CN207691765U - 移相器、阻抗匹配电路以及通信终端装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种移相器、阻抗匹配电路以及通信终端装置。移相器具备：变压器(T)，包含第一线圈(L1)、对第一线圈(L1)进行磁场耦合的第二线圈(L2)、以及寄生电感分量；以及阻抗调整用电路，具有与变压器(T)连接的电抗元件。阻抗调整用电路包含连接在变压器(T)的第一端口(P1)与第二端口(P2)之间的输入输出间电容，输入输出间电容由在第一线圈(L1)与第二线圈(L2)之间产生的线圈间电容(C30)和连接在第一端口(P1)与第二端口(P2)之间的输入输出间附加电容(C31)构成。

Description

移相器、阻抗匹配电路以及通信终端装置

技术领域

本实用新型涉及设置在高频电路的移相器(Phase Shifter)，特别涉及根据频带使相位变化的移相器。此外，本实用新型涉及阻抗匹配电路，特别涉及具备移相器的阻抗匹配电路。此外，本实用新型涉及具备上述移相器、阻抗匹配电路的通信终端装置。

背景技术

一般来说，在高频电路中，有时为了阻抗匹配而使用移相器。以往，移相器有高通滤波器型和低通滤波器型，确定电路常数，使得在所期望的频率得到所期望的移相量。例如，在专利文献1示出了具备高通滤波器型电路和低通滤波器型电路的移相器。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2013-98744号公报

实用新型内容

实用新型要解决的课题

例如，在以便携式电话终端为首的通信终端装置等中，需要在多个频带中谋求阻抗匹配的情况很多。例如，如图20所示，在阻抗匹配电路72 与第二高频电路74之间设置移相器73，若考虑用该移相器73和阻抗匹配电路72使第一高频电路71与第二高频电路74阻抗匹配，则为了在多个频带中进行阻抗匹配，对移相器要求与频带相应的移相特性。

例如，在对低频段和高频段的双方进行阻抗匹配时，有时需要使一方的频段的相位几乎不移相而使另一方的频段的相位大幅变化。例如，有时要求如下的两个移相操作。

(1)不使低频段信号移相，使高频段信号移相。

例如，低频段信号的通过相位为0°(或180°)附近，高频段信号的通过相位为90°附近。

(2)不使高频段信号移相，使低频段信号移相。

例如，低频段信号的通过相位为90°附近，高频段信号的通过相位为 0°或180°附近。

另外，在图20中，从阻抗匹配电路72观察，来自第二高频电路74 的反射波往返于移相器73，因此移相器73中的反射信号的移相量为两倍。即，为了使反射相位为180°，需要90°的移相量，为了使反射相位为0°，需要0°或180°的移相量。

可是，如下所示，以往并没有能够进行上述(1)、(2)所示的按每个频带的移相操作的移相器。

例如，图17是图16(A)所示的高通滤波器型的移相器的相位频率特性的一个例子。在该例子中，低频段(700MHz波段；标记M1)中的移相量能够设为90°，但是高频段(2GHz波段；标记M2)中的移相量不为0°，而是30°。此外，图18是图16(B)所示的低通滤波器型的移相器的相位频率特性的一个例子。在该例子中，低频段(700MHz波段；标记 M01)中的移相量能够设为-90°，但是高频段(2GHz波段；标记M02) 中的移相量不为180°，而是大约100°。此外，在低频段、高频段中的任一者中，频带内的移相量的变化都大。

此外，图19是图16(A)所示的高通滤波器型的移相器的相位对插入损耗的特性例。因为在截止频率(1GHz以下)附近移相量成为180°，所以若要增大移相量，则插入损耗会变大。此外，在图16(B)所示的低通滤波器型的移相器中，若要在低频段中得到180°附近的移相量，则截止频率会变低，高频段中的插入损耗会变得非常大。

如上所述，在以往的滤波器型的移相器中，不能进行如上述(1)、 (2)所示的按每个频带的移相操作。

本实用新型的目的在于，提供一种能够进行与频带相应的移相的移相器、具备该移相器的阻抗匹配电路以及通信终端装置。

用于解决课题的技术方案

(1)本实用新型的移相器的特征在于，具备：

变压器，连接在第一端口与第二端口之间，包含第一线圈、对所述第一线圈进行磁场耦合的第二线圈、以及寄生电感分量；以及

阻抗调整用电路，具有与所述变压器连接的电抗元件，

确定所述变压器的第一线圈与第二线圈的耦合系数以及所述阻抗调整用电路的电抗元件的值，使得根据频带而成为不同的移相量，

所述阻抗调整用电路包含连接在所述变压器的第一端口与第二端口之间的输入输出间电容，所述输入输出间电容由在所述第一线圈与所述第二线圈之间产生的线圈间电容和连接在所述第一端口与所述第二端口之间的输入输出间附加电容构成。

通过上述结构，例如，通过与阻抗匹配电路进行组合，从而能够容易地进行与频带相应的阻抗匹配。此外，因为输入输出间电容由在第一线圈与第二线圈之间产生的线圈间电容和连接在所述第一端口与所述第二端口之间的输入输出间附加电容构成，所以即使第一线圈与第二线圈的间隔大，也能够使输入输出间电容为给定电容值，能够以高的自由度确定相对于频率的移相的特性。

(2)优选地，在上述(1)中，所述第一线圈与所述第二线圈的耦合系数为0.9以下。如果所述第一线圈与所述第二线圈的耦合系数为0.9以下，则第一线圈与第二线圈的间隔大，从而在第一线圈与第二线圈之间产生的线圈间电容变小，但是由于输入输出间附加电容的存在，从而能够容易地将输入输出间电容设定为给定电容值。

(3)优选地，在上述(1)或(2)中，所述变压器具备绝缘性基材和设置在所述绝缘性基材的第一输入输出电极、第二输入输出电极、接地电极、第一线圈导体图案以及第二线圈导体图案，所述第一输入输出电极构成所述第一端口，所述第二输入输出电极构成所述第二端口，所述第一线圈导体图案的第一端与所述第一输入输出电极连接，所述第一线圈导体图案的第二端与所述接地电极连接，并且所述第一线圈导体图案构成所述第一线圈，所述第二线圈导体图案的第一端与所述第二输入输出电极连接，所述第二线圈导体图案的第二端与所述接地电极连接，并且所述第二线圈导体图案构成所述第二线圈，所述输入输出间附加电容形成在所述绝缘性基材，并具有第一电容电极，所述第一电容电极使所述第一线圈导体图案与所述第二输入输出电极之间产生电容。

通过上述结构，因为输入输出间附加电容与变压器一起设置在一个绝缘性基材，所以能够构成简单的构造的小型的移相器。

(4)优选地，在上述(3)中，所述第一线圈导体图案以及所述第二线圈导体图案中的至少一方是多匝的螺旋状的线圈导体图案，所述第一线圈导体图案的所述第二端侧的线圈开口面与所述第二线圈导体图案的所述第二端侧的线圈开口面对置，所述第一电容电极与所述第一线圈导体图案的靠所述第一端的位置对置配置。

通过上述结构，第一线圈与第二线圈的耦合系数不会变得过大。耦合系数越大，移相量越大，输入输出间电容越大，移相量越小，但是通过上述结构，耦合系数不会变得过大，能够通过输入输出间附加电容设定为给定的移相量。

(5)优选地，在上述(3)或(4)中，所述输入输出间附加电容形成在所述绝缘性基材，并还具备第二电容电极，所述第二电容电极使所述第二线圈导体图案与所述第一输入输出电极之间产生电容，所述第二电容电极与所述第二线圈导体图案中的靠所述第一端的位置对置配置。通过该结构，由第一电容电极以及第二电容电极构成的电容并联连接，由第一电容电极以及第二电容电极构成的电感并联连接，因此得到给定的电容时的 ESL(等效串联电感)变小。

(6)优选地，在上述(5)中，所述第二电容电极沿着所述第二线圈导体图案形成。由此，难以阻碍第一线圈与第二线圈的磁场耦合。

(7)优选地，在上述(3)至(6)中的任一个中，所述第一电容电极沿着所述第一线圈导体图案形成。由此，难以阻碍第一线圈与第二线圈的磁场耦合。

(8)优选地，在上述(3)至(7)中的任一个中，具备连接在所述变压器的第一端口与接地之间的输入侧电容，所述输入侧电容形成在所述绝缘性基材，与所述接地电极连接，并由与所述第一线圈导体图案之间产生电容的输入侧电容电极和在所述第一线圈导体图案产生的电容构成。由此，输入侧电容与变压器一起设置在一个绝缘性基材，因此能够构成简单的构造的小型的移相器。

(9)优选地，在上述(8)中，具备连接在所述变压器的第二端口与接地之间的输出侧电容，所述输出侧电容形成在所述绝缘性基材，与所述接地电极连接，并由与所述第二线圈导体图案之间产生电容的输出侧电容电极和在所述第二线圈导体图案产生的电容构成。由此，输出侧电容与变压器一起设置在一个绝缘性基材，因此能够构成简单的构造的小型的移相器。

(10)优选地，在上述(3)至(9)中的任一个中，所述绝缘性基材是层叠多个绝缘体层而构成的层叠体，所述第一线圈导体图案以及所述第二线圈导体图案的卷绕轴方向是所述层叠的方向。通过该结构，能够构成小型的移相器。

(11)优选地，在上述(1)中，所述第一线圈与所述第二线圈具有相同的卷绕轴，且线圈开口面相互对置。

(12)本实用新型的电感匹配电路的特征在于，具备：上述(1)至 (10)中的任一个所述的移相器；以及阻抗匹配电路部，相对于所述移相器串联连接，所述阻抗匹配电路部是对由所述移相器进行了移相的阻抗进行阻抗匹配的电路。

(13)优选地，在上述(12)中，所述移相器使低频段中的阻抗移动到史密斯图上的第二象限或第三象限，所述阻抗匹配电路部使高频段中的阻抗以及低频段中的阻抗均向史密斯图上的中心方向移动。

在上述(12)、(13)中的任一个结构中，都能够根据频带容易地进行阻抗匹配。

(14)本实用新型的通信终端装置的特征在于，具备：供电电路；以及天线，与所述供电电路连接，在所述供电电路与所述天线之间具备上述 (1)至(11)中的任一个记载的移相器、或者(12)或(13)记载的阻抗匹配电路。由此，可得到如下的通信终端装置，即，根据频带进行移相，天线元件和供电电路横跨宽波段进行阻抗匹配。

实用新型效果

根据本实用新型，可得到确定了与频带相应的移相量的移相器。此外，可得到能够按每个频带容易地进行阻抗匹配的阻抗匹配电路。进而，可得到天线元件和供电电路按给定的每个频带进行了阻抗匹配的通信终端装置。

附图说明

图1是第一实施方式涉及的移相器11的电路图。

图2(A)、图2(B)是变压器T的各种等效电路图。

图3是将移相器11分为理想变压器IT和寄生电感分量(串联寄生电感分量La、Lc、并联寄生电感分量Lb)表示的等效电路图。

图4是示出包含移相器11以及天线1的天线电路的结构的图。

图5是示出本实施方式的移相器11的移相量的频率特性的图。

图6(A)、图6(B)是示出基于图4所示的移相器11的移相作用的图。

图7(A)是从图4的Pm观察的阻抗Zm的低频段中的轨迹，图7(B) 是阻抗Zm的高频段中的轨迹。

图8是移相器11的外观立体图。

图9是移相器11的各层的俯视图。

图10是移相器11的主要部分的电路图。

图11(A)是示出移相器11的第一线圈L1以及第二线圈L2的层叠状态下的各自的第一端、第二端的位置关系的概略图。图11(B)是示出作为比较例的移相器的第一线圈L1以及第二线圈L2的层叠状态下的各自的第一端、第二端的位置关系的概略图。

图12是第二实施方式涉及的移相器12的电路图。

图13是移相器12的各层的俯视图。

图14是移相器12的主要部分的电路图。

图15是第三实施方式涉及的通信终端装置200的框图。

图16(A)是高通滤波器型的移相器的电路图，图16(B)是低通滤波器型的移相器的电路图。

图17是图16(A)所示的高通滤波器型的移相器的相位频率特性的一个例子。

图18是图16(B)所示的低通滤波器型的移相器的相位频率特性的一个例子。

图19是图16(A)所示的高通滤波器型的移相器的相位对插入损耗的特性例。

图20是示出进行第一高频电路71与第二高频电路74的阻抗匹配的电路的结构例的图。

具体实施方式

以下，参照附图并举出几个具体的例子来示出用于实施本实用新型的多个方式。在各图中，对相同部位标注相同附图标记。在第二实施方式以后，省略关于与第一实施方式共同的事项的记述，对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，不再在每个实施方式逐次提及。

《第一实施方式》

图1是第一实施方式涉及的移相器11的电路图。移相器11具备连接在第一端口P1与第二端口P2之间的变压器T。变压器T具有第一线圈 L1以及对第一线圈L1以不足1的耦合系数进行磁场耦合的第二线圈L2。此外，移相器11具备阻抗调整用电路，阻抗调整用电路具有与变压器T 连接的电抗元件。阻抗调整用电路具备第一线圈电容C10、第二线圈电容C20、线圈间电容C30以及输入输出间附加电容C31。

在图1中，第一线圈电容C10、第二线圈电容C20分别表示为集总常数元件。第一线圈电容C10与第一线圈L1并联连接，第二线圈电容C20 与第二线圈L2并联连接。线圈间电容C30也表示为集总常数元件。线圈间电容C30连接在第一线圈L1与第二线圈L2之间。

在图1中，输入输出间附加电容C31连接在第一端口P1与第二端口 P2之间。因此，是如下结构，即，作为线圈间电容C30与输入输出间附加电容C31的并联连接电路的输入输出间电容连接在第一端口P1与第二端口P2之间。

图2(A)、图2(B)是上述变压器T的各种等效电路图。变压器T 的等效电路能够以几种形式表示。在图2(A)的表现中，用理想变压器 IT、与其一次侧串联(串联连接)的串联寄生电感分量La、与一次侧并联 (并联连接)的并联寄生电感分量Lb、以及与二次侧串联(串联连接) 的串联寄生电感分量Lc来表示。

在图2(B)的表现中，用理想变压器IT、与其一次侧串联(串联连接)的两个串联寄生电感分量La、Lc1、以及与一次侧并联(并联连接) 的并联寄生电感分量Lb来表示。

与第一线圈L1与第二线圈L2的耦合系数不足1相伴地，本实施方式的变压器T产生上述串联寄生电感分量以及并联寄生电感分量。

图3是将移相器11分为理想变压器IT和寄生电感分量(串联寄生电感分量La、Lc、并联寄生电感分量Lb)来表示的等效电路图。在此，输入输出间电容C3是将线圈间电容C30和输入输出间附加电容C31汇总而表示为一个集总常数元件的电容。

由于上述寄生电感分量(电感器La、Lb、Lc)，变压器的电感从规定值(例如，50Ω)偏离，但是通过具备第一线圈电容C10、第二线圈电容C20、输入输出间电容C3，从而变压器的阻抗被调整为规定值。特别是，第一线圈电容C10、第二线圈电容C20发挥作用，使得修正由并联寄生电感分量Lb造成的阻抗的偏移，输入输出间电容C3发挥作用，使得修正由串联寄生电感分量La、Lc造成的阻抗的偏移。

第一线圈L1与第二线圈L2的耦合系数越小，串联寄生电感分量Lc 越大。特别是，若耦合系数为0.9以下(特别是，0.8以下)，则变得通过串联寄生电感分量La、Lc特别容易调整高频段侧的相位，另一方面，修正阻抗的偏移的必要性高。若由于拉远线圈间距离而使耦合系数变小，则与此相伴地，线圈间电容C30变小，但是在本实施方式中，通过输入输出间电容C3具有给定的大的电容，从而可确保阻抗匹配。此外，输入输出间电容C3的电容越大，高频段的信号通过输入输出间电容C3的比例越增大，基于变压器的移相作用越小。另一方面，关于低频段的信号，对输入输出间电容C3进行旁路的量相对少，基于变压器的移相作用变得有效。但是，因为第一线圈L1与第二线圈L2的耦合系数小，所以移相量少于 180°。在本实施方式中，将耦合系数确定得小(例如，0.7以下且0.6以上程度)，使得对该低频段的信号的移相量成为大致90°。

图4是示出包含上述移相器11以及天线1的天线电路的结构的图。该天线电路在供电电路50与天线1之间具备阻抗匹配电路部41、42以及移相器11。在图4中，阻抗匹配电路部41、42以及移相器11是本实用新型涉及的“阻抗匹配电路部”的一个例子。

在图4中，从用Pa示出的位置观察，移相器11使来自天线1的反射信号移相。阻抗匹配电路部41构成基于变压器的阻抗变换电路。例如，与从用Pp示出的位置观察天线1侧的阻抗Zp相比，提高从用Pt示出的位置观察的阻抗Zt。阻抗匹配电路部41、42进行供电电路50与天线1的阻抗匹配。

图5是示出本实施方式的移相器11的移相量的频率特性的图。在该例子中，在低频段(700MHz至900MHz波段)移相量为大致90°，在高频段(1.7GHz至2.7GHz波段)移相量为大致0°。即，本实施方式是“不使高频段信号移相、使低频段信号移相”的移相器的例子。

图6(A)、图6(B)是示出图4所示的基于移相器11的移相作用的图。图6(A)的轨迹LBa是图4所示的阻抗Za的低频段中的轨迹，轨迹LBp是图4所示的阻抗Zp的低频段中的轨迹。此外，图6(B)的轨迹 HBa是上述阻抗Za的高频段中的轨迹，轨迹HBp是上述阻抗Zp的高频段中的轨迹。

如图5所示，移相器11在低频段中移相大致90°，因此在图4中用 Pp示出的位置处的反射信号比用Pa示出的位置处的反射信号顺时针旋转大致180°的量。该情况与如图6(A)所示的阻抗轨迹顺时针旋转大约180°的情况对应。在高频段中几乎不移相，如图6(B)所示，从Pp观察的反射信号与从Pa观察的反射信号大致相同。像这样，对于低频段、高频段，阻抗轨迹的主要部分(大部分)均移动到史密斯图上的第二象限或第三象限。在此，所谓“史密斯图上的第二象限”，是反射系数的实部为负、虚部为正的区域，是将史密斯图交叉四分割后的左上的区域。此外，所谓“史密斯图上的第三象限”，是反射系数的实部为负、虚部为负的区域，是将史密斯图交叉四分割后的左下的区域。

图4的阻抗匹配电路部41是由相互磁场耦合的第一线圈Lp和第二线圈Ls构成的自耦变压器型的电路。在阻抗匹配电路部41中，从其输入侧观察，以给定的阻抗变换比提高阻抗。因此，该阻抗匹配电路部41具有使史密斯图上的阻抗轨迹小圆化并且向右方向移位的作用。

图7(A)是从图4的Pm观察的阻抗Zm的低频段中的轨迹，图7(B) 是阻抗Zm的高频段中的轨迹。

像这样，对于低频段、高频段，阻抗均在移动到史密斯图上的第二象限或第三象限后，通过阻抗匹配电路部41、42而向史密斯图上的中心方向移动。由此，对于低频段、高频段，均进行阻抗匹配。

阻抗匹配电路部42通过其并联(并联连接)的电容器以及串联(串联连接)的电感器主要使高频段的阻抗变化，通过串联的电容器以及并联的电感器主要使低频段的阻抗变化。

图8是移相器11的外观立体图，图9是移相器11的各层的俯视图。图10是移相器11的主要部分的电路图。

移相器11构成为表面安装型的芯片部件，具备多个绝缘性的基材 S1～S10。在基材S1～S10形成有各种导体图案。在“各种导体图案”中，不仅包含形成在基材的表面的导体图案，还包含层间连接导体。层间连接导体不仅包含过孔导体，还包含形成在层叠体100的端面的端面电极。

基材S1的上表面相当于层叠体100的安装面(下表面)。在基材S1 分别形成有作为第一端口P1的端子T1、作为第二端口P2的端子T2、接地端子GND、空置端子NC。

在基材S3形成有环状的作为导体图案的导体L11A。在基材S4形成有导体L11B、L121。由串联连接的导体L11B、L121构成环状的导体图案。在基材S5形成有导体L13、L122。由串联连接的导体L13、L122构成环状的导体图案。这些环状的导体图案具有相同的卷绕轴，且其内外径尺寸大致相同。

导体L11A的第一端与第一端口的端子T1连接。导体L11A的第二端经由过孔导体V1与导体L11B的第一端连接。导体L11B的第二端与导体 L121的第一端连接。导体L121的第一端和导体L122的第一端经由过孔导体V2连接。此外，导体L121的第二端和导体L122的第二端经由过孔导体V3连接。即，导体L121和导体L122经由过孔导体V2、V3并联连接。导体L122的第二端与导体L13的第一端连接。导体L13的第二端与接地端子GND连接。上述导体L11A、L11B、L121、L122、L13是本实用新型涉及的“第一线圈导体图案”的例子。

在基材S8形成有环状的作为导体图案的导体L21A。在基材S7形成有导体L21B、L221。由串联连接的导体L21B、L221形成环状的导体图案。在基材S6形成有导体L23、L222。由串联连接的导体L23、L222构成环状的导体图案。这些环状的导体图案具有相同的卷绕轴，且其内外径尺寸大致相同。

导体L21A的第一端与第二端口的端子T2连接。导体L21A的第二端经由过孔导体V4与导体L21B的第一端连接。导体L21B的第二端与导体 L221的第一端连接。导体L221的第一端和导体L222的第一端经由过孔导体V5连接。此外，导体L221的第二端和导体L222的第二端经由过孔导体V6连接。即，导体L221和导体L222经由过孔导体V5、V6并联连接。导体L222的第二端与导体L23的第一端连接。导体L23的第二端与接地端子GND连接。上述导体L21A、L21B、L221、L222、L23是本实用新型涉及的“第二线圈导体图案”的例子。

由上述导体L11A、L11B、L121、L122、L13以及过孔导体V1、V2、 V3构成第一线圈L1。此外，由上述导体L21A、L21B、L221、L222、L23 以及过孔导体V4、V5、V6构成第二线圈L2。第一线圈L1、第二线圈L2 均为矩形螺旋状的线圈。第一线圈导体图案以及第二线圈导体图案的卷绕轴方向是基材S1～S10的层叠方向。

第一线圈导体图案(L11A、L11B、L121、L122、L13)中的导体L11A 是第一端侧(图10的L1E1)的线圈导体图案，导体L13是第二端侧(图 10的L1E2)的线圈导体图案。同样地，第二线圈导体图案(L21A、L21B、 L221、L222、L23)中的导体L21A是第一端侧(图10的L2E1)的线圈导体图案，导体L23是第二端侧(图10的L2E2)的线圈导体图案。第一线圈导体图案的第二端侧的线圈开口面(导体L13的线圈开口面)与第二线圈导体图案的第二端侧的线圈开口面(导体L23的线圈开口面)对置。第一线圈导体图案与第二线圈导体图案具有相同的卷绕轴，且其内外径尺寸大致相同。

在基材S2形成有第一电容电极E311。第一电容电极E311经由层叠体100(参照图8)的侧面与第二端口的端子T2导通。第一电容电极E311 与导体L11A的中途部部分对置，在该对置部分产生第一电容C311。此外，在基材S9形成有第二电容电极E312。第二电容电极E312经由层叠体100 (参照图8)的侧面与第一端口的端子T1导通。第二电容电极E312与导体L21A的中途部部分对置，在该对置部分产生第二电容C312。即，第一电容电极E311与第一线圈导体图案的靠第一端L1E1的位置对置配置，第二电容电极E312与第二线圈导体图案的靠第一端L2E1的位置对置配置。

第一电容C311和第二电容C312并联连接，构成输入输出间附加电容 C31。通过该结构，输入输出间电容附近的寄生电感分量减半。因此，输入输出间电容的ESL(等效串联电感)减小。

第一电容电极E311沿着导体L11A形成。此外，第二电容电极E312 沿着导体L21A形成。由此，第一电容电极E311以及第二电容电极E312 实质上未遮挡第一线圈L1以及第二线圈L2的线圈开口，因此难以阻碍第一线圈L1与第二线圈L2的磁场耦合。

层叠体100的各基材层可以是由LTCC(Low Temperature Co-fired Ceramics：低温共烧陶瓷)等构成的非磁性陶瓷层叠体，也可以是由聚酰亚胺、液晶聚合物等树脂材料构成的树脂层叠体。像这样，由于基材层是非磁性体(因为不是磁性体铁氧体)，从而在UHF波段以上的高频带也能够用作给定电感、给定耦合系数的变压器以及移相器。

上述导体图案以及层间连接导体由将Ag、Cu作为主成分的电阻率小的导体材料构成。如果基材层是陶瓷，则例如通过将Ag、Cu作为主成分的导电性膏的丝网印刷以及烧成来形成。此外，如果基材层是树脂，则例如通过利用蚀刻等对Al箔、Cu箔等金属箔进行图案化来形成。

图11(A)是示出移相器11的第一线圈L1以及第二线圈L2的层叠状态下的各自的第一端、第二端的位置关系的概略图。图11(B)是示出作为比较例的移相器的第一线圈L1以及第二线圈L2的层叠状态下的各自的第一端、第二端的位置关系的概略图。

在本实施方式的移相器11中，如已经叙述的那样，第一线圈L1的第二端L1E2侧(与接地端子GND连接的一侧)的线圈开口面与第二线圈 L2的第二端L2E2侧(与接地端子GND连接的一侧)的线圈开口面对置。一般来说，若线圈间距离靠近，则耦合系数k变大，但是输入输出间电容 C3(参照图3)也会变大。相对于此，在本实施方式的构造中，与端子T1、T2连接的第一端L1E1、L2E1配置在最远离的位置，因此输入输出间电容 C3的绝对值自身变小，此外，根据线圈间距离，其值的变化也变小。即，可以说，是能够独立地控制耦合系数k和输入输出间电容C3的构造。耦合系数k能够通过线圈间距离来调整，输入输出间电容C3能够通过输入输出间附加电容C31来调整，因此能够在具有频率特性的同时得到给定的移相特性。

《第二实施方式》

在第二实施方式中示出具备输入侧附加电容以及输出侧附加电容的移相器的例子。

图12是第二实施方式涉及的移相器12的电路图。与在第一实施方式中图1所示的移相器11的不同点在于，还具备输入侧附加电容C11以及输出侧附加电容C21。

在图12中，输入侧附加电容C11与第一线圈L1并联连接，输出侧附加电容C21与第二线圈L2并联连接。因此，输入侧附加电容C11与第一线圈电容C10并联连接，输出侧附加电容C21与第二线圈电容C20并联连接。

图13是移相器12的各层的俯视图。图14是移相器12的主要部分的电路图。

如图13所示，在基材S2形成有输入侧电容电极E11。在基材S9形成有输出侧电容电极E12。输入侧电容电极E11经由层叠体的侧面与接地端子GND导通。输出侧电容电极E12经由层叠体的侧面与接地端子GND 导通。在输入侧电容电极E11与导体L11A的对置部分产生输入侧附加电容C11。此外，在输出侧电容电极E12与导体L21A的对置部分产生输出侧附加电容C21。其它结构与在第一实施方式中示出的移相器11相同。

根据本实施方式，即使不将构成第一线圈L1的第一线圈导体图案的导体图案间隔变窄，也可得到给定的输入侧电容，此外，即使不将构成第二线圈L2的第二线圈导体图案的导体图案间隔变窄，也可得到给定的输出侧电容，因此第一线圈L1与第二线圈L2的耦合系数的设计上的自由度高。此外，因为输入侧电容以及输出侧电容与变压器一起设置在一个绝缘性基材，所以能够构成简单的构造的小型的移相器。

《第三实施方式》

在第三实施方式中示出通信终端装置。图15是第三实施方式涉及的通信终端装置200的框图。本实施方式的通信终端装置200具备天线1、天线匹配电路40、移相电路30、通信电路51、基带电路52、应用处理器 53以及输入输出电路54。通信电路51具备针对低频段(700MHz～1.0GHz) 和高频段(1.4GHz～2.7GHz)的发送电路以及接收电路，进而具备天线共用器。天线1是与低频段和高频段对应的单端口天线、倒L型天线、倒F 型天线等。

上述构成要素容纳在一个框体内。例如，天线匹配电路40、移相电路 30、通信电路51、基带电路52、应用处理器53安装在印刷布线板，印刷布线板容纳在框体内。输入输出电路54作为显示/触摸面板组装到框体。天线1安装在印刷布线板，或者配置在框体的内表面或内部。

通过以上所示的结构，可得到具备横跨宽波段匹配的天线的通信终端装置。

最后，上述的实施方式的说明在所有方面都是例示，而不是限制性的。对于本领域技术人员而言，能够适当地进行变形以及变更。例如，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合。本实用新型的范围不是由上述的实施方式示出，而是由权利要求书示出。进而，本实用新型的范围意图包含与权利要求书等同的意义以及范围内的所有的变更。

附图标记说明

C10：第一线圈电容；

C11：输入侧附加电容；

C20：第二线圈电容；

C21：输出侧附加电容；

C3：输入输出间电容；

C30：线圈间电容；

C31：输入输出间附加电容；

C311：第一电容；

C312：第二电容；

E11：输入侧电容电极；

E12：输出侧电容电极；

E311：第一电容电极；

E312：第二电容电极；

GND：接地端子；

IT：理想变压器；

L1：第一线圈；

L11A、L11B：导体；

L121、L122：导体；

L13：导体；

L1E1：第一端；

L1E2：第二端；

L2：第二线圈；

L21A、L21B：导体；

L221、L222：导体；

L23：导体；

L2E1：第一端；

L2E2：第二端；

La、Lc、Lc1：串联寄生电感分量；

Lb：并联寄生电感分量；

Lp：第一线圈；

Ls：第二线圈；

NC：空置端子；

P1：第一端口；

P2：第二端口；

S1～S10：基材；

T：变压器；

T1、T2：端子；

V1～V6：过孔导体；

1：天线；

11、12：移相器；

30：移相电路；

40：天线匹配电路；

41、42：阻抗匹配电路部；

50：供电电路；

51：通信电路；

52：基带电路；

53：应用处理器；

54：输入输出电路；

71：第一高频电路；

72：阻抗匹配电路；

73：移相器；

74：第二高频电路；

100：层叠体；

200：通信终端装置。

Claims (14)

1.一种移相器，其特征在于，具备：

变压器，连接在第一端口与第二端口之间，包含第一线圈、对所述第一线圈进行磁场耦合的第二线圈、以及寄生电感分量；以及

阻抗调整用电路，具有与所述变压器连接的电抗元件，

确定所述变压器的第一线圈与第二线圈的耦合系数以及所述阻抗调整用电路的电抗元件的值，使得根据频带而成为不同的移相量，

所述阻抗调整用电路包含连接在所述变压器的第一端口与第二端口之间的输入输出间电容，所述输入输出间电容由在所述第一线圈与所述第二线圈之间产生的线圈间电容和连接在所述第一端口与所述第二端口之间的输入输出间附加电容构成。

2.根据权利要求1所述的移相器，其特征在于，

所述第一线圈与所述第二线圈的耦合系数为0.9以下。

3.根据权利要求1或2所述的移相器，其特征在于，

所述变压器具备绝缘性基材和设置在所述绝缘性基材的第一输入输出电极、第二输入输出电极、接地电极、第一线圈导体图案以及第二线圈导体图案，所述第一输入输出电极构成所述第一端口，所述第二输入输出电极构成所述第二端口，所述第一线圈导体图案的第一端与所述第一输入输出电极连接，所述第一线圈导体图案的第二端与所述接地电极连接，并且所述第一线圈导体图案构成所述第一线圈，所述第二线圈导体图案的第一端与所述第二输入输出电极连接，所述第二线圈导体图案的第二端与所述接地电极连接，并且所述第二线圈导体图案构成所述第二线圈，

所述输入输出间附加电容形成在所述绝缘性基材，并具有第一电容电极，所述第一电容电极使所述第一线圈导体图案与所述第二输入输出电极之间产生电容。

4.根据权利要求3所述的移相器，其特征在于，

所述第一线圈导体图案以及所述第二线圈导体图案中的至少一方是多匝的螺旋状的线圈导体图案，

所述第一线圈导体图案的所述第二端侧的线圈开口面与所述第二线圈导体图案的所述第二端侧的线圈开口面对置，

所述第一电容电极与所述第一线圈导体图案的靠所述第一端的位置对置配置。

5.根据权利要求3所述的移相器，其特征在于，

所述输入输出间附加电容形成在所述绝缘性基材，并还具备第二电容电极，所述第二电容电极使所述第二线圈导体图案与所述第一输入输出电极之间产生电容，

所述第二电容电极与所述第二线圈导体图案中的靠所述第一端的位置对置配置。

6.根据权利要求5所述的移相器，其特征在于，

所述第二电容电极沿着所述第二线圈导体图案形成。

7.根据权利要求3所述的移相器，其特征在于，

所述第一电容电极沿着所述第一线圈导体图案形成。

8.根据权利要求3所述的移相器，其特征在于，

所述移相器还具备连接在所述变压器的第一端口与接地之间的输入侧电容，

所述输入侧电容形成在所述绝缘性基材，与所述接地电极连接，并由与所述第一线圈导体图案之间产生电容的输入侧电容电极和在所述第一线圈导体图案产生的电容构成。

9.根据权利要求8所述的移相器，其特征在于，

所述移相器还具备连接在所述变压器的第二端口与接地之间的输出侧电容，

所述输出侧电容形成在所述绝缘性基材，与所述接地电极连接，并由与所述第二线圈导体图案之间产生电容的输出侧电容电极和在所述第二线圈导体图案产生的电容构成。

10.根据权利要求3所述的移相器，其特征在于，

所述绝缘性基材是层叠多个绝缘体层而构成的层叠体，所述第一线圈导体图案以及所述第二线圈导体图案的卷绕轴方向是所述层叠的方向。

11.根据权利要求1所述的移相器，其特征在于，

所述第一线圈与所述第二线圈具有相同的卷绕轴，且线圈开口面相互对置。

12.一种阻抗匹配电路，其特征在于，具备：

权利要求1至11中的任一项所述的移相器；以及

阻抗匹配电路部，相对于所述移相器串联连接，

所述阻抗匹配电路部是对由所述移相器进行了移相的阻抗进行阻抗匹配的电路。

13.根据权利要求12所述的阻抗匹配电路，其特征在于，

所述移相器使低频段中的阻抗移动到史密斯图上的第二象限或第三象限，

所述阻抗匹配电路部使高频段中的阻抗以及低频段中的阻抗均向史密斯图上的中心方向移动。

14.一种通信终端装置，其特征在于，具备：

供电电路；以及

天线，与所述供电电路连接，

在所述供电电路与所述天线之间具备权利要求1至11中的任一项所述的移相器或者权利要求12或13所述的阻抗匹配电路。