CN213213434U - 天线装置 - Google Patents

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CN213213434U CN201990000547.8U CN201990000547U CN213213434U CN 213213434 U CN213213434 U CN 213213434U CN 201990000547 U CN201990000547 U CN 201990000547U CN 213213434 U CN213213434 U CN 213213434U
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小林英晃
石塚健一
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Murata Manufacturing Co Ltd
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Abstract

天线装置具备：天线元件；开关，在天线元件侧连接公共端子；和第1信号路径和第2信号路径，分别设置于开关的第1输入输出端子与第1通信电路和第2通信电路之间，第1信号路径具备高频电路和移相器，高频电路的从天线元件侧观察的第2频带中的阻抗为开路或短路，移相器包括：第1端口，连接于开关侧；第2端口，连接于高频电路侧；第1线圈，连接于第1端口与接地之间；第2线圈，相对于第1线圈以耦合系数小于1而磁场耦合，连接于第2端口与接地之间；和电容器，设置于第1端口与第2端口之间，在第1和第2输入输出端子一同连接于公共端子的开关的状态下，移相器进行移相，使得从公共端子观察第1信号路径的第2频带中的阻抗成为开路。

Description

天线装置
技术领域
本实用新型涉及为了应对载波聚合而将不同的2个频带的信号路径经由开关一同与天线连接的天线装置。
背景技术
在专利文献1中，示出了为了应对载波聚合而具备使1个公共端子和多个输入输出端子一同连接的(能够同时连接的)开关电路、和分别设置在与不同的频带对应的信号路径的匹配电路的高频模块。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2017-98632号公报
实用新型内容
实用新型要解决的课题
用于进行载波聚合的开关同时连接不限于如专利文献1所示的高频模块内，也可以考虑通过开关将高频模块彼此连接的情况。在通过开关将高频模块彼此连接的情况下，即使以各个模块单体而对滤波器电路进行调整，也存在信号路径的移相作用造成不良影响的情况。即，如果从开关的公共端子包含信号路径地观察高频模块的阻抗不是开路而是成为短路，则存在信号经由开关的公共端子流入到该高频模块的担忧。在这样的高频模块间的隔离度恶化的状态下，产生信号的干扰、衰减等问题。
因此，本实用新型的目的在于，提供抑制在开关的同时连接状态下的经由公共端子的信号的流入，从而消除了信号的干扰、衰减等问题的天线装置。
用于解决课题的手段
(1)作为本公开的一个例子的天线装置具备：天线元件，对第1频带的信号和频带与第1频带不同的第2频带的信号进行处理；开关，在天线元件侧连接公共端子；第1信号路径，设置于开关的第1输入输出端子与第1通信电路之间；和第2信号路径，设置于开关的第2输入输出端子与第2通信电路之间。
而且，第1信号路径具备高频电路和移相器，
高频电路的从天线元件侧观察的第2频带中的阻抗为开路或短路，
移相器包括：第1端口，连接于开关侧；第2端口，连接于高频电路侧；第1线圈，连接于第1端口与接地之间；第2线圈，相对于第1线圈以耦合系数小于1而磁场耦合，连接于第2端口与接地之间；和电容器，设置于第1端口与第2端口之间，
在连接公共端子和第1输入输出端子，并且连接公共端子和第2输入输出端子的开关的状态下，该移相器进行移相，使得从公共端子观察第1 信号路径的第2频带中的阻抗成为开路。
根据上述结构，从开关的公共端子观察第1信号路径的、第2频带中的阻抗成为开路，经由第2信号路径而向开关的第2输入输出端子输入输出的信号难以受到第1信号路径中的上述高频电路的影响。
(2)在本公开的一个例子中，所述移相器的电容器包括：寄生电容，形成于第1线圈与第2线圈之间。根据该结构，外设的电容器变得不需要，或能够由低电容的电容器构成。
(3)在本公开的一个例子中，优选的是，在将反射系数的实数部为正且虚数部为正的区域表示为史密斯圆图的第1象限，并且将反射系数的实数部为正且虚数部为负的区域表示为史密斯圆图的第4象限时，在第2 频带中，在公共端子与高频电路之间的往返的相位变化量是从公共端子观察第1信号路径的反射系数在史密斯圆图上位于第1象限或第4象限的相位变化量。由此，在第2频带中，从公共端子观察的第1信号路径的阻抗看起来高，经由第2信号路径而向开关的第2输入输出端子输入输出的信号难以受到第1信号路径中的上述高频电路的影响。
(4)在本公开的一个例子中，优选的是，在第2频带中，在公共端子与高频电路之间的往返的相位变化量是从公共端子观察第1信号路径的阻抗成为100Ω以上的相位变化量。由此，在第2频带中，从公共端子观察的第1信号路径的阻抗看起来高，经由第2信号路径而向开关的第2输入输出端子输入输出的信号难以受到第1信号路径中的上述高频电路的影响。
实用新型效果
根据本实用新型，在开关的同时连接状态下的、经由开关的公共端子的信号的流入得到抑制，能够获得消除了信号的干扰、衰减等问题的天线装置。
附图说明
图1(A)是示出本实用新型的一个实施方式涉及的天线装置101的结构的框图。图1(B)是示出比较例的天线装置的结构的框图。
图2是示出第1信号路径Path1中的功率放大器模块3的插入损耗的频率特性(IL1)和第2信号路径Path2中的前端模块5的插入损耗的频率特性(IL2)的图。
图3(A)、图3(B)、图3(C)是示出移相器4的作用的图。
图4(A)、图4(B)、图4(C)是示出移相器4的作用的另外的图。
图5是移相器4的电路图。
图6是将变压器部分区分为理想变压器和寄生电感器分量而表示的移相器4的等效电路图。
图7是示出移相器4内的移相量的频率特性和利用LC滤波器电路的移相器的移相量的频率特性的图。
图8是移相器4的外观立体图。
图9是示出移相器4的内部的构造的立体图。
图10(A)是穿过图9中的移相器4的中心的Y-Z面处的剖视图。图 10(B)是穿过图9中的移相器4的中心的X-Z面处的剖视图。
图11是示出分别形成于多个绝缘性基材的导体图案的俯视图。
图12(A)、图12(B)是将从天线元件1观察功率放大器模块3的、反射信号的相位角的范围以及该相位角与阻抗的关系表示在史密斯圆图上的图。
具体实施方式
图1(A)是示出本实用新型的一实施方式涉及的天线装置101的结构的框图。图1(B)是示出比较例的天线装置的结构的框图。
图1(A)所示的天线装置101具备天线元件1、开关2、RFIC10、11、第1信号路径Path1和第2信号路径Path2。在第1信号路径Path1存在功率放大器模块3和移相器4。此外，在第2信号路径Path2存在前端模块5。
天线元件1对第1频带的信号和频带与该第1频带不同的第2频带的信号进行处理。即，至少对第1频带和第2频带的信号进行送波或受波。第1频带例如是700MHz～1000MHz的频带，第2频带例如是 1700MHz～2100MHz的频带。
开关2具有公共端子COM和多个输入输出端子S1～S4，公共端子 COM连接于天线元件1侧。该开关2是为了载波聚合而能够将多个输入输出端子一同连接于公共端子COM的高频开关。
第1信号路径Path1是开关2的第1输入输出端子S1与RFIC10之间的信号路径。此外，第2信号路径Path2是开关2的第2输入输出端子S2 与RFIC11之间的信号路径。
功率放大器模块3包括对第1频带的信号进行功率放大的功率放大器 PA、对发送信号和接收信号进行分波的双工器DUP等。该功率放大器模块3的相位被确定为使得第2频带中的阻抗从天线元件1侧观察(不是从功率放大器模块3的RFIC10侧的输入输出部，而是从天线元件1侧的输入输出部观察)为开路或短路。该功率放大器模块3是本实用新型涉及的“高频电路”的一个例子。在此，所谓上述“开路”，是阻抗比50Ω高的状态。优选的是，75Ω以上的状态。更优选的是，100Ω以上的状态。此外，所述上述“短路”，是阻抗为20Ω以下的状态。
在此，将上述“开路”和“短路”的状态示出于图12(A)、图12(B)。图12(A)、图12(B)是将反射信号的相位角的范围以及该相位角与上述阻抗的关系表示在史密斯圆图上的图。在图12(A)、图12(B)中，角度的值是将电阻(阻抗的实部)设为0时的各电抗(阻抗的虚部)中的角度。
如上述那样，所谓从天线元件1侧的输入输出部观察的阻抗为“开路”的状态，是阻抗比50Ω高的状态(反射信号的相位角为±90°的范围)，优选的是，阻抗比75Ω高的状态(反射信号的相位角为±53°的范围)，更优选的是，阻抗比100Ω高的状态(反射信号的相位角为±53°的范围)。此外，所谓从天线元件1侧的输入输出部观察的阻抗为“短路”的状态，是阻抗比20Ω低的状态(反射信号的相位角为+136°～+180°、-136°～-180°的范围)。
前端模块(FEM)5包括针对第2频带的发送信号以及接收信号的滤波器等。该前端模块5的相位被确定为使得第1频带中的阻抗从天线元件 1侧观察为开路。
RFIC10、11是分别对第1频带的通信信号和第2频带的通信信号进行信号处理的电路。该RFIC10、11分别是本实用新型涉及的“第1通信电路”、“第2通信电路”的一个例子。另外，进行第1频带的通信信号的信号处理的第1通信电路和进行第2频带的通信信号的信号处理的第2通信电路也可以由单一的通信电路构成。
移相器4的移相量被确定为使得从开关2的公共端子COM观察第1 信号路径Path1的阻抗在第2频带中成为开路。在从天线元件1侧观察功率放大器模块3的、第2频带中的阻抗为短路的情况下，第2频带的信号通过功率放大器模块3而全反射。在该情况下，移相器4的移相量被确定为使得在公共端子COM与功率放大器模块3之间的往返的相位变化量成为大约180度。
图1(B)所示的作为说明用的比较例的天线装置是没有图1(A)所示的天线装置101的移相器4的天线装置。相位被确定为使得从天线元件 1侧观察图1(B)所示的功率放大器模块3，第2频带中的阻抗为开路。然而，在开关2的公共端子COM与功率放大器模块3之间的信号传播路径中产生信号传播延迟，且产生与其相应的相位延迟。因此，从开关2的公共端子COM观察第1信号路径Path1的第2频带中的阻抗不再是开路。因此，在图1(B)中，如果从前端模块5输出上行链路信号(UL信号)，则上行链路信号(UL信号)从公共端子COM向第1信号路径Path1流入。其结果是，从天线元件1辐射的功率下降。此外，还产生功率放大器模块 3由于上述流入的高频功率而被损坏的担忧。
相对于此，根据图1(A)所示的本实施方式的天线装置101，由于从开关2的公共端子COM观察第1信号路径Path1的阻抗为开路，因而上行链路信号(UL信号)从开关2的公共端子COM向第1信号路径Path1 流入的功率被充分地抑制。
图2是示出第1信号路径Path1中的功率放大器模块3的插入损耗的频率特性(IL1)、和第2信号路径Path2中的前端模块5的插入损耗的频率特性(IL2)的图。在图2中，分别将第1频带(700MHz～1000MHz) 的通过频带的中心频率用Fo表示，将比通过频带低的频率用FL表示，将比通过频带高的频率用FH表示。
图3(A)、图3(B)、图3(C)是示出上述移相器4的作用的图。图 3(A)、图3(B)、图3(C)中的FL、Fo、FH分别与图2所示的FL、 Fo、FH对应。
图3(A)是将从天线元件1侧观察功率放大器模块3的阻抗在史密斯圆图上作为轨迹而表示的图。在该例子中，在第1频带(通过频带)中与标准阻抗(50Ω)匹配。在比通过频带低的频率、比通过频带高的频率下，阻抗为开路(高阻抗)。在图3(A)中，由点图案示出的扇形的范围示出了阻抗视为高阻抗的角度范围即53°至-53°的范围。该范围如果由阻抗表示则是100Ω以上的范围。换言之，由于即使相位从开路的状态起在±53°的范围内旋转，也处于高阻抗的状态，因而几乎能够视为“开路”。
图3(B)是在图1(B)中将从开关2的公共端子COM观察的第1 信号路径Path1的阻抗在史密斯圆图上作为轨迹而表示的图。如上述那样，在开关2的公共端子COM与功率放大器模块3之间的信号传播路径中产生信号传播延迟，并产生与其相应的相位延迟。
图3(C)是在图1(A)中将从开关2的公共端子COM观察的第1 信号路径Path1的阻抗在史密斯圆图上作为轨迹而表示的图。如上述那样，移相器4进行移相，使得从开关2的公共端子COM观察第1信号路径Path1 的阻抗成为开路。其结果是，从开关2的公共端子COM观察第1信号路径Path1的第2频带中的阻抗成为开路(高阻抗)。
在该条件下，在公共端子COM与功率放大器模块3之间(经由移相器)的往返的相位变化量为360度(0度)。但是，该相位变化量不限于 360度，也可以是360±90度(270度以上且450度以下)。即，该相位变化量是从开关2的公共端子COM观察第1信号路径Path1的第2频带中的阻抗变得比50Ω高的相位变化量。优选的是，成为75Ω以上的相位变化量。此外，更优选的是，成为100Ω以上的相位变化量。在图3(C)中，从开关2的公共端子COM观察第1信号路径Path1的第2频带中的阻抗落入上述100Ω以上的范围。即成为能够视为开路(高阻抗)的状态。
图4(A)、图4(B)、图4(C)是示出上述移相器4的作用的另外的图。图4(A)、图4(B)、图4(C)中的FL、Fo、FH分别与图2所示的 FL、Fo、FH对应。
图4(A)是将从天线元件1侧观察功率放大器模块3的阻抗在史密斯圆图上作为轨迹而表示的图。在该例子中，在第1频带(通过频带)中与标准阻抗(50Ω)匹配。在比第1频带低的频率、比通过频带高的频率下，阻抗为短路(低阻抗)。在图4(A)中，由点图案示出的扇形的范围示出了阻抗视为低阻抗的角度范围即136°至-136°的范围。该范围如果由阻抗表示则是20Ω以下的范围。换言之，由于即使相位从短路的状态起在±44°(180°-136°＝44°)的范围内旋转，也处于低阻抗的状态，因而几乎能够视为“短路”。
图4(B)是在图1(B)中将从开关2的公共端子COM观察的第1 信号路径Path1的阻抗在史密斯圆图上作为轨迹而表示的图。如上述那样，在开关2的公共端子COM与功率放大器模块3之间的信号传播路径中产生信号传播延迟，并产生与其相应的相位延迟。在该例子中，相位延迟量比图3(B)所示的例子大。
图4(C)是在图1(A)中将从开关2的公共端子COM观察的第1 信号路径Path1的阻抗在史密斯圆图上作为轨迹而表示的图。如上述那样，移相器4进行移相，使得从开关2的公共端子COM观察第1信号路径Path1 的阻抗成为开路。其结果是，从开关2的公共端子COM观察第1信号路径Path1的第2频带中的阻抗成为开路。
在该条件下，在公共端子COM与功率放大器模块3之间(经由移相器)的往返的相位变化量为180度。但是，该相位变化量不限于180度，也可以是180±90度(90度以上且270度以下)。即，该相位变化量是从开关2的公共端子COM观察第1信号路径Path1的第2频带中的阻抗变得比50Ω高的相位变化量。优选的是，成为75Ω以上的相位变化量。此外，更优选的是，成为100Ω以上的相位变化量。在图4(C)中，从开关 2的公共端子COM观察第1信号路径Path1的第2频带中的阻抗落入上述 100Ω以上的范围。即成为能够视为开路(高阻抗)的状态。
图5是移相器4的电路图。图6是将变压器部分区分为理想变压器和寄生电感分量而表示的移相器4的等效电路图。
如图5所示，移相器4包括第1线圈L1、第2线圈L2和电容器C。第1线圈L1连接于第1端口P1与接地之间，第2线圈L2连接于第2端口P2与接地之间。变压器T包括第1线圈L1和第2线圈L2。电容器C 设置于第1端口P1与第2端口P2之间。这样，通过第1端口P1与第2 端口P2之间的电容器C，使第1端口P1与第2端口P2之间的移相量比 180度小。在没有电容器C的状态下，由于理想的是基于变压器T的移相量为大约180度，因而通过电容器C，使移相器4的移相量向前推移而接近相位90度。即，移相器4的第1端口P1～第2端口P2间的移相量由于产生穿过电容器C的电流路径而变得比180度小，因而通过该电容器C 的电容的设定，将移相器4的移相量确定为给定值。另外，实际上第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k小于1，基于变压器T的移相量为90 度以上且180度以下。即使是该范围的相位，电容器C也能够使移相器4的移相量接近90度或给定的移相量。
如图6所示，如果将利用第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数小于 1的变压器T用包括耦合系数为1的理想变压器IT的等效电路图表示，则由该理想变压器IT、初级侧漏电感Le1、次级侧漏电感Le2和励磁电感M 表示。初级侧漏电感Le1的电感相当于L1(1-k)，次级侧漏电感Le2的电感相当于L2(1-k)，励磁电感M的电感相当于kL1。
虽然移相器4的阻抗由于上述变压器T的寄生电感分量(Le1、Le2、 M)而从规定值(例如50Ω)偏离，但由于具备图5所示的电容器C，因而移相器4的阻抗被调整到规定值。特别地，电容器C发挥作用以使得对由并联寄生电感分量即励磁电感M引起的阻抗的偏差进行补正，并且电容器C发挥作用以使得对由串联寄生电感分量即漏电感Le1、Le2引起的阻抗的偏差进行补正。
在图6中，电感器ESL_C是电容器C的等效串联电感。移相量的频率特性由于该电容器C的等效串联电感的影响而变化。
图7是示出上述移相器4内的移相量的频率特性和利用LC滤波器电路的移相器的移相量的频率特性的图。图7中的“移相量”是来自移相器 4的输出信号相对于向移相器4的输入信号的相位变化量。图7中，实线是移相器4的特性，虚线是利用LC滤波器电路的移相器的特性。在此， LC滤波器包括相对于传输路径串联地连接的电容器、和在传输路径与接地之间分流地连接的电感器。在利用LC滤波器电路的移相器中，构成要素即电容器以及电感器是储存能量的电抗元件。因此，如果利用该LC滤波器电路的移相器从通过频带远离，则能量损耗急剧增大，因此通带窄。
如图7所表示的那样，虽然设计为使得移相量在通带的中心频率处成为90度，但与利用LC滤波器电路的移相器相比，变压器型的移相器4 的相对于频率变化的移相量变化小。随之，跨越宽频带，移相量被保持为大约90度。
由于上述漏电感Le1、Le2的电感为变压器T的等效串联电感，因而该漏电感Le1、Le2越小，相对于频率变化的移相量的变化斜率越小。同样地，电容器C的等效串联电感ESL_C越小，相对于频率变化的移相量的变化斜率越小。因此，为了使图7所示的相对于频率变化的移相量的变化斜率变小(使倾斜平缓)，通过使第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k变大，而使漏电感Le1、Le2的电感变小，并使电容器C的等效串联电感ESL_C变小很重要。
图8是移相器4的外观立体图。图9是示出移相器4的内部的构造的立体图。在移相器4的外表面，形成有与第1端口P1对应的输入输出端子T1、与第2端口P2对应的输入输出端子T2、接地端子GND、空端子 NC。
图10(A)是穿过图9中的移相器4的中心的Y-Z面处的剖视图。图 10(B)是穿过图9中的移相器4的中心的X-Z面处的剖视图。
移相器4的主要部分是导体图案形成于给定的绝缘性基材的多个绝缘性基材的层叠体。由形成于多个绝缘性基材的导体图案构成第1线圈L1、第2线圈L2以及电容器C。
图11是示出分别形成于上述多个绝缘性基材的导体图案的俯视图。在最下层以上的4层，形成有电容器C形成用的导体图案CP1、CP2、CP3、 CP4。在其上的5层，形成有第1线圈L1形成用的导体图案L11、L12、 L13、L14、L15。进而，在其上的5层，形成有第2线圈L2形成用的导体图案L21、L22、L23、L24、L25。
在本实施方式的移相器4中，通过使第1线圈L1与第2线圈L2的层间接近，从而提高了第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k。此外，通过将输入输出端子T1、T2分别设置于层叠体的对置的长边，从而与将输入输出端子T1、T2分别设置于层叠体的对置的短边的情况相比，输入输出端子T1、T2的端子间距离变短，使电容器C的等效串联电感ESL_C 变小。
移相器4的构造不限于上述的实施方式。例如，对于电容器C的电容分量，也可以利用通过第1线圈L1和第2线圈L2对置而产生的寄生电容分量。即，电容器C可以由在第1线圈L1与第2线圈L2之间产生的寄生电容分量构成，也可以由该寄生电容分量和其以外的电容器的电容的合成电容构成。
最后，上述的实施方式的说明在所有方面均为例示，并不是限制性的。对本领域技术人员来说，能够适当地进行变形以及变更。
例如，在图1(A)所示的例子中，虽然开关2的公共端子COM与天线元件1直接连接，但是也可以在该开关2的公共端子COM与天线元件 1之间插入其他的电路元件。
附图标记说明
C：电容器
COM：公共端子
CP1、CP2、CP3、CP4：导体图案
DUP：双工器
GND：接地端子
IT：理想变压器
L1：第1线圈
L11、L12、L13、L14、L15：导体图案
L2：第2线圈
L21、L22、L23、L24、L25：导体图案
Le1、Le2：漏电感
M：励磁电感
NC：空端子
P1：第1端口
P2：第2端口
Path1：第1信号路径
Path2：第2信号路径
S1：第1输入输出端子
S2：第2输入输出端子
T：变压器
T1、T2：输入输出端子
1：天线元件
2：开关
3：功率放大器模块(高频电路)
4：移相器
5：前端模块
10：RFIC(第1通信电路)
11：RFIC(第2通信电路)
101：天线装置。

Claims (4)

1.一种天线装置，具备：天线元件，对第1频带的信号和频带与所述第1频带不同的第2频带的信号进行处理；开关，在所述天线元件侧连接公共端子；第1信号路径，设置于所述开关的第1输入输出端子与第1通信电路之间；和第2信号路径，设置于所述开关的第2输入输出端子与第2通信电路之间，
所述天线装置的特征在于，
所述第1信号路径具备高频电路和移相器，
所述高频电路的从所述天线元件侧观察的所述第2频带中的阻抗为开路或短路，
所述移相器包括：第1端口，连接于所述开关侧；第2端口，连接于所述高频电路侧；第1线圈，连接于所述第1端口与接地之间；第2线圈，相对于所述第1线圈以耦合系数小于1而磁场耦合，并连接于所述第2端口与所述接地之间；和电容器，设置于所述第1端口与所述第2端口之间，
在连接所述公共端子和所述第1输入输出端子并且连接所述公共端子和所述第2输入输出端子的所述开关的状态下，所述移相器进行移相，使得从所述公共端子观察所述第1信号路径的所述第2频带中的阻抗成为开路。
2.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于，
所述移相器的所述电容器包括：寄生电容，形成于所述第1线圈与所述第2线圈之间。
3.根据权利要求1或2所述的天线装置，其特征在于，
在将反射系数的实数部为正且虚数部为正的区域表示为史密斯圆图的第1象限，并将所述反射系数的实数部为正且虚数部为负的区域表示为史密斯圆图的第4象限时，
在所述第2频带中，在所述公共端子与所述高频电路之间的往返的相位变化量是从所述公共端子观察所述第1信号路径的反射系数在史密斯圆图上位于第1象限或第4象限的相位变化量。
4.根据权利要求1或2所述的天线装置，其特征在于，
在所述第2频带中，在所述公共端子与所述高频电路之间的往返的相位变化量是从所述公共端子观察所述第1信号路径的阻抗成为100Ω以上的相位变化量。
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