JP6421896B2 - 移相器モジュール、合分波器および通信装置 - Google Patents

移相器モジュール、合分波器および通信装置 Download PDF

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Description

本発明は、高周波回路に設けられる移相器に関し、特に、複数の移相器を含む移相器モジュール、それを備える合分波器および通信装置に関する。
一般に、ＳＡＷフィルタはその特性上、通過帯域以外でインピーダンスは実質的にショート状態またはそれに近い状態となる。そのため、複数のＳＡＷフィルタを並列に接続すると、或るＳＡＷフィルタから他のＳＡＷフィルタがショートまたはショート付近に見えるため、互いに干渉する。これを解決するために、ＬＣ回路で構成されるＬＰＦやＨＰＦを付加すれば、複数のＳＡＷフィルタを整合させることができる（特許文献１、特許文献２）。
特許第３４７５９３３号公報 特許第３３３７０７３号公報
図１５（Ａ）は１つのＳＡＷフィルタのインピーダンスの周波数特性をスミスチャート上に表した図であり、図１５（Ｂ）は、そのＳＡＷフィルタ個々の挿入損失および反射損失の周波数特性を示す図である。また、図１６は３つのＳＡＷフィルタを並列接続した回路図であり、図１７は図１６に示した回路の挿入損失の周波数特性を示す図である。
図１７において、破線は３つのＳＡＷがそれぞれ単体状態での特性、実線は３つのＳＡＷフィルタが並列接続された状態での特性である。このように、ＳＡＷフィルタの通過帯域が近接する場合、その２つの通過帯域の間においては通過帯域の端部で通過特性が劣化する。また、３つ以上のＳＡＷフィルタを並列接続した状態では、整合させることは理論上非常に難しい。
図１８は、ＳＡＷフィルタ単体のインピーダンスと、ＨＰＦを付加して移相させたインピーダンスを、それぞれスミスチャート上に表した図である。図１８において、軌跡ＴＲ０はＳＡＷフィルタのインピーダンス軌跡、軌跡ＴＲ１は移相器を介してＳＡＷフィルタを見たときのインピーダンス軌跡である。ＬＣ回路によるＨＰＦで移相させる場合、移相量が小さくて済む第４象限にＳＡＷフィルタの減衰域がある場合は整合が容易であるが、９０°以上の大きな移相量が必要な第３象限に減衰域がある場合は、整合が非常に困難になり、挿入損失が劣化する。また、移相量が大きくなることで、図１８中に破線の楕円で示すように、インピーダンスの周波数依存性が大きくなり、例えば１７００ＭＨｚ（ミドルバンド）での移相量と２７００ＭＨｚ（ハイバンド）での移相量とでは大きな差が生じ、全周波数域をオープンに見せることが困難になり、整合できなくなる。
本発明の目的は、複数のＳＡＷフィルタと共に用いて互いの干渉を抑制する移相器モジュール、それを備える合分波器および通信装置を提供することにある。
（１）本発明の移相器モジュールは、
基材と、前記基材に形成された、共通端子および複数の個別端子と、前記基材に内蔵され、前記複数の個別端子と前記共通端子との間にそれぞれ接続された複数の移相器と、を備え、前記複数の移相器それぞれは、一次コイルと前記一次コイルに磁界結合する二次コイルとを有し、前記一次コイルおよび前記二次コイルは、前記基材に内蔵されていて、
前記一次コイルおよび前記二次コイルは、それぞれ複数層に亘って複数ターン分のコイルを構成するループ状導体パターンを含み、前記複数の移相器が有する前記一次コイルおよび前記二次コイルは、前記複数層の積層方向に巻回軸を有し、前記複数の移相器は、隣接する第１移相器と第２移相器とを含み、前記第１移相器と前記第２移相器は、前記巻回軸方向の平面視で重なり、前記第１移相器と前記第２移相器との不要結合を抑制する極性で結合する結合部を前記ループ状導体パターンの一部に備える、
ことを特徴とする。
上記構成により、或る一つのＳＡＷフィルタの通過帯域において、そのＳＡＷフィルタから見た他のＳＡＷフィルタをオープンの位相に移動（位相反転）させ、複数のＳＡＷフィルタが高インピーダンスで接続され、相互の干渉が抑制される状態とすることができ、複数のＳＡＷフィルタを容易に接続できるようになる。また、トランスを用いて移相させるため、ＬＣフィルタ回路で構成された移相器に比較して、移相量の周波数依存性が低いため、広帯域に亘って位相を反転させることができ、より多くのＳＡＷフィルタを接続できる。また、一次コイルと二次コイルの結合係数が効果的に高まり、トランスの直列寄生成分が抑制されて、移相量の周波数依存性が小さくなる。また、隣接する移相器同士の不要結合が抑制されて、限られた面積内に移相器を形成することができ、小型の移相器モジュールが構成できる。
（２）前記一次コイルの第２端と前記二次コイルの第１端との接続部は基準電位端子に接続され、前記一次コイルの第１端は前記共通端子に接続され、前記二次コイルの第２端は前記個別端子に接続され、前記一次コイルを構成する前記複数のループ状導体パターンのうち、前記一次コイルの第２端に近いループ状導体パターンと、前記二次コイルを構成する前記複数のループ状導体パターンのうち、前記二次コイルの第１端に近いループ状導体パターンとは、他のループ状導体より互いに近接していることが好ましい。
上記構成により、一次コイルおよび二次コイルそれぞれの電流密度が高く、磁界強度が強い、ループ状導体パターン同士が近接し、そのことで一次コイルと二次コイルとの結合係数を高くでき、トランスの直列寄生成分が抑制されて、移相量の周波数依存性が小さくなる。
（３）各移相器の前記一次コイルおよび前記二次コイルを構成する前記複数のループ状導体パターンの巻回軸は互いに異なる位置にあることが好ましい。これにより、各移相器の一次コイルまたは二次コイルが他の移相器の一次コイルまたは二次コイルと不要結合し難く、移相器の独立性が高まる。
（４）本発明の合分波器は、共通ポートと複数の個別ポートとを有し、上記（１）〜（３）のいずれかに記載の移相器モジュールと、前記移相器モジュールが実装された回路基板と、前記回路基板に実装された複数のＳＡＷフィルタとを備え、
前記複数のＳＡＷフィルタは第１端子および第２端子を備え、
前記複数のＳＡＷフィルタは、前記第１端子が前記移相器モジュールの前記複数の個別端子にそれぞれ接続され、前記第２端子が個別入出力端子に接続され、
前記共通端子が共通ポート、前記個別入出力端子が個別ポートであることが好ましい。
上記構成により、回路基板上に実装する部品点数が削減される。
（５）本発明の合分波器は、共通ポートと複数の個別ポートとを有し、上記（１）〜（３）のいずれかに記載の移相器モジュールと、前記移相器モジュールに搭載された複数のＳＡＷフィルタとを備え、
前記複数のＳＡＷフィルタは第１端子および第２端子を備え、
前記共通端子および個別端子は前記移相器モジュールの前記基材の第１面に設けられ、
前記基材の前記第１面とは反対側の面である第２面に、前記個別端子およびＳＡＷフィルタ第２接続端子が設けられ、
前記移相器モジュールの前記基材は、前記ＳＡＷフィルタ第２接続端子と前記個別端子とを接続する線路を備え、
前記複数のＳＡＷフィルタは、前記第１端子が前記複数の個別端子に接続され、前記第２端子が前記ＳＡＷフィルタ第２接続端子に接続され、
前記共通端子が共通ポート、前記個別入出力端子が個別ポートであることが好ましい。
上記構成により、単一部品としての合分波器が得られ、回路基材上の占有面積が大幅に削減される。
（６）本発明の通信装置は、給電回路と、アンテナと、を備え、前記給電回路と前記アンテナとの間に、上記（４）または（５）に記載の合分波器が接続されたものである。この構成により、ポート間アイソレーションを確保しつつ複数の周波数帯の信号の合分波がなされ、アンテナ素子と給電回路とが所定の周波数帯域毎にインピーダンス整合する通信装置が得られる。
本発明によれば、複数のＳＡＷフィルタと共に用いて互いの干渉を抑制する移相器モジュール、それを備える合分波器および通信装置が得られる。
図１は第１の実施形態に係る移相器モジュールとそれを備える合分波器の斜視図である。 図２は合分波器２０１の回路図である。 図３は移相器モジュール１０１の回路図である。 図４は移相器モジュール１０１の各移相器を構成する一次コイルおよび二次コイルの導体パターンを示す分解平面図である。 図５（Ａ）（Ｂ）は結合部の作用を説明するための図である。 図６（Ａ）は図２の合分波器において、共通ポートＰＣから個別ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３までの挿入損失の周波数特性を示す図である。図６（Ｂ）は移相器モジュール１０１の有無による挿入損失の劣化を示す図である。図６（Ｃ）は個別ポート間のアイソレーション特性を示す図である。 図７は移相器モジュール１０１の各移相器１１，１２，１３の移相量の例を示す図である。 図８は合分波器２０２の斜視図である。 図９は本実施形態の合分波器２０２の正面図である。 図１０は合分波器２０２の回路図である。 図１１は通信装置３０１の回路図である。 図１２は第４の実施形態に係る移相器モジュール１０４の各移相器を構成する一次コイルおよび二次コイルの導体パターンを示す分解平面図である。 図１３は第５の実施形態に係る一つの移相器１１Ａの回路図である。 図１４は第５の実施形態の移相器１１Ａおよび比較例の移相器について、それぞれの周波数特性を示す図である。 図１５（Ａ）は１つのＳＡＷフィルタのインピーダンスの周波数特性をスミスチャート上に表した図であり、図１５（Ｂ）は、そのＳＡＷフィルタの挿入損失および反射損失の周波数特性を示す図である。 図１６は３つのＳＡＷフィルタを並列接続した回路図である。 図１７は、図１６に示した回路の挿入損失の周波数特性を示す図である。 図１８は、ＳＡＷフィルタ単体のインピーダンスと、ＨＰＦを付加して移相させたインピーダンスを、それぞれスミスチャート上に表した図である。
以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上実施形態を分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係る移相器モジュールとそれを備える合分波器の斜視図である。本実施形態の合分波器２０１は、回路基板１、この回路基板１に実装されたＳＡＷフィルタ２１，２２，２３および移相器モジュール１０１で構成される。移相器モジュール１０１は、３つの移相器を含む。これら３つの移相器は１つの基材１０に構成されている。
図２は合分波器２０１の回路図である。合分波器２０１は共通ポートＰＣと個別ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３を有する。３つの移相器１１，１２，１３は、基材に形成された共通端子ＴＣと３つの個別端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３との間にそれぞれ接続されている。移相器モジュール１０１の共通端子ＴＣはそのまま共通ポートＰＣに接続されている。個別端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３と個別ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３との間にはＳＡＷフィルタ２１，２２，２３が接続されている。
合分波器２０１の共通ポートＰＣには例えばアンテナが接続される。また、個別ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３には通信回路がそれぞれ接続される。但し、図２においては、これらをいずれも終端抵抗の記号で表している。ここでＳＡＷフィルタ２１，２２，２３の通過帯域の中心周波数は例えばそれぞれ７００ＭＨｚ、８００ＭＨｚ、９００ＭＨｚである。
図３は移相器モジュール１０１の回路図である。ここでは一次コイルと二次コイルを回路記号で表している。一次コイルＬ１１と二次コイルＬ２１は互いに磁界結合し、１つのトランス構造の移相器１１を構成する。同様に、一次コイルＬ１２と二次コイルＬ２２は互いに磁界結合し、１つのトランス構造の移相器１２を構成し、一次コイルＬ１３と二次コイルＬ２３は互いに磁界結合し、１つのトランス構造の移相器１３を構成する。後に示すように、移相器１１，１２，１３の或る一つの移相器と他の移相器とは実質的に不要結合しない。
一次コイルＬ１１の第２端Ｅ２と二次コイルＬ２１の第１端Ｅ１との接続部は基準電位端子ＴＧに接続されていて、一次コイルＬ１１の第１端Ｅ１は共通端子ＴＣに接続されていて、二次コイルＬ２１の第２端Ｅ２は個別端子Ｔ１に接続されている。同様に、一次コイルＬ１２の第２端と二次コイルＬ２２の第１端との接続部は基準電位端子ＴＧに接続されていて、一次コイルＬ１２の第１端は共通端子ＴＣに接続されていて、二次コイルＬ２２の第２端は個別端子Ｔ２に接続されている。さらに、一次コイルＬ１３の第２端と二次コイルＬ２２の第１端との接続部は基準電位端子ＴＧに接続されていて、一次コイルＬ１２の第１端は共通端子ＴＣに接続されていて、二次コイルＬ２２の第２端は個別端子Ｔ３に接続されている。
移相器１１の一次コイルＬ１１と二次コイルＬ２１とは和動接続されている。同様に、移相器１２の一次コイルＬ１２と二次コイルＬ２２とは和動接続されていて、移相器１３の一次コイルＬ１３と二次コイルＬ２３とは和動接続されている。
図３において、個別端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３から二次コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３までの経路長（線路長）は移相量に影響するが、一次コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３の共通接続点から共通端子ＴＣまでの経路長（線路長）ＬＬは、移相器１１，１２，１３の移相量に影響を与えない。そのため、一次コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３は、基材の上部に配置され、そこから基材の下面にある共通端子ＴＣまでの距離は長くてもよい。そのため、個別端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３から二次コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３までの経路長を短くでき、移相器１１，１２，１３による移相量を的確に定めることができる。
図４は移相器モジュール１０１の各移相器を構成する一次コイルおよび二次コイルの導体パターンを示す分解平面図である。
移相器モジュール１０１の基材１０は基材層Ｓ１〜Ｓ８を含む複数の基材層の積層体である。例えば基材層Ｓ８にはループ状導体パターンＬ１１Ａ，Ｌ１２Ａ，Ｌ１３Ａが形成されている。
移相器１１の一次コイルはループ状導体パターンＬ１１Ａ，Ｌ１１Ｂ，Ｌ１１Ｃで構成されている。移相器１１の二次コイルはループ状導体パターンＬ２１Ａ，Ｌ２１Ｂ，Ｌ２１Ｃで構成されている。また、移相器１２の一次コイルはループ状導体パターンＬ１２Ａ，Ｌ１２Ｂ，Ｌ１２Ｃで構成されていて、二次コイルはループ状導体パターンＬ２２Ａ，Ｌ２２Ｂ，Ｌ２２Ｃで構成されている。さらに、移相器１３の一次コイルはループ状導体パターンＬ１３Ａ，Ｌ１３Ｂ，Ｌ１３Ｃで構成されていて、二次コイルはループ状導体パターンＬ２３Ａ，Ｌ２３Ｂ，Ｌ２３Ｃで構成されている。
なお、図４においては、基準電位端子（図３中の端子ＴＧ）に接続される端部を接地記号で表している。また、層間接続導体を破線で表している。
ループ状導体パターンＬ１１Ａ，Ｌ１１Ｂ，Ｌ１１Ｃは３層に亘って３ターン弱分のコイルを構成する。同様に、ループ状導体パターンＬ２１Ａ，Ｌ２１Ｂ，Ｌ２１Ｃは３層に亘って３ターン弱分のコイルを構成する。また、ループ状導体パターンＬ１２Ａ，Ｌ１２Ｂ，Ｌ１２Ｃは３層に亘って３ターン弱分のコイルを構成し、ループ状導体パターンＬ２２Ａ，Ｌ２２Ｂ，Ｌ２２Ｃは３層に亘って３ターン弱分のコイルを構成する。さらに、ループ状導体パターンＬ１３Ａ，Ｌ１３Ｂ，Ｌ１３Ｃは３層に亘って３ターン弱分のコイルを構成し、ループ状導体パターンＬ２３Ａ，Ｌ２３Ｂ，Ｌ２３Ｃは３層に亘って３ターン弱分のコイルを構成する。
図４に表れているように、移相器１１，１２，１３それぞれの一次コイルおよび二次コイルは、各導体パターンの積層方向に巻回軸を有し、各移相器の一次コイルおよび二次コイルを構成する複数のループ状導体パターンの巻回軸は互いに異なる位置にある。
また、図４に表れているように、移相器１１の一次コイルＬ１１を構成する複数のループ状導体パターンのうち、一次コイルＬ１１の第２端Ｅ２に近いループ状導体パターンＬ１１Ｃと、二次コイルＬ２１を構成する複数のループ状導体パターンのうち、二次コイルＬ２１の第１端Ｅ１に近いループ状導体パターンＬ２１Ｃとは、他のループ状導体（Ｌ１１Ｂ，Ｌ１１Ａ，Ｌ２１Ｂ，Ｌ２１Ａ）より互いに近接している。この構造は移相器１２，１３についても同様である。
移相器１１と移相器１２について、一次コイルの一部のループ状導体パターンＬ１１Ｃ，Ｌ１２Ｃには、巻回軸方向の平面視で重なり、隣接する移相器同士の不要結合（移相器１１と移相器１２との不要結合）を抑制する極性で結合する結合部１１Ｐ，１２Ｐ１がそれぞれ形成されている。また、二次コイルの一部のループ状導体パターンＬ２１Ｃ，Ｌ２２Ｃには、巻回軸方向の平面視で重なり、隣接する移相器同士の不要結合を抑制する極性で結合する結合部２１Ｐ，２２Ｐ１がそれぞれ形成されている。
移相器１２と移相器１３について、一次コイルの一部のループ状導体パターンＬ１２Ｃ，Ｌ１３Ｃには、巻回軸方向の平面視で重なり、隣接する移相器同士の不要結合（移相器１２と移相器１３との不要結合）を抑制する極性で結合する結合部１２Ｐ２，１３Ｐがそれぞれ形成されている。また、二次コイルの一部のループ状導体パターンＬ２２Ｃ，Ｌ２３Ｃには、巻回軸方向の平面視で重なり、隣接する移相器同士の不要結合を抑制する極性で結合する結合部２２Ｐ２，２３Ｐがそれぞれ形成されている。
図５（Ａ）（Ｂ）は上記結合部の作用を説明するための図である。
図５（Ａ）は図４に示した、移相器１１の一部であるループ状導体パターンＬ１１Ｃと、移相器１２の一部であるループ状導体パターンＬ１２Ｃとの結合関係を示す図である。ループ状導体パターンＬ１１Ｃの結合部１１Ｐとループ状導体パターンＬ１２Ｃの結合部１２Ｐ１とは重なる。
図５（Ｂ）は比較例の、隣接する２つのループ状導体同士の結合の様子を示す図である。ループ状導体パターンＬ１１Ｃとループ状導体パターンＬ１２Ｃとは隣接しているので、ループ状導体パターンＬ１１Ｃに矢印方向の電流が流れるとき、ループ状導体パターンＬ１２Ｃには矢印方向の電流が誘導される。
一方、図５（Ａ）に示す、本実施形態の場合、ループ状導体パターンＬ１１Ｃのうち結合部１１Ｐ以外の部分と、ループ状導体パターンＬ１２Ｃのうち結合部１２Ｐ１以外の部分とは、図５（Ｂ）に示した比較例と同様に結合（第１結合）するが、結合部１１Ｐ，１２Ｐ１部分でも結合（第２結合）する。この第２結合は第１結合とは極性が逆であるので、結合部１１Ｐ，１２Ｐ１の結合は、ループ状導体パターンＬ１１Ｃとループ状導体パターンＬ１２Ｃとの結合を相殺する方向に作用する。したがって、ループ状導体パターンＬ１１Ｃとループ状導体パターンＬ１２Ｃとが隣接しているにもかかわらず、実質的な結合をなくすことができる。
図４に示した結合部１１Ｐ，１２Ｐ１以外に、結合部１２Ｐ１と結合部２１Ｐとの関係においても、また、結合部２１Ｐと結合部２２Ｐ１との関係においても、ループ状導体パターン同士の結合を相殺するように作用する。さらに、移相器１２と移相器１３との関係についても同様であり、結合部１３Ｐと結合部１２Ｐ２との関係においても、結合部１２Ｐ２と結合部２３Ｐとの関係においても、結合部２３Ｐと結合部２２Ｐ２との関係においても、ループ状導体パターン同士の結合を相殺するように作用する。
図６（Ａ）は図２の合分波器において、共通ポートＰＣから個別ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３までの挿入損失の周波数特性を示す図である。図６（Ａ）において、通過特性Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、それぞれＳＡＷフィルタ２１，２２，２３の帯域通過特性に対応する。
図６（Ｂ）は移相器モジュール１０１の有無による挿入損失の劣化を示す図である。図６（Ｂ）において、通過特性Ａ１，Ａ２，Ａ３は、移相器モジュール１０１が無い状態で、ＳＡＷフィルタ２１，２２，２３単体での帯域通過特性である。このように、移相器モジュール１０１を挿入することによる挿入損失は１ｄＢ程度である。
図６（Ｃ）は個別ポート間のアイソレーション特性を示す図である。図６（Ｃ）において、ポート間アイソレーションＩＳ１２は個別ポートＰ１−Ｐ２間のアイソレーション特性、ポート間アイソレーションＩＳ３２は個別ポートＰ３−Ｐ２間のアイソレーション特性、ポート間アイソレーションＩＳ１３は個別ポートＰ１−Ｐ３間のアイソレーション特性、をそれぞれ表している。このように、３つのＳＡＷフィルタ２１，２２，２３と共通ポートＰＣとの間に移相器モジュール１０１が接続されていて、この移相器モジュール１０１によってＳＡＷフィルタ２１，２２，２３が互いに等価的に分離されるので、個別ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３間は４０ｄＢ以上のアイソレーション特性が確保される。
図７は移相器モジュール１０１の各移相器１１，１２，１３の移相量の例を示す図である。移相器モジュール１０１において、接続点ＣＰから各ＳＡＷフィルタ２１，２２，２３までの各回路部での移相量は、該当のＳＡＷフィルタを用いる通信帯域（ＳＡＷフィルタの通過帯域）外で、そのＳＡＷフィルタがオープンに見えるように定められている。各ＳＡＷフィルタ２１，２２，２３は、通過帯域外で実質的にショートであるので、例えば、ＳＡＷフィルタ２１は、その通過帯域外で、接続点ＣＰ−個別端子Ｔ１間の移相量が往復で１８０°となるように設計されている。これにより、接続点ＣＰ点からＳＡＷフィルタ２１を見た際に、ＳＡＷフィルタ２１の通過帯域外で等価的にオープンに見えて、電力が流れない。
図７に示した例では、接続点ＣＰから個別端子Ｔ１までのインダクタンス成分による移相量１０°と移相器１１による移相量８０°の合計値は９０°となる。したがって、ＳＡＷフィルタ２１の通過帯域外の周波数で、ＳＡＷフィルタ２１は接続点ＣＰからはオープンに見える。また、接続点ＣＰから個別端子Ｔ２までのインダクタンス成分による移相量５°と移相器１２による移相量８５°の合計値は９０°となる。したがって、ＳＡＷフィルタ２２の通過帯域外の周波数で、ＳＡＷフィルタ２２は接続点ＣＰからはオープンに見える。
各移相器１１，１２，１３の一次コイルの端部から接続点ＣＰまでの経路での移相量は予め分かっているので、各移相器１１，１２，１３の移相量が所定値となるように、一次コイル、二次コイルのターン数や寄生容量、寄生インダクタンスといった寄生成分を定めればよい。
トランス型の移相器は理想状態であれば、位相回転量に周波数依存性がない。従って、本実施形態によれば、携帯電話のミドルバンドからハイバンド（１７００ＭＨｚ〜２７００ＭＨｚ）において、一定量の移相を行うことが可能となる。また、ＬＣフィルタにより移相させる場合と比較して、広帯域で整合させることができ、挿入損失を小さくできる。
《第２の実施形態》
第２の実施形態では、単一の部品として構成された合分波器の例を示す。
図８は合分波器２０２の斜視図である。図９は本実施形態の合分波器２０２の正面図である。但し、基材１０の内部を概念的に表している。また、図１０は合分波器２０２の回路図である。図１０では移相器１１，１２，１３とＳＡＷフィルタ２１，２２，２３との位置関係も考慮して描いている。
図９、図１０に表れているように、基材１０の内部に移相器１１，１２，１３が構成されている。基材１０の上面には、ＳＡＷフィルタ２１，２２，２３を搭載するためのランドが形成されている。個別端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３はそのランドの一部であり、ＳＡＷフィルタ２１，２２，２３の第２端子が個別端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３にそれぞれ接続される。基材１０の下面には、共通ポートＰＣ、個別ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３、グランド端子ＴＧが形成されている。共通ポートＰＣ、個別ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３はいずれも「端子」であるが、第１の実施形態で示した図２中の用語に合わせて、ここでは「ポート」という。個別ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３は、基材１０内部の線路を介してＳＡＷフィルタ２１，２２，２３の第１端子に接続される。
第１の実施形態で図３に示した移相器モジュール１０１の回路図と、本実施形態の図１０に示した合分波器２０２の回路図とを比較すると明らかなように、本実施形態の合分波器２０２では、一次コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３を基材１０の下部に、二次コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３を基材１０の上部にそれぞれ配置している。この構造により、各移相器１１，１２，１３とＳＡＷフィルタ２１，２２，２３までの経路長を短縮化でき、移相器１１，１２，１３による移相量を的確に定めることができる。
本実施形態においても、第１の実施形態と同様に、広帯域で整合させることができ、挿入損失を小さくできる。
《第３の実施形態》
第３の実施形態では、合分波器を備える通信装置の例を示す。
図１１は通信装置３０１の回路図である。この通信装置３０１は、アンテナ２１１、受信モジュール２０３、通信回路２２１，２２２，２２３，２２４，２３０を備える。受信モジュール２０３は、移相器モジュール１０３とＳＡＷフィルタ２１，２２，２３，２４とによる合分波器を備える。通信回路２２１，２２２，２２３，２２４はハイバンド側の各バンドの通信回路であり、上記合分波器はダイプレクサ２４０のハイパスフィルタ側と通信回路２２１，２２２，２２３，２２４との間に接続されている。通信回路２３０はローバンド側の通信回路であり、ダイプレクサ２４０のローパスフィルタ側に接続されている。
図１１に示す移相器モジュール１０３内の各移相器の構造と、それらの接続関係は第１、第２の実施形態で示したとおりである。ここでＳＡＷフィルタ２１，２２，２３，２４の通過帯域の中心周波数は例えばそれぞれ６００ＭＨｚ、７００ＭＨｚ、８００ＭＨｚ、９００ＭＨｚである。
《第４の実施形態》
第４の実施形態では２つの移相器を備える移相器モジュールについて示す。図１２は第４の実施形態に係る移相器モジュール１０４の各移相器を構成する一次コイルおよび二次コイルの導体パターンを示す分解平面図である。
移相器モジュール１０４の基材は基材層Ｓ１〜Ｓ８を含む複数の基材層の積層体である。例えば基材層Ｓ８にはループ状導体パターンＬ１１Ａ，Ｌ１２Ａが形成されている。
移相器１１の一次コイルＬ１１はループ状導体パターンＬ１１Ａ，Ｌ１１Ｂ，Ｌ１１Ｃで構成されていて、移相器１１の二次コイルＬ２１はループ状導体パターンＬ２１Ａ，Ｌ２１Ｂ，Ｌ２１Ｃで構成されている。また、移相器１２の一次コイルＬ１２はループ状導体パターンＬ１２Ａ，Ｌ１２Ｂ，Ｌ１２Ｃで構成されていて、移相器１２の二次コイルＬ２２はループ状導体パターンＬ２２Ａ，Ｌ２２Ｂ，Ｌ２２Ｃで構成されている。
一次コイルＬ１１，Ｌ１２の一部のループ状導体パターンＬ１１Ｃ，Ｌ１２Ｃには、巻回軸方向の平面視で重なり、移相器１１と移相器１２との不要結合を抑制する極性で結合する結合部１１Ｐ，１２Ｐがそれぞれ形成されている。また、二次コイルの一部のループ状導体パターンＬ２１Ｃ，Ｌ２２Ｃには、巻回軸方向の平面視で重なり、隣接する移相器同士の不要結合を抑制する極性で結合する結合部２１Ｐ，２２Ｐがそれぞれ形成されている。
上記結合部１１Ｐ，１２Ｐ，２１Ｐ，２２Ｐの作用は第１の実施形態で図４に示した移相器モジュールと同じである。
本実施形態のように、２つの移相器を備える移相器モジュールにおいても、隣接する移相器同士の不要結合を実質的に無くすことができる。
《第５の実施形態》
第５の実施形態では、所定の移相量に設定された移相器について示す。
図１３は第５の実施形態に係る一つの移相器１１Ａの回路図である。キャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３、およびインダクタンス素子Ｌ５等のインピーダンス調整素子を備える点で、第１の実施形態で図３等に示した移相器１１とは異なる。また、第３キャパシタンス素子Ｃ３は一次コイルＬ１と二次コイルＬ２との間に接続されている。また、トランスＴの第１ポートＰｉｎと第２ポートＰｏｕｔとの間に、第３キャパシタンス素子Ｃ３およびインダクタンス素子Ｌ５の直列回路ＳＲが設けられている。
図１３に示すように、トランスＴに対して並列に（バイパス経路として）、第３キャパシタンス素子Ｃ３およびインダクタンス素子Ｌ５によるＬＣ直列回路ＳＲを設けることで、本実施形態の移相器１１Ａはローパスフィルタ部ＬＰＦおよびハイパスフィルタ部ＨＰＦを備える。すなわち、第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２キャパシタンス素子Ｃ２およびインダクタンス素子Ｌ５によってローパスフィルタ部ＬＰＦが構成され、一次コイルＬ１、二次コイルＬ２および第３キャパシタンス素子Ｃ３によってハイパスフィルタ部ＨＰＦが構成される。一次コイルＬ１、二次コイルＬ２によるトランスＴの並列寄生インダクタンス成分と第３キャパシタンス素子Ｃ３とでハイパスフィルタＨＰＦが構成されると言うこともできる。
図１４は本実施形態の移相器１１Ａおよび比較例の移相器について、それぞれの周波数特性を示す図である。比較例の移相器は図１３においてインダクタンス素子Ｌ５を設けず、第３キャパシタンス素子Ｃ３をバイパス経路に設けたものである。
図１４において、曲線ＰＳ（ＬＣ）は移相器１１Ａの周波数特性、曲線ＰＳ（Ｃ）は比較例の移相器の周波数特性、をそれぞれ表している。比較例の移相器では、低い周波数帯でトランス移相器として作用する。高い周波数帯では、信号が第３キャパシタンス素子Ｃ３をバイパスする量が増え、移相量は０°に漸近する。
これに対し、本実施形態の移相器１１Ａでは、高域で負の移相量となる。図１４においては、以降に示すように、本実施形態の移相器１１Ａの作用を、３つの周波数帯Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に区分して表している。
低域の周波数帯Ｆ１においては、ＬＣ直列回路ＳＲは第３キャパシタンス素子Ｃ３のキャパシタンスが支配的となる。したがって、ポートＰ１−Ｐ２間を伝搬する信号はＬＣ直列回路ＳＲを殆どバイパスしない。つまりトランスＴの特性が現れる。
中域の周波数帯Ｆ２においては、ＬＣ直列回路ＳＲのインダクタンス素子Ｌ５より第３キャパシタンス素子Ｃ３のキャパシタンスが支配的となって、ＬＣ直列回路ＳＲは容量性となる。したがって、バイパス回路はハイパスフィルタとして作用し、周波数が高くなる程、移相量は小さくなる。
高域の周波数帯Ｆ３においては、ＬＣ直列回路ＳＲの第３キャパシタンス素子Ｃ３よりインダクタンス素子Ｌ５のインダクタンスが支配的となって、ＬＣ直列回路ＳＲは誘導性となる。したがって、バイパス回路はローパスフィルタとして作用し、負の移相量となる。移相量が０°となる周波数はＬＣ直列回路ＳＲの直列共振周波数に相当する。
上記移相量の周波数特性は、第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２キャパシタンス素子Ｃ２、第３キャパシタンス素子Ｃ３、インダクタンス素子Ｌ５およびトランスＴの並列寄生インダクタンス成分によって定まる。
このように移相量に所定の大きな周波数特性をもたせることができる。また、広い周波数帯に亘って周波数に応じた所定の移相量を得ることができる。
また、第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２キャパシタンス素子Ｃ２、第３キャパシタンス素子Ｃ３、およびインダクタンス素子Ｌ５は、それぞれ移相量の周波数特性を定めるだけでなく、所定のインピーダンス（一般的には５０Ω）に整合するための素子としても作用する。
上記インピーダンス調整素子は、基材の内部に導体パターンによって設ける。または基材に搭載する。本実施形態で示すように、インピーダンス調整素子を付加することで、所定の移相量を定めることができる。
最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。例えば、以上に示した各実施形態では、ループ状導体パターンの一部にコ字状の結合部を形成したが、結合部の形状はコ字状に限らず、円形、楕円形、多角形、等種々の形状でも結合調整は可能である。また、特別な突出形状でなくても、ループ状導体パターンが平面視で部分的に重なるように配置することで結合調整を行ってもよい。
本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
Ｃ１…第１キャパシタンス素子
Ｃ２…第２キャパシタンス素子
Ｃ３…第３キャパシタンス素子
ＣＰ…接続点
Ｅ１…第１端
Ｅ２…第２端
ＨＰＦ…ハイパスフィルタ部
Ｌ１…一次コイル
Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ１３…一次コイル
Ｌ１１Ａ，Ｌ１１Ｂ，Ｌ１１Ｃ…ループ状導体パターン
Ｌ１２Ａ，Ｌ１２Ｂ，Ｌ１２Ｃ…ループ状導体パターン
Ｌ１３Ａ，Ｌ１３Ｂ，Ｌ１３Ｃ…ループ状導体パターン
Ｌ２１Ａ，Ｌ２１Ｂ，Ｌ２１Ｃ…ループ状導体パターン
Ｌ２２Ａ，Ｌ２２Ｂ，Ｌ２２Ｃ…ループ状導体パターン
Ｌ２３Ａ，Ｌ２３Ｂ，Ｌ２３Ｃ…ループ状導体パターン
Ｌ２…二次コイル
Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３…二次コイル
Ｌ５…インダクタンス素子
ＬＰＦ…ローパスフィルタ部
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３…個別ポート
ＰＣ…共通ポート
Ｐｉｎ…第１ポート
Ｐｏｕｔ…第２ポート
Ｓ１〜Ｓ８…基材層
ＳＲ…ＬＣ直列回路
Ｔ…トランス
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３…個別端子
ＴＣ…共通端子
ＴＧ…基準電位端子（グランド端子）
１…回路基板
１０…基材
１１，１２，１３…移相器
１１Ａ…移相器
１１Ｐ，１２Ｐ，１３Ｐ…結合部
１２Ｐ１，１２Ｐ２…結合部
２１，２２，２３，２４…ＳＡＷフィルタ
２１Ｐ，２２Ｐ，２３Ｐ…結合部
２２Ｐ１，２２Ｐ２…結合部
１０１，１０３，１０４…移相器モジュール
２０１，２０２…合分波器
２０３…受信モジュール
２１１…アンテナ
２２１，２２２，２２３，２２４，２３０…通信回路
２４０…ダイプレクサ
３０１…通信装置

Claims (6)

  1. 基材と、
    前記基材に形成された、共通端子および複数の個別端子と、
    前記基材に内蔵され、前記複数の個別端子と前記共通端子との間にそれぞれ接続された複数の移相器と、を備え、
    前記複数の移相器それぞれは、一次コイルと前記一次コイルに磁界結合する二次コイルとを有し、
    前記一次コイルおよび前記二次コイルは、前記基材に内蔵されていて、
    前記一次コイルおよび前記二次コイルは、それぞれ複数層に亘って複数ターン分のコイルを構成する複数のループ状導体パターンを含み、
    前記複数の移相器が有する前記一次コイルおよび前記二次コイルは、前記複数層の積層方向に巻回軸を有し、
    前記複数の移相器は、隣接する第１移相器と第２移相器とを含み、
    前記第１移相器と前記第２移相器は、前記巻回軸方向の平面視で重なり、前記第１移相器と前記第２移相器との不要結合を抑制する極性で結合する結合部を前記複数のループ状導体パターンの一部に備える、
    ことを特徴とする、移相器モジュール。
  2. 前記一次コイルの第２端と前記二次コイルの第１端との接続部は基準電位端子に接続され、前記一次コイルの第１端は前記共通端子に接続され、前記二次コイルの第２端は前記個別端子に接続され、
    前記一次コイルを構成する前記複数のループ状導体パターンのうち、前記一次コイルの第２端に近いループ状導体パターンと、前記二次コイルを構成する前記複数のループ状導体パターンのうち、前記二次コイルの第１端に近いループ状導体パターンとは、前記一次コイルおよび前記二次コイルに含まれる他のループ状導体より互いに近接している、請求項１に記載の移相器モジュール。
  3. 各移相器の前記一次コイルおよび前記二次コイルを構成する前記複数のループ状導体パターンの巻回軸は互いに異なる位置にある、請求項２に記載の移相器モジュール。
  4. 共通ポートと複数の個別ポートとを有する合分波器であって、
    請求項１から３のいずれかに記載の移相器モジュールと、前記移相器モジュールが実装された回路基板と、前記回路基板に実装された複数のＳＡＷフィルタとを備え、
    前記複数のＳＡＷフィルタは第１端子および第２端子を備え、
    前記複数のＳＡＷフィルタは、前記第１端子が複数の個別入出力端子にそれぞれ接続され、前記第２端子が前記複数の個別端子にそれぞれ接続され、
    前記共通端子が前記共通ポート、前記複数の個別入出力端子が前記複数の個別ポートである、合分波器。
  5. 共通ポートと複数の個別ポートとを有する合分波器であって、
    請求項１から３のいずれかに記載の移相器モジュールと、前記移相器モジュールに搭載された複数のＳＡＷフィルタとを備え、
    前記複数のＳＡＷフィルタは第１端子および第２端子を備え、
    前記共通端子および複数の個別入出力端子は前記移相器モジュールの前記基材の第１面に設けられ、
    前記基材の前記第１面とは反対側の面である第２面に、前記複数の個別端子および複数のＳＡＷフィルタ第２接続端子が設けられ、
    前記移相器モジュールの前記基材は、前記複数のＳＡＷフィルタ第２接続端子の一つと前記複数の個別入出力端子の一つとをそれぞれ接続する線路を備え、
    前記複数のＳＡＷフィルタは、前記第１端子が前記複数の個別端子にそれぞれ接続され、前記第２端子が前記複数のＳＡＷフィルタ第２接続端子にそれぞれ接続され、
    前記共通端子が前記共通ポート、前記複数の個別入出力端子が前記複数の個別ポートである、合分波器。
  6. 給電回路と、アンテナと、を備え、
    前記給電回路と前記アンテナとの間に、請求項４または５に記載の合分波器が接続された、通信装置。
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