WO2016114181A1 - トランス型移相器、移相回路および通信端末装置 - Google Patents

トランス型移相器、移相回路および通信端末装置 Download PDF

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WO2016114181A1
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石塚健一
西田浩
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a transformer type phase shifter connected between an antenna and a power feeding circuit, a phase shift circuit, and a communication terminal device including the transformer type phase shifter and the phase shift circuit.
  • a small and highly efficient high-frequency circuit is configured.
  • a phase shift circuit that rotates a phase angle that is, a phase shift circuit, is used as one circuit element in order to provide a transmission signal with a predetermined phase to a subsequent (next) circuit.
  • phase shift circuit and an antenna matching circuit are provided between the high-frequency power amplifier provided in the transmission circuit and the antenna, and the phase shift amount of the phase shift circuit is appropriately set to match the power amplifier and the antenna matching circuit.
  • the efficiency of the power amplifier can be improved and the generation of harmonics can be suppressed.
  • a transmission line type phase shifter as disclosed in Patent Document 1 is excellent in terms of insertion loss characteristics and frequency dependency, but there is a drawback in that it increases in size when attempting to obtain a large amount of phase shift. . Further, since the transmission line type phase shifter has a frequency dependency of the amount of phase shift, it is difficult to apply it to a broadband high frequency circuit.
  • phase shift circuit using a component such as a distributed constant delay line
  • the frequency dependence of the phase shift amount is large, so that it is difficult to apply to a broadband high frequency circuit. For this reason, it is difficult to use in a mobile phone terminal or the like whose bandwidth has been increased. Further, if the amount of phase shift is increased, there is a drawback in that the signal insertion loss increases.
  • FIG. 15 is a diagram showing a phase shift characteristic of a transmission line provided with a phase shifter using a conventional distributed constant delay line.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents the amount of phase shift.
  • the characteristic line A is a characteristic of a transmission line alone
  • the characteristic line B is a characteristic in a state where a phase shifter is provided. The difference between the two phase shift amounts is the phase shift amount by the phase shifter.
  • the amount of phase shift by the transmission line is ⁇ 30 ° at a frequency of 1 GHz and ⁇ 60 ° at a frequency of 1.9 GHz
  • the amount of phase shift with a phase shifter connected is ⁇ 90 ° at a frequency of 1 GHz, It is -180 ° at a frequency of 1.9 GHz. Therefore, the phase shift amount of the phase shifter alone is ⁇ 60 ° at a frequency of 1 GHz and ⁇ 120 ° at a frequency of 1.9 GHz.
  • both the transmission line and the phase shifter such as the distributed constant delay line have a large frequency dependency. That is, the larger the required amount of phase shift, the more difficult it is to use in a wide band.
  • the insertion loss increases as the frequency becomes higher. In particular, in the distributed constant type delay line, the increase in insertion loss at a high frequency is remarkable. Therefore, the insertion loss increases as the amount of phase shift is increased.
  • An object of the present invention is to provide a transformer type phase shifter, a phase shift circuit, and a communication terminal device including a transformer type phase shifter and a phase shift circuit, which are advantageous for downsizing, low loss, and reduction of frequency dependence of phase shift amount. Is to provide.
  • the transformer type phase shifter of the present invention is A transformer having a first coil and a second coil magnetically coupled to the first coil with a coupling coefficient of less than 1, and including a parallel inductance component and a series inductance component; An impedance adjustment circuit including a reactance element for matching the impedance of the transformer; It is characterized by providing.
  • the impedance adjustment circuit includes: A first capacitance element connected in parallel to the first coil; A second capacitance element connected in parallel to the second coil; A third capacitance element connected between the first coil and the second coil; It is preferable to contain. At least one of the first capacitance element, the second capacitance element, and the third capacitance element may be configured by a stray capacitance of the transformer, or may be configured by an actual component together with the stray capacitance.
  • the transformer type phase shifter of the present invention is A transformer having a first coil and a second coil magnetically coupled to the first coil with a coupling coefficient of less than 1, and connected between the first port and the second port; A first capacitance element connected between the first port of the transformer and ground; A second capacitance element connected between the second port of the transformer and the ground; A third capacitance element connected between the first port and the second port of the transformer; It is characterized by providing. At least one of the first capacitance element, the second capacitance element, and the third capacitance element may be configured by a stray capacitance of the transformer, or may be configured by an actual component together with the stray capacitance.
  • phase shift amount due to the parallel inductance component and the series inductance component of the transformer circuit is added to the phase difference (180 °) between the input / output signal to the first coil and the input / output signal to the second coil of the transformer circuit. That is, a phase shift exceeding 180 ° can be performed.
  • the impedance of the transformer deviates from a specified value (for example, 50 ⁇ ) due to the presence of the parallel parasitic inductance component and the series parasitic inductance component of the transformer, but the impedance is adjusted by providing the reactance element (capacitance element). It becomes possible to do.
  • a specified value for example, 50 ⁇
  • the transformer is provided in a single laminated body in which a plurality of base material layers are laminated, and the first coil and the second coil are provided on the base material layer. It is preferable that the conductor pattern is formed. As a result, it is only necessary to mount the phase shifter as a single component on a printed wiring board or the like, and mounting on a communication terminal device or the like is facilitated.
  • the first coil and the second coil have substantially the same inner and outer diameters, and the coil axes are in a coaxial relationship.
  • a transformer having a moderately high coupling coefficient can be obtained while the number of turns of the first coil and the second coil is small, that is, the size is small.
  • the third capacitance element is mainly composed of an inter-coil capacitance generated between the first coil and the second coil. This eliminates the need for the pattern for forming the third capacitance element, or eliminates the need for the third capacitance element as a component, thereby reducing the size and cost.
  • the first capacitance element is mainly composed of a line capacitance of the first coil
  • the second capacitance element is mainly composed of the second coil. It is preferable to be configured with a line capacity of As a result, the pattern for forming the first capacitance element and the second capacitance element is unnecessary, or the first capacitance element and the second capacitance element as components are unnecessary, so that the size and cost can be reduced.
  • the transformer ratio between the first coil and the second coil may be 1: n (n is a value other than 1).
  • impedance conversion by a transformer can be performed together with phase shift, and the function of an impedance matching circuit between the circuit connected to the first port and the circuit connected to the second port can be achieved.
  • a phase shift circuit includes a transformer type phase shifter according to any one of (1) to (8) above, and a phase shift amount connected in series to the transformer type phase shifter. And a phase shift line of less than 90 °. With this configuration, a predetermined phase shift that is finely adjusted over a wide range exceeding 180 ° is possible.
  • the phase shift line may be formed of a substrate and a conductor pattern formed on the substrate.
  • a communication terminal device of the present invention is a communication terminal device comprising a power supply circuit having a power amplifier circuit, and an antenna element connected to the power supply circuit,
  • the transformer type phase shifter according to any one of (1) to (8) or the phase shift circuit according to (9) is provided between the feeding circuit and the antenna element. Thereby, high efficiency or miniaturization can be achieved in the transmission circuit system including the antenna.
  • the transformer type phase shifter of the present invention a large amount of phase shift exceeding 180 ° can be obtained with a small size and low loss.
  • a phase shift characteristic having a small frequency dependency of the phase shift amount can be obtained.
  • the amount of phase shift can be finely adjusted.
  • phase shift circuit of the present invention it is possible to easily obtain a phase shift amount larger than 180 ° while ensuring miniaturization, low loss, and reduction in frequency dependency of the phase shift amount.
  • the transmission circuit system including the antenna can be highly efficient or downsized.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a transformer type phase shifter 11 according to the first embodiment.
  • 2A and 2B are equivalent circuit diagrams of the transformer T.
  • FIG. FIG. 3 is an external perspective view of the transformer type phase shifter 11.
  • FIG. 4 is a plan view of each layer of the transformer type phase shifter 11.
  • FIG. 5 is a longitudinal sectional view of the transformer type phase shifter 11.
  • FIG. 6A is a circuit diagram of the transformer type phase shifter 11.
  • FIG. 6B is an equivalent circuit diagram of the transformer type phase shifter 11.
  • FIG. 7 is a diagram showing the phase shift action by the transformer T on the Smith chart.
  • FIG. 8 is a diagram showing the frequency characteristics of the phase shift amount of the transformer type phase shifter 11.
  • FIGS. 10A and 10B are block diagrams showing the configuration of the phase shift circuits 30A and 30B according to the second embodiment.
  • FIGS. 11A, 11B, 11C, and 11D are diagrams showing circuit configurations of the four phase shift circuits 31, 32, 33, and 34 according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the transformer type phase shifter 13 according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the transformer type phase shifter 14 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram of a communication terminal apparatus 200 according to the fifth embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram showing the phase shift characteristics of a transmission line provided with a phase shifter using a conventional distributed constant type delay line.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a transformer type phase shifter 11 according to the first embodiment.
  • the transformer type phase shifter 11 includes a transformer T.
  • the transformer T has a first coil L1 and a second coil L2 that is magnetically coupled to the first coil L1 with a coupling coefficient of less than 1.
  • the transformer type phase shifter 11 includes an impedance adjustment circuit including a first capacitance element C1, a second capacitance element C2, and a third capacitance element C3.
  • the first capacitance element C1 is connected in parallel to the first coil L1
  • the second capacitance element C2 is connected in parallel to the second coil L2.
  • the third capacitance element C3 is connected between the first coil L1 and the second coil L2.
  • FIG. 2A and 2B are various equivalent circuit diagrams of the transformer T.
  • FIG. 2A The equivalent circuit of the transformer T can be expressed in several forms.
  • the ideal transformer IT the inductor La connected in series to the primary side
  • the inductor Lb connected in parallel to the primary side
  • the inductor Lc connected in series to the secondary side It is represented by
  • FIG. 2B it is represented by an ideal transformer IT, two inductors La and Lc1 connected in series on the primary side thereof, and an inductor Lb connected in parallel on the primary side.
  • the transformer ratio of the transformer T is 1: n
  • the coupling coefficient between the first coil L1 and the second coil L2 is k
  • the inductance of the first coil L1 is L1
  • the inductance of the second coil L2 is When represented by L2, the inductances of the inductors La, Lb, and Lc have the following relationship.
  • the transformer ratio of the ideal transformer is a transformer ratio according to the number of turns of the first coil L1 and the second coil L2.
  • the transformer T of the present embodiment generates a series inductance component and a parallel inductance component when the coupling coefficient k between the first coil L1 and the second coil L2 is less than 1.
  • FIG. 3 is an external perspective view of the transformer type phase shifter 11 of this embodiment
  • FIG. 4 is a plan view of each layer of the transformer type phase shifter 11.
  • FIG. 5 is a cross-sectional view of the transformer type phase shifter 11.
  • the transformer type phase shifter 11 includes a plurality of insulating base materials S1 to S9.
  • Various conductor patterns are formed on the base materials S1 to S9.
  • the “various conductor patterns” include not only conductor patterns formed on the surface of the substrate but also interlayer connection conductors.
  • the interlayer connection conductor includes not only a via conductor but also an end face electrode formed on the end face of the multilayer body 100.
  • the upper surface of the substrate S1 corresponds to the mounting surface (lower surface) of the laminate 100.
  • a terminal T1 as the first port P1 a terminal T2 as the second port P2, a ground terminal GND, and an empty terminal NC are formed.
  • Conductors L1A1 and L1A2 are formed on the base materials S5 and S4, respectively.
  • Conductors L1A3 and L1B1 are formed on the base material S3.
  • Conductors L1B2 and L1C are formed on the base material S2.
  • the first end of the conductor L1A1 is connected to the terminal T1 of the first port.
  • the second end of the conductor L1A1 is connected to the first end of the conductor L1A2 via the via conductor V1.
  • the second end of the conductor L1A2 is connected to the first end of the conductor L1A3 via the via conductor V2.
  • the second end of the conductor L1A3 is connected to the first end of the conductor L1B1.
  • the second end of the conductor L1A3 and the first end of the conductor L1B1 are connected to the first end of the conductor L1B2 via the via conductor V3.
  • the second end of the conductor L1B1 is connected to the second end of the conductor L1B2 via the via conductor V4.
  • the second end of the conductor L1B2 is connected to the first end of the conductor L1C.
  • the second end of the conductor L1C is connected to the ground terminal GND.
  • Conductors L2A1 and L2A2 are formed on the base materials S6 and S7, respectively.
  • Conductors L2A3 and L2B1 are formed on the base material S8.
  • Conductors L2B2 and L2C are formed on the base material S9.
  • the first end of the conductor L2A1 is connected to the terminal T2 of the second port.
  • the second end of the conductor L2A1 is connected to the first end of the conductor L2A2 via the via conductor V5.
  • the second end of the conductor L2A2 is connected to the first end of the conductor L2A3 via the via conductor V6.
  • the second end of the conductor L2A3 is connected to the first end of the conductor L2B1.
  • the second end of the conductor L2A3 and the first end of the conductor L2B1 are connected to the first end of the conductor L2B2 via the via conductor V7.
  • the second end of the conductor L2B1 is connected to the second end of the conductor L2B2 via the via conductor V8.
  • the second end of the conductor L2B2 is connected to the first end of the conductor L2C.
  • the second end of the conductor L2C is connected to the ground terminal GND.
  • a first coil L1 is constituted by the conductors L1A1, L1A2, L1A3, L1B1, L1B2, L1C and the via conductors V1, V2, V3, V4.
  • the conductor L2A1, L2A2, L2A3, L2B1, L2B2, L2C and the via conductors V5, V6, V7, V8 constitute a second coil L2.
  • Both the first coil L1 and the second coil L2 are rectangular helical coils.
  • Each base material layer of the laminate 100 may be a non-magnetic ceramic laminate composed of LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) or a resin material such as polyimide or liquid crystal polymer. It may be a resin laminate.
  • LTCC Low Temperature Co-fired Ceramics
  • resin material such as polyimide or liquid crystal polymer. It may be a resin laminate.
  • the base material layer is a non-magnetic material (since it is not a magnetic material ferrite), it can be used as a transformer and a phase shifter having a predetermined inductance and a predetermined coupling coefficient even in a high frequency band exceeding 700 MHz.
  • the conductor pattern and the interlayer connection conductor are made of a conductor material having a small specific resistance mainly composed of Ag or Cu. If the base material layer is ceramic, for example, it is formed by screen printing and baking of a conductive paste mainly composed of Ag or Cu. Moreover, if a base material layer is resin, metal foil, such as Al foil and Cu foil, will be formed by patterning by an etching etc., for example.
  • the first coil L1 and the second coil L2 have substantially the same inner and outer diameters, and the coil winding axis CA is in the same (coaxial) relationship. Therefore, a transformer having a moderately high coupling coefficient k can be obtained while the number of turns of the first coil L1 and the second coil L2 is small, that is, the size is small. Further, a large inter-coil capacitance can be generated between the first coil L1 and the second coil L2, and a third capacitance element C3 having a predetermined capacity can be configured.
  • FIG. 6 (A) is a circuit diagram of the transformer type phase shifter 11 of the present embodiment.
  • the first coil L1 and the second coil L2 constitute a transformer.
  • the first capacitance element C1 is mainly composed of stray capacitance generated between the layers of conductors formed on the base materials S2, S3, S4, and S5.
  • the second capacitance element C2 is mainly composed of stray capacitance generated between conductor layers formed on the base materials S6, S7, S8, and S9.
  • the third capacitance element C3 is an inter-coil stray capacitance mainly generated between the first coil L1 and the second coil L2, and is mainly configured mainly by a capacitance generated between the conductor L1A1 and the conductor L2A1.
  • the capacitance elements C1, C2, and C3 are configured only by stray capacitances by narrowing the interlayer distance between the plurality of conductors that configure the first coil L1 and the second coil L2, the self-adjustment of the first coil L1 and the second coil L2 Inductance and mutual inductance can be increased.
  • At least one of the first capacitance element C1, the second capacitance element C2, and the third capacitance element C3 may be configured with an actual component together with the stray capacitance.
  • FIG. 6B is an equivalent circuit diagram in which the transformer type phase shifter 11 is divided into an ideal transformer IT and a parasitic inductance.
  • Inductors La and Lc represent series parasitic inductance components, and inductor Lb represents a parallel parasitic inductance component.
  • the parasitic inductance components cause the transformer inductance to deviate from a specified value (for example, 50 ⁇ ).
  • a specified value for example, 50 ⁇
  • the impedance of the transformer is adjusted to the specified value. Is done.
  • the capacitance elements C1 and C2 act to correct the impedance deviation due to the parallel parasitic inductance component Lb
  • the capacitance element C3 acts to correct the impedance deviation due to the series parasitic inductance components La and Lc.
  • the ratio of the parallel connection portions of the conductors L1B1 and L1B2 occupying the first coil L1 shown in FIG. 6A is determined by the positions of the via conductors V3 and V4 shown in FIG.
  • the ratio of the parallel connection portions of the conductors L2B1 and L2B2 occupying the second coil L2 shown in FIG. 6A is determined by the positions of the via conductors V7 and V8 shown in FIG. Therefore, the inductance of the first coil L1 can be finely adjusted by the positions of the via conductors V3 and V4, and the inductance of the second coil L2 can be finely adjusted by the positions of the via conductors V7 and V8.
  • the current flows in a distributed manner in the parallel connection portions of the conductors L1B1 and L1B2, whereas the conductor L1A1 does not have such a current distribution.
  • current flows through the parallel connection portions of the conductors L2B1 and L2B2, whereas the conductor L2A1 does not have such current distribution.
  • the conductor portions close to each other in the stacking direction contribute most to the coupling. That is, the portions of the conductors L1A1 and L2A1 that are opposed in the stacking direction over the entire circumference contribute to the coupling of the first coil L1 and the second coil L2. As described above, since the conductors L1A1 and L2A1 have no current distribution due to the parallel connection portion, the degree of coupling between the first coil L1 and the second coil L2 is high.
  • the conductors L1A1 and L2A1 connected to the terminals T1 and T2 are arranged near the center in the stacking direction, and the conductors L1C and L2C to which the ground terminal GND is connected are arranged above and below in the stacking direction.
  • the transformer in which the first coil L1 and the second coil L2 share the magnetic flux can be configured, and the adjustment of the capacitance element C3 is facilitated.
  • FIG. 7 is a diagram showing the phase shift action by the transformer T on the Smith chart. If the transformer ratio is 1: 1 and there is no parasitic component (an ideal transformer with a transformer ratio of 1: 1), both the impedance viewed from the first port P1 and the impedance viewed from the second port P2 of the transformer are Smith charts. Plotted at the top center. However, the phase difference between the ports P1 and P2 is 180 °. This is indicated by the semicircular arrow in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing the frequency characteristics of the phase shift amount of the transformer type phase shifter 11 of the present embodiment.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents the amount of phase shift.
  • the amount of phase shift is expressed in a range of ⁇ 180 °.
  • the marker m1 indicates a phase shift amount at a frequency of 1 GHz
  • the marker m2 indicates a phase shift amount at a frequency of 1.9 GHz.
  • FIG. 9 is a diagram showing frequency characteristics of insertion loss of the transformer type phase shifter 11 of the present embodiment.
  • the frequency is about -0.4 dB at 1 GHz and about -0.3 dB at a frequency of 1.9 GHz, and a low insertion loss characteristic is obtained.
  • the insertion loss is lower at a frequency of 1.9 GHz than at a frequency of 1 GHz because the signal component that directly passes through the third capacitance element C3 increases without passing through the transformer T.
  • first capacitance element C1 and the second capacitance element C2 are not limited to the line capacitance of the coil, and may be configured by a conductor pattern other than the coil. Further, a capacitor as an external component may be connected. Further, the third capacitance element C3 is not limited to the inter-coil capacitance, and may be configured with a conductor pattern other than the coil. Further, a capacitor as an external component may be connected.
  • FIGS. 10A and 10B are block diagrams showing the configuration of the phase shift circuits 30A and 30B according to the second embodiment.
  • the phase shift circuits 30 ⁇ / b> A and 30 ⁇ / b> B are connected between the power feeding circuit 9 and the antenna 1.
  • the phase shift circuit 30 ⁇ / b> A includes a transformer type phase shifter 10 and a phase shift line 20 connected in series to the transformer type phase shifter 10.
  • the phase shift circuit 30 ⁇ / b> B includes a phase shift line 20 and a transformer type phase shifter 10 connected in series to the phase shift line 20.
  • the basic configuration of the transformer type phase shifter 10 is the same as that of the transformer type phase shifter 11 shown in the first embodiment.
  • the phase shift line 20 is a phase shift line having a phase shift amount of less than 90 °.
  • the phase shift circuits 30A and 30B provide a phase difference between the ports P1 and P2 by the phase angle obtained by adding the phase shift amount by the transformer type phase shifter 10 and the phase shift amount by the phase shift line 20.
  • the phase shift amount of the transformer type phase shifter 10 is expressed by ⁇ , where the phase shift amount after finely adjusting the impedance shift due to the parasitic inductance component of the transformer by adding a parallel-connected capacitance element and a series-connected capacitance element is represented by ⁇ .
  • the amount is 180 ° + ⁇ . If the phase shift amount by the phase shift line 20 is ⁇ , the phase shift amounts of the phase shift circuits 30A and 30B are 180 ° + ⁇ + ⁇ .
  • phase shift line 20 By adding the phase shift line 20, it is possible to perform a phase shift greatly exceeding 180 °, and the overall phase shift amount can be finely adjusted by the ⁇ phase shift amount by the transformer type phase shifter 10.
  • an antenna matching circuit may be provided between the phase shift circuits 30A and 30B and the antenna 1.
  • phase shift lines 21, 22 and the like are distributed constant circuits, which are represented by lumped constant circuits.
  • Each phase-shifted line includes inductors Ld1 and Ld2 connected in series to the transmission line, and capacitors Cd1 and Cd2 connected shunt to the ground.
  • the phase shift circuit 31 is configured by the transformer type phase shifter 11 and the phase shift line 21.
  • the transformer type phase shifter 11 is the same as that shown in FIG. 1 in the first embodiment.
  • a phase shift circuit 32 is configured by the transformer type phase shifter main part 11B and the phase shift line 22.
  • the capacitance element C2 which is a part of the phase shift line 22 and the transformer type phase shifter main part 11B constitute a transformer type phase shifter.
  • a phase shift circuit 33 is constituted by the transformer type phase shifter main part 11C, the capacitance element C2, and the phase shift line 21.
  • a transformer type phase shifter is composed of the transformer type phase shifter main part 11C and the capacitance element C2 which is an external component.
  • phase shift circuit shown in FIG. 11 (A) is configured as a single component.
  • the phase shift line 20 may be one in which the amount of phase shift is set by determining the electrical length of the transmission line (50 ⁇ line), or a lumped constant element such as an inductor or a capacitor, or an LC circuit is added. Thus, the phase shift amount may be adjusted.
  • the phase shift amount of the phase shift circuits 30A and 30B shown in FIGS. 10A and 10B is 180 ° + ⁇ + ⁇ , but the parasitic components (parallel inductance component and series) of the transformer included in the transformer type phase shifter.
  • the parasitic components parallel inductance component and series
  • ⁇ can be increased.
  • impedance matching is performed by an impedance adjustment circuit such as capacitance elements C1, C2, C3, etc., impedance matching over a wide band becomes difficult (it is difficult to collect the impedance locus drawn by the frequency sweep near the center of the Smith chart. become).
  • the coupling coefficient k of the transformer T is determined within a range of 0.5 ⁇ k ⁇ 1.0, and when used in a narrow band, the coupling coefficient k of the transformer T is set to 0.3 ⁇ k. ⁇ In the range of 1.0.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the transformer type phase shifter 13 according to the third embodiment.
  • the phase shifter using a transformer having an impedance conversion ratio of 1: 1 is shown in the examples shown in FIGS. 1, 2A, 2B, etc., but the impedance conversion ratio is 1: n. (N is a value other than 1).
  • N is a value other than 1).
  • impedance matching can be performed together with a predetermined phase shift.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the transformer type phase shifter 14 according to the fourth embodiment.
  • the transformer type phase shifter 14 of the present embodiment includes an autotransformer type transformer configured by a first coil L1 and a second coil L2 that are magnetically coupled to each other.
  • a first capacitance element C1 is connected between the first port P1 and the ground, and a second capacitance element C2 is connected between the second port P2 and the ground.
  • a third capacitance element C3 is connected between the first port P1 and the second port P2.
  • a parallel inductance component and a series inductance component are also generated in the autotransformer transformer because the coupling coefficient between the first coil L1 and the second coil L2 is less than 1.
  • the impedances are matched by the capacitance elements C1, C2, and C3.
  • the fifth embodiment shows a communication terminal device.
  • FIG. 14 is a block diagram of a communication terminal apparatus 200 according to the fifth embodiment.
  • the communication terminal device 200 includes an antenna 1, an antenna matching circuit 40, a phase shift circuit 30, a communication circuit 41, a baseband circuit 42, an application processor 43, and an input / output circuit 44.
  • the communication circuit 41 includes a transmission circuit and a reception circuit for a low band (700 MHz to 1.0 GHz) and a high band (1.4 GHz to 2.7 GHz), and an antenna duplexer.
  • the antenna 1 is a monopole antenna or an inverted F-type antenna corresponding to a low band and a high band.
  • the above components are housed in one housing.
  • the antenna matching circuit 40, the phase shift circuit 30, the communication circuit 41, the baseband circuit 42, and the application processor 43 are mounted on a printed wiring board, and the printed wiring board is housed in a housing.
  • the input / output circuit 44 is incorporated in the housing as a display / touch panel.
  • the antenna 1 is mounted on a printed wiring board or disposed on the inner surface or inside of the housing.
  • the phase shift circuit 30 has, for example, a low band (700 MHz to 1.0 GHz) and a high band (1.4 GHz to 2.7 GHz) in addition to the configuration inserted into the multiband communication signal path. It may be applied to one of the lines.
  • the impedance adjustment circuit is a circuit for correcting or actively correcting the displacement of the impedance due to the parallel inductance component and the series inductance component, which are parasitic components of the transformer, and thus is not limited to three capacitance elements.
  • the impedance of the transformer T may be finely adjusted by connecting a predetermined reactance element to the transformer in parallel or in series.

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Abstract

　第１コイル（Ｌ１）および第１コイル（Ｌ１）に対して結合係数１未満で磁界結合する第２コイル（Ｌ２）を有し、並列インダクタンス成分および直列インダクタンス成分を含むトランス（Ｔ）と、トランス（Ｔ）のインピーダンスを調整するリアクタンス素子を含むインピーダンス調整用回路と、を備えることで、小型化、低損失化、移相量の周波数依存性低減に有利な、トランス型移相器や移相回路を構成する。

Description

トランス型移相器、移相回路および通信端末装置
　本発明は、アンテナと給電回路との間に接続されるトランス型移相器、移相回路およびトランス型移相器や移相回路を備えた通信端末装置に関する。
　例えば、携帯電話をはじめとする通信端末装置においては、一般に小型で高効率な高周波回路が構成されることが望まれる。
　高周波回路において、伝送信号を所定の位相で後段（次段）の回路へ与えるために位相角を回転させる位相シフト回路すなわち移相回路が一つの回路要素として用いられる。
　例えば、送信回路に設けられる高周波パワーアンプとアンテナとの間に、移相回路およびアンテナ整合回路を設け、移相回路の移相量を適宜設定して、パワーアンプとアンテナ整合回路とのマッチングを図ることで、パワーアンプの効率を向上させ、高調波の発生を抑制することができる。
特開２００３－３２００３号公報
　従来、例えば特許文献１に示されているような伝送線路型の移相器は、挿入損失特性と周波数依存性の点で優れるが、大きな移相量を得ようとすると大型化する欠点がある。また、伝送線路型の移相器は移相量の周波数依存性があるので、広帯域の高周波回路に適用し難い。
　一方、分布定数型ディレイライン等の部品を用いた移相回路においては、移相量の周波数依存性が大きいので、広帯域の高周波回路への適用が難しい。そのため、広帯域化が進んでいる携帯電話端末等では利用し難い。また、移相量を大きくしようとすると、信号の挿入損失が増大する欠点がある。
　図１５は、従来の分布定数型ディレイラインによる移相器を設けた伝送線路の移相特性を示す図である。ここで横軸は周波数、縦軸は移相量である。特性ラインＡは伝送線路単体での特性、特性ラインＢは移相器を設けた状態での特性である。両者の移相量の差が移相器による移相量である。この例では、伝送線路による移相量は周波数１ＧＨｚで－３０°、周波数１．９ＧＨｚで－６０°であり、移相器を接続した状態での移相量は、周波数１ＧＨｚで－９０°、周波数１．９ＧＨｚで－１８０°である。したがって、移相器単体での移相量は、周波数１ＧＨｚで－６０°、周波数１．９ＧＨｚで－１２０°である。
　このように、伝送線路でも分布定数型ディレイライン等の移相器でも周波数依存性が大きい。すなわち、必要な移相量が大きいほど、広帯域での使用は困難になる。また、伝送線路でも分布定数型ディレイラインでも、高周波になるほど挿入損失が大きく、特に分布定数型ディレイラインでは高周波における挿入損失の増大が顕著である。したがって、移相量を大きくしようとするほど挿入損失は増大する。
　本発明の目的は、小型化、低損失化、移相量の周波数依存性低減に有利な、トランス型移相器、移相回路およびトランス型移相器や移相回路を備えた通信端末装置を提供することにある。
（１）本発明のトランス型移相器は、
　第１コイルおよび前記第１コイルに対して結合係数１未満で磁界結合する第２コイルを有し、並列インダクタンス成分および直列インダクタンス成分を含むトランスと、
　前記トランスのインピーダンスを整合させるためのリアクタンス素子を含むインピーダンス調整用回路と、
を備えることを特徴とする。
（２）上記（１）において、前記インピーダンス調整用回路は、
　前記第１コイルに並列に接続された第１キャパシタンス素子と、
　前記第２コイルに並列に接続された第２キャパシタンス素子と、
　前記第１コイルと前記第２コイルとの間に接続された第３キャパシタンス素子と、
を含むことが好ましい。前記第１キャパシタンス素子、前記第２キャパシタンス素子および前記第３キャパシタンス素子の少なくともいずれかは前記トランスの浮遊容量で構成されてもよいし、浮遊容量とともに実部品で構成されていてもよい。
（３）本発明のトランス型移相器は、
　第１コイルおよび前記第１コイルに対して結合係数１未満で磁界結合する第２コイルを有し、第１ポートと第２ポートとの間に接続されたトランスと、
　前記トランスの第１ポートとグランドとの間に接続された第１キャパシタンス素子と、
　前記トランスの第２ポートとグランドとの間に接続された第２キャパシタンス素子と、
　前記トランスの第１ポートと第２ポートとの間に接続された第３キャパシタンス素子と、
を備えることを特徴とする。前記第１キャパシタンス素子、前記第２キャパシタンス素子および前記第３キャパシタンス素子の少なくともいずれかは前記トランスの浮遊容量で構成されてもよいし、浮遊容量とともに実部品で構成されていてもよい。
　上記（１）（２）（３）のいずれの構成でも、
　前記トランス回路の、前記第１コイルに対する入出力信号と前記第２コイルに対する入出力信号との位相差（１８０°）に、前記トランス回路の並列インダクタンス成分および直列インダクタンス成分による移相量を加算した、すなわち１８０°を超える移相を行うことができる。
　また、前記トランスが有する並列寄生インダクタンス成分および直列寄生インダクタンス成分の存在により、トランスのインピーダンスは規定値（例えば50Ω）から外れてしまうが、前記リアクタンス素子（キャパシタンス素子）を備えることで、インピーダンスを調整することが可能となる。
（４）上記（２）または（３）において、前記トランスは、複数の基材層が積層された単一の積層体内に設けられ、前記第１コイルおよび前記第２コイルは前記基材層に形成された導体パターンで構成されることが好ましい。このことにより、単一の部品としての移相器をプリント配線板等に実装するだけでよく、通信端末装置等への実装が容易となる。
（５）上記（４）において、前記第１コイルおよび前記第２コイルは、実質的に同一の内外径を有し、コイル軸が同軸関係にあることが好ましい。このことにより、第１コイルおよび第２コイルの巻回数が少ないながらも、すなわち小型でありながら、適度に高い結合係数のトランスが得られる。
（６）上記（２）から（５）のいずれかにおいて、前記第３キャパシタンス素子は、主に前記第１コイルと前記第２コイルとの間に生じるコイル間容量で構成されることが好ましい。このことにより、第３キャパシタンス素子形成用のパターンが不要であり、または部品としての第３キャパシタンス素子が不要であるので、小型化・低コスト化できる。
（７）上記（２）から（６）のいずれかにおいて、前記第１キャパシタンス素子は、主に前記第１コイルの線間容量で構成され、前記第２キャパシタンス素子は、主に前記第２コイルの線間容量で構成されることが好ましい。このことにより、第１キャパシタンス素子および第２キャパシタンス素子形成用のパターンが不要であり、または部品としての第１キャパシタンス素子および第２キャパシタンス素子が不要であるので、小型化・低コスト化できる。
（８）上記（１）から（７）のいずれかにおいて、前記第１コイルと前記第２コイルによるトランス比は１：ｎ（ｎは１以外の値）にすることも可能である。このことにより、移相と共にトランスによるインピーダンス変換ができ、第１ポートに接続される回路と第２ポートに接続される回路とのインピーダンス整合回路の機能を兼ねることができる。
（９）本発明の移相回路は、上記（１）から（８）のいずれかに記載のトランス型移相器と、前記トランス型移相器に対して直列に接続された、移相量９０°未満の移相線路とを備えることを特徴とする。この構成により、１８０°を超える広範囲に亘り、且つ微調整された所定の移相が可能となる。もちろん、前記移相線路は、基板とその基板に形成された導体パターンとで構成されてもよい。
（１０）本発明の通信端末装置は、電力増幅回路を有する給電回路と、前記給電回路に接続されるアンテナ素子と、を備える通信端末装置であって、
　前記給電回路と前記アンテナ素子との間に、上記（１）から（８）のいずれかに記載のトランス型移相器または上記（９）に記載の移相回路を備えることを特徴とする。これにより、アンテナを含む送信回路系において高効率化または小型化が図れる。
　本発明のトランス型移相器によれば、小型、低損失でありながら１８０°を超える大きな移相量が得られる。また、移相量の周波数依存性の小さな移相特性が得られる。また、インピーダンス調整用回路を備えることで、移相量を微調整できる。
　本発明の移相回路によれば、小型化、低損失化、移相量の周波数依存性低減を確保したまま１８０°よりさらに大きな移相量を容易に得ることができる。
　本発明の通信端末装置によれば、アンテナを含む送信回路系において高効率化または小型化が図れる。
図１は第１の実施形態に係るトランス型移相器１１の回路図である。 図２（Ａ）（Ｂ）はトランスＴの等価回路図である。 図３はトランス型移相器１１の外観斜視図である。 図４はトランス型移相器１１の各層の平面図である。 図５はトランス型移相器１１の縦断面図である。 図６（Ａ）は、トランス型移相器１１の回路図である。図６（Ｂ）は、トランス型移相器１１の等価回路図である。 図７はトランスＴによる移相作用をスミスチャート上に示す図である。 図８はトランス型移相器１１の移相量の周波数特性を示す図である。 図９はトランス型移相器１１の挿入損失の周波数特性を示す図である。 図１０（Ａ）（Ｂ）は第２の実施形態に係る移相回路３０Ａ，３０Ｂの構成を示すブロック図である。 図１１（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）は、第２の実施形態に係る４つの移相回路３１，３２，３３，３４の回路構成を示す図である。 図１２は第３の実施形態に係るトランス型移相器１３の回路図である。 図１３は第４の実施形態に係るトランス型移相器１４の回路図である。 図１４は第５の実施形態に係る通信端末装置２００のブロック図である。 図１５は従来の分布定数型ディレイラインによる移相器を設けた伝送線路の移相特性を示す図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付す。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点について説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　図１は第１の実施形態に係るトランス型移相器１１の回路図である。トランス型移相器１１はトランスＴを備えている。トランスＴは、第１コイルＬ１および第１コイルＬ１に対して結合係数１未満で磁界結合する第２コイルＬ２を有する。また、トランス型移相器１１は、第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２キャパシタンス素子Ｃ２および第３キャパシタンス素子Ｃ３によるインピーダンス調整用回路を備えている。
　第１キャパシタンス素子Ｃ１は第１コイルＬ１に並列接続されていて、第２キャパシタンス素子Ｃ２は第２コイルＬ２に並列接続されている。また、第３キャパシタンス素子Ｃ３は第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との間に接続されている。
　図２（Ａ）（Ｂ）は上記トランスＴの各種等価回路図である。トランスＴの等価回路は幾つかの形式で表すことができる。図２（Ａ）の表現では、理想トランスＩＴと、その１次側に直列接続されたインダクタＬａと、１次側に並列接続されたインダクタＬｂと、２次側に直列接続されたインダクタＬｃとで表される。
　図２（Ｂ）の表現では、理想トランスＩＴと、その１次側に直列接続された２つのインダクタＬａ，Ｌｃ１と、１次側に並列接続されたインダクタＬｂとで表される。
　ここで、トランスＴのトランス比を１：ｎ、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２（図１参照）との結合係数をk、第１コイルＬ１のインダクタンスをL1、第２コイルＬ２のインダクタンスをL2でそれぞれ表すと、上記インダクタＬａ，Ｌｂ，Ｌｃのインダクタンスは次の関係にある。
　Ｌａ：L1(1-k)
　Ｌｂ：k*L1
　Ｌｃ：L2(1-k)
　Ｌｃ１：n2*L2*(1-k)
　理想トランスのトランス比は第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との巻回数によるトランス比である。
　いずれにせよ、本実施形態のトランスＴは、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数kが１未満であることに伴い、直列インダクタンス成分および並列インダクタンス成分が生じる。
　図３は本実施形態のトランス型移相器１１の外観斜視図であり、図４はトランス型移相器１１の各層の平面図である。また、図５はトランス型移相器１１の断面図である。トランス型移相器１１は、複数の絶縁性の基材Ｓ１～Ｓ９を備えている。基材Ｓ１～Ｓ９には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材の表面に形成された導体パターンだけでなく、層間接続導体を含む。層間接続導体はビア導体だけでなく、積層体１００の端面に形成される端面電極も含む。
　基材Ｓ１の上面は積層体１００の実装面（下面）に相当する。基材Ｓ１には第１ポートＰ１としての端子Ｔ１、第２ポートＰ２としての端子Ｔ２、グランド端子ＧＮＤ、空き端子ＮＣが形成されている。
　基材Ｓ５，Ｓ４には、導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ａ２がそれぞれ形成されている。基材Ｓ３には導体Ｌ１Ａ３，Ｌ１Ｂ１が形成されている。基材Ｓ２には導体Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃが形成されている。
　導体Ｌ１Ａ１の第１端は第１ポートの端子Ｔ１に接続されている。導体Ｌ１Ａ１の第２端はビア導体Ｖ１を介して導体Ｌ１Ａ２の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ２の第２端はビア導体Ｖ２を介して導体Ｌ１Ａ３の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ３の第２端は導体Ｌ１Ｂ１の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ａ３の第２端および導体Ｌ１Ｂ１の第１端はビア導体Ｖ３を介して導体Ｌ１Ｂ２の第１端に接続されている。導体Ｌ１Ｂ１の第２端はビア導体Ｖ４を介して導体Ｌ１Ｂ２の第２端に接続されている。導体Ｌ１Ｂ２の第２端は導体Ｌ１Ｃの第１端に接続されている。導体Ｌ１Ｃの第２端はグランド端子ＧＮＤに接続されている。
　基材Ｓ６，Ｓ７には、導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ａ２がそれぞれ形成されている。基材Ｓ８には導体Ｌ２Ａ３，Ｌ２Ｂ１が形成されている。基材Ｓ９には導体Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃが形成されている。
　導体Ｌ２Ａ１の第１端は第２ポートの端子Ｔ２に接続されている。導体Ｌ２Ａ１の第２端はビア導体Ｖ５を介して導体Ｌ２Ａ２の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ２の第２端はビア導体Ｖ６を介して導体Ｌ２Ａ３の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ３の第２端は導体Ｌ２Ｂ１の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ａ３の第２端および導体Ｌ２Ｂ１の第１端はビア導体Ｖ７を介して導体Ｌ２Ｂ２の第１端に接続されている。導体Ｌ２Ｂ１の第２端はビア導体Ｖ８を介して導体Ｌ２Ｂ２の第２端に接続されている。導体Ｌ２Ｂ２の第２端は導体Ｌ２Ｃの第１端に接続されている。導体Ｌ２Ｃの第２端はグランド端子ＧＮＤに接続されている。
　上記導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ａ３，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃおよびビア導体Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４によって第１コイルＬ１が構成される。また、上記導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ａ３，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃおよびビア導体Ｖ５，Ｖ６，Ｖ７，Ｖ８によって第２コイルＬ２が構成される。第１コイルＬ１、第２コイルＬ２は共に矩形ヘリカル状のコイルである。
　積層体１００の各基材層はLTCC（LowTemperature Co-fired Ceramics：低温同時焼成セラミックス）等で構成された非磁性セラミック積層体であってもよいし、ポリイミドや液晶ポリマ等の樹脂材料で構成した樹脂積層体であってもよい。このように、基材層が非磁性体であることにより（磁性体フェライトではないので）、７００ＭＨｚを超える高周波数帯でも所定インダクタンス、所定結合係数のトランスおよび移相器として用いることができる。
　上記導体パターンおよび層間接続導体は、AgやCuを主成分とする比抵抗の小さな導体材料によって構成される。基材層がセラミックであれば、例えば、AgやCuを主成分とする導電性ペーストのスクリーン印刷および焼成により形成される。また、基材層が樹脂であれば、例えば、Al箔やCu箔等の金属箔がエッチング等によりパターニングされることにより形成される。
　第１コイルＬ１および第２コイルＬ２は、ほぼ同一の内外径を有し、コイル巻回軸ＣＡが同じ（同軸）関係にある。そのため、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２の巻回数が少ないながらも、すなわち小型でありながらも、適度に結合係数ｋが高いトランスが得られる。また、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との間に、大きなコイル間容量を生じさせることができ、所定容量の第３キャパシタンス素子Ｃ３を構成できる。
　図６（Ａ）は、本実施形態のトランス型移相器１１の回路図である。ここで、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２でトランスが構成される。
　第１キャパシタンス素子Ｃ１は、主に基材Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５に形成されている導体の層間に生じる浮遊容量で構成される。同様に、第２キャパシタンス素子Ｃ２は、主に基材Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９に形成されている導体の層間に生じる浮遊容量で構成される。また、第３キャパシタンス素子Ｃ３は、主に第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との間に生じるコイル間浮遊容量であり、特に主に、導体Ｌ１Ａ１と導体Ｌ２Ａ１との間に生じる容量で構成される。
　第１コイルＬ１および第２コイルＬ２を構成する複数の導体の層間距離を狭めることで、キャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を浮遊容量のみで構成すれば、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスを高めることができる。
　なお、第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２キャパシタンス素子Ｃ２および第３キャパシタンス素子Ｃ３の少なくともいずれかは浮遊容量とともに実部品で構成されていてもよい。
　図６（Ｂ）は、トランス型移相器１１を、理想トランスＩＴと寄生インダクタンスとに分けて表した等価回路図である。インダクタＬａ，Ｌｃは直列寄生インダクタンス成分、インダクタＬｂは並列寄生インダクタンス成分をそれぞれ表している。
　上記寄生インダクタンス成分（インダクタＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ）によって、トランスのインダクタンスは規定値（例えば50Ω）から外れてしまうが、キャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を備えることで、トランスのインピーダンスが規定値に調整される。特に、キャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２は並列寄生インダクタンス成分Ｌｂによるインピーダンスのずれを補正するように作用し、キャパシタンス素子Ｃ３は直列寄生インダクタンス成分Ｌａ，Ｌｃによるインピーダンスのずれを補正するように作用する。
　なお、図４に示したビア導体Ｖ３，Ｖ４の位置によって、図６（Ａ）に示す第１コイルＬ１に占める、導体Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２の並列接続部の割合が定まる。同様に、図４に示したビア導体Ｖ７，Ｖ８の位置によって、図６（Ａ）に示す第２コイルＬ２に占める、導体Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２の並列接続部の割合が定まる。したがって、これらビア導体Ｖ３，Ｖ４の位置によって第１コイルＬ１のインダクタンスを微調整でき、ビア導体Ｖ７，Ｖ８の位置によって第２コイルＬ２のインダクタンスを微調整できる。
　上記導体Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｂ２の並列接続部には電流が分散して流れるのに対し、導体Ｌ１Ａ１にはそのような電流の分散がない。同様に、導体Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｂ２の並列接続部には電流が分散して流れるのに対し、導体Ｌ２Ａ１にはそのような電流の分散がない。
　第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とは、積層方向に近接している導体部分が結合に最も寄与する。すなわち、全周に亘って積層方向に対向する導体Ｌ１Ａ１，Ｌ２Ａ１部分が、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の結合に寄与する。上述したように、この導体Ｌ１Ａ１，Ｌ２Ａ１部分には上記並列接続部による電流の分散が無いので、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合度は高い。
　このように、並列接続部を、相手側コイルの導体パターンに対し積層方向で離れた位置に設けることで、並列接続部を設けることによる結合度の低下が抑制される。
　また、端子Ｔ１，Ｔ２に接続される導体Ｌ１Ａ１，Ｌ２Ａ１を積層方向の中央付近に配置し、グランド端子ＧＮＤが接続される導体Ｌ１Ｃ，Ｌ２Ｃを積層方向の上下に配置することにより、複雑な構造とならずに、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とが磁束を共有するトランスを構成でき、さらにキャパシタンス素子Ｃ３の調整が容易になる、という効果を奏する。
　図７はトランスＴによる移相作用をスミスチャート上に示す図である。トランス比１：１で、且つ寄生成分の無いトランス（トランス比１：１の理想トランス）であれば、そのトランスの第１ポートＰ１から見たインピーダンスも第２ポートＰ２から見たインピーダンスもスミスチャート上の中心にプロットされる。但し、ポートＰ１－Ｐ２間の位相差は１８０°である。図７中の半円状の矢印はそのことを表している。
　図８は本実施形態のトランス型移相器１１の移相量の周波数特性を示す図である。図８において横軸は周波数、縦軸は移相量である。移相量は±１８０°の範囲で表している。この例では、マーカーｍ１は周波数１ＧＨｚにおける移相量、マーカーｍ２は周波数１．９ＧＨｚにおける移相量をそれぞれ示している。図８の表記では、上辺の１８０°から読み取り値を減じた値に１８０°を加算した値が移相量である。すなわち、移相量は１ＧＨｚで１８０°＋６５°＝２４５°、１．９ＧＨｚで１８０°＋１１５°＝２９５°である。
　このように、周波数が約２倍異なっていても、移相量は約１．２倍になるだけ（２割変化するだけ）である。
　図９は本実施形態のトランス型移相器１１の挿入損失の周波数特性を示す図である。周波数１ＧＨｚで約－０．４ｄＢ、周波数１．９ＧＨｚで約－０．３ｄＢであり、低挿入損失特性が得られる。この例で、周波数１ＧＨｚより周波数１．９ＧＨｚで挿入損失がより低下しているのは、トランスＴを介さずに、第３キャパシタンス素子Ｃ３を直接通過する信号成分が増大するためである。
　なお、第１キャパシタンス素子Ｃ１や第２キャパシタンス素子Ｃ２は、コイルの線間容量だけに限らず、コイル以外の導体パターンで構成してもよい。さらには外付け部品としてのキャパシタを接続してもよい。また、第３キャパシタンス素子Ｃ３は、コイル間容量だけに限らず、コイル以外の導体パターンで構成してもよい。さらには外付け部品としてのキャパシタを接続してもよい。
《第２の実施形態》
　図１０（Ａ）（Ｂ）は第２の実施形態に係る移相回路３０Ａ，３０Ｂの構成を示すブロック図である。移相回路３０Ａ，３０Ｂは給電回路９とアンテナ１との間に接続されている。移相回路３０Ａは、トランス型移相器１０と、トランス型移相器１０に対して直列に接続された移相線路２０とで構成されている。また、移相回路３０Ｂは、移相線路２０と、移相線路２０に対して直列に接続されたトランス型移相器１０とで構成されている。トランス型移相器１０の基本構成は第１の実施形態で示したトランス型移相器１１と同じである。移相線路２０は移相量９０°未満の移相線路である。
　移相回路３０Ａ，３０Ｂはトランス型移相器１０による移相量と移相線路２０による移相量とを加算した位相角だけ、ポートＰ１－Ｐ２間に位相差をもたせる。
　トランスの寄生インダクタンス成分によるインピーダンスのずれを、並列接続のキャパシタンス素子および直列接続のキャパシタンス素子を付加することにより微調整した後の移相量をαで表すと、トランス型移相器１０の移相量は１８０°＋αである。移相線路２０による移相量をβとすると、移相回路３０Ａ，３０Ｂの移相量は、１８０°＋α＋βである。
　このように、移相線路２０を付加することで１８０°を大きく超える移相を行うことができ、トランス型移相器１０による上記αの移相量で全体の移相量を微調整できる。
　なお、図１０（Ａ）（Ｂ）において、移相回路３０Ａ，３０Ｂとアンテナ１との間にアンテナ整合回路が設けられていてもよい。
　図１１（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）は、４つの移相回路３１，３２，３３，３４の回路構成を示す図である。図１１（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）において、移相線路２１，２２等は分布定数回路であるが、これらを集中定数回路で表している。各移相線路は、いずれも伝送線路に対してシリーズ接続されたインダクタＬｄ１，Ｌｄ２、およびグランドに対してシャント接続されたキャパシタＣｄ１，Ｃｄ２を備える。
　図１１（Ａ）の例では、トランス型移相器１１と移相線路２１とで移相回路３１が構成されている。トランス型移相器１１は、第１の実施形態で図１に示したものと同じである。
　図１１（Ｂ）の例では、トランス型移相器主要部１１Ｂと移相線路２２とで移相回路３２が構成されている。移相線路２２の一部であるキャパシタンス素子Ｃ２とトランス型移相器主要部１１Ｂとでトランス型移相器が構成されている。
　図１１（Ｃ）の例では、トランス型移相器主要部１１Ｃ、キャパシタンス素子Ｃ２および移相線路２１で移相回路３３が構成されている。トランス型移相器主要部１１Ｃと外付け部品であるキャパシタンス素子Ｃ２とでトランス型移相器が構成されている。
　図１１（Ｄ）の例では、図１１（Ａ）に示した移相回路が単一の部品として構成されている。
　なお、上記移相線路２０は、伝送線路（５０Ω線路）の電気長を定めることによって移相量を設定したものであってもよいし、インダクタやキャパシタ等の集中定数素子またはＬＣ回路を付加することで移相量を調整したものであってもよい。
　上述のとおり、図１０（Ａ）（Ｂ）に示す移相回路３０Ａ，３０Ｂの移相量は１８０°＋α＋βであるが、トランス型移相器に含まれるトランスの寄生成分（並列インダクタンス成分および直列インダクタンス成分）が大きいと（結合係数ｋが小さいと）、上記αを大きくすることができる。しかし、キャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３等のインピーダンス調整用回路でインピーダンスを整合させる場合、広帯域に亘るインピーダンス整合は困難になる（周波数スイープにより描かれるインピーダンス軌跡をスミスチャートの中心付近に集めることが困難になる）。そのため、適用する周波数帯域が広い場合には、上記αは小さめにし、その分、βで所定の移相量を得ることが好ましい。そのことで、インピーダンス整合を保ちつつ移相できる。逆に、適用周波数帯が狭帯域である場合には、αを大きめにし、その分βを小さくすればよい。そのことで、周波数に対する移相量変化が抑えられる。例えば、広帯域で用いる場合には、トランスＴの結合係数ｋを０．５≦ｋ＜１．０の範囲で定め、狭帯域で用いる場合には、トランスＴの結合係数ｋを０．３≦ｋ＜１．０の範囲で定める。
《第３の実施形態》
　図１２は第３の実施形態に係るトランス型移相器１３の回路図である。第１の実施形態で、図１、図２（Ａ）（Ｂ）等に示した例では、インピーダンス変換比１：１のトランスを用いる移相器を示したが、インピーダンス変換比は１：ｎ（ｎは１以外の値）であってもよい。例えばｎ＜１であれば、給電回路のインピーダンスより低いインピーダンスのアンテナを給電回路のインピーダンスに整合させることができる。したがって、本実施形態によれば、所定の移相と共にインピーダンス整合を行うことができる。
《第４の実施形態》
　図１３は第４の実施形態に係るトランス型移相器１４の回路図である。本実施形態のトランス型移相器１４は、互いに磁界結合する第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とで構成されるオートトランス型のトランスを備えている。第１ポートＰ１とグランドとの間に第１キャパシタンス素子Ｃ１、第２ポートＰ２とグランドとの間に第２キャパシタンス素子Ｃ２がそれぞれ接続されている。また、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間に第３キャパシタンス素子Ｃ３が接続されている。
　本実施形態のように、オートトランス型のトランスについても、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数が１未満であることにより、並列インダクタンス成分および直列インダクタンス成分が生じる。そして、キャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３によって、インピーダンスを整合させることになる。
《第５の実施形態》
　第５の実施形態では通信端末装置について示す。図１４は第５の実施形態に係る通信端末装置２００のブロック図である。本実施形態の通信端末装置２００は、アンテナ１、アンテナ整合回路４０、移相回路３０、通信回路４１、ベースバンド回路４２、アプリケーションプロセッサ４３および入出力回路４４を備えている。通信回路４１はローバンド（７００ＭＨｚ～１．０ＧＨｚ）とハイバンド（１．４ＧＨｚ～２．７ＧＨｚ）についての送信回路および受信回路、さらにはアンテナ共用器を備えている。アンテナ１は、ローバンドとハイバンドに対応するモノポールアンテナまたは逆Ｆ型アンテナである。
　上記構成要素は１つの筐体内に収納されている。例えば、アンテナ整合回路４０、移相回路３０、通信回路４１、ベースバンド回路４２、アプリケーションプロセッサ４３はプリント配線板に実装され、プリント配線板は筐体内に収納される。入出力回路４４は表示・タッチパネルとして筐体に組み込まれる。アンテナ１はプリント配線板に実装されるか、筐体の内面または内部に配置される。
　以上に示した構成により、広帯域に亘って整合するアンテナを備える通信端末装置が得られる。
　なお、図１４に示したように、移相回路３０はマルチバンドの通信信号経路に挿入する構成以外に、例えば、ローバンド（７００ＭＨｚ～１．０ＧＨｚ）およびハイバンド（１．４ＧＨｚ～２．７ＧＨｚ）の一方のラインに適用してもよい。
　なお、以上に示した実施形態では、トランスのインピーダンスを調整するインピーダンス調整用回路を３つのキャパシタンス素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３で構成する例を示した。インピーダンス調整用回路は、トランスの寄生成分である並列インダクタンス成分および直列インダクタンス成分によるインピーダンスの変位を補正または積極的に修正するための回路であるので、３つのキャパシタンス素子に限らない。トランスに所定のリアクタンス素子を並列または直列接続することにより、トランスＴのインピーダンスを微調整すればよい。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。例えば、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
Ｃ１…第１キャパシタンス素子
Ｃ２…第２キャパシタンス素子
Ｃ３…第３キャパシタンス素子
ＣＡ…コイル巻回軸
Ｃｄ１，Ｃｄ２…キャパシタ
ＩＴ…理想トランス
Ｌ１…第１コイル
Ｌ２…第２コイル
Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ１ｃ…導体パターン
Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ…導体パターン
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ…インダクタ
Ｌｄ１，Ｌｄ２…インダクタ
Ｐ１…第１ポート
Ｐ２…第２ポート
Ｓ１～Ｓ９…基材
Ｔ…トランス
Ｔ１，Ｔ２…端子
ＧＮＤ…グランド端子
ＮＣ…空き端子
１…アンテナ
９…給電回路
１０，１１，１３，１４…トランス型移相器
１１Ｂ，１１Ｃ…トランス型移相器主要部
２１，２２…移相線路
３０，３０Ａ，３０Ｂ，３１，３２，３３，３４…移相回路
４０…アンテナ整合回路
４１…通信回路
４２…ベースバンド回路
４３…アプリケーションプロセッサ
４４…入出力回路
１００…積層体
２００…通信端末装置

Claims (10)

  1. 　第１コイルおよび前記第１コイルに対して結合係数１未満で磁界結合する第２コイルを有し、並列インダクタンス成分および直列インダクタンス成分を含むトランスと、
    　前記トランスのインピーダンスを整合させるためのリアクタンス素子を含むインピーダンス調整用回路と、
    を備えたトランス型移相器。
  2. 　前記インピーダンス調整用回路は、
    　前記第１コイルに並列に接続された第１キャパシタンス素子と、
    　前記第２コイルに並列に接続された第２キャパシタンス素子と、
    　前記第１コイルと前記第２コイルとの間に接続された第３キャパシタンス素子と、
    を含む、請求項１に記載のトランス型移相器。
  3. 　第１コイルおよび前記第１コイルに対して結合係数１未満で磁界結合する第２コイルを有し、第１ポートと第２ポートとの間に接続されたトランスと、
    　前記トランスの第１ポートとグランドとの間に接続された第１キャパシタンス素子と、
    　前記トランスの第２ポートとグランドとの間に接続された第２キャパシタンス素子と、
    　前記トランスの第１ポートと第２ポートとの間に接続された第３キャパシタンス素子と、
    を備えた、トランス型移相器。
  4. 　前記トランスは、複数の基材層が積層された単一の積層体内に設けられ、前記第１コイルおよび前記第２コイルは前記基材層に形成された導体パターンで構成される、請求項２または３に記載のトランス型移相器。
  5. 　前記第１コイルおよび前記第２コイルは、実質的に同一の内外径を有し、コイル軸が同軸関係にある、請求項４に記載のトランス型移相器。
  6. 　前記第３キャパシタンス素子は、主に前記第１コイルと前記第２コイルとの間に生じるコイル間容量で構成される、請求項２から５のいずれかに記載のトランス型移相器。
  7. 　前記第１キャパシタンス素子は、主に前記第１コイルの線間容量で構成され、前記第２キャパシタンス素子は、主に前記第２コイルの線間容量で構成される、請求項２から６のいずれかに記載のトランス型移相器。
  8. 　前記第１コイルと前記第２コイルによるトランス比は１：ｎ（ｎは１以外の値）である、請求項１から７のいずれかに記載のトランス型移相器。
  9. 　請求項１から８のいずれかに記載のトランス型移相器と、前記トランス型移相器に対して直列に接続された、移相量９０°未満の移相線路とを備える、移相回路。
  10. 　電力増幅回路を有する給電回路と、前記給電回路に接続されるアンテナ素子と、を備える通信端末装置であって、
    　前記給電回路と前記アンテナ素子との間に、請求項１から８のいずれかに記載のトランス型移相器または請求項９に記載の移相回路を備えた、通信端末装置。
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