JP4439320B2 - アンテナ共用器の設計方法、アンテナ共用器の生産方法、分波器の設計方法、及び分波器の生産方法 - Google Patents

Description

本発明は、アンテナ共用器の設計方法、アンテナ共用器の生産方法、分波器の設計方法、及び分波器の生産方法に関する。

近年、移動体通信の発達に伴い、携帯電話等を始めとする移動体通信機器の小型化、高性能化の進展がますます要求されている。

この様なモバイル通信機器に用いられるアンテナ共用器１１００としては、図１８に示す様に、送信フィルタ１１０１と、受信フィルタ１１０２と、送信側及び受信側の位相を調整するための位相回路１１０３，１１０４と、アンテナ１１０５を接続するための接続点１１０６とを備える構成が一般的である。

従来のこの様なアンテナ共用器１１００は、送信側及び受信側のインピーダンスの整合を図るために、例えば、送信周波数帯においては、接続点１１０６から送信フィルタ１１０１側を見たときのインピーダンスが５０Ω近傍の値であり、且つ、受信フィルタ１１０２側を見たときのインピーダンスが出来るだけ無限大に近くなる様に設計するのが望ましいとされていた。受信周波数帯においても、これと同様の考え方により、接続点１１０６から受信フィルタ１１０２側を見たときのインピーダンスが５０Ω近傍の値であり、且つ、送信フィルタ１１０１側を見たときのインピーダンスが出来るだけ無限大に近くなる様にとの考え方で設計されている（例えば、特許文献１〜４参照。）。図１９は、上述したアンテナ共用器のインピーダンス特性の内、送信周波数帯における受信フィルタ１１０２側のインピーダンス（このインピーダンスを、本明細書では、「送信減衰帯域でのインピーダンス」と呼ぶ）と、受信周波数帯における送信フィルタ１１０１側のインピーダンス（このインピーダンスを、本明細書では、「受信減衰帯域でのインピーダンス」と呼ぶ）とを、符号１２０１を付してスミスチャート上に示した概略図である。これら送信減衰帯域及び受信減衰帯域でのインピーダンス１２０１（これを単に、減衰帯域でのインピーダンス１２０１と呼ぶ）は、同図において、スミスチャートの円周上の太い実線により示されている。

尚、この減衰帯域でのインピーダンス１２０１は、従来の設計方法において、インピーダンスを無限大にするという思想の基では理想的であると考えられていたものである。また、この太い実線が所定長さを有しているのは、送信及び受信の減衰帯域にそれぞれ周波数の幅があり、且つ、双方の特性が円周上で重複しているためである。

一方、上記従来例とは別の観点から、インピーダンス整合の適正化を図ろうとした従来例を図２０に示す。

同図に示す従来例では、受信フィルタ１１０２の送信減衰帯域でのインピーダンス１３０１の位相１３０１ａと、送信フィルタ１１０１の受信減衰帯域でのインピーダンス１３０２の位相１３０２ａが、スミスチャートの実軸１３０３を基準として上下対称となるように設計されている（例えば、非特許文献１参照。）。
特開２００２−１６４７１０号公報（図３等） 特開平６−３５０３０５号公報 特開平６−３５０３０６号公報 特開昭６２−１３６１０５号公報 岡田 貴浩、外２名、「１．９ＧＨｚ帯ＰＣＳ携帯電話用小形一体成形誘電体デュプレクサ」、１９９６年１１月７日、電子情報通信学会研究報告、信学技報ＣＰＭ９６−１０３、ｐ．５５−６０（図７、第３．２．３項等）

しかしながら、図１９で述べた従来例の構成のとき、現実にはインピーダンスは無限大に出来ないことや、減衰帯域の周波数には所定の幅があること等の理由により、通過帯域の全範囲において、充分な整合をとることは困難である。

この点について図２１（ａ）、図２１（ｂ）を用いて更に説明する。

ここで、図２１（ａ）において、送信フィルタの通過帯域の下限、中央、上限の各周波数（ｆ_T1＜ｆ_T0＜ｆ_T2）における各インピーダンスのスミスチャート上の位置を、符号Ｔ_fT1，Ｔ_fT0、Ｔ_fT2で示し、また、図２１（ｂ）において、受信フィルタの通過帯域の下限、中央、上限の各周波数（ｆ_R1＜ｆ_R0＜ｆ_R2）における各インピーダンスのスミスチャート上の位置を、符号Ｒ_fR1、Ｒ_fR0、Ｒ_fR2で示す。

これらの位置は、スミスチャートの中心近傍に来るように調整されていて、送信フィルタの受信減衰帯域１４０１での周波数ｆ_R0のインピーダンス（符号Ｔ_fR0を付した）、及び受信フィルタの送信減衰帯域１４０２での周波数ｆ_T0でのインピーダンス（符号Ｒ_fT0を付した）のそれぞれの位相が０度となる様に、位相回路が設計されているが、通過帯域、及び減衰帯域は、周波数の幅を持っており、各周波数におけるインピーダンスの位相は、それぞれ次の様になる。即ち、図２１（ａ）の送信フィルタにおいては、符号Ｔ_fR1を付した位置での位相が１０．６度、符号Ｔ_fR2を付した位置での位相が−１２．４度であり、図２１（ｂ）の受信フィルタにおいては、符号Ｒ_fT1を付した位置での位相が２２．８度、符号Ｒ_fT2を付した位置での位相が−１３．７度となり、上記減衰帯域１４０１での全ての位相及び、上記減衰帯域１４０２での全ての位相が、０度即ちオープン状態の位置にはならない。

また、図２０に示す従来例については、複数の周波数において、スミスチャート上でインピーダンスの位置が完全に対称となる様に設計することが困難である。

また、図１９、図２０ともに減衰帯域でのインピーダンスのみ考慮した設計であるので、複数の周波数において信号ロスが最小となる様に最適化されているか疑問である。

本発明は、上記従来のアンテナ共用器のこのような課題を考慮して、信号ロスを従来に比べてより一層低減出来得るアンテナ共用器の設計方法、アンテナ共用器の生産方法、分波器の設計方法、及び分波器の生産方法を提供することを目的とする。

第１の本発明は、（１）送信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる送信フィルタと、（２）アンテナから得た受信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる受信フィルタとを備えたアンテナ共用器の設計方法であって、
（ａ）前記アンテナを接続するためのアンテナ端子部から前記送信フィルタ側を見たときの、前記送信フィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、前記アンテナ端子部から前記受信フィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との関係、及び／又は、（ｂ）アンテナ端子部から前記受信フィルタ側を見たときの、前記受信フィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、前記アンテナ端子部から前記送信フィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との関係が、一定の基準を満たす様に前記アンテナ共用器の設計を行うアンテナ共用器の設計方法である。

また、第２の本発明は、送信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる送信フィルタと、
アンテナから得た受信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる受信フィルタとを備えたアンテナ共用器の生産方法であって、
（１）前記アンテナを接続するためのアンテナ端子部から前記送信フィルタ側を見たときの、前記送信フィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、前記アンテナ端子部から前記受信フィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との関係、及び／又は、（２）前記アンテナ端子部から前記受信フィルタ側を見たときの、前記受信フィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、前記アンテナ端子部から前記送信フィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との関係が、一定の基準を満たす様に前記アンテナ共用器の設計を行う設計工程と、
前記設計されたアンテナ共用器の組み立てを行う組み立て工程と、
を備えたアンテナ共用器の生産方法である。

また、第３の本発明は、（１）入力されてくる入力信号を一方と他方に分岐するための分岐手段と、（２）前記一方に分岐された信号の内、第１の通過帯域の信号を通過させる第１のフィルタと、（３）前記他方に分岐された信号の内、第２の通過帯域の信号を通過させる第２のフィルタとを備えた分波器の設計方法であって、
（ａ）前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの、前記第１のフィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との関係、及び／又は、（ｂ）前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの、前記第２のフィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との関係が、一定の基準を満たす様に前記分波器の設計を行う分波器の設計方法である。

また、第４の本発明は、（１）入力されてくる入力信号を一方と他方に分岐するための分岐手段と、（２）前記一方に分岐された信号の内、第１の通過帯域の信号を通過させる第１のフィルタと、（３）前記他方に分岐された信号の内、第２の通過帯域の信号を通過させる第２のフィルタとを備えた分波器の生産方法であって、
（ａ）前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの、前記第１のフィルタの前記通過帯域の所定周波数における第１の位相と、前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの前記所定周波数における第２の位相との関係、及び／又は、（ｂ）前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの、前記第２のフィルタの前記通過帯域の所定周波数における第３の位相と、前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの前記所定周波数における第４の位相との関係が、一定の基準を満たす様に前記分波器の設計を行う設計工程と、
前記設計された分波器の組み立てを行う組み立て工程と、
を備えた分波器の生産方法である。

以上述べたことから明らかなように、本発明によれば、信号ロスを従来に比べてより一層低減出来得るという長所を有する。

以下、本発明及び本発明に関連する発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明のアンテナ共用器の一実施の形態の構成を示す図であり、同図を参照しながら、本実施の形態のアンテナ共用器１００の構成を説明する。

尚、図１に示す構成において、図１８で示した構成と共通する部分には、同じ符号を付してその説明を省略し、ここでは、位相回路１０３，１０４を中心に説明する。

即ち、図１に示す様に、本実施の形態における位相回路１０３、１０４は、それぞれストリップ線路１０３Ｌ、１０４Ｌから構成されている。これらの位相回路１０３，１０４の各素子が、以下に述べる様に、従来と異なる設計方法により決定されている点に特徴があり、各素子の構成自体が従来と本質的に異なるものではない。

以下、上記アンテナ共用器１００の構成を実現するために必要な位相回路１０３，１０４を中心に本発明のアンテナ共用器の設計方法の一実施の形態について説明する。

本実施の形態の上記設計方法のポイントは、その根拠等の詳細は後述するが（図６等参照）、（１）接続点１１０６から送信フィルタ１１０１側を見たときの、送信フィルタ１１０１の通過帯域の所定周波数ｆ_Tにおけるインピーダンスの位相θＴ１（本明細書では、これを単に位相θＴ１と呼ぶ場合もある）と、接続点１１０６から受信フィルタ１１０２側を見たときの、送信減衰帯域の上記周波数Ｆ_Tにおけるインピーダンスの位相θＲ２（本明細書では、これを単に位相θＲ２と呼ぶ場合もある）との差の絶対値θ１（以下、単に位相差θ１と称す）に着目した点、及び、（２）接続点１１０６から受信フィルタ１１０２側を見たときの、受信フィルタ１１０２の通過帯域の所定周波数ｆ_Rにおけるインピーダンスの位相θＲ１（本明細書では、これを単に位相θＲ１と呼ぶ場合もある）と、接続点１１０６から送信フィルタ１１０１側を見たときの、受信減衰帯域の上記周波数ｆ_Rにおけるインピーダンスの位相θＴ２（本明細書では、これを単に位相θＴ２と呼ぶ場合もある）との差の絶対値θ２（以下、単に位相差θ２と称す）に着目した点にある。そして、この位相差θ１とθ２の少なくとも一方が、１００度以上で且つ１７０度以下の範囲、好ましくは１２０度〜１５０度の範囲に入る様に、位相回路１０３、１０４を設計することにより、フィルタの周波数帯の種類に関係無く、従来に比べて信号ロスを同等又は更に低減することが出来るというものである。

尚、本発明の第１の位相、第２の位相、第３の位相、及び第４の位相は、この記載の順番に、本実施の形態の位相θＴ１、位相θＲ２、位相θＲ１、及び位相θＴ２に対応する。また、本発明のアンテナ端子部は、本実施の形態の接続点１１０６に対応する。

先ずここでは、（Ａ）本発明のアンテナ共用器の設計方法が導き出された根拠を説明する前に、その理解を容易にするにあたり、便宜上図１のアンテナ共用器１００の構成を利用して、従来技術として述べた上記設計方法（図１９、図２０参照）に対する客観的な評価を独自の解析方法に基づいて行ったので、その内容を順次説明する。

その後、（Ｂ）本発明の上記設計方法を導き出すための根拠について説明し、次に、（Ｃ）本設計方法をまとめて説明し、更に（Ｄ）異なる周波数帯にも本設計方法が適用可能であることを検証し、最後に（Ｅ）本設計方法の適用について、フィルタの通過帯域の位相θＴ１の範囲の観点から説明する。

ここで再び、上記（Ａ）の説明に戻る。

即ち、接続点１１０６から送信フィルタ１１０１側を見たときの、送信フィルタ１１０１の通過帯域でのインピーダンスの位相θＴ１と、接続点１１０６から受信フィルタ１１０２側を見たときの送信減衰帯域でのインピーダンスの位相θＲ２との関係から、送信フィルタ１１０１で発生する信号ロス（送信ロスとも呼ぶ）が、どの様な特性を示すかを評価した。以下、これを評価内容（１）と呼ぶ。

また、接続点１１０６から受信フィルタ１１０２側を見たときの、受信フィルタ１１０２の通過帯域でのインピーダンスの位相θＲ１と、接続点１１０６から送信フィルタ１１０１側を見たときの、受信減衰帯域でのインピーダンスの位相θＴ２との関係から、受信フィルタ１１０２で発生する信号ロス（受信ロスとも呼ぶ）を、評価内容（１）と同様の方法により評価した。以下これを評価内容（２）と呼ぶ。

先ず、図２、図３を参照しながら、上記評価内容（１）について説明する。

図２は、位相θＴ１と、位相θＲ２とを説明するための図である。図３（ａ）〜図３（ｈ）は、これら各位相と信号ロスとの関係を表した図である。また、例えば、図３（ａ）は、位相θＴ１を０度に固定した状態で、位相θＲ２を変化させた場合における信号ロスの変化の様子を示している。図３（ｂ）〜（ｈ）についても、これと同様、位相θＴ１を４５度、９０度、１３５度、１８０度、−４５度、−９０度、−１３５度に固定した場合における信号ロスの変化の様子を示している。

ここで、位相θＴ１の上記各固定値は、送信フィルタ１１０１の通過帯域の中での所定の周波数に対応して得られる値である。また、位相θＲ２は、主としてストリップ線路１０４Ｌの長さ等を調整することにより変化させた。

図３（ａ）、図３（ｅ）に示した様に、位相θＴ１を０度、あるいは１８０度に固定した場合において、信号ロスが最小（図３（ａ）では、約１．２ｄＢ）となるのは、位相θＲ２が０度の時であることが分かる。一方、例えば図３（ｇ）に示す様に位相θＴ１を−９０度に固定した場合では、信号ロスが最小（図３（ｇ）では、約１ｄＢ）となるのは、位相θＲ２が約３０度の時であることが分かる。

以上のことから、送信フィルタ１１０１の通過帯域の全ての周波数で、信号ロスが最小となるのは、必ずしも受信フィルタ１１０２の送信減衰帯域でのインピーダンスの位相θＲ２が０度の時とは限らない。

このことから、図１９で述べた従来のアンテナ共用器１１００の設計思想は、例えば、送信周波数帯においては、「接続点１１０６から受信フィルタ１１０２側を見た場合のインピーダンスを無限大に近づける」こと、即ち、「受信フィルタ１１０２の送信減衰帯域でのインピーダンスの位相θＲ２を０度にする」ことであったが、これに関して、次のことが明らかになった。

即ち、送信フィルタの通過帯域に幅がある以上、その通過帯域でのインピーダンスの位相θＴ１もそれぞれ異なるので、ある周波数でのインピーダンスの位相θＲ２が０度になるように位相回路を設計したとしても、通過帯域での全ての周波数において常に送信ロスが最小となるとは限らないと言うことである。その点において従来の設計方法は、特定の周波数でしか信号ロスの最小化が図れないことが実証出来た。

また、このことから、本発明者は、アンテナ共用器の設計では、従来の様に受信フィルタの送信減衰帯域でのインピーダンスの位相θＲ２のみに着目するのではなく、送信フィルタの通過帯域でのインピーダンスの位相θＴ１をも考慮する必要があると考えた。

次に、図４，図５を参照しながら、上記評価内容（２）について説明する。

図４は、接続点１１０６から受信フィルタ１１０２側を見たときの、受信フィルタ１１０２の通過帯域でのインピーダンスの位相θＲ１と、接続点１１０６から送信フィルタ１１０１側を見たときの、受信減衰帯域でのインピーダンスの位相θＴ２とを説明するための図である。

図５（ａ）〜図５（ｈ）は、これら各位相と信号ロスとの関係を表した図である。例えば、図５（ａ）は、位相θＲ１を０度に固定した状態で、位相θＴ２を変化させた場合における信号ロスの変化の様子を示している。図５（ｂ）〜（ｈ）についても、これと同様、位相θＲ１を４５度、９０度、１３５度、１８０度、−４５度、−９０度、−１３５度に固定した場合における信号ロスの変化の様子を示している。

ここで、位相θＲ１の上記各固定値は、受信フィルタ１１０２の通過帯域での所定の周波数に対応して得られる値である。また、位相θＴ２は、主としてストリップ線路１０３Ｌの長さ等を調整することにより変化させた。

図５（ａ）、図５（ｅ）に示した様に、位相θＲ１を０度、あるいは１８０度に固定した場合において、信号ロスが最小（図５（ａ）では、約１．８ｄＢ）となるのは、位相θＴ２が０度の時であることが分かる。一方、例えば図５（ｇ）に示す様に位相θＲ１を−９０度に固定した場合では、信号ロスが最小（約１．７０ｄＢ）となるのは、位相θＴ２が約２５度の時であることが分かる。

以上のことから、図３の場合と同様、受信フィルタ１１０２の通過帯域の全ての周波数で、信号ロスが最小となるのは、必ずしも送信フィルタ１１０１の受信減衰帯域でのインピーダンスの位相θＴ２が０度の時とは限らない。

このことから、図３において述べたのと同様、受信フィルタの通過帯域に幅がある以上、その通過帯域でのインピーダンスの位相θＲ１もそれぞれ異なるので、ある周波数でのインピーダンスの位相θＴ２が０度になるように位相回路を設計したとしても、通過帯域での全ての周波数において常に受信ロスが最小となるとは限らず、その点において従来の設計方法は、最適な設計方法ではないことが実証出来た。

また、このことから、本発明者は、アンテナ共用器の設計では、従来の様に送信フィルタの受信減衰帯域でのインピーダンスの位相θＴ２のみに着目するのではなく、受信フィルタの通過帯域でのインピーダンスの位相θＲ１をも考慮する必要があると考えた。

（Ｂ）次に、本発明のアンテナ共用器の設計方法を導き出すための根拠について、図面を参照しながら具体的に説明する。

図６は、図２と図４とに示したそれぞれの位相を、一つのスミスチャート上に表した図である。図６に示した各位相の値は、スミスチャート上で反時計回りを正とし、時計回りを負とした。

尚、位相差θ１と、位相差θ２の定義は本実施の形態の冒頭で説明した通りである。これを数式で表すと次の通りである。

（数１）
θ１＝｜θＴ１−θＲ２｜
（数２）
θ２＝｜θＲ１−θＴ２｜
図７は、本発明のアンテナ共用器の設計方法の根拠を説明するための説明図である。ここでは、図７を得るために、便宜上、図１に示すアンテナ共用器１００を用いて説明する。

図７は、図１の位相回路１０４を調整することにより、上記位相θＲ２を６０度から−８０度まで順次変化させると同時に、位相回路１０３を調整することにより、上記位相θＴ２を−６０度から８０度まで順次変化させた場合の、各位相及び信号ロスの値を示す図である。

具体的には、図７のθＴＩ、θＲ１の各欄に、（１）各フィルタ１１０１，１１０２の通過帯域の所定周波数における位相θＴ１の値（同図において、θＴ_1,1〜θＴ_1,13）、及び位相θＲ１の値（同図において、θＲ_1,1〜θＲ_1,13）を示した。また、同図の送信ロス、受信ロスの各欄に、（２）送信フィルタ１１０１での信号ロスの値（同図において、ＬＴ₁〜ＬＴ₁₃）、及び受信フィルタ１１０２での信号ロスの値（同図において、ＬＲ₁〜ＬＲ₁₃）を示した。

また、図７に示す様に、中央行７０１を基準として、それより上側に示した行
では、位相θＴ２が図６において時計回りの方向に順次変化し、これと同時に位相θＲ２が反時計回りの方向に順次変化する様に、各位相回路１０３，１０４のストリップ線路１０３Ｌ，１０４Ｌ（図１参照）を各位相の変化毎に調整した。また、その調整は、位相θＴ２、θＲ２として示した位相角が、スミスチャート上の実軸を中心にして上下方向に対称となる様に行った。また、これと同様に、中央行７０１を基準として、それより下側の行では、位相θＴ２が反時計回りの方向に順次変化し、これと同時に位相θＲ２が時計回りの方向に順次変化する様に、各位相回路１０３，１０４を調整した。

更にまた、図７では、８００ＭＨｚ帯の送信フィルタ１１０１に入力される送信信号の周波数ｆ_Tを９４９ＭＨｚに固定し、且つ、受信フィルタ１１０２に入力される受信信号の周波数ｆ_Rを８１９ＭＨｚに固定した場合を示している。

尚、同図において、位相θＴ２の設定変更は、位相回路１０３の位相を調整することにより行うため、送信フィルタ１１０１の通過帯域の位相θＴ１の値にも当然に影響を及ぼすものである。また、これと同様の理由により、位相θＲ２の設定変更が、位相θＲ１の値にも影響する。

一例として図７の中央行７０１の記載内容について説明する。

同図において、中央行７０１は、位相θＴ２が０度となる様に、位相回路１０３を調整し、且つ、位相θＲ２が０度となる様に、位相回路１０４を調整した場合を示している。この場合の送信フィルタ１１０１での送信ロスはＬＴ₆＝１．１６ｄＢであり、受信フィルタ１１０２での受信ロスはＬＲ₆＝１．７０ｄＢであった。また、この場合の送信フィルタ１１０１の通過帯域の位相は、θＴ₁、₆＝６０．８度となり、受信フィルタ１１０２の通過帯域の位相は、θＲ₁、₆＝−１１２．８度であった。

従って、この場合の位相差θ１，θ２は、中央行７０１の各欄に対応した上記各位相の値を用いて、数１，２から位相差を次の様に求めることが出来る。

（数３）
θ１₆＝｜θＴ_1,6−０｜＝｜６０．８−０｜＝６０．８（度）
（数４）
θ２₆＝｜θＲ_1,6−０｜＝｜−１１２．８−０｜＝１１２．８（度）
図９（ａ）、図９（ｂ）は、図７に示す各位相から、上記数１，及び数２で示した関係に基づいて、上記の様に算出した位相差θ１及びθ２と、図７に示す信号ロスの関係を示した図である。

具体的には、図９（ａ）は、図７に示した送信ロス７０２（同図において、ＬＴ₃〜ＬＴ₁₃に対応するの値）の変化特性を、位相差θ１を基準として表した図であり、図９（ｂ）は、図７に示した受信ロス７０３（同図において、ＬＲ₁〜ＬＲ₁₂に対応するの値）の変化特性を、位相差θ２を基準として表した図である。尚、図９（ａ）において、数３で得られた位相差θ１₆とその時の送信ロスＬＴ₆により定まる点をＡ（θ１₆ , ＬＴ₆）として示した。又、図９（ｂ）において、数４で得られた位相差θ２₆とその時の受信ロスＬＲ₆により定まる点をＢ（θ２₆, ＬＲ₆）として示した。

ここで、送信ロス７０２とは、送信フィルタの信号ロスを意味し、受信ロス７０３とは、受信フィルタの信号ロスを意味している。また、同図において、比較のため、従来の設計方法を用いた場合に達成される送信ロス（１．１６ｄＢ）と、受信ロス（１．７０ｄＢ）の値を破線で示した。

図９（ａ）から、送信ロス７０２が最小となる位相差θ１の値は、約１４７度であることが分かり、その時の送信ロス７０２は約１ｄＢである。また、その時の位相θＴ１と、位相θＲ２は、図７に戻って見ると、前者はθＴ_1,10度（同図において符号７０６を付した）近傍であり、後者は−４０度（同図において符号７０７を付した）近傍であることが分かる。

従って、図１のアンテナ共用器１００の送信ロス７０２の最小化に関して言えば、送信フィルタ１１０１に入力される送信信号の周波数ｆ_Tを９４９ＭＨｚに固定し、且つ、受信フィルタ１１０２に入力される受信信号の周波数ｆ_Rを８１９ＭＨｚに固定した場合においては、次の通りである。

即ち、位相差θ１がほぼ１４７度になるように、位相回路１０３，１０４を設計すれば良い。具体的には、上述した位相θＴ_1,10度（図７において符号７０６を付した）に対応した位相θＴ２が４０度（図７において符号７０８を付した）近傍であり、且つ、位相θＲ２が−４０度近傍となる様に、位相回路１０３，１０４のストリップ線路１０３Ｌ，１０４Ｌの長さ、幅、厚みを決定することにより、送信フィルタ１１０１の送信ロス７０２を最小化することが出来るものである。

この場合の送信ロス７０２の最小値は、ほぼ１．０ｄＢである。これに対して、図７で説明した位相θＴ２、及び位相θＲ２をともに０度に設定した場合（同図において、符号７０１を付した行を参照）、即ち、図１９で述べた従来の設計方法を適用した場合に得られる送信ロス（１．１６ｄＢ）に比べて、信号ロスがより一層低減されている。

更に、図９（ａ）によれば、位相差θ１を破線より下側の領域即ち、６０度〜１９５度の範囲に入る様に、位相回路１０３，１０４を調整すれば、上記従来の設計方法による信号ロスの最小レベルと同等あるいはそれ以下に出来ることが分かる。

一方、図９（ｂ）から、受信ロス７０３が最小となる位相差θ２の値は、約１５０度であり、その時の受信ロス７０３は約１．６７ｄＢ（図７において、符号７１０を付した）であることが分かる。また、その時の位相θＴ２と、θＲ１は、図７に戻って見ると、前者は２０度（同図において、符号７１１を付した）近傍であり、後者はθＲ_1,8度（同図において、符号７１２を付した）近傍であることが分かる。

従って、図１のアンテナ共用器１００の受信ロス７０３の最小化に関して言えば、上記と同様、各周波数ｆ_T、及びｆ_Rをそれぞれ９４９ＭＨｚ、８１９ＭＨｚに固定した場合においては、位相差θ２がほぼ１５０度になるように、位相回路１０３，１０４を設計すれば良い。

具体的には、上記位相θＴ２が２０度（図７において符号７１１を付した）近傍であり、且つ、位相θＲ_1,8度（図７において符号７１２を付した）に対応した位相θＲ２が−２０度（同図において符号７１３を付した）近傍となる様に、位相回路１０３，１０４のストリップ線路１０３Ｌ，１０４Ｌの長さ、幅、厚みを決定することにより、受信フィルタ１１０２の受信ロス７０３を最小化することが出来るものである。

この場合の受信ロス７０３の最小値は、ほぼ１．６７ｄＢである。これに対して、図７で説明した位相θＴ２、及び位相θＲ２をともに０度に設定した場合（同図において、符号７０１を付した行を参照）、即ち図１９で述べた従来の設計方法を適用した場合に得られる受信ロス（１．７０ｄＢ）に比べて、信号ロスがより一層低減されている。

更に、図９（ｂ）によれば、上記と同様に、位相差θ２を破線より下側の領域、即ち１００度〜１７０度の範囲に入る様に、位相回路１０３，１０４を調整すれば、上記従来の設計方法による信号ロスの最小レベルと同等あるいはそれ以下に出来ることが分かる。

尚、上記各周波数ｆ_T、及びｆ_Rがそれぞれ９４９ＭＨｚ、８１９ＭＨｚである場合に限って信号ロスが最小になりさえすれば良い様な場合においては、送信ロス７０２，及び受信ロス７０３の双方を同時に低減するためには、上述した内容をふまえて、位相θＴ２が約３０度、且つ位相θＲ２が約−３０度（このとき、位相差θ１は約１３０度、位相差θ２は約１７０度である）となる様に、位相回路１０３，１０４の回路構成を決定すれば良い。しかし、通常は、フィルタの通過周波数帯域の全ての周波数に対して、信号ロスを最小化することが望ましいので、それに関しては、後述する。

上述した様に、位相差θ１、θ２に着目し、これを基準として信号ロスを評価することにより、図１９で述べた従来の設計方法に比べて同等又はより一層、信号ロスを低減することが可能となる。

ここで、各周波数ｆ_T、及びｆ_Rをそれぞれ９４９ＭＨｚ、８１９ＭＨｚに固定した上述の例に限って言えば、位相θＴ２が３０度近傍であり、且つ、位相θＲ２が−３０度近傍となる様に、位相回路１０３，１０４の回路構成を決定する点において、図２０で述べた従来の設計方法と結果的には同じであると言える。ここで、上記従来の設計方法とは、接続点１１０６から受信フィルタ１１０２側を見たときの受信フィルタ１１０２の送信減衰帯域のインピーダンスの位相と、接続点１１０６から送信フィルタ１１０１側を見たときの送信フィルタ１１０１の受信減衰帯域のインピーダンスの位相とが、ある特定の周波数において、スミスチャートの実軸１３０３を基準として上下対称の関係となるように、位相回路を設計する方法である。

しかし、図２０で述べた従来の設計方法と、本実施の形態で述べる設計方法とは、既に説明した通り、本実施の形態の場合は、位相差θ１，θ２という概念を導入して、これに基づいて、信号ロスを評価する点において、上記従来の設計方法と全く相違する。

しかも、以下に説明する様に、本実施の形態における設計方法は、フィルタの通過周波数帯域における全部又は一部の周波数に対して適用可能であるという特徴を有する。

更に、位相差に着目した本設計方法は、フィルタの通過周波数帯の違いに関わらず、全てのフィルタに関して共通に適用出来る点も大きな特徴である。

以下、図１のアンテナ共用器１００の構成を、図７での説明と同様に用いて、フィルタに入力されてくる信号の周波数のみを変えた場合について、図８、図１０（ａ）、図１０（ｂ），図１１を参照しながら更に説明する。

図８は、送信フィルタ１１０１に入力される送信信号の周波数ｆ_Tを９４０ＭＨｚに固定し、且つ、受信フィルタ１１０２に入力される受信信号の周波数ｆ_Rを８１０ＭＨｚに固定した場合における、上記図７に対応する図である。

図８において、例えば、符号８０１を付した行は、図７の符号７０１を付した行に対応している。

また、図８において、図中の表示位置から見て図７と相互に対応する各行により特定される位相回路の構成は、図７の場合と同じである。また、図８にのみ着目した場合、各行に対応するアンテナ共用器１００の回路構成は、行毎に異なるものである点は、図７の場合と同じである。

具体的には、図８に示す各位相の値は、通過帯域の周波数ｆ_T、ｆ_Rのみを上述した通りの値に変えた上で、位相回路１０３，１０４は、図７で述べたものをそのまま用いることにより得られた値である。従って、例えば、図８の中央行８０１の各位相の値は、上述した通り、図７の中央行７０１の各位相の値と対応関係を有しているが、具体的な値としては両者は相違する。例えば、図７の中央行７０１の位相θＴ２＝０度、位相θＲ２＝０度に対応する図８の中央行８０１の位相θＴ２は、１０．６度（同図において、符号８０４を付した）であり、位相θＲ２は、２２．８度（同図において、符号８０５を付した）である。

また、図７の場合と同様に、図８における、θＴ１、θＲ１の各欄には、位相θＴ１の値（同図において、θ’Ｔ_1,1〜θ’Ｔ_1,13）、及び位相θＲ１の値（同図において、θ’Ｒ_1,1〜θ’Ｒ_1,13）を示した。また、同図の送信ロス、受信ロスの各欄には、送信ロスの値（同図において、Ｌ’Ｔ₁〜Ｌ’Ｔ₁₃）、及び受信ロスの値（同図において、Ｌ’Ｒ₁〜Ｌ’Ｒ₁₃）を示した。

図７で説明した回路構成と同一であっても、フィルタに入力されてくる信号の周波数が異なることにより、各位相の値は異なり、従って、信号ロスに関しても異なる値を示す。

図１０（ａ）、図１０（ｂ）は、図８に示す各位相から、上記数１，及び数２で示した関係に基づいて算出した位相差θ１及びθ２と、図８に示す信号ロスとの関係を示した図である。

この場合の送信ロス８０２の最小値（図１０（ａ）参照）は、位相差θ１が約１５７度における約１．１ｄＢ（図８において符号８０６を付した送信ロスＬ’Ｔ₁₁に対応している）であり、受信ロス８０３の最小値（図１０（ｂ）参照）は、位相差θ２が約１２６度における約１．９ｄＢ（図８において符号８０７を付した受信ロスＬ’Ｒ₈に対応している）である。これら送信ロス８０２、受信ロス８０３の何れもが、従来の設計方法により得られる、図８の中央行８０１に示された送信ロスのＬ’Ｔ₆＝１．３９ｄＢ、受信ロスのＬ’Ｒ₆＝１．９７ｄＢに比べてより一層低減されている。

また、図１０（ａ）によれば、位相差θ１を破線より下側の領域即ち、５０度〜２３０度の範囲に入る様に、位相回路１０３，１０４を調整すれば、上記従来の設計方法による送信ロスの最小レベルと同等あるいはそれ以下に出来ることが分かる。

また、同様に、図１０（ｂ）によれば、位相差θ２を破線より下側の領域即ち、１００度〜１７０度の範囲に入る様に、位相回路１０３，１０４を調整すれば、上記従来の設計方法による受信ロスの最小レベルと同等あるいはそれ以下に出来ることが分かる。

従って、図１のアンテナ共用器１００の送信ロス８０２の最小化に関して言えば、次の通りである。

即ち、上記と同様、各周波数ｆ_T、及びｆ_Rをそれぞれ９４０ＭＨｚ、８１０ＭＨｚに固定した場合においては、θ’Ｔ_1,11度（図８において、符号８０８を付した）に対応した位相θＴ２が６０度（同図において、符号８０９を付した）近傍であり、且つ、位相θＲ２が−２７度（同図において、符号８１０を付した）近傍となる様に、位相回路１０３，１０４を構成すれば良い。

一方、受信ロス８０３の最小化に関して言えば、上記と同様に、上記位相θＴ２が３０度（図８において、符号８１１を付した）近傍であり、且つ、位相θＲ２が３度（同図において、符号８１２を付した）近傍となる様に、位相回路１０３，１０４を構成すれば良い。

以上のことから、図８で述べた送信ロス８０２，受信ロス８０３に関しては、位相θＴ２と位相θＲ２との関係が図６に示すスミスチャートの実軸を基準として上下対称の関係とならない場合において、最小値が得られることが分かる。この様に、本発明の設計方法によれば、図２０で述べた従来の設計方法では得られない効果を発揮するものである。

図１１は、送信フィルタ１１０１に入力される送信信号の周波数ｆ_Tを９５８ＭＨｚに固定し、且つ、受信フィルタ１１０２に入力される受信信号の周波数ｆ_Rを８２８ＭＨｚに固定した場合における、送信ロスと、位相差θ１との関係を示す図である。

図１１によれば、位相差θ１を破線より下側の領域即ち、６０度〜２２０度の範囲に入る様に、位相回路１０３，１０４を調整すれば、上記従来の設計方法による信号ロスの最小レベルと同等あるいはそれ以下に出来ることが分かる。また、同図により、送信ロス９０２の最小値は、位相差θ１が約１５０度における約０．７８ｄＢである。

以上述べたことから、通過帯域の全てを考慮した場合の、図１に示す位相回路１０３，１０４の設計に用いる設計基準について述べる。

先ず、通過帯域が９４０ＭＨｚ〜９５８ＭＨｚである送信フィルタの送信ロスの低減に関する設計基準は、上記通過帯域の中心（図９（ａ）参照）、下限（図１０（ａ）参照）、上限（図１１参照）の各周波数について示した位相差θ１の許容範囲の共通範囲に着目することにより、次の様に導き出せる。

即ち、位相差θ１が６０度〜１９５度の範囲に入る様に、位相回路１０３，１０４を設計することにより、上記通過帯域の全ての周波数において送信ロスを従来の値以下に出来るアンテナ共用器１００を提供することが出来る。

一方、受信フィルタの受信ロスの低減に関する設計基準は、上記と同様に、各周波数について示した位相差θ２の許容範囲の共通範囲に着目することにより、１００度〜１７０度として導き出せる。

従って、位相差θ２が１００〜１７０度の範囲に入る様に、位相回路１０３，１０４を設計することにより、上記通過帯域の全ての周波数において受信ロスを従来の値以下に出来るアンテナ共用器１００を提供することが出来る。

（Ｃ）以上述べたことから、本実施の形態のアンテナ共用器の設計方法は、次の様にまとめることが出来る。

即ち、位相差θ１及び／又はθ２に着目して、位相差θ１及び／又はθ２が、所定の範囲に含まれるように、位相回路１０３，１０４を設計するというものである。ここで、位相差θ１，θ２の定義は、上述した通りである。

具体的には、上記の様に８００ＭＨｚ帯のフィルタを用いる場合、双方の位相差に着目して、位相差θ１及びθ２が、１００度以上で、且つ１７０度以下の範囲に入るように、位相回路１０３，１０４を設計する。

また、好ましくは、位相差θ１及びθ２が、１２０度以上で、且つ１５０度以下の範囲に入るように、位相回路１０３，１０４を設計する。

この様にして設計されたアンテナ共用器１００によれば、８００ＭＨｚ帯のフィルタの通過帯域の全ての周波数に対して、信号ロスが従来に比べてより一層低減出来るという効果を発揮する。

（Ｄ）次に、これまで述べてきた、位相差に着目した本設計方法が、１．５ＧＨｚ帯のフィルタを用いたアンテナ共用器の設計にも適用出来ることを検証する。

図１２（ａ）は、１４４１ＭＨｚでの送信フィルタの送信ロスと位相差θ１との関係を示す図であり、図１２（ｂ）は、１４８９ＭＨｚでの受信フィルタの受信ロスと位相差θ２との関係を示す図である。

これらの図から明らかなように、それぞれの信号ロスが最小となるのは、位相差θ１が約１２０度、位相差θ２が約１５０度の時であり、これらの値を中心にして双方の信号ロスが最小化傾向にあることが分かる。そして、これら信号ロスが最小になる位相差の値は、共に、上述した８００ＭＨｚ帯のフィルタに適用した設計基準の位相差の範囲（１００度〜１７０度）に含まれている。

従って、位相差に着目した上記設計方法は、１．５ＧＨｚ帯の場合にも適用可能であることが検証できた。

尚、図７〜図１１で説明した８００ＭＨｚ帯のフィルタに関する位相差の設計基準は、１００度〜１７０度に設定した。これに対して、１．５ＧＨｚ帯のフィルタに関する位相差の設計基準は、上述したことから、１２０度〜１５０度の範囲に設定出来る。

従って、フィルタの周波数帯に関わらず、同一の設計基準を使用出来る様にするというメリットを得るためには、位相差の設計基準を１２０度以上で且つ１５０度以下の範囲に設定すれば良い。

（Ｅ）ここまでは、例えば、図７で述べた様に、中央行７０１に示す位相θＴ２、θＲ２を基準として、位相θＴ２、θＲ２をスミスチャート上で±１０度、又は±２０度刻みで変化させた場合に定まる位相θＴ１、θＲ１等に基づいて、位相差に着目した設計基準を導き出すまでの説明を行った。

しかし、位相θＴ１の値によっては、上述した位相差の設計基準の範囲が適用出来ない場合があるので、以下に、その点について説明する。

図１３（ａ）〜図１３（ｈ）は、図３（ａ）〜図３（ｈ）で示した位相と送信ロスの関係を、横軸を位相差θ１（即ち、θＴ１−θＲ２）に置き換えて表した図である。尚、ここでは説明の都合上、上記定義と異なり絶対値をとらない値を位相差と呼ぶが、この値の絶対値をとれば上記定義の位相差と同じ概念のものとなる。

これらの図面は、同一のアルファベットを付したもの同士（例えば、図１３（ａ）と図３（ａ））が対応している。

例えば、図１３（ａ）に示す送信ロスの特性から、送信ロスを低減できる位相差θ１の範囲は、０度の時を中心とした一定の範囲である。しかし、この一定の範囲は、上記（Ｃ）で述べた本設計方法における設計基準（１００度〜１７０度）と全く異なる範囲である。

これに対して、例えば、図１３（ｃ）、（ｄ）、（ｇ）及び（ｈ）に示す場合は、位相差θ１が上記設計基準内の１３５度（又は、−１３５度）近辺において、送信ロスが、図１３（ａ）に示す最小値（約１．２ｄＢ）に比べてより低い値となっている。

また、図１３（ｅ）の場合は、位相差θ１が１８０度近辺において、送信ロスが、図１３（ａ）に示す最小値（約１．２ｄＢ）に比べてより低い値となっている。即ち、図１３（ｅ）は、位相θＴ１が１８０度の位置にあれば、他方の位相θＲ２が必ず０度、即ちオープン状態となる場合に、ロスが最小値を示すことを意味している。この点について、図１３（ａ）と比較すると、減衰帯域での位相θＲ２の値としては、何れの場合も０度であるが、通過帯域でのある周波数におけるインピーダンスの位相θＴ１が、０度（図１３（ａ））ではなく１８０度（図１３（ｅ））である方が、送信ロスがより低減出来ることを示している。

以上のことから、上記（Ｃ）で述べた設計基準（１００度〜１７０度）をそのまま適用することにより、本発明のアンテナ共用器を帯域内の複数の周波数について低ロス化するためには、位相θＴ１は、９０度〜２７０度の範囲に含まれていることが必要である。ここで、θＴ１＝２７０（度）は、図１３（ｇ）のθＴ１＝−９０（度）に対応する。

尚、通過帯域内の複数の周波数の内、ある特定の周波数において、θＴ１が１８０度であった場合は、その特定の周波数については、上記設計基準の代わりに、位相差θ１＝０（度）の基準を採用しても勿論良い。

位相差θ２（即ち、θＲ１−θＴ２）に関しても、上記と同様のことが言え、上記（Ｃ）で述べた設計基準（１００度〜１７０度）がそのまま適用出来る位相θＲ１の許容範囲は、ほぼ９０度〜２７０度となる。

以上述べたことから、フィルタは、複数の周波数、即ち通過帯域の帯域幅を持っている。従って、フィルタの通過周波数帯域における全部又は一部の周波数において信号ロスが小さくなる様に設計するには、送信フィルタの通過帯域の位相θＴ１が９０度〜２７０度の範囲において、位相差θ１が１００度〜１７０度の範囲、好ましくは、１２０度〜１５０度の範囲に含まれる様に設定すれば良い。

また、受信フィルタの通過帯域の位相θＲ１に関しても、上記と全く同様のことが言え、位相θＲ１が９０度〜２７０度の範囲において、位相差θ２が１００度〜１７０度の範囲、好ましくは、１２０度〜１５０度の範囲に含まれる様に設定すれば良い。

（実施の形態２）
図１６は、本発明の分波器の一実施の形態の構成を示す図であり、同図を参照しながら、本実施の形態の分波器４００の構成を説明する。

図１６に示す様に、本実施の形態の分波器４００は、入力信号４０１を一方と他方に分岐するための分岐点４０２と、上記一方に分岐された信号の内、第１の通過帯域の信号を通過させる第１フィルタ４０３と、上記他方に分岐された信号の内、第２の通過帯域の信号を通過させる第２フィルタ４０４を備えている。また、分波器４００は、分岐点４０２と第１フィルタ４０３との間に設けられ、第１フィルタ４０３の位相を調整する位相回路４０５と、分岐点４０２と第２フィルタ４０４との間に設けられ、第２フィルタ４０４の位相を調整する位相回路４０６とを備えている。尚、第１処理回路４０７は、第１フィルタ４０３からの出力信号を処理する回路であり、第２処理回路４０８は、第２フィルタ４０４からの出力信号を処理する回路である。

ここで、本実施の形態の分波器４００と図１に示すアンテナ共用器１００の構成との相違点は、分波器４００の信号４０１の流れが、図１の場合とは異なり、一方向に限られている点であり、位相回路やフィルタなどの各部の構成は基本的には同じである。

尚、本発明の位相回路手段は、位相回路４０５及び位相回路４０６に対応する。又、本発明の分岐手段は、分岐点４０２に対応する。

次に、上記分波器４００の構成を実現するために必要な位相回路４０５，４０６を中心に本発明の分波器の設計方法の一実施の形態について説明する。

即ち、（１）分岐点４０２から第１フィルタ４０３側を見たときの、第１フィルタ４０３の通過帯域の所定周波数ｆ_Tにおけるインピーダンスの第１の位相（上記位相θＴ１に対応）と、分岐点４０２から第２フィルタ４０４側を見たときの、送信減衰帯域の上記所定周波数ｆ_Tにおけるインピーダンスの第２の位相（上記位相θＲ２に対応）との差の絶対値である位相差θ１（以下、単に位相差θ１と称す）、及び（２）分岐点４０２から第２フィルタ４０４側を見たときの、第２フィルタ４０４の通過帯域の所定周波数ｆ_Rにおけるインピーダンスの第３の位相（上記位相θＲ１に対応）と、分岐点４０２から第１フィルタ４０３側を見たときの、受信減衰帯域の上記所定周波数ｆ_Rにおけるインピーダンスの第４の位相（上記位相θＴ２に対応）との差の絶対値である位相差θ２（以下、単に位相差θ２と称す）が、１００度以上で且つ１７０度以下、好ましくは１２０度〜１５０度の範囲に含まれる様に、位相回路４０５，４０６を設計する。

この様な設計方法を用いる根拠は、実施の形態１で説明した内容と同じであるので、ここではその説明を省略する。

上記設計方法により設計された回路構成により、実施の形態１と同様の理由から、分波器４００は、第１フィルタ４０３，第２フィルタ４０４の信号ロスを共に低減出来るという上記実施の形態の場合と同様の効果が得られる。

以上の様に、本実施の形態の上記設計方法のポイントは、実施の形態１で述べた内容と同様、（１）上記第１の位相と上記第２の位相との位相差θ１に着目した点、及び、（２）上記第３の位相と上記第４の位相との位相差θ２に着目した点にある。

そして、この位相差θ１とθ２の少なくとも一方が、１００度以上で且つ１７０度以下、好ましくは、１２０度〜１５０度の範囲に入る様に、位相回路４０５，４０６を設計することにより、フィルタの通過帯域の全部又は一部の周波数に対して、従来に比べて信号ロスを同等又は更に低減することが出来るというものである。

尚、フィルタの通過周波数帯の違いに関わらず、位相差に着目した本設計方法が適用出来ることは、既に述べた通りである。

また、第１の位相の値によっては、上述した位相差の設計基準の範囲が適用出来ない場合がある点については、実施の形態１の項目（Ｅ）で述べた内容と同じであるので、ここでの説明は省略する。

（実施の形態３）
図１７は、本発明の通信装置の一実施の形態の構成を示す図であり、同図を参
照しながら、本実施の形態の通信装置５００の構成を説明する。

図１７に示す様に、本実施の形態の通信装置５００は、上記実施の形態１で述べたアンテナ共用器１００（図１参照）をそのまま用いた構成であり、同一のものには同じ符号を付した。尚、送信回路５０１は、送信信号を処理し、送信フィルタ１１０１に出力する回路である。また、受信回路５０２は、受信フィルタ１１０２から出力された信号を処理し出力する回路である。

本実施の形態の通信装置５００のアンテナ共用器１００の設計方法については、上記実施の形態１で述べた内容がそのまま適用出来るので、ここでの説明は省略する。

以上説明したことから明らかな様に、本実施の形態の通信装置５００は、従来に比べてより一層、信号ロスを低減することが出来るという効果を発揮する。

尚、上記実施の形態では、位相回路をストリップ線路などの分布定数素子を用いて構成した場合について説明したが、これに限らず例えば、インダクタやコンデンサなどの集中定数素子を用いて構成しても良いし、その他の構成でも良い。

また、本発明の位相回路手段として、上記実施の形態では、送信フィルタ側と、受信フィルタ側の両方にそれぞれ位相回路を設けた場合について説明したが、これに限らず例えば、何れか一方のみでも良いし、また、結果的に何れのフィルタ側にも位相回路を設けない構成となる場合もあり得る。要するに、接続点又は分岐点から各フィルタ側を見たときの所定の周波数におけるインピーダンスの位相の関係が、上述した実施の形態に示す設計基準を満たしておりさえすれば良い。

従って、本発明の位相回路手段が、例えば、送信フィルタ側と受信フィルタ側の何れか一方に、又は接続点（例えば、後述する図１４の接続点１１０６参照）において構成された一つの位相回路として実現された場合でも、位相差θ１及び位相差θ２が共に上記設計基準の範囲に含まれる様に設定され得る。

また、位相回路が何れか一方のみの構成でも良い場合がある理由は、次の通りである。例えば、送信フィルタ１１０１側の位相回路１０３（図１参照）を調整した場合、上記位相θＴ１（即ち、接続点から送信フィルタ側を見たときの、送信フィルタの通過帯域のある周波数におけるインピーダンスの位相）のみならず、上記位相θＴ２（即ち、接続点から送信フィルタ側を見たときの、受信減衰帯域のある周波数におけるインピーダンスの位相）にも影響を与えることは、既に述べた通りである。一方、位相θＴ２は、位相差θ２を決める一要素である。これらのことから、位相回路１０３のみを調整することにより、位相差θ１及びθ２が共に上記設計基準の範囲に含まれる場合がある。この点については、位相回路１０４に関しても、上記と全く同様である。

また、上記実施の形態では、本発明のアンテナ共用器の設計方法の一実施の形態として、帯域全体として信号ロスが低減出来る位相回路の設計方法を中心に説明したが、これに限らず例えば、既にアンテナ共用器が存在している場合に、信号ロスの低減の観点から、最適な設計がなされているか否かを評価する方法としても、本発明のアンテナ共用器の設計方法が適用出来る。

ここで、信号ロスの低減の観点から、最適な設計がなされているか否かを評価する方法として本発明のアンテナ共用器の設計方法を、接続点１１０６にインダクタ素子２０１Ｌが接続されて構成された位相回路２０１が既に存在しているアンテナ共用器２００（図１４参照）に適用する場合について更に説明する。

即ち、この場合、図１４のインダクタ素子２０１Ｌを図１５に示す様な等価回路（３０１，３０２）に置き換えることにより、図１５の位相回路３０１，３０２に基づいて、本発明のアンテナ共用器の設計方法を適用することが出来る。これにより、アンテナ共用器２００の評価が可能となる。尚、ここで、図１４のインダクタ素子２０１ＬのインダクタンスＬと、図１５のインダクタ素子３０１ＬのインダクタンスＬ１及びインダクタ素子３０２ＬのインダクタンスＬ２との関係は、次式で表せる。

（数５）
１／Ｌ＝１／Ｌ１＋１／Ｌ２
また、本発明のアンテナ共用器の設計方法は、アンテナ共用器の生産方法としても適用出来る。この場合の生産方法は、具体的には、送信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる送信フィルタと、アンテナから得た受信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる受信フィルタとを備えたアンテナ共用器の生産方法であって、（１）上記アンテナを接続するためのアンテナ端子部から上記送信フィルタ側を見た場合の、上記送信フィルタの上記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、上記アンテナ端子部から上記受信フィルタ側を見た場合の上記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との関係が、及び／又は、（２）上記アンテナ端子部から上記受信フィルタを見た場合の、上記受信フィルタの上記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、上記アンテナ端子部から上記送信フィルタ側を見た場合の上記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との関係が、一定の基準を満たす様に上記アンテナ共用器の設計を行う設計工程と、上記設計されたアンテナ共用器の組み立てを行う組み立て工程と、を備えたものである。更に、この場合、上記アンテナ共用器は、（３）上記アンテナ端子部と上記送信フィルタとの間に設けられた、上記送信フィルタの位相を調整するための、及び／又は、（４）上記アンテナ端子部と上記受信フィルタとの間に設けられた、上記受信フィルタの位相を調整するための、位相回路手段を備えた構成でも良い。上記設計工程では、上記実施の形態で述べたものと同様の設計方法を使用して、一旦、アンテナ共用器の回路設計が完了した後は、その設計仕様に基づいて、生産部門において、回路組み立て作業等を通常の工程に基づいて行うものである。これにより、信号ロスの少ないアンテナ共用器を生産することが出来る。

また、本発明の分波器の設計方法は、分波器の生産方法としても適用出来る。

この場合の生産方法は、具体的には、（１）入力されてくる入力信号を一方と他方に分岐するための分岐手段と、（２）上記一方に分岐された信号の内、第１の通過帯域の信号を通過させる第１のフィルタと、（３）上記他方に分岐された信号の内、第２の通過帯域の信号を通過させる第２のフィルタとを備えた分波器の生産方法であって、
（ａ）上記分岐手段から上記第１のフィルタ側を見た場合の上記第１のフィルタの上記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、上記分岐手段から上記第２のフィルタ側を見た場合の上記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との関係が、及び／又は、（ｂ）上記分岐手段から上記第２のフィルタ側を見た場合の上記第２のフィルタの上記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、上記分岐手段から上記第１のフィルタ側を見た場合の上記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との関係が、一定の基準を満たす様に上記分波器の設計を行う設計工程と、
上記設計された分波器の組み立てを行う組み立て工程と、を備えたものである。更に、この場合、分波器は、（１）上記分岐手段と上記第１のフィルタとの間に設けられた、上記第１のフィルタの位相を調整するための、及び／又は、（２）上記分岐手段と上記第２のフィルタとの間に設けられた、上記第２のフィルタの位相を調整するための、位相回路手段を備えていても良い。

また、アンテナ共用器、アンテナ共用器の設計方法、及びアンテナ共用器の生産方法について述べた変形例は、全て、上記分波器に関する本発明の変形例としても同様に適用可能であることは言うまでもない。

また、上記実施の形態では、送信フィルタの通過帯域の位相θＴ１、又は、受信フィルタの通過帯域の位相θＲ１が、９０度〜２７０度の範囲にある場合に、本発明の設計方法を適用することを中心に説明した。これに対して、送信フィルタ又は受信フィルタの何れか一つのフィルタに着目した場合、通過帯域は所定の幅を有しているため、帯域内のある周波数の範囲では、上述した位相θＴ１又はθＲ１が、９０度〜２７０度の範囲に含まれるが、帯域内の他の周波数では、０度〜９０度、又は２７０度〜３６０度の範囲に含まれる場合が考えられる。この様な場合は、前者の周波数の範囲では、上記位相差に着目した本発明の設計方法を適用し、且つ、後者の周波数の範囲では、送信減衰帯域の位相θＲ２又は、受信減衰帯域の位相θＴ２を０度（オープン状態）に近づける様に設計する構成としても良い。この場合、フィルタの通過帯域の位相が９０度〜２７０度においては、上述した本発明の特有の効果が得られ、また、位相が０度〜９０度又は２７０度〜３６０度においては、少なくとも従来と同等のレベルまで信号ロスの低減を図ることが出来るものである。

次に、上記実施の形態で述べた送信フィルタ及び、受信フィルタの具体的構成例として、薄膜共振器（ＦＢＡＲ）を用いたタイプと、弾性表面波デバイス（ＳＡＷデバイス）を用いたタイプについて更に説明する。

先ず最初に、上記実施の形態の、送信フィルタ１１０１と受信フィルタ１１０２の何れか一方又は双方が、所定の基板上に形成された薄膜共振器２００１を用いたフィルタである場合について図２２、図２３を参照しながら述べる。

図２２は、薄膜共振器２００１の構造を説明するための模式断面図である。
図２２に示す様に、薄膜共振器２００１は、上部電極２０１０，圧電体層２０１２，及び下部電極２０１４を備えた共振部２０２０と，その共振部２０２０が設けられた基板２０１６と、下部電極２０１４の下部であって基板２０１６に形成されたキャビティ２０１８とにより構成されている。

この様に構成された薄膜共振器２００１を用いたフィルタ構成としては、次の２つのタイプがある。

第１のタイプは、同一の基板２０１６上で複数の薄膜共振器２００１ａ，２００１ｂ同士を梯子型に接続（図２３参照）、あるいは直列及び／又は並列に組み合わせて接続する構成を含むフィルタである。ここで、図２３は、梯子型フィルタの電気回路図である。尚、上記フィルタは、一つの共振器を直列共振器又は並列共振器として用いる構成としても良い。

第２のタイプは、複数の薄膜共振器を近接配置してモード結合を利用するフィルタである。

薄膜共振器２００１はＱ値が高いため、受信又は送信フィルタ１１０１，１１０２をこの様に構成することで、より高性能なアンテナ共用器を実現できる。具体的には、信号ロスが小さくなる、急峻な減衰特性が実現できるなどの効果を発揮する。

尚、キャビティ２０１８は、共振部により発生するエネルギーを閉じ込める役割を有しているが、この構成に限らず例えば、音響ミラーなどの反射要素となり得る構成であればよい。

又、上部電極２０１０の上や、下部電極２０１４の下にパッシベーション層、支持層等を付加した構成でもよく、バルク波共振器として動作すればよい。

又、共振部２０２０の形状（「形状」には「膜厚」の意味も含める）や個数などは、要求されるフィルタ特性により最適に設計される。又、圧電体層２０１２，上部電極、２０１０及び下部電極２０１４の材料は、要求されるフィルタ特性により最適に設計される。

又、基板２０１６は、ＳｉやＧａＡｓなどの半導体基板を用いるのが好ましい。この場合、基板２０１６に半導体デバイス（図示省略）を作成し、薄膜共振器を用いたフィルタと接続することにより、半導体デバイスとの複合化が可能となる。又、音響ミラーを用いる場合には、ミラー層の一部を金属層として、半導体デバイスとの配線、あるいはインダクタやキャパシタに利用することも出来る。

次に、上記実施の形態の、送信フィルタ１１０１又は受信フィルタ１１０２が、圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極を含む弾性表面波フィルタであるである場合について図２４、図２５を参照しながら述べる。

図２４は、弾性表面波フィルタ３００１の構造を説明するための模式図である。

図２４に示す様に、弾性表面波フィルタ３００１は、圧電基板３０１０上に形成された、第１〜第３のＩＤＴ電極３０１２ａ〜３０１２ｃと第１、第２の反射器電極３０１４ａ，ｂ、入力端子３０１６、及び出力端子３０１８とにより構成されている。弾性表面波フィルタ３００１は、圧電基板３０１０上で近接配置されたＩＤＴ電極３０１２ａ〜３０１２ｃ同士の結合を利用した縦モード型フィルタである。

尚、送信フィルタ１１０１又は受信フィルタ１１０２を実現する一例を図２４のフィルタ構成により説明したが、これとは別の例として、複数の弾性表面波共振器４００１（図２５参照）同士を梯子型に接続（図２３参照）、あるいは直列及び／又は並列に組み合わせて接続する構成としても良い。又、上記フィルタは、一つの共振器を直列共振器又は並列共振器として用いる構成としても良い。図２５に示す様に、弾性表面波共振器４００１は、圧電基板４０１０上に形成されたＩＤＴ電極４０１２を含み、その両側に反射器電極４０１４ａ，４０１４ｂを配置した構成である。

又、圧電体に限らず、誘電体を用いたフィルタ構成でもよい。

上記実施の形態における図３、５、図４〜図１３，及び図２１での説明は、送信フィルタ１１０１と受信フィルタ１１０２との双方にＳＡＷフィルタを用いた例である。

尚、上記例では、送信フィルタ及び／又は受信フィルタとして薄膜共振器や、弾性表面波デバイスを用いた場合を中心に述べたが、これに限らず例えば、図１６に示す分波器４００の第１フィルタ４０３及び／又は第２フィルタ４０４としてもこれら薄膜共振器や、弾性表面波デバイスを同様に適用できる。

この場合の分波器の一例としては、入力されてくる入力信号を一方と他方に分岐するための分岐手段と、
前記一方に分岐された信号の内、第１の通過帯域の信号を通過させる第１のフィルタと、
前記他方に分岐された信号の内、第２の通過帯域の信号を通過させる第２のフィルタとを備え、
（１）前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの、前記第１のフィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との差の絶対値θ１、及び／又は、（２）前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの、前記第２のフィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との差の絶対値θ２が、１００度以上で１７０度以下の範囲に含まれる分波器であって、前記第１のフィルタ及び／又は前記第２のフィルタが、基板上に形成された薄膜共振器を用いたフィルタである分波器である。又、上記分波器のフィルタは、前記基板上で近接配置された薄膜共振器同士の結合を利用したフィルタであってもよい。又、上記分波器のフィルタは、前記薄膜共振器同士を梯子型に接続（図２３参照）、あるいは直列及び／又は並列に組み合わせて接続する構成を含むフィルタであってもよい。又、上記フィルタは、一つの共振器を直列共振器又は並列共振器として用いる構成としても良い。

又、上記分波器の第１のフィルタ及び／又は第２のフィルタが、圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極を含む弾性表面波フィルタであっても良い。

又、上記分波器の弾性表面波フィルタは、前記圧電基板上で近接配置された前記ＩＤＴ電極同士の結合を利用した縦モード型フィルタであっても良い。

又、上記分波器の弾性表面波フィルタは、前記ＩＤＴ電極を含む弾性表面波共振器同士を梯子型に接続（図２３参照）、あるいは直列及び／又は並列に組み合わせて接続する構成を含むフィルタであっても良い。又、上記フィルタは、一つの共振器を直列共振器又は並列共振器として用いる構成としても良い。
以上述べたように、本発明に関連する発明は以下の通りである。
送信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる送信フィルタと、
アンテナから得た受信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる受信フィルタとを備え、
（１）前記アンテナを接続するためのアンテナ端子部から前記送信フィルタ側を見たときの、前記送信フィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、前記アンテナ端子部から前記受信フィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との差の絶対値θ１、及び／又は、（２）前記アンテナ端子部から前記受信フィルタ側を見たときの、前記受信フィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、前記アンテナ端子部から前記送信フィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との差の絶対値θ２が、１００度以上で１７０度以下の範囲に含まれるアンテナ共用器である。
また、（１）前記アンテナ端子部と前記送信フィルタとの間に設けられた、前記送信フィルタの位相を調整するための、及び／又は、（２）前記アンテナ端子部と前記受信フィルタとの間に設けられた、前記受信フィルタの位相を調整するための、位相回路手段を備えた上記アンテナ共用器である。
又、入力されてくる入力信号を一方と他方に分岐するための分岐手段と、
前記一方に分岐された信号の内、第１の通過帯域の信号を通過させる第１のフィルタと、
前記他方に分岐された信号の内、第２の通過帯域の信号を通過させる第２のフィルタとを備え、
（１）前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの、前記第１のフィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との差の絶対値θ１、及び／又は、（２）前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの、前記第２のフィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との差の絶対値θ２が、１００度以上で１７０度以下の範囲に含まれる分波器である。
又、アンテナと、
前記アンテナに接続された上記アンテナ共用器と、
前記アンテナ共用器の送信側に接続された送信回路と、
前記アンテナ共用器の受信側に接続された受信回路と、
を備えた通信装置である。

本発明に係るアンテナ共用器の設計方法、アンテナ共用器の生産方法、分波器の設計方法、及び分波器の生産方法は、信号ロスを従来に比べてより一層低減出来得るという長所を有し、アンテナ共用器やその設計方法等として有用である。

本発明の実施の形態１におけるアンテナ共用器の構成図 実施の形態１における送信フィルタの通過帯域の位相θＴ１と、受信フィルタ側の送信減衰帯域の位相θＲ２とを説明するための図 （ａ）〜（ｈ）：位相θＴ１をそれぞれの値に固定した場合における、図２に示した各位相と信号ロスの関係を表した図 実施の形態１における受信フィルタの通過帯域の位相θＲ１と、送信フィルタ側の受信減衰帯域の位相θＴ２とを説明するための図 （ａ）〜（ｈ）：位相θＲ１をそれぞれの値に固定した場合における、図４に示した各位相と信号ロスの関係を表した図 図２と図４とに示したそれぞれの位相を、一つのスミスチャート上に同時に表した図 実施の形態１において、送信フィルタ、受信フィルタに入力される各信号の周波数をそれぞれ９４９ＭＨｚ、８１９ＭＨｚに固定して、位相θＲ２と、θＴ２とをそれぞれ変化させた場合の、各フィルタの通過帯域の位相θＴ１、θＲ１の変化と、送信ロス及び受信ロスとを示した図 実施の形態１において、送信フィルタ、受信フィルタに入力される各信号の周波数をそれぞれ９４０ＭＨｚ、８１０ＭＨｚに固定した場合の図７に対応する図 （ａ）：図７で述べた送信ロスと、位相差θ１との関係を表した図 （ｂ）：図７で述べた受信ロスと、位相差θ２との関係を表した図 （ａ）：図８で述べた送信ロスと、位相差θ１との関係を表した図 （ｂ）：図８で述べた受信ロスと、位相差θ２との関係を表した図 図９で述べた送信ロスと、位相差θ１との関係を表した図 （ａ）：１４４１ＭＨｚでの送信フィルタの送信ロスと位相差θ１との関係を示す図 （ｂ）：１４８９ＭＨｚでの受信フィルタの受信ロスと位相差θ２との関係を示す図 （ａ）〜（ｈ）：図３（ａ）〜図３（ｈ）で示した位相と送信ロスの関係を、横軸を位相差θ１（即ち、θＴ１−θＲ２）に置き換えて表した図 図１で示した本発明のアンテナ共用器の構成の変形例を示す図 図１４に示すアンテナ共用器の等価回路の図 本発明の実施の形態２における分波器の構成図 本発明の実施の形態３における通信装置の構成図 従来のアンテナ共用器の構成図 従来のアンテナ共用器のインピーダンス特性の内、受信フィルタ側の送信減衰帯域のインピーダンスの位相特性と、送信フィルタ側の受信減衰帯域のインピーダンスの位相特性とを、スミスチャート上に示した概略図 図１９のインピーダンス整合とは別の観点から、インピーダンス整合の適正化を図ろうとした従来例を説明するための図 （ａ）：図１９で示す従来例において、接続点から送信フィルタ側を見た時のインピーダンス特性を示すスミスチャート （ｂ）：図１９で示す従来例において、接続点から受信フィルタ側を見た時のインピーダンス特性を示すスミスチャート 薄膜共振器の構造を説明するための模式断面図 梯子型フィルタの電気回路図 弾性表面波フィルタの構造を説明するための模式図 弾性表面波共振器の構造を説明するための模式図

符号の説明

１００ アンテナ共用器
１０３、１０４ 位相回路
１０３Ｌ、１０４Ｌ ストリップ線路
４００ 分波器
５００ 通信装置
１１０１ 送信フィルタ
１１０２ 受信フィルタ
１１０５ アンテナ
１１０６ 接続点
２００１ 薄膜共振器
２０１０ 上部電極
２０１２ 圧電体層
２０１４ 下部電極
２０１６ 基板
２０１８ キャビティ
３００１ 弾性表面波フィルタ
３０１０ 圧電基板
３０１２ａ 第１のＩＤＴ電極
３０１２ｂ 第２のＩＤＴ電極
３０１２ｃ 第３のＩＤＴ電極

Claims (18)

1. （１）送信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる送信フィルタと、（２）アンテナから得た受信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる受信フィルタとを備えたアンテナ共用器の設計方法であって、
   （ａ）前記アンテナを接続するためのアンテナ端子部から前記送信フィルタ側を見たときの、前記送信フィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、前記アンテナ端子部から前記受信フィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との関係、及び／又は、（ｂ）アンテナ端子部から前記受信フィルタ側を見たときの、前記受信フィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、前記アンテナ端子部から前記送信フィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との関係が、一定の基準を満たす様に前記アンテナ共用器の設計を行うアンテナ共用器の設計方法。
2. 前記アンテナ共用器は、（１）前記アンテナ端子部と前記送信フィルタとの間に設けられた、前記送信フィルタの位相を調整するための、及び／又は、（２）前記アンテナ端子部と前記受信フィルタとの間に設けられた、前記受信フィルタの位相を調整するための、位相回路手段を備えた請求項１記載のアンテナ共用器の設計方法。
3. 前記関係が前記一定の基準を満たす様に前記アンテナ共用器の設計を行うとは、（１）前記第１の位相と、前記第２の位相との差の絶対値θ１、及び／又は、（２）前記第３の位相と、前記第４の位相との差の絶対値θ２が、所定範囲に含まれる様に前記位相回路手段を設計することである請求項２記載のアンテナ共用器の設計方法。
4. 前記所定範囲とは、１００度以上で１７０度以下の範囲である請求項３記載のアンテナ共用器の設計方法。
5. 前記送信フィルタ又は前記受信フィルタが、基板上に形成された薄膜共振器を用いたフィルタである請求項１記載のアンテナ共用器の設計方法。
6. 前記フィルタは、前記基板上で近接配置された薄膜共振器同士の結合を利用したフィルタである請求項５記載のアンテナ共用器の設計方法。
7. 前記フィルタは、前記薄膜共振器同士が接続された構成を含むフィルタである請求項５記載のアンテナ共用器の設計方法。
8. 前記送信フィルタ又は前記受信フィルタが、圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極を含む弾性表面波フィルタである請求項１記載のアンテナ共用器の設計方法。
9. 前記弾性表面波フィルタは、前記圧電基板上で近接配置された前記ＩＤＴ電極同士の結合を利用した縦モード型フィルタである請求項８記載のアンテナ共用器の設計方法。
10. 前記弾性表面波フィルタは、前記ＩＤＴ電極を含む弾性表面波共振器同士が接続された構成を含むフィルタである請求項８記載のアンテナ共用器の設計方法。
11. 送信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる送信フィルタと、
    アンテナから得た受信信号を受けて所定の通過帯域の信号を通過させる受信フィルタとを備えたアンテナ共用器の生産方法であって、
    （１）前記アンテナを接続するためのアンテナ端子部から前記送信フィルタ側を見たときの、前記送信フィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、前記アンテナ端子部から前記受信フィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との関係、及び／又は、（２）前記アンテナ端子部から前記受信フィルタ側を見たときの、前記受信フィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、前記アンテナ端子部から前記送信フィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との関係が、一定の基準を満たす様に前記アンテナ共用器の設計を行う設計工程と、
    前記設計されたアンテナ共用器の組み立てを行う組み立て工程と、
    を備えたアンテナ共用器の生産方法。
12. 前記アンテナ共用器は、（１）前記アンテナ端子部と前記送信フィルタとの間に設けられた、前記送信フィルタの位相を調整するための、及び／又は、（２）前記アンテナ端子部と前記受信フィルタとの間に設けられた、前記受信フィルタの位相を調整するための、位相回路手段を備えた請求項１１記載のアンテナ共用器の生産方法。
13. 前記送信フィルタ又は前記受信フィルタが、基板上に形成された薄膜共振器を用いたフィルタである請求項１１記載のアンテナ共用器の生産方法。
14. 前記送信フィルタ又は前記受信フィルタが、圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極を含む弾性表面波フィルタである請求項１１記載のアンテナ共用器の生産方法。
15. （１）入力されてくる入力信号を一方と他方に分岐するための分岐手段と、（２）前記一方に分岐された信号の内、第１の通過帯域の信号を通過させる第１のフィルタと、（３）前記他方に分岐された信号の内、第２の通過帯域の信号を通過させる第２のフィルタとを備えた分波器の設計方法であって、
    （ａ）前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの、前記第１のフィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第１の位相と、前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第２の位相との関係、及び／又は、（ｂ）前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの、前記第２のフィルタの前記通過帯域の所定周波数におけるインピーダンスの第３の位相と、前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの前記所定周波数におけるインピーダンスの第４の位相との関係が、一定の基準を満たす様に前記分波器の設計を行う分波器の設計方法。
16. （１）前記分岐手段と前記第１のフィルタとの間に設けられた、前記第１のフィルタの位相を調整するための、及び／又は、（２）前記分岐手段と前記第２のフィルタとの間に設けられた、前記第２のフィルタの位相を調整するための、位相回路手段を備えた請求項１５記載の分波器の設計方法。
17. （１）入力されてくる入力信号を一方と他方に分岐するための分岐手段と、（２）前記一方に分岐された信号の内、第１の通過帯域の信号を通過させる第１のフィルタと、（３）前記他方に分岐された信号の内、第２の通過帯域の信号を通過させる第２のフィルタとを備えた分波器の生産方法であって、
    （ａ）前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの、前記第１のフィルタの前記通過帯域の所定周波数における第１の位相と、前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの前記所定周波数における第２の位相との関係、及び／又は、（ｂ）前記分岐手段から前記第２のフィルタ側を見たときの、前記第２のフィルタの前記通過帯域の所定周波数における第３の位相と、前記分岐手段から前記第１のフィルタ側を見たときの前記所定周波数における第４の位相との関係が、一定の基準を満たす様に前記分波器の設計を行う設計工程と、
    前記設計された分波器の組み立てを行う組み立て工程と、
    を備えた分波器の生産方法。
18. 前記分波器は、（１）前記分岐手段と前記第１のフィルタとの間に設けられた、前記第１のフィルタの位相を調整するための、及び／又は、（２）前記分岐手段と前記第２のフィルタとの間に設けられた、前記第２のフィルタの位相を調整するための、位相回路手段を備えた請求項１７記載の分波器の生産方法。

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