットおよび電力変換装置を提供することである。
上述した課題を解決するために、請求項１記載のトランスユニットによれば、送信側の１次巻線および受信側の２次巻線が設けられたトランスユニットにおいて、前記送信側の１次巻線には、励磁電流によって発生する磁場の方向が相反するように巻き方向がそれぞれ設定され、互いに並列接続された複数の巻線が少なくとも設けられ、前記受信側の２次巻線には、外部磁束によって発生する起電圧を打ち消し合うように巻き方向がそれぞれ設定され、前記１次巻線から発生された信号磁束による起電圧を高めるように互いに直列接続された複数の巻線が少なくとも設けられていることを特徴とする。
これにより、１次巻線および２次巻線として複数の巻線をそれぞれ設けることで、１次巻線および２次巻線に鎖交する外部磁束をそれぞれ打ち消し合わせることができ、磁気コアを用いることなく、外部磁束が１次巻線および２次巻線に重畳してもノイズとしての影響を低減することができる。また、送信側の１次巻線に設けられた複数の巻線を互いに並列接続し、受信側の２次巻線に設けられた複数の巻線を互いに直列接続することにより、１次巻線の自己インダクタンスを小さくしつつ、２次巻線の自己インダクタンスを大きくすることができ、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。このため、誤動作を招く危険性を回避しつつ、送信側と受信側とを電気的に絶縁しながら信号の授受を行わせることが可能となるとともに、パワーエレクトロニクス機器の低価格化および小型化を図ることができる。
また、請求項２記載のトランスユニットによれば、前記１次巻線には巻き方向が互いに異なる第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記１次巻線の第１巻線の始端と前記１次巻線の第２巻線の始端とが接続されるとともに、前記１次巻線の第１巻線の終端と前記１次巻線の第２巻線の終端とが接続され、前記２次巻線には巻き方向が互いに異なる第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記２次巻線の第１巻線の始端と前記２次巻線の第２巻線の終端とが接続されているか、あるいは前記２次巻線の第１巻線の終端と前記２次巻線の第２巻線の始端とが接続され、各第１巻線同士および各第２巻き線同士は同軸状に配置されるとともに、前記１次巻線および前記２次巻線の第１巻線と第２巻線とはそれぞれ隣接するように配置されていることを特徴とする。
これにより、１次巻線および２次巻線にそれぞれ設けられた複数の巻線の巻き方向を互いに異ならせることで、１次巻線および２次巻線に鎖交する外部磁束による起電圧を打ち消し合わせながら、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。このため、誤動作を招く危険性を回避しつつ、送信側と受信側とを電気的に絶縁しながら信号の授受を行わせることが可能となるとともに、パワーエレクトロニクス機器の低価格化および小型化を図ることができる。
また、請求項３記載のトランスユニットによれば、前記１次巻線には巻き方向が互いに同一の第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記１次巻線の第１巻線の始端と前記１次巻線の第２巻線の終端とが接続されるとともに、前記１次巻線の第１巻線の終端と前記１次巻線の第２巻線の始端とが接続され、前記２次巻線には巻き方向が互いに同一の第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記２次巻線の第１巻線の始端と前記２次巻線の第２巻線の始端とが接続されているか、あるいは前記２次巻線の第１巻線の終端と前記２次巻線の第２巻線の終端とが接続され、各第１巻線同士および各第２巻き線同士は同軸状に配置されるとともに、前記１次巻線および前記２次巻線の第１巻線と第２巻線とはそれぞれ隣接するように配置されていることを特徴とする。
これにより、１次巻線および２次巻線にそれぞれ設けられた複数の巻線の巻き方向が同一である場合においても、１次巻線および２次巻線に設けられた複数の巻線の結線方法をそれぞれ変えることで、１次巻線および２次巻線に鎖交する外部磁束による起電圧を打ち消し合わせながら、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。
また、請求項４記載のトランスユニットによれば、前記１次巻線には巻き方向が互いに異なる第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記１次巻線の第１巻線の始端と前記１次巻線の第２巻線の始端とが接続されるとともに、前記１次巻線の第１巻線の終端と前記１次巻線の第２巻線の終端とが接続され、前記２次巻線には巻き方向が互いに同一の第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記２次巻線の第１巻線の始端と前記２次巻線の第２巻線の始端とが接続されているか、あるいは前記２次巻線の第１巻線の終端と前記２次巻線の第２巻線の終端とが接続され、各第１巻線同士および各第２巻き線同士は同軸状に配置されるとともに、前記１次巻線および前記２次巻線の第１巻線と第２巻線とはそれぞれ隣接するように配置されていることを特徴とする。
これにより、１次巻線に設けられた複数の巻線の巻き方向が相違し、２次巻線に設けられた複数の巻線の巻き方向が同一である場合においても、１次巻線および２次巻線に設けられた複数の巻線の結線方法をそれぞれ変えることで、１次巻線および２次巻線に鎖交する外部磁束による起電圧を打ち消し合わせながら、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。
また、請求項５記載のトランスユニットによれば、前記１次巻線には巻き方向が互いに同一の第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記１次巻線の第１巻線の始端と前記１次巻線の第２巻線の終端とが接続されるとともに、前記１次巻線の第１巻線の終端と前記１次巻線の第２巻線の始端とが接続され、前記２次巻線には巻き方向が互いに異なる第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記２次巻線の第１巻線の始端と前記２次巻線の第２巻線の終端とが接続されているか、あるいは前記２次巻線の第１巻線の終端と前記２次巻線の第２巻線の始端とが接続され、各第１巻線同士および各第２巻き線同士は同軸状に配置されるとともに、前記１次巻線および前記２次巻線の第１巻線と第２巻線とはそれぞれ隣接するように配置されていることを特徴とする。
これにより、１次巻線に設けられた複数の巻線の巻き方向が同一で、２次巻線に設けられた複数の巻線の巻き方向が相違する場合においても、１次巻線および２次巻線に設けられた複数の巻線の結線方法をそれぞれ変えることで、１次巻線および２次巻線に鎖交する外部磁束による起電圧を打ち消し合わせながら、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。
また、請求項６記載のトランスユニットによれば、前記２次巻線の第１巻線と第２巻線の巻数が概ね同一で有ることを特徴とする。
これにより、２次巻線の第１巻線と第２巻線にそれぞれ鎖交する外部磁束を概ね同一とすることができ、２次巻線に鎖交する外部磁束をほぼ完全に打ち消し合すことができる。
また、請求項７記載のトランスユニットによれば、前記空芯型絶縁トランスが微細加工技術によって形成されていることを特徴とする。
これにより、１次巻線および２次巻線の巻径を小さくすることが可能となるとともに、１次巻線と２次巻線との間隔を小さくすることができる。このため、１次巻線と２次巻線との結合係数を高めつつ、外部磁束が１次巻線および２次巻線に鎖交した場合においてもノイズとしての影響を低減することができ、Ｓ／Ｎ比を向上させることができる。
また、請求項８記載の電力変換装置によれば、負荷へ流入する電流を通電および遮断するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の導通および非導通を指示する制御信号を生成する制御回路と、前記制御信号に基づいて前記スイッチング素子の制御端子を駆動する駆動回路と、前記制御回路と前記駆動回路とが絶縁されるように送信側の１次巻線および受信側の２次巻線が設けられた空芯型絶縁トランスとを備え、前記送信側の１次巻線には、励磁電流によって発生する磁場の方向が相反するように巻き方向がそれぞれ設定され、互いに並列接続された複数の巻線が少なくとも設けられ、前記受信側の２次巻線には、外部磁束によって発生する起電圧を打ち消し合うように巻き方向がそれぞれ設定され、前記１次巻線から発生された信号磁束による起電圧を高めるように互いに直列接続された複数の巻線が少なくとも設けられていることを特徴とする。
これにより、２次巻線として複数の巻線を設けることで、２次巻線に鎖交する外部磁束による起電圧を打ち消し合わせることができ、磁気コアを用いることなく、外部磁束がノイズとして２次巻線に重畳することを低減することができる。このため、誤動作を招く危険性を回避しつつ、制御回路側とスイッチング素子側とを電気的に絶縁しながら信号の授受を行わせることが可能となるとともに、パワーエレクトロニクス機器の低価格化および小型化を図ることができる。
以上説明したように、本発明によれば、２次巻線に鎖交する外部磁束による起電圧を打ち消し合わせながら、２次巻線側の受信電圧を増大させることができ、信号伝送用絶縁トランスとして空芯トランスを用いた場合においても、外部磁束がノイズとして２次巻線に重畳することを低減し、誤動作を招く危険性を回避することが可能となるとともに、パワーエレクトロニクス機器の低価格化および小型化を図ることができる。
以下、本発明の実施形態に係るトランスユニットについて図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るトランスユニットが適用される昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ：Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）の概略構成を示すブロック図である。
図１において、昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールには、負荷へ流入する電流を通電および遮断するスイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤおよびスイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤの導通および非導通を指示する制御信号をそれぞれ生成する制御回路１が設けられている。ここで、制御回路１は、ＣＰＵ４または論理ＩＣ、あるいは論理ＩＣとＣＰＵが搭載されたシステムＬＳＩなどで構成することができる。
また、スイッチング素子ＳＷＵ、ＳＷＤはそれぞれ上アーム２用および下アーム３用として動作するように直列に接続されている。そして、スイッチング素子ＳＷＵには、ゲート信号ＳＵ４に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ６が設けられ、ＩＧＢＴ６に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤＵ１がＩＧＢＴ６に並列に接続されている。また、ＩＧＢＴ６が形成されたチップには、チップ温度変化に起因するダイオードＤＵ２のＶＦ変化を測定原理として用いた温度センサ、および抵抗ＲＵ１、ＲＵ２を介してＩＧＢＴ６のエミッタ電流を分流して主回路電流を検出する電流センサが設けられている。
また、スイッチング素子ＳＷＤには、ゲート信号ＳＤ４に従ってスイッチング動作を行うＩＧＢＴ５が設けられ、ＩＧＢＴ５に流れる電流と逆方向に電流を流すフライホイールダイオードＤＤ１がＩＧＢＴ５に並列に接続されている。また、ＩＧＢＴ５が形成されたチップには、チップ温度変化に起因するダイオードＤＤ２のＶＦ変化を測定原理として用いた温度センサ、およびＩＧＢＴ５のエミッタ電流を抵抗ＲＤ１、ＲＤ２を介して分流して主回路電流を検出する電流センサが設けられている。
そして、上アーム２側には、温度センサからの過熱検知信号ＳＵ６および電流センサからの過電流検知信号ＳＵ５を監視しながら、ＩＧＢＴ６の制御端子を駆動するためのゲート信号ＳＵ４を生成する保護機能付きゲートドライバＩＣ８が設けられるとともに、ＩＧＢＴ６の温度に対応したＰＷＭ信号を生成するアナログＰＷＭ変換器ＣＵが設けられている。
また、下アーム３側には、温度センサからの過熱検知信号ＳＤ６および電流センサからの過電流検知信号ＳＤ５を監視しながら、ＩＧＢＴ５の制御端子を駆動するためのゲート信号ＳＤ４を生成する保護機能付きゲートドライバＩＣ７が設けられるとともに、ＩＧＢＴ５の温度に対応したＰＷＭ信号を生成するアナログＰＷＭ変換器ＣＤが設けられている。
また、車体筐体に接地される制御回路１側と、高圧となる上アーム２側および下アーム３側との間には、空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３がそれぞれ介挿され、制御回路１では、空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３を用いて上アーム２側および下アーム３側と電気的に絶縁しながら信号の授受が行われる。
すなわち、上アーム２側において、ＣＰＵ４から出力されたゲートドライブ用ＰＷＭ信号ＳＵ１は、空芯型絶縁トランスＴＵ１を介して保護機能付きゲートドライバＩＣ８に入力される。また、保護機能付きゲートドライバＩＣ８から出力されたアラーム信号ＳＵ２は、空芯型絶縁トランスＴＵ２を介してＣＰＵ４に入力される。また、アナログＰＷＭ変換器ＣＵから出力されたＩＧＢＴチップ温度ＰＷＭ信号ＳＵ３は、空芯型絶縁トランスＴＵ３を介してＣＰＵ４に入力される。
一方、下アーム３側において、ＣＰＵ４から出力されたゲートドライブ用ＰＷＭ信号ＳＤ１は、空芯型絶縁トランスＴＤ１を介して保護機能付きゲートドライバＩＣ７に入力される。また、保護機能付きゲートドライバＩＣ７から出力されたアラーム信号ＳＤ２は、空芯型絶縁トランスＴＤ２を介してＣＰＵ４に入力される。また、アナログＰＷＭ変換器ＣＤから出力されたＩＧＢＴチップ温度ＰＷＭ信号ＳＤ３は、空芯型絶縁トランスＴＤ３を介してＣＰＵ４に入力される。
ここで、空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３には、送信側の１次巻線および受信側の２次巻線がそれぞれ設けられている。そして、空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３の１次巻線には、励磁電流によって発生する磁場の方向が相反するように巻き方向がそれぞれ設定され、互いに並列接続された複数の巻線が少なくとも設けられている。また、空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３の２次巻線には、外部磁束によって発生する起電圧を打ち消し合うように巻き方向がそれぞれ設定され、空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３の１次巻線から発生された信号磁束による起電圧を高めるように互いに直列接続された複数の巻線が少なくとも設けられている。
そして、ＣＰＵ４は、ＩＧＢＴ５、６の導通または非導通をそれぞれ指示するゲートドライブ用ＰＷＭ信号ＳＤ１、ＳＵ１を生成し、このゲートドライブ用ＰＷＭ信号ＳＤ１、ＳＵ１を空芯型絶縁トランスＴＤ１、ＴＵ１をそれぞれ介して保護機能付きゲートドライバＩＣ７、８にそれぞれ絶縁伝送する。そして、保護機能付きゲートドライバＩＣ７、８は、ゲートドライブ用ＰＷＭ信号ＳＤ１、ＳＵ１にそれぞれ基づいてゲート信号ＳＤ４、ＳＵ４を生成し、ＩＧＢＴ５、６の制御端子を駆動することにより、ＩＧＢＴ５、６をスイッチング動作させる。
ここで、温度センサから出力された過熱検知信号ＳＤ６、ＳＵ６が保護機能付きゲートドライバＩＣ７、８にそれぞれ入力されるとともに、電流センサから出力された過電流検知信号ＳＤ５、ＳＵ５が保護機能付きゲートドライバＩＣ７、８にそれぞれ入力される。そして、保護機能付きゲートドライバＩＣ７、８は、ＩＧＢＴ５、６が破壊しない閾値を超過した場合には、空芯型絶縁トランスＴＤ２、ＴＵ２をそれぞれ介してＣＰＵ４にアラーム信号ＳＤ２、ＳＵ２を伝送する。そして、ＣＰＵ４は、保護機能付きゲートドライバＩＣ７、８からアラーム信号ＳＤ２、ＳＵ２をそれぞれ受け取ると、ゲートドライブ用ＰＷＭ信号ＳＤ１、ＳＵ１の生成をそれぞれ停止することにより、ＩＧＢＴ５、６に流れる電流を遮断する。
なお、保護機能付きゲートドライバＩＣ７、８は、温度センサから出力された過熱検知信号ＳＤ６、ＳＵ６および電流センサから出力された過電流検知信号ＳＤ５、ＳＵ５に基づいて、ＩＧＢＴが破壊しない閾値を下回ったと判断した場合、一定の時間が経過した後にアラーム信号ＳＤ２、ＳＵ２を解除する。
さらに、細かい監視を行う場合には、温度センサから出力された過熱検知信号ＳＤ６、ＳＵ６がアナログＰＷＭ変換器ＣＤ、ＣＵにそれぞれ入力される。そして、アナログＰＷＭ変換器ＣＤ、ＣＵは、過熱検知信号ＳＤ６、ＳＵ６のアナログ値をデジタル信号にそれぞれ変換することにより、ＩＧＢＴチップ温度ＰＷＭ信号ＳＤ３、ＳＵ３をそれぞれ生成し、空芯型絶縁トランスＴＤ３、ＴＵ３をそれぞれ介してＣＰＵ４にＩＧＢＴチップ温度ＰＷＭ信号ＳＤ３、ＳＵ３を伝送する。そして、ＣＰＵ４は、ＩＧＢＴチップ温度ＰＷＭ信号ＳＤ３、ＳＵ３からＩＧＢＴ５、６のチップ温度をそれぞれ算出し、予め設けられた数段階の閾値に応じて、ＩＧＢＴ５、６のスイッチング周波数の段階的な低下を行ったり、スイッチング停止を行ったりすることができる。
ここで、空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３の１次巻線および２次巻線として複数の巻線をそれぞれ設けることで、１次巻線および２次巻線に鎖交する外部磁束をそれぞれ打ち消し合わせることができ、磁気コアを用いることなく、外部磁束がノイズとして１次巻線および２次巻線に重畳することを低減することができる。また、空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３の１次巻線に設けられた複数の巻線を互いに並列接続し、受信側の２次巻線に設けられた複数の巻線を互いに直列接続することにより、１次巻線の自己インダクタンスを小さくしつつ、２次巻線の自己インダクタンスを大きくすることができ、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。このため、誤動作を招く危険性を回避しつつ、制御回路１と上アーム２および下アーム３とを電気的に絶縁しながら信号の授受を行わせることが可能となるとともに、昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの低価格化および小型化を図ることができる。
図２は、本発明の第１実施形態に係る空芯型絶縁トランスの概略構成を示す外観図である。
図２において、図１の空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３には、送信側の役割を担う１次巻線の第１巻線Ｍ１１１および第２巻線Ｍ１１２を設けるとともに、受信側の役割を担う２次巻線の第１巻線Ｍ１２１および第２巻線Ｍ１２２を設けることができる。ここで、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１および第２巻線Ｍ１１２は、励磁電流によって発生する磁場の方向が相反するように巻き方向をそれぞれ設定するとともに、互いに並列接続することができる。また、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１および第２巻線Ｍ１２２は、外部磁束によって発生する起電圧を打ち消し合うように巻き方向をそれぞれ設定するとともに、１次巻線から発生された信号磁束による起電圧を高めるように互いに直列接続することができる。
例えば、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１と第２巻線Ｍ１１２の巻き方向を互いに異ならせるとともに、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１と第２巻線Ｍ１１２とを近接して配置することができる。また、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１と第２巻線Ｍ１２２の巻き方向を互いに異ならせるとともに、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１と第２巻線Ｍ１２２とを近接して配置することができる。さらに、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１と２次巻線の第１巻線Ｍ１２１とは同軸状に配置するとともに、１次巻線の第２巻線Ｍ１１２と２次巻線の第２巻線Ｍ１２２とは同軸状に配置することができる。また、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１の始端を第２巻線Ｍ１１２の始端に接続するとともに、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１の終端を第２巻線Ｍ１１２の終端に接続することができる。さらに、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１の終端を第２巻線Ｍ１２２の始端に接続するか、または２次巻線の第１巻線Ｍ１２１の始端を第２巻線Ｍ１２２の終端に接続することができる。
図３は、図２の空芯型絶縁トランスにおける外部磁束の鎖交状態を示す図である。
図３において、外部磁束Φｏは、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１および第２巻線Ｍ１２２の双方に同一方向から概ね均等に鎖交する。
図４は、図２の空芯型絶縁トランスにおける信号磁束の鎖交状態を示す図である。
図４において、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１に流れた励磁電流Ｉｓによって形成される信号磁束Φｓ１は、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１の軸を中心として周回するように形成され、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１の同軸上に配置された２次巻線の第１巻線Ｍ１２１に大部分が鎖交し、２次巻線の第２巻線Ｍ１２２には一部分が鎖交する。
また、１次巻線の第２巻線Ｍ１１２に流れた励磁電流Ｉｓによって形成される信号磁束Φｓ２は、１次巻線の第２巻線Ｍ１１２の軸を中心として周回するように形成され、１次巻線の第２巻線Ｍ１１２の同軸上に配置された２次巻線の第１巻線Ｍ１２２に大部分が鎖交し、２次巻線の第２巻線Ｍ１２１には一部分が鎖交する。
なお、周回する巻線に鎖交する磁束が変化する場合、巻線の両端の発生電圧は下記のファラデーの法則にて表すことができる。
Figure 2008277485
この（２）式から判るように、磁束変化によって生じる電圧の符号に影響を与える因子は、巻線の巻方向（ｄＳ）および磁束の向き（Ｂ）である。
そして、主回路電流によって発生される外部磁束Φｏによる起電圧は、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１と第２巻線Ｍ１２２で巻き方向が異なるため、符号が異なる同等値の起電圧となり、お互いに打ち消し合うことができる。この起電圧の打ち消し合いは、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１と第２巻線Ｍ１２２の巻数が概ね等しい場合に最も効果的である。
一方、信号磁束Ｊｓに対しては、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１および第２巻線Ｍ１２２ともに同一方向に起電圧が発生し、起電圧レベルは大きくなる。そして、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１および第２巻線Ｍ１１２を互いに並列接続するとともに、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１および第２巻線Ｍ１２２を互いに直列接続することにより、１次巻線の自己インダクタンスを小さくしつつ、２次巻線の自己インダクタンスを大きくすることができ、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。
以上のような構成を用いることにより、主回路電流の外部磁束Φｏによる起電圧レベルを抑制しつつ、信号磁束Φｓによる起電圧レベルを高くすることができ、図１の空芯型絶縁トランスＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３を用いた場合においても、信号のＳ／Ｎ比を高めることが可能となる。
なお、図２において示した巻線は縦方向に形成されているが、微細加工技術によって形成される平面型コイルを用いるようにしてもよい。
図５は、図２の空芯型絶縁トランスの概略構成を示す外観図である。
図５において、空芯型絶縁トランスは、絶縁体１２の一方の表面に送信側コイルを設け、絶縁体１２の他方の表面に受信側コイルを設けて構成することができる。
図６は、トランス定数の巻径の依存性を示す図である。
図６において、図５の空芯型絶縁トランスの１次巻線の直流抵抗Ｒｄｃ＿１１、１次巻線の自己インダクタンスＬｄｃ＿１１、２次巻線の直流抵抗Ｒｄｃ＿２２、２次巻線の自己インダクタンスＬｄｃ＿１２および１次巻線と２次巻線との間の相互インダクタンスＭｄｃ＿１２、Ｍｄｃ＿２１は、巻径が大きくなるに従って増大する。
図７は、トランスの特性評価回路の概略構成を示す図である。
図７において、電界効果型トランジスタＧ１、Ｇ２は互いに直列接続され、電界効果型トランジスタＧ１のソースは電源Ｖｃｃに接続されるとともに、電界効果型トランジスタＧ２のソースは接地され、電界効果型トランジスタＧ１、Ｇ２のゲートは信号源Ｊ１に接続されている。そして、空芯型絶縁トランスＴＬの１次巻線の一端は電源Ｖｃｃに接続され、空芯型絶縁トランスＴＬの１次巻線の他端は抵抗ＲＩを介して電界効果型トランジスタＧ１、Ｇ２の接続点に接続されている。また、空芯型絶縁トランスＴＬの２次巻線は抵抗ＲＬに接続されている。
そして、信号源Ｊ１のレベルに応じて電界効果型トランジスタＧ１、Ｇ２が交互にオン／オフすることができる。そして、電界効果型トランジスタＧ１がオフするとともに、電界効果型トランジスタＧ２がオンすると、電源Ｖｃｃの電圧が空芯型絶縁トランスＴＬの１次巻線に印加され、１次巻線に発生した磁束によって２次巻線に起電圧が発生し、抵抗ＲＬに電流が流れる。一方、電界効果型トランジスタＧ１がオンするとともに、電界効果型トランジスタＧ２がオフすると、空芯型絶縁トランスＴＬの１次巻線が抵抗ＲＩを介して短絡される。
図８は、本発明の一実施形態に係る励磁コイル電流のコイル定数依存性を示す図である。なお、図８の例では、図６に示すように、図７の空芯型絶縁トランスＴＬの巻径を変化させることにより、１次巻線の直流抵抗Ｒｄｃ＿１１および１次巻線の自己インダクタンスＬｄｃ＿１１を変化させ、その時に流れる１次巻線の励磁コイル電流を測定した。
図８において、飽和時に１次巻線に流れる電流の大きさは１次巻線の直流抵抗Ｒｄｃ＿１１に逆比例し、励磁コイル電流の立ち上がりの傾きは１次巻線の自己インダクタンスＬｄｃ＿１１に逆比例することが判る。
図９は、本発明の一実施形態に係る励磁コイル電流変化率のコイル定数依存性を示す図である。なお、図９の例では、図６に示すように、図７の空芯型絶縁トランスＴＬの巻径を変化させることにより、１次巻線の直流抵抗Ｒｄｃ＿１１および１次巻線の自己インダクタンスＬｄｃ＿１１を変化させ、その時の励磁コイル電流の変化の大きさを求めた。
図９において、励磁コイル電流のピーク値は１次巻線の自己インダクタンスＬｄｃ＿１１に逆比例することが判る。
図１０は、本発明の一実施形態に係る受信電圧のコイル定数依存性を示す図である。なお、図１０の例では、図６に示すように、図７の空芯型絶縁トランスＴＬの巻径を変化させることにより、１次巻線の直流抵抗Ｒｄｃ＿１１および１次巻線の自己インダクタンスＬｄｃ＿１１を変化させた時の励磁コイル電流変化の大きさに１次巻線と２次巻線との間の相互インダクタンスＭｄｃ＿１２を乗じることで、空芯型絶縁トランスＴＬの２次巻線の受信電圧を求めた
図１０において、空芯型絶縁トランスＴＬの２次巻線の受信電圧は、図７の空芯型絶縁トランスＴＬの巻径が大きくなるに従って増大することが判る。
ここで、空芯型絶縁トランスＴＬの２次巻線の受信電圧ＶREVは以下の式で表すことができる。
ＶREV＝Ｍ12＊ｄＩ／ｄＴ ・・・（３）
ただし、Ｍ12は空芯型絶縁トランスＴＬの１次巻線と２次巻線との間の相互インダクタンス、ｄＩ／ｄＴは励磁コイル電流の時間的な変化である。
（３）式により、空芯型絶縁トランスＴＬの１次巻線と２次巻線との間の相互インダクタンスＭ12または励磁コイル電流の時間的な変化ｄＩ／ｄＴを大きくすることにより、空芯型絶縁トランスＴＬの２次巻線の受信電圧ＶREVを大きくすることができる。
このため、図２において、１次巻線の第１巻線Ｍ１１１および第２巻線Ｍ１１２を互いに並列接続することにより、１次巻線の自己インダクタンスを第１巻線Ｍ１１１単体および第２巻線Ｍ１１２単体の値に対して１／２倍に低減することができ、励磁コイル電流の時間的な変化ｄＩ／ｄＴを大きくすることが可能となる。また、図２において、２次巻線の第１巻線Ｍ１２１および第２巻線Ｍ１２２を互いに直列接続することにより、２次巻線の自己インダクタンスを第１巻線Ｍ１２１単体および第２巻線Ｍ１２２単体の値に対して２倍に増加させることができ、１次巻線と２次巻線との間の相互インダクタンスを大きくすることが可能となる。
図１１は、本発明の第２実施形態に係るトランスユニットの回路構成を示す図である。
図１１において、電界効果型トランジスタＧ１１、Ｇ１２は互いに直列接続され、電界効果型トランジスタＧ１１のソースは電源Ｖ１１に接続されるとともに、電界効果型トランジスタＧ１２のソースは接地されている。
また、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の１次巻線には、巻き方向が互いに異なる第１巻線Ｍ１１と第２巻線Ｍ１２とが設けられ、その１次巻線の第１巻線Ｍ１１の始端と１次巻線の第２巻線Ｍ１２の始端とが接続されるとともに、その１次巻線の第１巻線Ｍ１１の終端と１次巻線の第２巻線１２の終端とが接続されている。図１１の例では巻線Ｍ１１，Ｍ１３を左巻き、巻線Ｍ１２，Ｍ１４を右巻きとしている。巻線の巻方向は図示のとおり、巻線の記号を変えて示している（以下についても同様）。
また、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の２次巻線には、巻き方向が互いに異なる第１巻線Ｍ１３と第２巻線Ｍ１４とが設けられ、その２次巻線の第１巻線Ｍ１３の終端と２次巻線の第２巻線Ｍ１４の始端とが接続されている。なお、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の２次巻線の第１巻線Ｍ１３の終端と２次巻線の第２巻線Ｍ１４の始端を接続する方法の他、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の２次巻線の第１巻線Ｍ１３の始端と２次巻線の第２巻線Ｍ１４の終端を接続するようにしてもよい。
ここで、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の１次巻線の第１巻線Ｍ１１と２次巻線の第１巻線Ｍ１３は互いに同軸状に配置するとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の１次巻線の第２巻線Ｍ１２と２次巻線の第２巻線Ｍ１４は互いに同軸状に配置し、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の１次巻線の第１巻線Ｍ１１と第２巻線Ｍ１２とは互いに隣接して配置するとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の２次巻線の第１巻線Ｍ１３と第２巻線Ｍ１４とは互いに隣接して配置することが好ましい。
そして、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の１次巻線の第１巻線Ｍ１１と１次巻線の第２巻線Ｍ１２との始端は電源Ｖ１１に接続され、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の１次巻線の第１巻線Ｍ１１と１次巻線の第２巻線Ｍ１２との終端は電界効果型トランジスタＧ１１、Ｇ１２の接続点に接続されている。また、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の２次巻線の第１巻線Ｍ１３の始端と２次巻線の第２巻線Ｍ１４の終端との間には抵抗Ｒ１１が接続され、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の２次巻線の第１巻線Ｍ１３の始端には増幅器Ｐ１１が接続されている。
そして、駆動信号Ｓ１のレベルに応じて電界効果型トランジスタＧ１１、Ｇ１２が交互にオン／オフすることができる。そして、電界効果型トランジスタＧ１１がオフするとともに、電界効果型トランジスタＧ１２がオンすると、電源Ｖ１１の電圧が空芯型絶縁トランスＴＬ１１の１次巻線の第１巻線Ｍ１１と１次巻線の第２巻線Ｍ１２に並列に印加され、１次巻線の第１巻線Ｍ１１と１次巻線の第２巻線Ｍ１２に発生した磁束によって、２次巻線の第１巻線Ｍ１３と２次巻線の第２巻線Ｍ１４に起電圧が発生し、抵抗Ｒ１１に電流が流れる。そして、抵抗Ｒ１１に電流が流れた時の電圧降下が増幅器Ｐ１１にて増幅された後、出力信号として出力される。
一方、電界効果型トランジスタＧ１１がオンするとともに、電界効果型トランジスタＧ１２がオフすると、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の１次巻線の第１巻線Ｍ１１と１次巻線の第２巻線Ｍ１２がそれぞれ短絡される。
このように、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の１次巻線の第１巻線Ｍ１１と１次巻線の第２巻線Ｍ１２の巻き方向を互いに異ならせるとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の２次巻線の第１巻線Ｍ１３と２次巻線の第２巻線Ｍ１４の巻き方向を互いに異ならせることで、空芯型絶縁トランスＴＬ１１の１次巻線および２次巻線に鎖交する外部磁束による起電圧を打ち消し合わせながら、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。
図１２は、本発明の第３実施形態に係るトランスユニットの回路構成を示す図である。
図１２において、電界効果型トランジスタＧ２１、Ｇ２２は互いに直列接続され、電界効果型トランジスタＧ２１のソースは電源Ｖ２１に接続されるとともに、電界効果型トランジスタＧ２２のソースは接地されている。
また、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の１次巻線には、巻き方向が互いに同一の第１巻線Ｍ２１と第２巻線Ｍ２２とが設けられ、その１次巻線の第１巻線Ｍ２１の始端と１次巻線の第２巻線Ｍ２２の終端とが接続されるとともに、その１次巻線の第１巻線Ｍ２１の終端と１次巻線の第２巻線２２の始端とが接続されている。
また、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の２次巻線には、巻き方向が互いに同一の第１巻線Ｍ２３と第２巻線Ｍ２４とが設けられ、その２次巻線の第１巻線Ｍ２３の終端と２次巻線の第２巻線Ｍ２４の終端とが接続されている。なお、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の２次巻線の第１巻線Ｍ２３の終端と２次巻線の第２巻線Ｍ２４の終端を接続する方法の他、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の２次巻線の第１巻線Ｍ２３の始端と２次巻線の第２巻線Ｍ２４の始端を接続するようにしてもよい。
ここで、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の１次巻線の第１巻線Ｍ２１と２次巻線の第１巻線Ｍ２３は互いに同軸状に配置するとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の１次巻線の第２巻線Ｍ２２と２次巻線の第２巻線Ｍ２４は互いに同軸状に配置し、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の１次巻線の第１巻線Ｍ２１と第２巻線２２とは互いに隣接して配置するとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の２次巻線の第１巻線Ｍ２３と第２巻線２４とは互いに隣接して配置することが好ましい。
そして、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の１次巻線の第１巻線Ｍ２１の始端と１次巻線の第２巻線Ｍ２２の終端は電源Ｖ２１に接続され、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の１次巻線の第１巻線Ｍ２１の終端と１次巻線の第２巻線Ｍ２２の終端は電界効果型トランジスタＧ２１、Ｇ２２の接続点に接続されている。また、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の２次巻線の第１巻線Ｍ２３の始端と２次巻線の第２巻線Ｍ２４の始端との間には抵抗Ｒ２１が接続され、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の２次巻線の第１巻線Ｍ２３の始端には増幅器Ｐ２１が接続されている。
そして、駆動信号Ｓ１のレベルに応じて電界効果型トランジスタＧ２１、Ｇ２２が交互にオン／オフすることができる。そして、電界効果型トランジスタＧ２１がオフするとともに、電界効果型トランジスタＧ２２がオンすると、電源Ｖ２１の電圧が空芯型絶縁トランスＴＬ２１の１次巻線の第１巻線Ｍ２１と１次巻線の第２巻線Ｍ２２に並列に印加され、１次巻線の第１巻線Ｍ２１と第２巻線Ｍ２２に発生した磁束によって、２次巻線の第１巻線Ｍ２３と第２巻線Ｍ２４に起電圧が発生し、抵抗Ｒ２１に電流が流れる。そして、抵抗Ｒ２１に電流が流れた時の電圧降下が増幅器Ｐ２１にて増幅された後、出力信号として出力される。
一方、電界効果型トランジスタＧ２１がオンするとともに、電界効果型トランジスタＧ２２がオフすると、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の１次巻線の第１巻線Ｍ２１と１次巻線の第２巻線Ｍ２２がそれぞれ短絡される。
これにより、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の１次巻線の第１巻線Ｍ２１と１次巻線の第２巻線Ｍ２２の巻き方向を互いに同一にするとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の２次巻線の第１巻線Ｍ２３と２次巻線の第２巻線Ｍ２４の巻き方向を互いに同一にすることで、空芯型絶縁トランスＴＬ２１の１次巻線および２次巻線に鎖交する外部磁束による起電圧を打ち消し合わせながら、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。
図１３は、本発明の第４実施形態に係るトランスユニットの回路構成を示す図である。
図１３において、電界効果型トランジスタＧ３１、Ｇ３２は互いに直列接続され、電界効果型トランジスタＧ３１のソースは電源Ｖ３１に接続されるとともに、電界効果型トランジスタＧ３２のソースは接地されている。
また、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の１次巻線には、巻き方向が互いに異なる第１巻線Ｍ３１と１次巻線の第２巻線Ｍ３２とが設けられ、その１次巻線の第１巻線Ｍ３１の始端と１次巻線の第２巻線Ｍ３２の始端とが接続されるとともに、その１次巻線の第１巻線Ｍ３１の終端と１次巻線の第２巻線３２の終端とが接続されている。
また、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の２次巻線には、巻き方向が互いに異なる第１巻線Ｍ３３と第２巻線Ｍ３４とが設けられ、その２次巻線の第１巻線Ｍ３３の終端と２次巻線の第２巻線Ｍ３４の終端とが接続されている。なお、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の２次巻線の第１巻線Ｍ３３の終端と２次巻線の第２巻線Ｍ３４の終端を接続する方法の他、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の２次巻線の第１巻線Ｍ３３の始端と２次巻線の第２巻線Ｍ３４の始端を接続するようにしてもよい。
ここで、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の１次巻線の第１巻線Ｍ３１と２次巻線の第１巻線Ｍ３３は互いに同軸状に配置するとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の１次巻線の第２巻線Ｍ３２と２次巻線の第２巻線Ｍ３４は互いに同軸状に配置し、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の１次巻線の第１巻線Ｍ３１と第２巻線３２とは互いに隣接して配置するとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の２次巻線の第１巻線Ｍ３３と第２巻線３４とは互いに隣接して配置することが好ましい。
そして、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の１次巻線の第１巻線Ｍ３１と１次巻線の第２巻線Ｍ３２との始端は電源Ｖ３１に接続され、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の１次巻線の第１巻線Ｍ３１と１次巻線の第２巻線Ｍ３２との終端は電界効果型トランジスタＧ３１、Ｇ３２の接続点に接続されている。また、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の２次巻線Ｍ３３の始端と２次巻線の第２巻線Ｍ３４の始端との間には抵抗Ｒ３１が接続され、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の２次巻線の第１巻線Ｍ３３の始端には増幅器Ｐ３１が接続されている。
そして、駆動信号Ｓ１のレベルに応じて電界効果型トランジスタＧ３１、Ｇ３２が交互にオン／オフすることができる。そして、電界効果型トランジスタＧ３１がオフするとともに、電界効果型トランジスタＧ３２がオンすると、電源Ｖ３１の電圧が空芯型絶縁トランスＴＬ３１の１次巻線の第１巻線Ｍ３１と１次巻線の第２巻線Ｍ３２に並列に印加され、１次巻線の第１巻線Ｍ３１と１次巻線の第２巻線Ｍ３２に発生した磁束によって、２次巻線の第１巻線Ｍ３３と２次巻線の第２巻線Ｍ３４に起電圧が発生し、抵抗Ｒ３１に電流が流れる。そして、抵抗Ｒ３１に電流が流れた時の電圧降下が増幅器Ｐ３１にて増幅された後、出力信号として出力される。
一方、電界効果型トランジスタＧ３１がオンするとともに、電界効果型トランジスタＧ３２がオフすると、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の１次巻線の第１巻線Ｍ３１と１次巻線の第２巻線Ｍ３２がそれぞれ短絡される。
これにより、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の１次巻線の第１巻線Ｍ３１と１次巻線の第２巻線Ｍ３２の巻き方向を互いに異ならせるとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の２次巻線の第１巻線Ｍ３３と２次巻線の第２巻線Ｍ３４の巻き方向を互いに同一とすることで、空芯型絶縁トランスＴＬ３１の１次巻線および２次巻線に鎖交する外部磁束による起電圧を打ち消し合わせながら、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。
図１４は、本発明の第５実施形態に係るトランスユニットの回路構成を示す図である。
図１４において、電界効果型トランジスタＧ４１、Ｇ４２は互いに直列接続され、電界効果型トランジスタＧ４１のソースは電源Ｖ４１に接続されるとともに、電界効果型トランジスタＧ４２のソースは接地されている。
また、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の１次巻線には、巻き方向が互いに同一の第１巻線Ｍ４１と第２巻線Ｍ４２とが設けられ、その１次巻線の第１巻線Ｍ４１の始端と１次巻線の第２巻線Ｍ４２の終端とが接続されるとともに、その１次巻線の第１巻線Ｍ４１の始端と１次巻線の第２巻線４２の終端とが接続されている。
また、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の２次巻線には、巻き方向が互いに異なる第１巻線Ｍ４３と第２巻線Ｍ４４とが設けられ、その２次巻線の第１巻線Ｍ４３の終端と２次巻線の第２巻線Ｍ４４の始端とが接続されている。なお、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の２次巻線の第１巻線Ｍ４３の終端と２次巻線の第２巻線Ｍ４４の始端を接続する方法の他、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の２次巻線の第１巻線Ｍ４３の始端と２次巻線の第２巻線Ｍ４４の終端を接続するようにしてもよい。
ここで、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の１次巻線の第１巻線Ｍ４１と２次巻線の第１巻線Ｍ４３は互いに同軸状に配置するとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の１次巻線の第２巻線Ｍ４２と２次巻線の第２巻線Ｍ４４は互いに同軸状に配置し、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の１次巻線の第１巻線Ｍ４１と第２巻線４２とは互いに隣接して配置するとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の２次巻線の第１巻線Ｍ４３と第２巻線４４とは互いに隣接して配置することが好ましい。
そして、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の１次巻線の第１巻線Ｍ４１の始端と１次巻線の第２巻線Ｍ４２との終端は電源Ｖ４１に接続され、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の１次巻線の第１巻線Ｍ４１の終端と１次巻線の第２巻線Ｍ４２の始端は電界効果型トランジスタＧ４１、Ｇ４２の接続点に接続されている。また、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の２次巻線Ｍ４３の始端と２次巻線の第２巻線Ｍ４４の終端との間には抵抗Ｒ４１が接続され、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の２次巻線の第１巻線Ｍ４３の始端には増幅器Ｐ４１が接続されている。
そして、駆動信号Ｓ１のレベルに応じて電界効果型トランジスタＧ４１、Ｇ４２が交互にオン／オフすることができる。そして、電界効果型トランジスタＧ４１がオフするとともに、電界効果型トランジスタＧ４２がオンすると、電源Ｖ４１の電圧が空芯型絶縁トランスＴＬ４１の１次巻線の第１巻線Ｍ４１と１次巻線の第２巻線Ｍ４２に並列に印加され、１次巻線の第１巻線Ｍ４１と１次巻線の第２巻線Ｍ４２に発生した磁束によって、２次巻線の第１巻線Ｍ４３と２次巻線の第２巻線Ｍ４４に起電圧が発生し、抵抗Ｒ４１に電流が流れる。そして、抵抗Ｒ４１に電流が流れた時の電圧降下が増幅器Ｐ４１にて増幅された後、出力信号として出力される。
一方、電界効果型トランジスタＧ４１がオンするとともに、電界効果型トランジスタＧ４２がオフすると、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の１次巻線の第１巻線Ｍ４１と１次巻線の第２巻線Ｍ４２がそれぞれ短絡される。
これにより、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の１次巻線の第１巻線Ｍ４１と１次巻線の第２巻線Ｍ４２の巻き方向を同一にするとともに、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の２次巻線の第１巻線Ｍ４３と２次巻線の第２巻線Ｍ４４の巻き方向を互いに異ならせることで、空芯型絶縁トランスＴＬ４１の１次巻線および２次巻線に鎖交する外部磁束による起電圧を打ち消し合わせながら、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。
図１５（ａ）は、本発明の第６実施形態に係る絶縁トランスの概略構成を示す断面図、図１５（ｂ）は、図１５（ａ）の絶縁トランスの概略構成を示す平面図である。
図１５において、基板３１には引き出し配線層３２が埋め込まれるとともに、基板３１上には１次巻線の第１巻線３４が形成されている。そして、１次巻線の第１巻線３４は引き出し部３３を介して引き出し配線層３２に接続されている。そして、１次巻線の第１巻線３４上には平坦化膜３５が形成され、平坦化膜３５上には、絶縁層３６を介して２次巻線の第１巻線３７が形成され、２次巻線の第１巻線３７は保護膜３８にて覆われている。
一方、基板４１には引き出し配線層４２が埋め込まれるとともに、基板４１上には１次巻線の第２巻線４４が形成されている。そして、１次巻線の第２巻線４４は引き出し部４３を介して引き出し配線層４２に接続されている。そして、１次巻線の第２巻線４４上には平坦化膜４５が形成され、平坦化膜４５上には、絶縁層４６を介して２次巻線の第２巻線４７が形成され、２次巻線の第２巻線４７は保護膜４８にて覆われている。
ここで、１次巻線の第１巻線３４および２次巻線の第１巻線３７は巻き方向を時計回りに設定するとともに、１次巻線の第２巻線４４および２次巻線の第２巻線４７は巻き方向を反時計回りに設定し、１次巻線の第１巻線３４、１次巻線の第２巻線４４は互いに近接して配置するとともに、２次巻線の第１巻線３７、２次巻線の第２巻線４７は互いに近接して配置することができる。
また、１次巻線の第１巻線３４の始端を１次巻線の第２巻線４４の始端に接続するとともに、１次巻線の第１巻線３４の終端を１次巻線の第２巻線４４の終端に接続することができる。さらに、２次巻線の第１巻線３７の終端を２次巻線の第２巻線４７の始端に接続するか、または２次巻線の第１巻線３７の始端を２次巻線の第２巻線４７の終端に接続することができる。
この場合、外部磁束Φｏは、２次巻線の第１巻線３７、２次巻線の第２巻線４７の双方に同一方向から概ね均等に鎖交する。一方、１次巻線の第１巻線３４、１次巻線の第２巻線４４に流れた信号電流によって形成される信号磁束Φｓは、１次巻線の第１巻線３４、１次巻線の第２巻線４４の軸を中心として周回するように形成され、１次巻線の第１巻線３４、１次巻線の第２巻線４４の同軸上にそれぞれ配置された２次巻線の第１巻線３７、２次巻線の第２巻線４７に大部分が鎖交する。このため、信号磁束Φｓによる起電圧レベルを高くし、主回路電流の外部磁束Φｏによる起電圧レベルを抑制することができ、信号のＳ／Ｎ比を高めることが可能となる。
図１６および図１７は、本発明の第７実施形態に係る絶縁トランスの製造方法を示す断面図である。
図１６（ａ）において、Ａｓ、Ｐ、Ｂなどの不純物を半導体基板５１内に選択的に注入することにより、１次巻線のパターン５５ａの中心からの引き出しを行うための引き出し拡散５２を半導体基板５１に形成する。なお、半導体基板５１の材質としては、例えば、Ｓｉ、Ｇｅ、ＳｉＧｅ、ＳｉＣ、ＳｉＳｎ、ＰｂＳ、ＧａＡｓ、ＩｎＰ、ＧａＰ、ＧａＮまたはＺｎＳｅなどの中から選択することができる。
次に、図１６（ｂ）に示すように、引き出し拡散５２が形成された半導体基板５１上にプラズマＣＶＤなどの方法にて絶縁層５３を形成する。なお、絶縁層５３の材質としては、例えば、シリコン酸化膜またはシリコン窒化膜などを用いることができる。
次に、図１６（ｃ）に示すように、フォトリソグラフィー技術を用いることにより、１次巻線のパターン５５ａの中心からの引き出し部分に対応して開口部５４ａが設けられたレジストパターン５４を絶縁層５３上に形成する。
次に、図１６（ｄ）に示すように、開口部５４ａが形成されたレジストパターン５４をマスクとして絶縁層５３をエッチングすることにより、１次巻線のパターン５５ａの中心からの引き出し部分に対応した開口部５３ａを絶縁層５３に形成する。
次に、図１６（ｅ）に示すように、レジストパターン５４を薬品により絶縁層５３から剥離する。
次に、図１６（ｆ）に示すように、スパッタや蒸着などの方法により、導電膜５５を絶縁層５３上に形成する。なお、導電膜５５の材質としては、ＡｌやＣｕなどの金属を用いることができる。
次に、図１６（ｇ）に示すように、フォトリソグラフィー技術を用いることにより、１次巻線のパターン５５ａに対応したレジストパターン５６を形成する。
次に、図１６（ｈ）に示すように、レジストパターン５６をマスクとして導電膜５５をエッチングすることにより、１次巻線のパターン５５ａを絶縁層５３上に形成する。
次に、図１６（ｉ）に示すように、レジストパターン５６を薬品により１次巻線のパターン５５ａから剥離する。
次に、図１６（ｊ）に示すように、１次巻線のパターン５５ａが形成された絶縁層５３上にプラズマＣＶＤなどの方法にて平坦化膜５７を形成する。なお、平坦化膜５７の材質としては、例えば、シリコン酸化膜またはシリコン窒化膜などを用いることができる。
次に、図１６（ｋ）に示すように、斜めエッチングあるいはＣＭＰ（Ｃｈｅｍｉｃａｌ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｐｏｌｉｓｈｉｎｇ）などの方法により、平坦化膜５７を平坦化し、平坦化層５７の表面の凹凸を除去する。
次に、図１６（ｌ）に示すように、フォトリソグラフィー技術を用いることにより、２次巻線のパターン６０ａの外端の配線取出し部分に対応して開口部５８ａが設けられたレジストパターン５８を平坦化膜５７上に形成する。
次に、図１７（ａ）に示すように、開口部５８ａが設けられたレジストパターン５８をマスクとして平坦化膜５７をエッチングすることにより、１次巻線のパターン５５ａの外端の配線取出し部分に対応した開口部５７ａを平坦化膜５７に形成する。
次に、図１７（ｂ）に示すように、レジストパターン５８を薬品により平坦化膜５７から剥離する。
次に、図１７（ｃ）に示すように、１次巻線のパターン５５ａと２次巻線のパターン６０ａとの分離層５９を平坦化膜５７上に形成する。なお、分離層５９の形成方法としては、ポリイミド層を平坦化膜５７上に塗布する方法などを用いることができる。
次に、図１７（ｄ）に示すように、スパッタや蒸着などの方法により、導電膜６０を分離層５９上に形成する。なお、導電膜６０の材質としては、ＡｌやＣｕなどの金属を用いることができる。
次に、図１７（ｅ）に示すように、フォトリソグラフィー技術を用いることにより、２次巻線のパターン６０ａに対応したレジストパターン６１を形成する。
次に、図１７（ｆ）に示すように、レジストパターン６１をマスクとして導電膜６０をエッチングすることにより、２次巻線のパターン６０ａを分離層５９上に形成する。
次に、図１７（ｇ）に示すように、レジストパターン６１を薬品により２次巻線のパターン６０ａから剥離する。
次に、図１７（ｈ）に示すように、２次巻線のパターン６０ａが形成された分離層５９上にプラズマＣＶＤなどの方法にて保護膜６２を形成する。なお、保護膜６２の材質としては、例えば、シリコン酸化膜またはシリコン窒化膜などを用いることができる。そして、フォトリソグラフィー技術およびエッチング技術を用いて保護膜６２をパターニングすることにより、２次巻線のパターン６０ａの端部および中央部を露出させる。
これにより、微細加工技術によって１次巻線のパターン５５ａ上に２次巻線のパターン６０ａを積層することができ、１次巻線のパターン５５ａおよび２次巻線のパターン６０ａの巻径を小さくすることが可能となるとともに、１次巻線のパターン５５ａと２次巻線のパターン６０ａとの間隔を小さくすることができる。
図１８は、本発明の第８実施形態に係る昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの実装状態を示す断面図である。
図１８において、放熱の役割を行う銅ベース７１上には、絶縁用セラミックス基板７２を介して、ＩＧＢＴチップ７３ａおよびＦＷＤチップ７３ｂが実装されている。そして、ＩＧＢＴチップ７３ａおよびＦＷＤチップ７３ｂは、ボンディングワイヤ７４ａ〜７４ｃを介して互いに接続されるとともに、主回路電流の取り出しを行う主端子７７に接続されている。また、ＩＧＢＴチップ７３ａおよびＦＷＤチップ７３ｂ上には、ＩＧＢＴのゲート駆動および監視を行う回路基板７５が配置され、ＩＧＢＴチップ７３ａ、ＦＷＤチップ７３ｂおよび回路基板７５はモールド樹脂７６にて封止されている。ここで、ＩＧＢＴチップ７３ａおよびＦＷＤチップ７３ｂは、負荷へ流入する電流を通電および遮断するスイッチング素子を構成することができ、上アーム用および下アーム用として動作するようにスイッチング素子を直列に接続することができる。また、回路基板７５には、スイッチング素子の導通および非導通を指示する制御信号を生成する制御回路を設けることができる。
そして、主回路電流は、主端子７７のみならず、主端子７７とＩＧＢＴチップ７３ａおよびＦＷＤチップ７３ｂを接続するボンディングワイヤ７４ａ〜７４ｃにも流れるが、ボンディングワイヤ７４ａ〜７４ｃは回路基板７５の直近に配置されるので、ボンディングワイヤ７４ａ〜７４ｃを流れる主回路電流で生成される磁界による影響の方が大きい。この主回路電流は、通常の運転時には、最高でも２５０Ａ程度であるが、例えば発進時あるいは、空転後の負荷等では、９００Ａ以上流れる場合が有る。
ここで、車体筐体に接地される制御回路側と、高圧となる上アーム側および下アーム側との間には、空芯型絶縁トランスがそれぞれ介挿され、制御回路では、空芯型絶縁トランスを用いて上アーム側および下アーム側と電気的に絶縁しながら信号の授受が行われる。そして、空芯型絶縁トランスの１次巻線および２次巻線として複数の巻線をそれぞれ設け、空芯型絶縁トランスの送信側の１次巻線に設けられた複数の巻線を互いに並列接続し、受信側の２次巻線に設けられた複数の巻線を互いに直列接続することにより、１次巻線の自己インダクタンスを小さくしつつ、２次巻線の自己インダクタンスを大きくすることができ、２次巻線側の受信電圧を増大させることができる。
これにより、ＩＧＢＴチップ７３ａ、ＦＷＤチップ７３ｂおよび主端子７７を電気的に接続するボンディングワイヤ７４ａ〜７４ｃに主回路の大電流が流れた場合でも、空芯型絶縁トランスの受信側である２次巻線の出力電圧における信号レベルを主回路電流によるノイズレベルに対して十分大きくすることが可能となり、空芯型絶縁トランスを用いた場合においても、誤動作の無い信号伝達が可能となる。
なお、上述した実施形態では、空芯型絶縁トランスの１次巻線に２つの巻線を設けるとともに、空芯型絶縁トランスの２次巻線に２つの巻線を設ける方法について説明したが、空芯型絶縁トランスの１次巻線に３つ以上の巻線を設けるとともに、空芯型絶縁トランスの２次巻線に３つ以上の巻線を設けるようにしてもよく、空芯型絶縁トランスの１次巻線と２次巻線に設けられる巻線の個数が互いに異なっていてもよい。
本発明の一実施形態に係るトランスユニットが適用される昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの概略構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る空芯型絶縁トランスの概略構成を示す外観図である。 図２の空芯型絶縁トランスにおける外部磁束の鎖交状態を示す図である。 図２の空芯型絶縁トランスにおける信号磁束の鎖交状態を示す図である。 図２の空芯型絶縁トランスの概略構成を示す外観図である。 トランス定数の巻径の依存性を示す図である。 トランスの特性評価回路の概略構成を示す図である。 本発明の一実施形態に係る励磁コイル電流のコイル定数依存性を示す図である。 本発明の一実施形態に係る励磁コイル電流変化率のコイル定数依存性を示す図である。 本発明の一実施形態に係る受信電圧のコイル定数依存性を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るトランスユニットの回路構成を示す図である。 本発明の第３実施形態に係るトランスユニットの回路構成を示す図である。 本発明の第４実施形態に係るトランスユニットの回路構成を示す図である。 本発明の第５実施形態に係るトランスユニットの回路構成を示す図である。 図１５（ａ）は、本発明の第６実施形態に係る絶縁トランスの概略構成を示す断面図、図１５（ｂ）は、図１５（ａ）の絶縁トランスの概略構成を示す平面図である。 本発明の第７実施形態に係る絶縁トランスの製造方法を示す断面図である。 本発明の第７実施形態に係る絶縁トランスの製造方法を示す断面図である。 本発明の第８実施形態に係る昇降圧コンバータ用インテリジェントパワーモジュールの実装状態を示す断面図である。 従来の昇降圧コンバータを用いた車両駆動システムの概略構成を示すブロック図である。 図１９の昇降圧コンバータの概略構成を示すブロック図である。 昇圧動作時に図２０のリアクトルに流れる電流の波形を示す図である。 従来の信号伝送用絶縁トランスの概略構成を示す平面図である。 従来の信号伝送用絶縁トランスを用いた信号伝送回路の概略構成を示すブロック図である。
符号の説明
ＳＷＵ、ＳＷＤ スイッチング素子
１ 制御回路
２ 上アーム
３ 下アーム
４ ＣＰＵ
５、６ ＩＧＢＴ
７、８ 保護機能付きゲートドライバＩＣ
ＴＵ１〜ＴＵ３、ＴＤ１〜ＴＤ３、ＴＬ、１１、ＴＬ１１、ＴＬ２１、ＴＬ３１、ＴＬ４１ 空芯型絶縁トランス
ＤＵ１、ＤＵ２、ＤＤ１、ＤＤ２ ダイオード
ＲＵ１、ＲＵ２、ＲＤ１、ＲＤ２、ＲＬ、ＲＩ、Ｒ１１、Ｒ２１、Ｒ３１、Ｒ４１ 抵抗
ＣＵ、ＣＤ アナログＰＷＭ変換器
Ｍ１１１、Ｍ１１、Ｍ２１、Ｍ３１、Ｍ４１、３４ １次巻線の第１巻線
Ｍ１１２、Ｍ１２、Ｍ２２、Ｍ３２、Ｍ４２、４４ １次巻線の第２巻線
Ｍ１２１、Ｍ１３、Ｍ２３、Ｍ３３、Ｍ４３、３７ ２次巻線の第１巻線
Ｍ１２２、Ｍ１４、Ｍ２４、Ｍ３４、Ｍ４４、４７ ２次巻線の第２巻線
１２ 絶縁体
Ｖｃｃ、Ｖ１１、Ｖ２１、Ｖ３１、Ｖ４１ 電源
Ｊ１ 信号源
Ｇ１、Ｇ２、Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ３１、Ｇ３２、Ｇ４１、Ｇ４２ 電界効果型トランジスタ
Ｐ１１、Ｐ２１、Ｐ３１、Ｐ４１ 増幅器
３１、４１ 基板
３２、４２ 引き出し配線層
３３、４３ 引き出し部
５５ａ １次巻線のパターン
３５、４５、５７ 平坦化膜
３６、４６、５３ 絶縁層
６０ａ ２次巻線のパターン
３８、４８、６２ 保護膜
５１ 半導体基板
５２ 引き出し拡散層
５４、５６、５８、６１ レジストパターン
５４ａ、５７ａ、５８ａ 開口部
５５、６０ 導電膜
５９ 分離層
７１ 銅ベース
７２ 絶縁用セラミックス基板
７３ａ ＩＧＢＴチップ
７３ｂ ＦＷＤチップ
７４ａ〜７４ｃ ボンディングワイヤ
７５ 回路基板
７６ モールド樹脂
７７ 主端子

Claims (8)

  1. 送信側の１次巻線および受信側の２次巻線が設けられたトランスユニットにおいて、
    前記送信側の１次巻線には、励磁電流によって発生する磁場の方向が相反するように巻き方向がそれぞれ設定され、互いに並列接続された複数の巻線が少なくとも設けられ、
    前記受信側の２次巻線には、外部磁束によって発生する起電圧を打ち消し合うように巻き方向がそれぞれ設定され、前記１次巻線から発生された信号磁束による起電圧を高めるように互いに直列接続された複数の巻線が少なくとも設けられていることを特徴とするトランスユニット。
  2. 前記１次巻線には巻き方向が互いに異なる第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記１次巻線の第１巻線の始端と前記１次巻線の第２巻線の始端とが接続されるとともに、前記１次巻線の第１巻線の終端と前記１次巻線の第２巻線の終端とが接続され、
    前記２次巻線には巻き方向が互いに異なる第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記２次巻線の第１巻線の始端と前記２次巻線の第２巻線の終端とが接続されているか、あるいは前記２次巻線の第１巻線の終端と前記２次巻線の第２巻線の始端とが接続され、
    各第１巻線同士および各第２巻き線同士は同軸状に配置されるとともに、前記１次巻線および前記２次巻線の第１巻線と第２巻線とはそれぞれ隣接するように配置されていることを特徴とする請求項１記載のトランスユニット。
  3. 前記１次巻線には巻き方向が互いに同一の第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記１次巻線の第１巻線の始端と前記１次巻線の第２巻線の終端とが接続されるとともに、前記１次巻線の第１巻線の終端と前記１次巻線の第２巻線の始端とが接続され、
    前記２次巻線には巻き方向が互いに同一の第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記２次巻線の第１巻線の始端と前記２次巻線の第２巻線の始端とが接続されているか、あるいは前記２次巻線の第１巻線の終端と前記２次巻線の第２巻線の終端とが接続され、
    各第１巻線同士および各第２巻き線同士は同軸状に配置されるとともに、前記１次巻線および前記２次巻線の第１巻線と第２巻線とはそれぞれ隣接するように配置されていることを特徴とする請求項１記載のトランスユニット。
  4. 前記１次巻線には巻き方向が互いに異なる第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記１次巻線の第１巻線の始端と前記１次巻線の第２巻線の始端とが接続されるとともに、前記１次巻線の第１巻線の終端と前記１次巻線の第２巻線の終端とが接続され、
    前記２次巻線には巻き方向が互いに同一の第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記２次巻線の第１巻線の始端と前記２次巻線の第２巻線の始端とが接続されているか、あるいは前記２次巻線の第１巻線の終端と前記２次巻線の第２巻線の終端とが接続され、
    各第１巻線同士および各第２巻き線同士は同軸状に配置されるとともに、前記１次巻線および前記２次巻線の第１巻線と第２巻線とはそれぞれ隣接するように配置されていることを特徴とする請求項１記載のトランスユニット。
  5. 前記１次巻線には巻き方向が互いに同一の第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記１次巻線の第１巻線の始端と前記１次巻線の第２巻線の終端とが接続されるとともに、前記１次巻線の第１巻線の終端と前記１次巻線の第２巻線の始端とが接続され、
    前記２次巻線には巻き方向が互いに異なる第１巻線と第２巻線とが設けられ、前記２次巻線の第１巻線の始端と前記２次巻線の第２巻線の終端とが接続されているか、あるいは前記２次巻線の第１巻線の終端と前記２次巻線の第２巻線の始端とが接続され、
    各第１巻線同士および各第２巻き線同士は同軸状に配置されるとともに、前記１次巻線および前記２次巻線の第１巻線と第２巻線とはそれぞれ隣接するように配置されていることを特徴とする請求項１記載のトランスユニット。
  6. 前記２次巻線の第１巻線と第２巻線の巻数が概ね同一で有ることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項記載のトランスユニット。
  7. 前記空芯型絶縁トランスが微細加工技術によって形成されていることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項記載のトランスユニット。
  8. 負荷へ流入する電流を通電および遮断するスイッチング素子と、
    前記スイッチング素子の導通および非導通を指示する制御信号を生成する制御回路と、
    前記制御信号に基づいて前記スイッチング素子の制御端子を駆動する駆動回路と、
    前記制御回路と前記駆動回路とが絶縁されるように送信側の１次巻線および受信側の２次巻線が設けられた空芯型絶縁トランスとを備え、
    前記送信側の１次巻線には、励磁電流によって発生する磁場の方向が相反するように巻き方向がそれぞれ設定され、互いに並列接続された複数の巻線が少なくとも設けられ、
    前記受信側の２次巻線には、外部磁束によって発生する起電圧を打ち消し合うように巻き方向がそれぞれ設定され、前記１次巻線から発生された信号磁束による起電圧を高めるように互いに直列接続された複数の巻線が少なくとも設けられていることを特徴とする電力変換装置。
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010278387A (ja) * 2009-06-01 2010-12-09 Mitsubishi Electric Corp 高耐圧平面トランス
JP2011181889A (ja) * 2010-02-04 2011-09-15 Mitsubishi Electric Corp 電源装置およびパワーモジュール
US8077003B2 (en) 2009-03-19 2011-12-13 Tdk Corporation Coil component, transformer and switching power supply unit
JP2012216784A (ja) * 2011-04-01 2012-11-08 Intel Corp 統合的な電力供給を容易にする結合インダクタ
JP2014143427A (ja) * 2014-03-05 2014-08-07 Renesas Electronics Corp 半導体装置
JP2017098334A (ja) * 2015-11-19 2017-06-01 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
WO2017203624A1 (ja) * 2016-05-25 2017-11-30 三菱電機株式会社 インテリジェントパワーモジュール

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007250891A (ja) * 2006-03-16 2007-09-27 Fuji Electric Device Technology Co Ltd パワーエレクトロニクス機器
JP5658429B2 (ja) 2008-07-03 2015-01-28 ルネサスエレクトロニクス株式会社 回路装置
US7948342B2 (en) * 2008-07-24 2011-05-24 Cutt-A-Watt Enterprises, Llc Electromotive rectification system
WO2011090082A1 (ja) * 2010-01-19 2011-07-28 株式会社村田製作所 高結合度トランス、電子回路および電子機器
WO2011090048A1 (ja) * 2010-01-19 2011-07-28 株式会社村田製作所 周波数安定化回路、周波数安定化デバイス、アンテナ装置及び通信端末機器並びにインピーダンス変換素子
KR101244902B1 (ko) * 2010-01-19 2013-03-18 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 안테나 장치 및 통신단말장치
EP2428969B1 (en) * 2010-08-09 2016-10-19 Parspour, Nejila Coil arrangement for an inductive charging device
GB2500492B (en) * 2011-02-23 2018-08-29 Murata Manufacturing Co Impedance converting circuit and communication terminal apparatus
JP5782919B2 (ja) * 2011-08-25 2015-09-24 サンケン電気株式会社 半導体装置
US8824161B2 (en) * 2012-06-15 2014-09-02 Medtronic, Inc. Integrated circuit packaging for implantable medical devices
US10008316B2 (en) * 2014-03-28 2018-06-26 Qualcomm Incorporated Inductor embedded in a package substrate
TWI553679B (zh) * 2014-06-13 2016-10-11 瑞昱半導體股份有限公司 具有兩平面式電感的電子裝置
CN105304606B (zh) * 2014-06-20 2018-06-19 瑞昱半导体股份有限公司 具有两平面式电感的电子装置
US10130016B2 (en) * 2016-08-26 2018-11-13 TECO—Westinghouse Motor Company Modular size multi-megawatt silicon carbide-based medium voltage conversion system
ES2801903T3 (es) 2017-10-03 2021-01-14 Vestas Wind Sys As Circuito de controladores de puerta magnéticamente inmune
US11424069B2 (en) 2018-04-23 2022-08-23 Line Loss Pro Llc Alternating current neutral and ground inductive electromagnetic rectification apparatus
US10917013B2 (en) * 2018-12-21 2021-02-09 Cirrus Logic, Inc. Augmented multi-stage boost converter
US11695337B2 (en) 2018-12-21 2023-07-04 Cirrus Logic, Inc. Current control for a boost converter with dual anti-wound inductor
US11476759B2 (en) 2018-12-21 2022-10-18 Cirrus Logic, Inc. Current control for a boost converter with dual anti-wound inductor
US11694832B2 (en) 2019-02-01 2023-07-04 Raytheon Company High voltage high frequency transformer
US12087499B1 (en) * 2023-11-10 2024-09-10 Teelson, LLC Systems and methods for amplifying power

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04185396A (ja) * 1990-11-17 1992-07-02 Koatsu Gas Kogyo Co Ltd Ｉｃカードおよびｉｃカード読取書込装置
JPH09212606A (ja) * 1996-01-31 1997-08-15 Sony Corp 非接触カード用リーダ／ライタ
JP2002281750A (ja) * 2001-03-23 2002-09-27 Densei Lambda Kk スイッチング電源装置
JP2003070246A (ja) * 2001-08-24 2003-03-07 Nissan Motor Co Ltd Ｄｃｄｃコンバータ
JP2004348636A (ja) * 2003-05-26 2004-12-09 Mitsubishi Electric Corp 照合処理装置及び端末装置及びリーダライタ装置
JP2007234896A (ja) * 2006-03-01 2007-09-13 Toyota Motor Corp 信号伝達装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0398465A (ja) * 1989-09-08 1991-04-24 Fujitsu Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータ並列回路
US5384808A (en) * 1992-12-31 1995-01-24 Apple Computer, Inc. Method and apparatus for transmitting NRZ data signals across an isolation barrier disposed in an interface between adjacent devices on a bus
FR2729471B1 (fr) * 1995-01-13 1997-04-18 Sextant Avionique Convertisseurs de tension bidirectionnels de type continu-continu et capteur de courant
IT1280397B1 (it) * 1995-03-14 1998-01-20 Iat Istituto Analitico Tuscane Dispositivo decalcificatore anticalcare a risonanza variabile, collegato a trasformatore del tipo a rifasamento sequenzionale
CN1315069A (zh) * 1999-05-25 2001-09-26 九州电力株式会社 沿面放电避雷装置
US6873240B2 (en) * 2001-08-21 2005-03-29 Hitachi, Ltd. Power converter
JP2003324017A (ja) * 2002-04-30 2003-11-14 Koito Mfg Co Ltd トランス
JP2004186628A (ja) * 2002-12-06 2004-07-02 Koito Mfg Co Ltd トランス
JP2004335886A (ja) * 2003-05-09 2004-11-25 Canon Inc トランス集合体、それを用いた電力変換装置及び太陽光発電装置
US6927663B2 (en) * 2003-07-23 2005-08-09 Cardiac Pacemakers, Inc. Flyback transformer wire attach method to printed circuit board

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04185396A (ja) * 1990-11-17 1992-07-02 Koatsu Gas Kogyo Co Ltd Ｉｃカードおよびｉｃカード読取書込装置
JPH09212606A (ja) * 1996-01-31 1997-08-15 Sony Corp 非接触カード用リーダ／ライタ
JP2002281750A (ja) * 2001-03-23 2002-09-27 Densei Lambda Kk スイッチング電源装置
JP2003070246A (ja) * 2001-08-24 2003-03-07 Nissan Motor Co Ltd Ｄｃｄｃコンバータ
JP2004348636A (ja) * 2003-05-26 2004-12-09 Mitsubishi Electric Corp 照合処理装置及び端末装置及びリーダライタ装置
JP2007234896A (ja) * 2006-03-01 2007-09-13 Toyota Motor Corp 信号伝達装置

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8077003B2 (en) 2009-03-19 2011-12-13 Tdk Corporation Coil component, transformer and switching power supply unit
JP2010278387A (ja) * 2009-06-01 2010-12-09 Mitsubishi Electric Corp 高耐圧平面トランス
JP2011181889A (ja) * 2010-02-04 2011-09-15 Mitsubishi Electric Corp 電源装置およびパワーモジュール
JP2012216784A (ja) * 2011-04-01 2012-11-08 Intel Corp 統合的な電力供給を容易にする結合インダクタ
JP2014143427A (ja) * 2014-03-05 2014-08-07 Renesas Electronics Corp 半導体装置
JP2017098334A (ja) * 2015-11-19 2017-06-01 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
WO2017203624A1 (ja) * 2016-05-25 2017-11-30 三菱電機株式会社 インテリジェントパワーモジュール
JPWO2017203624A1 (ja) * 2016-05-25 2018-07-19 三菱電機株式会社 インテリジェントパワーモジュール
US10651720B2 (en) 2016-05-25 2020-05-12 Mitsubishi Electric Corporation Intelligent power module

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Publication number Publication date
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