WO2020170708A1 - フィルタ回路モジュール、フィルタ回路素子、フィルタ回路及び通信装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a filter circuit module including a phase shift circuit and a filter circuit element.
- the present invention also relates to a filter circuit including a phase shift circuit and a communication device including the filter circuit.
- Patent Document 1 discloses a communication module including a notch filter as shown in FIG. 22 in order to suppress noise in a specific frequency band.
- the high frequency switch module 900 includes a switch IC 92, a phase adjustment circuit 93, a filter 94, and an antenna matching circuit 91.
- the filter 94 is composed of an LC parallel resonance circuit including a filter capacitor Ct and a filter inductor Lt.
- the filter 94 is inserted in series between the individual connection terminal Pa and the external connection terminal Po.
- the filter 94 acts as a notch filter, and the attenuation pole frequency of the filter 94 is set to match or substantially match the frequency of the second harmonic signal of the high frequency signal input from the external connection terminal Po, for example. ..
- the LC parallel resonant circuit (filter 94) is inserted in series with respect to the transmission line, the LC parallel resonant circuit increases the signal transmission loss.
- an object of the present invention is to provide a filter circuit module, a filter circuit element, a filter circuit, and a communication device capable of improving signal attenuation without increasing signal transmission loss.
- a filter circuit module as an example of the present disclosure includes a filter circuit element that is a laminate of a plurality of base material layers including a base material layer on which a conductor pattern is formed, a circuit board on which the filter circuit element is mounted, and 1 inductor.
- the filter circuit element includes a resonance circuit capacitor and a phase shift circuit that are part of an LC parallel resonance circuit, and the circuit board includes a second inductor.
- the phase shift circuit includes a primary coil and a secondary coil that are magnetically coupled to each other, and an input-output capacitor, and the LC parallel resonance circuit is connected in parallel to the second inductor and the second inductor. And a capacitor for a resonant circuit that is formed.
- the input-output capacitor is connected between a first end of the primary coil and a first end of the secondary coil, the first end of the primary coil is connected to the first inductor, and A second end of the primary coil and a second end of the secondary coil are connected to each other, a first end of the resonant circuit capacitor is connected to a first end of the secondary coil, and a first end of the resonant circuit capacitor is connected to the first end of the secondary coil.
- the two ends are connected to the second end of the secondary coil.
- the second inductor is formed on the circuit board, and the primary coil and the secondary coil overlap with the second inductor when viewed in the stacking direction of the stack.
- the resonant circuit capacitor is located on the mounting surface side of the circuit board with respect to the primary coil and the secondary coil, and the resonant circuit capacitor has a plurality of capacitor electrodes. Includes a capacitor electrode that covers the coil opening of the primary coil and the coil opening of the secondary coil when viewed in the stacking direction.
- a filter circuit element as an example of the present disclosure includes an LC parallel resonance circuit and a phase shift circuit formed in a laminate of a plurality of base material layers including a base material layer on which a conductor pattern is formed.
- the phase shift circuit includes a primary coil and a secondary coil that are magnetically coupled to each other, and an input-output capacitor
- the LC parallel resonance circuit is a resonance circuit inductor and a resonance circuit connected in parallel with each other. It consists of a capacitor.
- the input-output capacitor is connected between the first end of the primary coil and the first end of the secondary coil, and the second end of the primary coil and the second end of the secondary coil are mutually connected.
- the resonance circuit inductor includes a coil having a winding axis, and the primary coil and the secondary coil overlap with the resonance circuit inductor when viewed in the winding axis direction.
- the resonance circuit capacitor is located between the coil and the primary coil and the secondary coil that form the resonance circuit inductor, and the resonance circuit capacitor includes a plurality of capacitor electrodes.
- the plurality of capacitor electrodes include a capacitor electrode that covers the coil opening of the primary coil and the coil opening of the secondary coil when viewed in the direction of the winding axis.
- a filter circuit module a filter circuit element, a filter circuit, and a communication device capable of improving signal attenuation without increasing signal transmission loss can be obtained.
- FIG. 1 is a circuit diagram of a filter circuit module 201 according to the first embodiment.
- FIG. 2 is a circuit diagram of the phase shift circuit 20.
- FIG. 3A and FIG. 3B are equivalent circuit diagrams of the transformer.
- FIG. 4 is a diagram showing frequency characteristics of the phase shift amount of the phase shift circuit 20 according to the first embodiment.
- FIG. 5 is a figure which shows the filter circuit element 101 which comprises a part of filter circuit module 201M.
- FIG. 6A is a diagram showing the insertion loss characteristics in the 2.4 GHz band for the filter circuit module 201M shown in FIG. 5 and the filter circuit module of the comparative example shown in FIG. FIG.
- FIG. 6B is a diagram showing insertion loss characteristics in the frequency band of the third harmonic of the filter circuit module 201M and the filter circuit module of the comparative example.
- FIG. 7 is a diagram showing a filter circuit element 101 that constitutes a part of the filter circuit module 201.
- FIG. 8 is an external perspective view of the filter circuit element 101.
- FIG. 9A is a plan view of the circuit board 90 showing the configuration of the mounting portion of the filter circuit element 101.
- FIG. 9B is a plan view of a filter circuit module 201 configured by mounting the filter circuit element 101 on the circuit board 90.
- FIG. 9C is a vertical sectional view of the filter circuit module 201.
- FIG. 10 is a front view of the filter circuit module 201.
- FIG. 11 is a bottom view of each base material of the filter circuit element 101.
- FIG. 12 is a diagram showing the magnitude relationship and the positional relationship between the conductor patterns forming the primary coil L1 and the secondary coil L2 and the electrodes forming the resonance circuit capacitor C10.
- FIG. 13 is a diagram showing a magnitude relationship and a positional relationship in the winding axis direction between the capacitor electrodes C10a to C10e forming the resonance circuit capacitor C10 and the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- FIG. 14 is a diagram showing a magnitude relationship and a positional relationship between the conductor patterns of the primary coil L1 and the secondary coil L2 and a part of the capacitor electrode C0c forming the input/output capacitor C0.
- FIG. 12 is a diagram showing the magnitude relationship and the positional relationship between the conductor patterns forming the primary coil L1 and the secondary coil L2 and the electrodes forming the resonance circuit capacitor C10.
- FIG. 13 is a diagram showing a magnitude relationship and a positional relationship
- FIG. 15 is a diagram showing a magnitude relationship and a positional relationship in the winding axis direction between the capacitor electrodes C0a, C0b, C0c forming the input-output capacitor C0 and the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- FIG. 16 is another diagram showing a magnitude relationship and a positional relationship in the winding axis direction between a part of the capacitor electrode C0c forming the input/output capacitor C0 and the primary coil L1 and the secondary coil L2. ..
- FIG. 17A is a plan view of the circuit board 90 showing the configuration of the mounting portion of the filter circuit element 101 in the filter circuit module according to the second embodiment.
- FIG. 17B is a plan view of the filter circuit module 202 configured by mounting the filter circuit element 101 on the circuit board 90.
- FIG. 18 is a circuit diagram of the filter circuit element 102 and the filter circuit module 201 including the filter circuit element 102 according to the third embodiment.
- FIG. 19 is a bottom view of each base material of the filter circuit element 102.
- FIG. 20 is a circuit diagram of a main part of the communication device 401 according to the fourth embodiment.
- FIG. 21 is a circuit diagram of a filter circuit module as a comparative example.
- FIG. 22 is a circuit diagram of a conventional communication module including a notch filter that suppresses noise in a specific frequency band.
- FIG. 1 is a circuit diagram of a filter circuit module 201 according to the first embodiment.
- the filter circuit module 201 includes a shunt connection circuit connected to a shunt between the signal line SL between the input/output ports Po1 and Po2 and the ground.
- the shunt connection circuit includes a first inductor L11, a phase shift circuit 20, and an LC parallel resonance circuit 10.
- the LC parallel resonance circuit 10 is a parallel connection circuit (LC tank circuit) of the second inductor L10 and the resonance circuit capacitor C10.
- the resonance frequency of the LC parallel resonance circuit 10 is set to 2.4 GHz, which is one of the communication frequency bands used in wireless LAN.
- the input/output capacitor C0 is connected between the first end of the primary coil L1 and the first end of the secondary coil L2.
- the second end of the primary coil L1 and the second end of the secondary coil L2 are connected to each other, the first end of the resonance circuit capacitor C10 is connected to the first end of the secondary coil L2, and the second end of the resonance circuit capacitor C10 is connected.
- the second end is connected to the second end of the secondary coil L2.
- FIG. 2 is a circuit diagram of the phase shift circuit 20.
- the phase shift circuit 20 includes a transformer having a primary coil L1 and a secondary coil L2 that are magnetically coupled to each other, and an input/output capacitor C0.
- 3(A) and 3(B) are equivalent circuit diagrams of the transformer.
- the equivalent circuit of a transformer can be expressed in several forms.
- an ideal transformer IT an inductor La connected in series to the primary side thereof, an inductor Lb connected in parallel to the primary side, and an inductor Lc connected in series to the secondary side. It is represented by.
- FIG. 3B it is represented by an ideal transformer IT, two inductors La and Lc1 connected in series on the primary side thereof, and an inductor Lb connected in parallel on the primary side of the ideal transformer IT. ..
- the transformer ratio is 1: ⁇ (L2/L1)
- the coupling coefficient between the primary coil L1 and the secondary coil L2 is k
- the inductance of the primary coil L1 is L1
- the secondary coil When the inductance of L2 is represented by L2, the inductances of the inductors La, Lb, Lc and Lc1 have the following relationship.
- the transformer ratio of the ideal transformer IT is the winding number ratio of the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- the transformer is configured such that the coupling coefficient k between the primary coil L1 and the secondary coil L2 is less than 1, a series inductance (leakage inductance) component is generated in addition to the parallel inductance (excitation inductance) component. ..
- FIG. 4 is a diagram showing the frequency characteristic of the phase shift amount of the phase shift circuit 20 of this embodiment.
- the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents phase shift amount.
- the phase shift amount is 90° at the frequency of 2.4 GHz.
- the shunt connection circuit connected to the shunt between the signal line SL and the ground includes a series circuit of the LC parallel resonance circuit 10 and the phase shift circuit 20.
- the resonance frequency is set to be 2.4 GHz which is a desired frequency to be trapped.
- the shunt connection circuit looks open from the signal line at the frequency of 2.4 GHz, but since the phase shift circuit 20 shifts 90° at the frequency of 2.4 GHz, it looks like a short circuit.
- the 2.4 GHz signal (noise) falls to the ground. Therefore, the shunt connection circuit acts as a 2.4 GHz trap filter.
- the first inductor L11 connected to the shunt attenuates the harmonic component of the fundamental wave, for example, the third harmonic component (5.13 GHz to 5.73 GHz).
- the harmonic component of the fundamental wave for example, the third harmonic component (5.13 GHz to 5.73 GHz).
- FIG. 5 is a circuit diagram of a filter circuit module 201M according to a modified example of the first embodiment.
- This filter circuit module 201M is obtained by adding a first LC series resonance circuit including a capacitor C31 and an inductor L31 and a second LC series resonance circuit including a capacitor C32 and an inductor L32 to the filter circuit module 201 shown in FIG.
- the circuit of the filter circuit module as a comparative example is shown in FIG.
- This filter circuit module traps a desired frequency component and attenuates a harmonic component of a desired signal.
- the capacitor C40 and the inductor L40 form an LC parallel resonance circuit
- the capacitor C31 and the inductor L31 form a first LC series resonance circuit
- the capacitor C32 and the inductor L32 form a second LC series resonance circuit.
- the LC parallel resonance circuit is connected in series to the signal line SL
- the first LC series resonance circuit and the second LC series resonance circuit are connected to the shunt between the signal line SL and the ground.
- the LC parallel resonance circuit traps a desired frequency, and the first LC series resonance circuit and the second LC series circuit attenuate the desired harmonic component of the signal. Note that the reason why two LC series resonance circuits are used is to correspond to the frequency width of the harmonic component.
- FIG. 6A is a diagram showing the insertion loss characteristics in the 2.4 GHz band for the filter circuit module 201M shown in FIG. 5 and the filter circuit module of the comparative example shown in FIG.
- FIG. 6B is a diagram showing insertion loss characteristics in the frequency band of the third harmonic of the filter circuit module 201M and the filter circuit module of the comparative example.
- the solid line shows the characteristics of the filter circuit module 201M
- the broken line shows the characteristics of the filter circuit module of the comparative example.
- the present embodiment has a larger insertion loss in the desired frequency (2.4 GHz) band than the comparative example, and is a more effective trap filter.
- this embodiment can secure a larger attenuation than the comparative example.
- the primary coil L1, the secondary coil L2, the input/output capacitor C0, and the resonance circuit capacitor C10 are configured as a single component, and the second inductor L10 is formed on the substrate.
- the number of components to be mounted is one less than that in the comparative example shown in FIG. Further, if the above-mentioned characteristics of the comparative example shown in FIG. 21 are made to be similar to the characteristics of the circuit shown in FIG. 5, the difference in the number of mounted components becomes 2 or more. Therefore, the configuration shown in this embodiment can be downsized as the number of parts (elements) is reduced.
- FIG. 7 is a diagram showing a filter circuit element 101 forming a part of the filter circuit module 201.
- the filter circuit element 101 includes the primary coil L1, the secondary coil L2, the input/output capacitor C0, and the resonance circuit capacitor C10 as a single component.
- FIG. 8 is an external perspective view of the filter circuit element 101.
- the filter circuit element 101 is formed in a rectangular parallelepiped stacked body 100 in which a plurality of base material layers including a base material layer on which a conductor pattern is formed are stacked.
- Input/output terminals T1, T2, T3 and an empty terminal NC are formed on the outer surface of the laminated body 100.
- FIG. 9A is a plan view of the circuit board 90 showing the configuration of the mounting portion of the filter circuit element 101.
- FIG. 9B is a plan view of a filter circuit module 201 configured by mounting the filter circuit element 101 on the circuit board 90.
- FIG. 9C is an enlarged vertical sectional view of a CC portion in FIG. 9B.
- a ground electrode G, mounting pads P0, P1, P3, etc. are formed on the upper surface of the circuit board 90. Further, inside the circuit board 90, a wiring pattern WP, a second inductor L10, etc. are formed.
- the second inductor L10 is composed of a rectangular spiral conductor pattern. One end of the second inductor L10 is connected to the mounting pad P3 via the interlayer connecting conductor V2, and the other end thereof is connected to the ground conductor in the circuit board 90.
- the wiring pattern WP is connected to the signal line SL shown in FIG. 7.
- the input/output terminal T1 is connected to the mounting pad P1 and the input/output terminal T3 is connected to the mounting pad P3.
- the input/output terminal T2 is connected to the ground electrode G, and the empty terminal NC is connected to the mounting pad P0.
- the input/output terminal T1 is connected to the end of the wiring pattern WP via the interlayer connection conductor V1 formed in the circuit board 90.
- the mounting pad P3 is connected to one end of the second inductor L10 formed in the circuit board 90 via the interlayer connection conductor V2 formed in the circuit board 90.
- the wiring pattern WP and the second inductor L10 have different formation planes. As a result, the degree of freedom in designing the second inductor L10 is high.
- the parasitic inductance of the wiring pattern WP constitutes the first inductor L11 shown in FIGS. 1 and 7.
- the first inductor L11 may be configured by mounting a chip inductor on the circuit board 90.
- the second inductor L10 is provided on the circuit board 90, that is, it is not necessary to provide the second inductor L10 on the filter circuit element 101, the height of the filter circuit element 101 in the stacking direction can be reduced. Can be made taller. Alternatively, the arrangement area can be reduced. Moreover, since the second inductor L10 can be formed in a relatively wide area without being multilayered, its inductance can be formed with a small variation and with high accuracy.
- FIG. 10 is a front view of the filter circuit module 201. Further, FIG. 11 is a bottom view of each base material of the filter circuit element 101.
- the filter circuit element 101 includes a plurality of insulating base materials S1 to S19.
- a laminated body 100 is formed by laminating these base materials S1 to S19. That is, the base materials S1 to S19 form a base material layer in a laminated state. In the state before the base materials S1 to S19 are laminated and pressure-bonded, they are insulating sheets, for example, ceramic green sheets such as non-magnetic ceramics made of LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) or the like.
- Various conductor patterns are formed on the base materials S1 to S19.
- the "various conductor patterns" include not only conductor patterns formed on the surface of the base material but also interlayer connection conductors.
- the “interlayer connection conductor” includes not only the via conductor but also an end face electrode formed on the end face of the multilayer body 100.
- the above various conductor patterns are made of a conductor material containing Ag or Cu as a main component and having a low specific resistance. If the base material layer is ceramic, it is formed by, for example, screen printing and firing a conductive paste containing Ag or Cu as a main component.
- the base materials S1 to S19 are ceramic green sheets
- the base materials S1 to S19 are laminated and fired to form a ceramic mother substrate, and a large number of laminated bodies 100 are obtained by dividing the ceramic mother substrate.
- the filter circuit element 101 is formed by forming end face electrodes on the outer surface of the laminated body 100.
- the insulating base material is not limited to LTCC, and may be formed by repeating screen printing application of an insulating paste containing glass as a main component.
- the various conductor patterns are formed by a photolithography process.
- the insulating base material is glass, the dielectric constant is lower than that of ceramics, so that the parasitic capacitance of the coil can be suppressed. Therefore, the deviation of the resonance frequency of the LC parallel resonance circuit can be reduced, and the desired frequency can be trapped with higher accuracy.
- the base material S1 corresponds to the lower surface of the laminated body 100 (mounting surface of the filter circuit element 101). Input/output terminals T1, T2, T3 and an empty terminal NC are formed on the base material S1.
- Capacitor electrodes C10a, C10b, C10c, C10d, and C10e that form the resonance circuit capacitor C10 are formed on the base materials S2 to S6, respectively.
- the capacitor electrodes C10a, C10c, C10e are connected to the input/output terminal T2
- the capacitor electrodes C10b, C10d are connected to the input/output terminal T3.
- Capacitor electrodes C0a, C0b, C0c forming the input/output capacitor C0 are formed on the base materials S7 to S9, respectively.
- the capacitor electrodes C0a and C0c are connected to the input/output terminal T1
- the capacitor electrode C0b is connected to the input/output terminal T3.
- Conductor patterns L1a, L1b, L1c, L1d forming the primary coil L1 are formed on the base materials S11, S12, S13, S15, respectively.
- the interlayer connection conductor is represented by a black circle.
- a first end of the conductor pattern L1a is connected to the input/output terminal T1
- a second end of the conductor pattern L1a is connected to a first end of the conductor pattern L1b via an interlayer connecting conductor
- a second end of the conductor pattern L1b is an interlayer.
- the second end of the conductor pattern L1c is connected to the first end of the conductor pattern L1c via the connection conductor, the second end of the conductor pattern L1c is connected to the first end of the conductor pattern L1d via the interlayer connection conductor, and the second end of the conductor pattern L1d is connected to the first end. It is connected to the output terminal T2.
- Conductor patterns L2a, L2b, L2c, L2d forming the secondary coil L2 are formed on the base materials S18, S17, S16, S14, respectively.
- a first end of the conductor pattern L2a is connected to the input/output terminal T3
- a second end of the conductor pattern L2a is connected to a first end of the conductor pattern L2b via an interlayer connecting conductor
- a second end of the conductor pattern L2b is an interlayer.
- the second end of the conductor pattern L2c is connected to the first end of the conductor pattern L2d via the interlayer connecting conductor, and the second end of the conductor pattern L2d is connected to the first end. It is connected to the output terminal T2.
- both the primary coil L1 and the secondary coil L2 have a shape wound around the winding axis WA, and both the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- the winding axis direction of the coil conductor is the axis shown in FIG. 10 and is the Z axis direction.
- the conductor pattern L2d forming the secondary coil is sandwiched between the conductor patterns L1c and L1d forming the primary coil in the stacking direction, and the conductor pattern L1d forming the primary coil forms the secondary coil. It is sandwiched in the stacking direction by the constituent conductor patterns L2d and L2c. Thereby, the coupling between the primary coil and the secondary coil can be effectively enhanced.
- FIG. 12 is a diagram showing a magnitude relationship and a positional relationship between a conductor pattern forming the primary coil L1 and the secondary coil L2 and an electrode forming the resonance circuit capacitor C10.
- FIG. 13 is a diagram showing a magnitude relationship and a positional relationship in the winding axis direction between the capacitor electrodes C10a to C10e forming the resonance circuit capacitor C10 and the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- the broken line schematically shows the magnetic flux that contributes to the magnetic field coupling between the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- LA represents an average conductor pattern of the conductor patterns forming the primary coil L1 and the conductor patterns forming the secondary coil L2. Further, among the plurality of capacitor electrodes forming the resonance circuit capacitor C10, the capacitor electrodes C10a, C10c, C10e having a large area are shown.
- the capacitor electrode of the resonance circuit capacitor exists between the second inductor L10 and the primary coil L1 and the secondary coil L2, and the capacitor electrodes C10a, C10c, C10e of the resonance circuit capacitor C10 are present.
- the coil openings of the primary coil formed by the conductor patterns L1a to L1d and the coil openings of the secondary coil formed by the conductor patterns L2a to L2d are covered. Unwanted magnetic field coupling (inductive coupling) with the secondary coil L1 and the secondary coil L2 is suppressed.
- capacitor electrodes C10a, C10c, C10e of the resonance circuit capacitor C10 are connected to the ground, parasitic capacitance (capacitive coupling) generated between the primary coil L1 and the secondary coil L2 and the second inductor L10. Is also suppressed.
- FIG. 14 is a diagram showing a magnitude relationship and a positional relationship between the conductor patterns of the primary coil L1 and the secondary coil L2 and a part of the capacitor electrode C0c forming the input/output capacitor C0.
- FIG. 15 is a diagram showing a magnitude relationship and a positional relationship in the winding axis direction between the capacitor electrodes C0a, C0b, C0c forming the input/output capacitor C0 and the primary coil L1 and the secondary coil L2. is there.
- the broken line schematically shows the magnetic flux that contributes to the magnetic field coupling between the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- the schematic conductor pattern is represented by LA. That is, it is a region covered by one of the primary coil L1 and the secondary coil L2 when viewed in the winding axis direction (Z-axis direction).
- the capacitor electrode C0c closest to the primary coil L1 and the secondary coil L2 is the primary coil L1 and the secondary coil when viewed in the winding axis direction. It fits within the coil opening of the coil L2. That is, the capacitor electrode C0c fits within the opening of the general conductor pattern LA.
- the capacitor electrodes forming the input/output capacitor C0 are located between the primary coil L1 and the secondary coil L2 and the resonance circuit capacitor C10, and there are a plurality of capacitors for the input/output capacitor C0.
- the capacitor electrode C0c closest to the primary coil L1 and the secondary coil L2 fits within the coil openings of the primary coil L1 and the secondary coil L2 when viewed in the winding axis direction (Z-axis direction).
- the capacitor electrode C0c does not obstruct the path of the magnetic flux interlinking the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- the coil openings of the primary coil L1 and the secondary coil L2 can be covered without covering the entire coil openings. Does not block the magnetic flux passing through. Therefore, high magnetic field coupling between the primary coil L1 and the secondary coil L2 is maintained.
- FIG. 16 is another diagram showing a magnitude relationship and a positional relationship in the winding axis direction between a part of the capacitor electrode C0c forming the input/output capacitor C0 and the primary coil L1 and the secondary coil L2. ..
- most of the inner diameter and the outer diameter of the coil conductor pattern of each layer constituting the primary coil L1 are shown to be constant, but they are not uniform as shown in FIG. In this case, it is preferable that the capacitor electrode C0c fit within the innermost diameter when viewed in the winding axis direction (Z axis direction).
- the formation positions of the conductor patterns L1a to L1d forming the primary coil L1 and the formation positions of the conductor patterns L2a to L2d forming the secondary coil L2 are not separated from each other.
- the parts overlap. That is, the conductor pattern L2d is between the conductor pattern L1c and the conductor pattern L1d, and the conductor pattern L1d is between the conductor pattern L2c and the conductor pattern L2d.
- a part of the conductor pattern that is a constituent element of the primary coil L1 and a part of the conductor pattern that is a constituent element of the secondary coil L2 are in a relationship of being sandwiched between the conductor patterns on the other side.
- the total area of the conductor pattern of the primary coil and the conductor pattern of the secondary coil facing each other is increased, and the capacitance generated between the primary coil L1 and the secondary coil L2 can be easily increased. Therefore, the required area of the input/output capacitor C0 can be small.
- the second embodiment shows a filter circuit module in which the shape of the second inductor is different from the example shown in the first embodiment.
- FIG. 17A is a plan view of the circuit board 90 showing the configuration of the mounting portion of the filter circuit element 101.
- FIG. 17B is a plan view of the filter circuit module 202 configured by mounting the filter circuit element 101 on the circuit board 90.
- a wiring pattern WP, a ground electrode G, mounting pads P0, P3, etc. are formed on the upper surface of the circuit board 90.
- the second inductor L10 is formed inside the circuit board 90.
- the second inductor L10 is composed of a rectangular spiral conductor pattern. One end of the second inductor L10 is connected to the mounting pad P3, and the other end is connected to the ground conductor in the circuit board 90.
- the wiring pattern WP is connected to the signal line SL shown in FIG. 7.
- the shape of the conductor pattern forming the second inductor L10 is not limited to this example, and may be a circular spiral shape or a meandering shape.
- the input/output terminal T1 is connected to the end of the wiring pattern WP, and the input/output terminal T3 is connected to the mounting pad P3.
- the input/output terminal T2 is connected to the ground electrode G, and the empty terminal NC is connected to the mounting pad P0.
- the configuration of the filter circuit element 101 is as shown in the first embodiment.
- the planar size of the second inductor L10 is significantly larger than the mounting size of the filter circuit element 101. Further, in the present embodiment, the coil winding axis of the second inductor L10 and the coil winding axes of the primary coil L1 and the secondary coil L2 in the filter circuit element 101 do not match. However, the coil winding axis of the second inductor L10 and the coil winding axes of the primary coil L1 and the secondary coil L2 are parallel to each other.
- FIG. 11 is a bottom view of each base material of the filter circuit element 101.
- a capacitor electrode is provided between the second inductor L10 and the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- a capacitor electrode of the input-output capacitor C0 which has an area such as C0c that fits within the diameter of the coil opening, in other words, has an area smaller than the area of the coil opening.
- capacitor electrode of the resonance circuit capacitor that does not fit in the diameter of the coil opening of the resonance circuit capacitor C10, such as the capacitor electrode C10a, that is, has a larger area than the coil opening area.
- Such a capacitor electrode covers the coil opening of the primary coil by the conductor patterns L1a to L1d and the coil opening of the secondary coil by the conductor patterns L2a to L2d as viewed in the winding axis direction (Z-axis direction). Unwanted magnetic field coupling between the secondary coil L1 and the secondary coil L2 and the second inductor L10 is suppressed.
- FIG. 18 is a circuit diagram of a filter circuit element 102 and a filter circuit module 201 including the filter circuit element 102 according to the third embodiment.
- the filter circuit element 102 includes the primary coil L1, the secondary coil L2, the input/output capacitor C0, the resonance circuit capacitor C10, and the resonance circuit inductor L10 as a single component.
- the resonance circuit inductor L10 corresponds to the second inductor L10 in the first and second embodiments.
- the appearance of the filter circuit element 102 is almost the same as that shown in FIG.
- FIG. 19 is a bottom view of each base material of the filter circuit element 102.
- the filter circuit element 102 includes a plurality of insulating base materials S1 to S21.
- a laminated body is formed by laminating these base materials S1 to S21.
- the base material S1 corresponds to the lower surface of the laminated body (mounting surface of the filter circuit element 102). Input/output terminals T1, T2, T3 and an empty terminal NC are formed on the base material S1.
- Conductor patterns L10a and L10b forming the resonance circuit inductor L10 are formed on the base materials S2 and S3.
- the first end of the conductor pattern L10a is connected to the input/output terminal T2, and the second end thereof is connected to the first end of the conductor pattern L10b via an interlayer connecting conductor.
- the second end of the conductor pattern L10b is connected to the input/output terminal T3.
- the configurations of the base materials S1 and S4 to S21 are the same as the configurations of the base materials S1 to S19 shown in FIG. 11 in the first embodiment.
- the resonance circuit inductor L10 is provided on the circuit board 90 as shown in FIGS. 9A and 17A, but according to the third embodiment, the resonance circuit Since the filter circuit element 102 including the circuit inductor L10 is configured, it is basically unnecessary to provide the resonant circuit inductor L10 on the circuit board 90.
- the resonance frequency of the LC parallel resonance circuit by the resonance circuit capacitor C10 and the resonance circuit inductor L10 can be adjusted.
- the Q value of resonance of the LC tank circuit by the resonance circuit capacitor C10 and the resonance circuit inductor L10 can be adjusted. That is, by providing the circuit board 90 with a capacitor having a predetermined capacitance or an inductor having a predetermined inductance, the resonance frequency of the LC parallel resonance circuit in the filter circuit element 102 mounted on the circuit board 90 can be finely adjusted. Further, by providing a resistance element having a predetermined resistance on the circuit board 90, the Q value of resonance of the LC parallel resonance circuit in the filter circuit element 102 mounted on the circuit board 90 can be finely adjusted.
- Each of the capacitors, inductors, and resistance elements provided on the circuit board 90 may be provided by forming a conductor pattern on the circuit board 90, or may be provided by mounting the elements.
- the resonance circuit inductor L10 is included in the filter circuit element 102 as in the present embodiment, the same operational effect as that of the above-described embodiment can be obtained. That is, since the capacitor electrode (for example, the capacitor electrode C0c) of the input-output capacitor C0 is within the coil opening diameter of the primary coil L1 and the secondary coil L2 (in other words, the primary coils L1 and 2 Due to the presence of the capacitor electrode having an area smaller than the coil opening area of the secondary coil L2, the input/output capacitor C0 can be formed without disturbing the magnetic field coupling between the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- the capacitor electrode for example, the capacitor electrode C0c
- the capacitor electrode of the capacitor C10 (for example, the capacitor electrode C10a) is interposed between the resonance circuit inductor L10 and the primary coil L1 and the secondary coil L2, the conductor pattern is viewed in the winding axis direction (Z-axis direction).
- the coil opening of the primary coil formed by L1a to L1d and the coil opening of the secondary coil formed by the conductor patterns L2a to L2d are covered by the capacitor electrode of the resonance circuit capacitor C10.
- the input/output terminal T3 shown in FIG. 18 is not necessary when the element for setting the resonance frequency of the resonance circuit and the conductor pattern are not provided outside.
- the fourth embodiment shows a configuration example of a communication device including a filter circuit module.
- FIG. 20 is a circuit diagram of the main part of the communication device 401.
- the communication device 401 includes a high frequency circuit 301 and a filter circuit module 201 connected to a high frequency signal line of the high frequency circuit 301.
- the signal line SL of the filter circuit module 201 is connected to the high-frequency signal line of the high-frequency circuit 301, and the first inductor L11, the phase shift circuit 20, and the LC parallel resonance circuit 10 are provided between this signal line and the ground. It is connected.
- the high frequency circuit 301 includes a high frequency amplifier circuit AMP that outputs a high frequency signal to a signal line.
- the filter circuit module 201 attenuates the 2.4 GHz band noise component superimposed on the signal line SL. Further, the high frequency amplifier circuit AMP generates an unnecessary harmonic signal, but the filter circuit module 201 transmits the fundamental wave component with low loss and attenuates the above harmonic component.
- a filter circuit module according to aspect 1 of the present invention is The filter circuit elements 101 and 102 are formed on a laminate 100 of a plurality of base material layers S1 to S21 including a base material layer on which a conductor pattern is formed, and a circuit board 90 on which the filter circuit elements are mounted.
- Filter circuit modules 201 and 202, The filter circuit elements 101 and 102 include a resonance circuit capacitor C10 which is a part of the LC parallel resonance circuit 10 and a phase shift circuit 20,
- the circuit board 90 includes a second inductor L10,
- the phase shift circuit 20 includes a primary coil L1 and a secondary coil L2 that are magnetically coupled to each other, and an input-output capacitor C0.
- the LC parallel resonance circuit 10 includes the second inductor L10 and a resonance circuit capacitor C10 connected in parallel to the second inductor L10.
- the input-output capacitor C0 is connected between the first end of the primary coil L1 and the first end of the secondary coil L2, A first end of the primary coil L1 is connected to the first inductor L11, The second end of the primary coil L1 and the second end of the secondary coil L2 are connected to each other, A first end of the resonance circuit capacitor C10 is connected to a first end of the secondary coil L2, The second end of the resonance circuit capacitor C10 is connected to the second end of the secondary coil L2,
- the second inductor L10 includes a coil formed on the circuit board 90 and having a winding axis WA.
- the resonance circuit capacitor C10 is on the mounting surface side of the circuit board 90 with respect to the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- the resonance circuit capacitor C10 is composed of a plurality of capacitor electrodes C10a to C10e, and the plurality of capacitor electrodes C10a to C10e are located in the coil opening of the primary coil L1 and the secondary coil when viewed in the winding axis WA direction. It includes capacitor electrodes C10a, C10c, C10e that cover the coil opening of the coil L2.
- the first inductor L11 is a wiring pattern formed on the circuit board 90. According to this configuration, the inductor as a component is unnecessary, and the filter circuit module is downsized.
- the first inductor L11 is an inductor element mounted on the circuit board 90. With this configuration, it is possible to provide an inductor element having a relatively large inductance value. Further, it becomes easy to suppress unnecessary coupling with other coils and inductors.
- the input/output capacitor C0 has a plurality of capacitor electrodes C0a, C0b, C0c, and the capacitor electrodes C0a, C0b, C0c include the primary coil L1 and the secondary coil L2. It is located between the resonance circuit capacitor C10 and Of the plurality of capacitor electrodes C0a, C0b, C0c for the input-output capacitor C0, the capacitor electrode C0a closest to the primary coil L1 and the secondary coil L2 is the first electrode when viewed in the winding axis WA direction. It fits within the coil openings of the secondary coil L1 and the secondary coil L2.
- the plurality of capacitor electrodes C0a, C0b, C0c for the input/output capacitor C0 are located between the primary coil L1 and the secondary coil L2 and the resonance circuit capacitor C10, and the input/output is Among the plurality of capacitor electrodes C0a, C0b, C0c for the inter-capacitor C0, the capacitor electrode C0c closest to the primary coil L1 and the secondary coil L2 is the primary coils L1 and 2 when viewed in the winding axis direction Z-axis direction. Since it is contained within the coil opening of the secondary coil L2, the capacitor electrode C0c does not obstruct the path of the magnetic flux that links the primary coil L1 and the secondary coil L2. Therefore, high magnetic field coupling between the primary coil L1 and the secondary coil L2 is maintained.
- a filter circuit element according to aspect 6 of the present invention is Filter circuit elements 101 and 102 including an LC parallel resonance circuit 10 and a phase shift circuit 20, which are formed in a laminated body 100 of a plurality of base material layers S1 to S21 including a base material layer on which a conductor pattern is formed,
- the phase shift circuit 20 includes a primary coil L1 and a secondary coil L2 that are magnetically coupled to each other, and an input/output capacitor C0
- the LC parallel resonance circuit 10 includes a resonance circuit inductor L10 and a resonance circuit capacitor C10 which are connected in parallel to each other.
- the input-output capacitor C0 is connected between the first end of the primary coil L1 and the first end of the secondary coil L2, The second end of the primary coil L1 and the second end of the secondary coil L2 are connected to each other, A first end of the resonance circuit capacitor C10 is connected to a first end of the secondary coil L2, The second end of the resonance circuit capacitor C10 is connected to the second end of the secondary coil L2,
- the resonance circuit inductor L10 includes a coil having a winding axis WA, The primary coil L1 and the secondary coil L2 overlap with the resonant circuit inductor L10 when viewed in the winding axis WA direction, The resonance circuit capacitor C10 is provided between the coil forming the resonance circuit inductor L10 and the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- the resonance circuit capacitor C10 is composed of a plurality of capacitor electrodes C10a to C10e, and the plurality of capacitor electrodes C10a to C10e are located in the coil opening of the primary coil L1 and the secondary coil when viewed in the winding axis WA direction. It includes capacitor electrodes C0a, C0b, and C0c that cover the coil opening of the coil L2.
- a filter circuit according to aspect 7 of the present invention is a filter circuit including the filter circuit module according to aspect 1 or the filter circuit element according to aspect 6, wherein the first primary coil of the primary coil is provided between a signal line and a ground. An end and a second end of the resonant circuit capacitor are connected to each other.
- a communication device includes the high frequency circuit 301, and the filter circuit according to aspect 7, which is connected to a shunt connection path between the high frequency signal line of the high frequency circuit 301 and the ground.
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Abstract
フィルタ回路モジュール(201)は、フィルタ回路素子(101)と、当該フィルタ回路素子(101)が実装される回路基板(90)と、第1インダクタとで構成される。フィルタ回路素子(101)はLC並列共振回路の一部である共振回路用キャパシタ(C10)及び移相回路を含み、回路基板(90)は第2インダクタ(L10)を備える。移相回路を構成する1次コイル(L1)及び2次コイル(L2)は、巻回軸(WA)方向に視て、第2インダクタ(L10)に重なり、共振回路用キャパシタ(C10)は、1次コイル(L1)及び2次コイル(L2)よりも、回路基板(90)への実装面側にあり、共振回路用キャパシタ(C10)は、巻回軸(WA)方向に視て、1次コイル(L1)のコイル開口及び2次コイル(L2)のコイル開口を覆うキャパシタ電極を含む。
Description
本発明は、移相回路を備えるフィルタ回路モジュール及びフィルタ回路素子に関する。また、本発明は、移相回路を備えるフィルタ回路、及びこのフィルタ回路を備える通信装置に関する。
近年、2.4GHz帯を使用する無線LANとセルラーとの同時利用の機会が増えてきたことにより、2.4GHz帯の妨害波がセルラー用の通信モジュールに悪影響を与えることが顕在化している。そのため、2.4GHz帯の妨害波に対する対策が必要になってきている。例えば特許文献1には、特定の周波数帯のノイズを抑圧するために、図22に示すようなノッチフィルタを備える通信モジュールが開示されている。
図22に示す例では、高周波スイッチモジュール900は、スイッチIC92、位相調整回路93、フィルタ94、アンテナ整合回路91を備える。フィルタ94は、フィルタ用キャパシタCt及びフィルタ用インダクタLtによるLC並列共振回路で構成されている。このフィルタ94は個別接続端子Paと外部接続用端子Poとの間にシリーズに挿入されている。フィルタ94はノッチフィルタとして作用し、フィルタ94の減衰極周波数は、例えば、外部接続用端子Poから入力される高周波信号の2次高調波信号の周波数と一致もしくは略一致するように設定されている。
ところが、図22に示したように、伝送線路に対してLC並列共振回路(フィルタ94)がシリーズに挿入される構造であると、このLC並列共振回路によって信号の伝送損失が増加する。
そこで、本発明の目的は、信号の伝送損失を増加させることなく、信号の減衰を改善することのできるフィルタ回路モジュール、フィルタ回路素子、フィルタ回路及び通信装置を提供することにある。
本開示の一例としてのフィルタ回路モジュールは、導体パターンが形成された基材層を含む複数の基材層の積層体であるフィルタ回路素子と、当該フィルタ回路素子が実装される回路基板と、第1インダクタとを含む。そして、前記フィルタ回路素子はLC並列共振回路の一部である共振回路用キャパシタ及び移相回路を含み、前記回路基板は第2インダクタを備える。また、前記移相回路は、互いに磁界結合する1次コイル及び2次コイルと、入出力間キャパシタと、で構成され、前記LC並列共振回路は、前記第2インダクタと当該第2インダクタに並列接続された共振回路用キャパシタとで構成される。前記入出力間キャパシタは、前記1次コイルの第1端と前記2次コイルの第1端との間に接続され、前記1次コイルの第1端は、前記第1インダクタに接続され、前記1次コイルの第2端及び前記2次コイルの第2端は互いに接続され、前記共振回路用キャパシタの第1端は前記2次コイルの第1端に接続され、前記共振回路用キャパシタの第2端は前記2次コイルの第2端に接続される。前記第2インダクタは、前記回路基板に形成され、前記1次コイル及び前記2次コイルは、前記積層体の積層方向に視て、前記第2インダクタに重なる。そして、前記共振回路用キャパシタは前記1次コイル及び前記2次コイルよりも、前記回路基板への実装面側にあり、当該共振回路用キャパシタは複数のキャパシタ電極を有し、当該複数のキャパシタ電極は、前記積層方向に視て、前記1次コイルのコイル開口及び前記2次コイルのコイル開口を覆うキャパシタ電極を含む。
本開示の一例としてのフィルタ回路素子は、導体パターンが形成された基材層を含む複数の基材層の積層体に形成された、LC並列共振回路及び移相回路を含む。そして、前記移相回路は、互いに磁界結合する1次コイル及び2次コイルと、入出力間キャパシタと、で構成され、前記LC並列共振回路は、互いに並列接続された共振回路用インダクタ及び共振回路用キャパシタで構成される。前記入出力間キャパシタは、前記1次コイルの第1端と前記2次コイルの第1端との間に接続され、前記1次コイルの第2端及び前記2次コイルの第2端は互いに接続され、前記共振回路用キャパシタの第1端は前記2次コイルの第1端に接続され、前記共振回路用キャパシタの第2端は前記2次コイルの第2端に接続される。前記共振回路用インダクタは、巻回軸を有するコイルで構成され、当該巻回軸方向に視て、前記1次コイル及び前記2次コイルは前記共振回路用インダクタに重なる。そして、前記共振回路用キャパシタは、前記共振回路用インダクタを構成する前記コイルと前記1次コイル及び前記2次コイルとの間にあり、前記共振回路用キャパシタは複数のキャパシタ電極で構成され、当該複数のキャパシタ電極は、前記巻回軸の方向に視て、前記1次コイルのコイル開口及び前記2次コイルのコイル開口を覆うキャパシタ電極を含む。
本発明によれば、信号の伝送損失を増加させることなく、信号の減衰を改善することのできるフィルタ回路モジュール、フィルタ回路素子、フィルタ回路及び通信装置が得られる。
以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明又は理解の容易性を考慮して、実施形態を説明の便宜上、複数の実施形態に分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせは可能である。第2の実施形態以降では第1の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第1の実施形態》
図1は第1の実施形態に係るフィルタ回路モジュール201の回路図である。このフィルタ回路モジュール201は、入出力ポートPo1-Po2間の信号線路SLとグランドとの間にシャントに接続されたシャント接続回路を備える。このシャント接続回路は、第1インダクタL11、移相回路20及びLC並列共振回路10とで構成される。
図1は第1の実施形態に係るフィルタ回路モジュール201の回路図である。このフィルタ回路モジュール201は、入出力ポートPo1-Po2間の信号線路SLとグランドとの間にシャントに接続されたシャント接続回路を備える。このシャント接続回路は、第1インダクタL11、移相回路20及びLC並列共振回路10とで構成される。
LC並列共振回路10は、第2インダクタL10と共振回路用キャパシタC10との並列接続回路(LCタンク回路)である。このLC並列共振回路10の共振周波数は例えば、無線LANで使用される通信周波数帯の1つである、2.4GHzに定める。
入出力間キャパシタC0は、1次コイルL1の第1端と2次コイルL2の第1端との間に接続されている。1次コイルL1の第2端及び2次コイルL2の第2端は互いに接続され、共振回路用キャパシタC10の第1端は2次コイルL2の第1端に接続され、共振回路用キャパシタC10の第2端は2次コイルL2の第2端に接続されている。
図2は移相回路20の回路図である。この移相回路20は、互いに磁界結合する1次コイルL1及び2次コイルL2によるトランスと、入出力間キャパシタC0と、で構成される。
図3(A)、図3(B)は、上記トランスの等価回路図である。トランスの等価回路は幾つかの形式で表現できる。図3(A)の表現では、理想トランスITと、その1次側に直列接続されたインダクタLaと、1次側に並列接続されたインダクタLbと、2次側に直列接続されたインダクタLcとで表される。
図3(B)の表現では、理想トランスITと、その1次側に直列接続された2つのインダクタLa,Lc1と、理想トランスITの1次側に並列接続されたインダクタLbとで表される。
ここで、トランスのトランス比を1:√(L2 / L1)、1次コイルL1と2次コイルL2(図1参照)との結合係数をk、1次コイルL1のインダクタンスをL1、2次コイルL2のインダクタンスをL2でそれぞれ表すと、上記インダクタLa,Lb,Lc,Lc1のインダクタンスは次の関係にある。
La:L1(1 - k)
Lb:k * L1
Lc:L2(1 - k)
Lc1:L1(1 - k)
理想トランスITのトランス比は1次コイルL1と2次コイルL2との巻回数比である。
Lb:k * L1
Lc:L2(1 - k)
Lc1:L1(1 - k)
理想トランスITのトランス比は1次コイルL1と2次コイルL2との巻回数比である。
上記トランスは、1次コイルL1と2次コイルL2との結合係数kが1未満となるように構成しているため、並列インダクタンス(励磁インダクタンス)成分以外に、直列インダクタンス(漏れインダクタンス)成分が生じる。
図4は本実施形態の移相回路20の移相量の周波数特性を示す図である。この図において、横軸は周波数、縦軸は移相量である。この例では、周波数2.4GHzにおいて移相量が90°である。
図1に示したように、信号線路SLとグランドとの間にシャントに接続されたシャント接続回路が、LC並列共振回路10と移相回路20との直列回路を含み、LC並列共振回路10の共振周波数は、トラップしたい所望の周波数である2.4GHzになるように定められている。このような場合、移相回路20がなければ、周波数2.4GHzにおいて信号線路からシャント接続回路がオープンに見えるが、移相回路20が周波数2.4GHzにおいて90°移相するので、ショートに見え、この2.4GHzの信号(ノイズ)はグランドに落ちる。そのため、上記シャント接続回路は2.4GHzのトラップフィルタとして作用する。
本実施形態では、LCタンク回路が信号線路に対してシリーズに挿入されないため、例えば、基本波2GHz帯(1.71GHz~1.91GHz)に対する伝送損失が殆ど無い。
また、本実施形態では、シャントに接続される第1インダクタL11によって、基本波の高調波成分、例えば3次高調波成分(5.13GHz~5.73GHz)が減衰される。これによって、本実施形態では、所望の周波数成分をトラップできるだけでなく、所望の信号の高調波成分も減衰させることができる。
次に、本実施形態の変形例について示す。図5は第1の実施形態の変形例に係るフィルタ回路モジュール201Mの回路図である。このフィルタ回路モジュール201Mは、図1に示したフィルタ回路モジュール201に、キャパシタC31及びインダクタL31による第1LC直列共振回路と、キャパシタC32及びインダクタL32による第2LC直列共振回路とを付加したものである。
ここで、比較例としてのフィルタ回路モジュールの回路を図21に示す。このフィルタ回路モジュールは、所望の周波数成分をトラップし、所望の信号の高調波成分を減衰させる。図21において、キャパシタC40及びインダクタL40によってLC並列共振回路が構成され、キャパシタC31及びインダクタL31によって第1LC直列共振回路が構成され、キャパシタC32及びインダクタL32によって第2LC直列共振回路が構成されている。LC並列共振回路は信号線路SLに対してシリーズ接続されていて、第1LC直列共振回路及び第2LC直列共振回路は、信号線路SLとグランド間にシャントに接続されている。LC並列共振回路は所望の周波数をトラップし、第1LC直列共振回路及び第2LC直列回路は信号の所望の高調波成分を減衰させる。なお、2つのLC直列共振回路を用いているのは、高調波成分の周波数幅に対応するためである。
図6(A)は、図5に示したフィルタ回路モジュール201Mと、図21に示した比較例のフィルタ回路モジュールとについて、2.4GHz帯の挿入損失特性を示す図である。図6(B)は、フィルタ回路モジュール201Mと、比較例のフィルタ回路モジュールとについて、3次高調波の周波数帯における挿入損失特性を示す図である。図6(A)、図6(B)において、実線はフィルタ回路モジュール201Mの特性、破線は比較例のフィルタ回路モジュールの特性である。
図6(A)、図6(B)から明らかなように、比較例に比べて本実施形態の方が、所望の周波数(2.4GHz)帯における挿入損失が大きく、より効果的なトラップフィルタとなっていることが分かる。また、所望の高調波(3次高調波)帯(図6(B)中の2本の細線で示す周波数帯)に関しても、比較例に比べて本実施形態の方が大きな減衰を確保できている。さらに、図5に示した構成においては、1次コイルL1、2次コイルL2、入出力間キャパシタC0及び共振回路用キャパシタC10を単一の部品として構成し、第2インダクタL10を基板に形成し、第1インダクタL11を配線パターンで形成する場合(後に例示する。)には、実装される部品点数は、図21に示した比較例と比べて1つ少ない。さらに図21に示した比較例の上述の特性を、図5に示した回路の特性と同程度にしようとすれば、実装される部品点数の差は2以上になる。したがって、本実施形態で示した構成の方が、部品(素子)点数の削減に伴って小型化できる。
図7は、フィルタ回路モジュール201の一部を構成するフィルタ回路素子101を示す図である。このフィルタ回路素子101は、1次コイルL1、2次コイルL2、入出力間キャパシタC0及び共振回路用キャパシタC10を単一の部品として構成する。
図8はフィルタ回路素子101の外観斜視図である。フィルタ回路素子101は、導体パターンが形成された基材層を含む複数の基材層が積層された直方体状の積層体100に形成されている。この積層体100の外面に入出力端子T1,T2,T3及び空き端子NCが形成されている。
図9(A)は、フィルタ回路素子101の実装部の構成を示す回路基板90の平面図である。図9(B)は回路基板90にフィルタ回路素子101が実装されて構成されたフィルタ回路モジュール201の平面図である。図9(C)は、図9(B)におけるC-C部分の拡大縦断面図である。
回路基板90の上面には、グランド電極G、実装用パッドP0,P1,P3等が形成されている。また、回路基板90の内部には、配線パターンWP、第2インダクタL10等が形成されている。この第2インダクタL10は、矩形スパイラル状の導体パターンで構成されている。この第2インダクタL10の一端は層間接続導体V2を介して実装用パッドP3に接続されていて、他端は回路基板90内のグランド導体に接続されている。配線パターンWPは、図7に示した信号線路SLに接続される。
図9(B)に示すように、回路基板90にフィルタ回路素子101を実装した状態で、入出力端子T1は実装用パッドP1に接続され、入出力端子T3は実装用パッドP3に接続され、入出力端子T2はグランド電極Gに接続され、空き端子NCは実装用パッドP0に接続される。図9(C)に表れているように、入出力端子T1は、回路基板90内に形成された層間接続導体V1を介して配線パターンWPの端部に接続されている。実装用パッドP3は、回路基板90内に形成された層間接続導体V2を介して、回路基板90内に形成された第2インダクタL10の一端に接続されている。回路基板90内部において、配線パターンWPと第2インダクタL10とは形成平面が異なる。このことによって、第2インダクタL10の設計自由度が高い。
上記配線パターンWPの寄生インダクタンスによって、図1、図7に示した第1インダクタL11が構成される。なお、第1インダクタL11は、チップインダクタを回路基板90に実装することによって構成してもよい。
本実施形態によれば、第2インダクタL10が回路基板90に設けられるので、つまり、フィルタ回路素子101に第2インダクタL10を設ける必要がないので、フィルタ回路素子101の積層方向の高さを低背化できる。または、配置面積を小さくできる。また、第2インダクタL10を、多層化することなく、比較的広い領域に形成することができるので、そのインダクタンスを、小さなばらつきで高精度に形成できる。
図10は、フィルタ回路モジュール201の正面図である。また、図11はフィルタ回路素子101の各基材の下面図である。
フィルタ回路素子101は複数の絶縁性の基材S1~S19を備えている。これら基材S1~S19の積層により積層体100が構成されている。つまり、基材S1~S19は積層状態で基材層を構成する。基材S1~S19の積層圧着前の状態では絶縁性シート、例えば、LTCC(LowTemperature Co-fired Ceramics:低温同時焼成セラミックス)等で構成された非磁性セラミック等のセラミックグリーンシート、である。基材S1~S19には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材の表面に形成された導体パターンだけでなく、層間接続導体を含む。ここで「層間接続導体」はビア導体だけでなく、積層体100の端面に形成される端面電極を含む。
上記各種導体パターンは、AgやCuを主成分とする比抵抗の小さな導体材料によって構成される。基材層がセラミックであれば、例えば、AgやCuを主成分とする導電性ペーストのスクリーン印刷及び焼成により形成される。
基材S1~S19がセラミックグリーンシートの場合は、これら基材S1~S19を積層し、焼成することで、セラミックマザー基板を形成し、これを分割することで多数の積層体100を得る。そして、積層体100の外面に端面電極を形成することでフィルタ回路素子101を構成する。
また、上記絶縁性の基材はLTCCに限らず、ガラスを主成分とした絶縁ペーストのスクリーン印刷による塗布を繰り返すことで形成してもよい。この場合、フォトリソグラフィ工程により、上記各種導体パターンを形成する。絶縁性の基材がガラスである場合、セラミックに比べ誘電率が低いので、コイルの寄生容量を抑制できる。したがって、LC並列共振回路の共振周波数のずれを小さくでき、より高精度に所望の周波数をトラップできる。
基材S1は積層体100の下面(フィルタ回路素子101の実装面)に相当する。基材S1には入出力端子T1,T2,T3及び空き端子NCが形成されている。
基材S2~S6には、共振回路用キャパシタC10を構成するキャパシタ電極C10a,C10b,C10c,C10d,C10eがそれぞれ形成されている。キャパシタ電極C10a,C10c,C10eは入出力端子T2に接続され、キャパシタ電極C10b,C10dは入出力端子T3に接続される。
基材S7~S9には、入出力間キャパシタC0を構成するキャパシタ電極C0a,C0b,C0cがそれぞれ形成されている。キャパシタ電極C0a,C0cは入出力端子T1に接続され、キャパシタ電極C0bは入出力端子T3に接続される。
基材S11,S12,S13,S15には、1次コイルL1を構成する導体パターンL1a,L1b,L1c,L1dがそれぞれ形成されている。図11において、層間接続導体を黒丸で表している。導体パターンL1aの第1端は入出力端子T1に接続され、導体パターンL1aの第2端は層間接続導体を介して導体パターンL1bの第1端に接続され、導体パターンL1bの第2端は層間接続導体を介して導体パターンL1cの第1端に接続され、導体パターンL1cの第2端は層間接続導体を介して導体パターンL1dの第1端に接続され、導体パターンL1dの第2端は入出力端子T2に接続される。
基材S18,S17,S16,S14には、2次コイルL2を構成する導体パターンL2a,L2b,L2c,L2dがそれぞれ形成されている。導体パターンL2aの第1端は入出力端子T3に接続され、導体パターンL2aの第2端は層間接続導体を介して導体パターンL2bの第1端に接続され、導体パターンL2bの第2端は層間接続導体を介して導体パターンL2cの第1端に接続され、導体パターンL2cの第2端は層間接続導体を介して導体パターンL2dの第1端に接続され、導体パターンL2dの第2端は入出力端子T2に接続される。
図10、図11に表れているように、1次コイルL1、2次コイルL2のいずれも巻回軸WAのまわりに巻回された形状を有し、1次コイルL1、2次コイルL2いずれもコイル導体の巻回軸方向は図10に示す軸でZ軸方向である。また、2次コイルを構成する導体パターンL2dは、1次コイルを構成する導体パターンL1cとL1dとに、積層方向に挟まれていて、1次コイルを構成する導体パターンL1dは、2次コイルを構成する導体パターンL2dとL2cとに、積層方向に挟まれている。これによって、1次コイルと2次コイルとの結合を効果的に高めることができる。
図12は、1次コイルL1及び2次コイルL2を構成する導体パターンと、共振回路用キャパシタC10を構成する電極との、大小関係及び位置関係を示す図である。また、図13は、共振回路用キャパシタC10を構成するキャパシタ電極C10a~C10eと、1次コイルL1及び2次コイルL2との、巻回軸方向での大小関係及び位置関係を示す図である。図13において、破線は1次コイルL1と2次コイルL2との磁界結合に寄与する磁束を概略的に示す。
図12においては、1次コイルL1を構成する導体パターン及び2次コイルL2を構成する導体パターンの平均的な導体パターンをLAで表している。また、共振回路用キャパシタC10を構成する複数のキャパシタ電極のうち、面積の大きなキャパシタ電極C10a,C10c,C10eを示している。
このように、第2インダクタL10と、1次コイルL1及び2次コイルL2との間に共振回路用キャパシタのキャパシタ電極が存在し、かつ、この共振回路用キャパシタC10のキャパシタ電極C10a,C10c,C10eが、巻回軸方向(Z軸方向)に視て、導体パターンL1a~L1dによる1次コイルのコイル開口及び導体パターンL2a~L2dによる2次コイルのコイル開口を覆うので、第2インダクタL10と1次コイルL1及び2次コイルL2との不要な磁界結合(誘導性結合)が抑制される。しかも、共振回路用キャパシタC10のキャパシタ電極C10a,C10c,C10eはグランドに接続されているので、1次コイルL1及び2次コイルL2と第2インダクタL10との間に生じる寄生容量(容量性結合)も抑制される。
図14は、1次コイルL1及び2次コイルL2の導体パターンと、入出力間キャパシタC0を構成する一部のキャパシタ電極C0cとの、大小関係及び位置関係を示す図である。また、図15は、入出力間キャパシタC0を構成するキャパシタ電極C0a,C0b,C0cと、1次コイルL1及び2次コイルL2との、巻回軸方向での大小関係及び位置関係を示す図である。図15において、破線は1次コイルL1と2次コイルL2との磁界結合に寄与する磁束を概略的に示す。
図14において、概略導体パターンをLAで表している。すなわち、巻回軸方向(Z軸方向)に視て、1次コイルL1又は2次コイルL2の一方が覆う領域である。入出力間キャパシタC0用の複数のキャパシタ電極C0a,C0b,C0cのうち1次コイルL1及び2次コイルL2に最も近いキャパシタ電極C0cは、巻回軸方向に視て、1次コイルL1及び2次コイルL2のコイル開口内に収まる。すなわち、キャパシタ電極C0cは概略導体パターンLAの開口内に収まる。
このように、入出力間キャパシタC0を構成するキャパシタ電極が、1次コイルL1及び2次コイルL2と共振回路用キャパシタC10とによって挟まれる位置にあり、かつ、入出力間キャパシタC0用の複数のキャパシタ電極のうち1次コイルL1及び2次コイルL2に最も近いキャパシタ電極C0cが、巻回軸方向(Z軸方向)に視て、1次コイルL1及び2次コイルL2のコイル開口内に収まるので、1次コイルL1及び2次コイルL2に鎖交する磁束の経路をキャパシタ電極C0cが阻害しない。換言すれば、キャパシタ電極C0cの面積が、1次コイルL1及び2次コイルL2のコイル開口面積よりも小さいので、コイル開口を全て覆うことがなく、1次コイルL1及び2次コイルL2のコイル開口を通る磁束を阻害しない。そのため、1次コイルL1と2次コイルL2との高い磁界結合が維持される。
図16は、入出力間キャパシタC0を構成する一部のキャパシタ電極C0cと、1次コイルL1及び2次コイルL2との、巻回軸方向での大小関係及び位置関係を示す別の図である。図13、図15に示した例では、1次コイルL1を構成する各層のコイル導体パターンの内径及び外径の大部分が一定であるように表したが、図16に示すように不揃いである場合には、巻回軸方向(Z軸方向)に視て最も内側の径にキャパシタ電極C0cが収まることが好ましい。
なお、図11に示した例では、1次コイルL1を構成する導体パターンL1a~L1dの形成位置と2次コイルL2を構成する導体パターンL2a~L2dの形成位置とが分離されておらず、一部が重なっている。つまり、導体パターンL2dは導体パターンL1cと導体パターンL1dとの間にあり、導体パターンL1dは導体パターンL2cと導体パターンL2dとの間にある。このように、1次コイルL1の構成要素である導体パターンの一部と、2次コイルL2の構成要素である導体パターンの一部とが、互いに相手側の導体パターンで挟まれる関係であることにより、1次コイルの導体パターンと2次コイルの導体パターンとの対向総面積が大きくなり、1次コイルL1と2次コイルL2との間に生じる容量を容易に大きくできる。そのため、入出力間キャパシタC0の必要面積は小さくて済む。
《第2の実施形態》
第2の実施形態では、第1の実施形態で示した例とは第2インダクタの形状が異なるフィルタ回路モジュールについて示す。
第2の実施形態では、第1の実施形態で示した例とは第2インダクタの形状が異なるフィルタ回路モジュールについて示す。
図17(A)は、フィルタ回路素子101の実装部の構成を示す回路基板90の平面図である。図17(B)は、回路基板90にフィルタ回路素子101が実装されて構成されたフィルタ回路モジュール202の平面図である。
回路基板90の上面には、配線パターンWP、グランド電極G、実装用パッドP0,P3等が形成されている。また、回路基板90の内部に第2インダクタL10が形成されている。この第2インダクタL10は、矩形スパイラル状の導体パターンで構成されている。この第2インダクタL10の一端は実装用パッドP3に接続されていて、他端は回路基板90内のグランド導体に接続されている。配線パターンWPは、図7に示した信号線路SLに接続される。上記第2インダクタL10を構成する導体パターンの形状は、この例に限らず、円形スパイラル状であってもよいし、ミアンダ形状であってもよい。
図17(B)に示すように、回路基板90にフィルタ回路素子101を実装した状態で、入出力端子T1は配線パターンWPの端部に接続され、入出力端子T3は実装用パッドP3に接続され、入出力端子T2はグランド電極Gに接続され、空き端子NCは実装用パッドP0に接続される。フィルタ回路素子101の構成は第1の実施形態で示したとおりである。
本実施形態のフィルタ回路モジュール202では、第2インダクタL10の平面サイズがフィルタ回路素子101の実装サイズより大幅に大きい。また、本実施形態では、第2インダクタL10のコイル巻回軸とフィルタ回路素子101内の1次コイルL1及び2次コイルL2のコイル巻回軸とは一致しない。ただし、第2インダクタL10のコイル巻回軸と、1次コイルL1及び2次コイルL2のコイル巻回軸とは互いに平行である。
このような構成であっても、第1の実施形態で示したフィルタ回路モジュールと同様の作用効果を奏する。フィルタ回路素子101の各基材の下面図である図11を参照して説明すると、具体的には、第2インダクタL10と、1次コイルL1及び2次コイルL2との間に、例えばキャパシタ電極C0cのような、コイル開口の径に収まる、換言すればコイル開口面積よりも小さな面積を有する、入出力間キャパシタC0のキャパシタ電極が存在する。このようなキャパシタ電極によって、磁界結合を妨げることなく、入出力間キャパシタを形成することができる。また、この共振回路用キャパシタC10の、例えばキャパシタ電極C10aのようなコイル開口の径に収まらない、換言すればコイル開口面積よりも大きな面積を有する、共振回路用キャパシタのキャパシタ電極が存在する。このようなキャパシタ電極が、巻回軸方向(Z軸方向)に視て、導体パターンL1a~L1dによる1次コイルのコイル開口及び導体パターンL2a~L2dによる2次コイルのコイル開口を覆うので、1次コイルL1及び2次コイルL2と第2インダクタL10との不要な磁界結合が抑制される。
《第3の実施形態》
第3の実施形態では、共振回路用インダクタを内蔵するフィルタ回路素子について示す。
第3の実施形態では、共振回路用インダクタを内蔵するフィルタ回路素子について示す。
図18は第3の実施形態に係るフィルタ回路素子102及びそれを備えるフィルタ回路モジュール201の回路図である。
フィルタ回路素子102は、1次コイルL1、2次コイルL2、入出力間キャパシタC0、共振回路用キャパシタC10及び共振回路用インダクタL10を単一の部品として構成する。この共振回路用インダクタL10は第1、第2の実施形態における第2インダクタL10に相当する。このフィルタ回路素子102の外観は図8に示したものとほぼ同様である。
図19はフィルタ回路素子102の各基材の下面図である。フィルタ回路素子102は複数の絶縁性の基材S1~S21を備えている。これら基材S1~S21の積層により積層体が構成される。
基材S1は積層体の下面(フィルタ回路素子102の実装面)に相当する。基材S1には入出力端子T1,T2,T3及び空き端子NCが形成されている。
基材S2,S3には共振回路用インダクタL10を構成する導体パターンL10a,L10bが形成されている。導体パターンL10aの第1端は入出力端子T2に接続され、第2端は層間接続導体を介して導体パターンL10bの第1端に接続される。導体パターンL10bの第2端は入出力端子T3に接続される。
基材S1,S4~S21の構成は、第1の実施形態で図11に示した基材S1~S19の構成と同じである。
第1、第2の実施形態では、図9(A)や図17(A)に示したように回路基板90に共振回路用インダクタL10を設けたが、第3の実施形態によれば、共振回路用インダクタL10を含むフィルタ回路素子102が構成されるので、回路基板90に共振回路用インダクタL10を設ける必要が基本的にない。
なお、入出力端子T2-T3間に、キャパシタ又はインダクタを接続することにより、共振回路用キャパシタC10及び共振回路用インダクタL10によるLC並列共振回路の共振周波数を調整できる。また、入出力端子T2-T3間に、抵抗素子を接続することにより、共振回路用キャパシタC10及び共振回路用インダクタL10によるLCタンク回路の共振のQ値を調整できる。つまり、回路基板90に、所定キャパシタンスのキャパシタ又は所定インダクタンスのインダクタを設けておくことにより、回路基板90に実装するフィルタ回路素子102内のLC並列共振回路の共振周波数を微調整できる。また、回路基板90に、所定レジスタンスの抵抗素子を設けておくことにより、回路基板90に実装するフィルタ回路素子102内のLC並列共振回路の共振のQ値を微調整できる。
上記回路基板90に設ける上記キャパシタ、インダクタ、抵抗素子はいずれも、回路基板90に導体パターンを形成することによって設けてもよいし、素子を実装することによって設けてもよい。
本実施形態のように、共振回路用インダクタL10がフィルタ回路素子102内に含まれている場合でも、先に示した実施形態と同様の作用効果を奏する。つまり、入出力間キャパシタC0のキャパシタ電極(例えば、キャパシタ電極C0c)が1次コイルL1及び2次コイルL2のコイル開口径内に収まっていることで、(換言すれば、1次コイルL1及び2次コイルL2のコイル開口面積よりも小さな面積を有するキャパシタ電極が存在することにより、)1次コイルL1と2次コイルL2との磁界結合を妨げることなく、入出力間キャパシタC0を形成できる。
また、本実施形態において、1次コイルL1及び2次コイルL2のコイル開口径内に収まらない、(1次コイルL1および2次コイルL2のコイル開口面積よりも大きな面積を有する、)共振回路用キャパシタC10のキャパシタ電極(例えばキャパシタ電極C10a)が共振回路用インダクタL10と1次コイルL1及び2次コイルL2との間に介在するので、巻回軸方向(Z軸方向)に視て、導体パターンL1a~L1dによる1次コイルのコイル開口及び導体パターンL2a~L2dによる2次コイルのコイル開口を共振回路用キャパシタC10のキャパシタ電極が覆う。このことにより、共振回路用インダクタL10と1次コイルL1及び2次コイルL2との不要な磁界結合が抑制される。
なお、外部に共振回路の共振周波数設定用の素子や導体パターンを設けない場合には、図18に示した入出力端子T3は不要である。
《第4の実施形態》
第4の実施形態では、フィルタ回路モジュールを備える通信装置の構成例を示す。
第4の実施形態では、フィルタ回路モジュールを備える通信装置の構成例を示す。
図20は通信装置401の主要部の回路図である。この通信装置401は、高周波回路301と、この高周波回路301の高周波信号線路に接続されたフィルタ回路モジュール201とを備える。
具体的には、高周波回路301の高周波信号線路にフィルタ回路モジュール201の信号線路SLが接続され、この信号線路とグランドとの間に第1インダクタL11、移相回路20及びLC並列共振回路10が接続されている。高周波回路301は、信号線路に高周波信号を出力する高周波増幅回路AMPを備えている。
フィルタ回路モジュール201は、信号線路SLに重畳される2.4GHz帯のノイズ成分を減衰させる。また、高周波増幅回路AMPは不要な高調波信号を発生するが、フィルタ回路モジュール201は基本波成分を低損失で透過させ、上記高調波成分を減衰させる。
最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形及び変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
例えば、以上に示した各実施形態では、1次コイルL1と2次コイルL2との巻回数比が1:1である例を示したが、この巻回数比は1:n(nは1以外)であってもよい。
《態様》
以上に示した本発明の実施形態により開示した態様を次に列挙する。
以上に示した本発明の実施形態により開示した態様を次に列挙する。
(態様1)
本発明の態様1のフィルタ回路モジュールは、
導体パターンが形成された基材層を含む複数の基材層S1~S21の積層体100に形成されたフィルタ回路素子101,102と、当該フィルタ回路素子が実装される回路基板90とで構成されるフィルタ回路モジュール201,202であり、
前記フィルタ回路素子101,102はLC並列共振回路10の一部である共振回路用キャパシタC10及び移相回路20を含み、
前記回路基板90は第2インダクタL10を備え、
前記移相回路20は、互いに磁界結合する1次コイルL1及び2次コイルL2と、入出力間キャパシタC0と、で構成され、
前記LC並列共振回路10は、前記第2インダクタL10と当該第2インダクタL10に並列接続された共振回路用キャパシタC10とで構成され、
前記入出力間キャパシタC0は、前記1次コイルL1の第1端と前記2次コイルL2の第1端との間に接続され、
前記1次コイルL1の第1端は、前記第1インダクタL11に接続され、
前記1次コイルL1の第2端及び前記2次コイルL2の第2端は互いに接続され、
前記共振回路用キャパシタC10の第1端は前記2次コイルL2の第1端に接続され、
前記共振回路用キャパシタC10の第2端は前記2次コイルL2の第2端に接続され、
前記第2インダクタL10は、前記回路基板90に形成された、巻回軸WAを有するコイルで構成され、
前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2は、前記巻回軸WA方向に視て、前記第2インダクタL10に重なり、
前記共振回路用キャパシタC10は、前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2よりも、前記回路基板90への実装面側にあり、
前記共振回路用キャパシタC10は複数のキャパシタ電極C10a~C10eで構成され、当該複数のキャパシタ電極C10a~C10eは、前記巻回軸WA方向に視て、前記1次コイルL1のコイル開口及び前記2次コイルL2のコイル開口を覆うキャパシタ電極C10a,C10c,C10eを含む。
本発明の態様1のフィルタ回路モジュールは、
導体パターンが形成された基材層を含む複数の基材層S1~S21の積層体100に形成されたフィルタ回路素子101,102と、当該フィルタ回路素子が実装される回路基板90とで構成されるフィルタ回路モジュール201,202であり、
前記フィルタ回路素子101,102はLC並列共振回路10の一部である共振回路用キャパシタC10及び移相回路20を含み、
前記回路基板90は第2インダクタL10を備え、
前記移相回路20は、互いに磁界結合する1次コイルL1及び2次コイルL2と、入出力間キャパシタC0と、で構成され、
前記LC並列共振回路10は、前記第2インダクタL10と当該第2インダクタL10に並列接続された共振回路用キャパシタC10とで構成され、
前記入出力間キャパシタC0は、前記1次コイルL1の第1端と前記2次コイルL2の第1端との間に接続され、
前記1次コイルL1の第1端は、前記第1インダクタL11に接続され、
前記1次コイルL1の第2端及び前記2次コイルL2の第2端は互いに接続され、
前記共振回路用キャパシタC10の第1端は前記2次コイルL2の第1端に接続され、
前記共振回路用キャパシタC10の第2端は前記2次コイルL2の第2端に接続され、
前記第2インダクタL10は、前記回路基板90に形成された、巻回軸WAを有するコイルで構成され、
前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2は、前記巻回軸WA方向に視て、前記第2インダクタL10に重なり、
前記共振回路用キャパシタC10は、前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2よりも、前記回路基板90への実装面側にあり、
前記共振回路用キャパシタC10は複数のキャパシタ電極C10a~C10eで構成され、当該複数のキャパシタ電極C10a~C10eは、前記巻回軸WA方向に視て、前記1次コイルL1のコイル開口及び前記2次コイルL2のコイル開口を覆うキャパシタ電極C10a,C10c,C10eを含む。
(態様2)
本発明の態様2では、前記第1インダクタL11は前記回路基板90に形成された配線パターンである。この構成によれば、部品としてのインダクタが不要となり、フィルタ回路モジュールが小型化される。
本発明の態様2では、前記第1インダクタL11は前記回路基板90に形成された配線パターンである。この構成によれば、部品としてのインダクタが不要となり、フィルタ回路モジュールが小型化される。
(態様3)
本発明の態様3では、前記第1インダクタL11は前記回路基板90に実装されたインダクタ素子である。この構成によれば、インダクタンス値が比較的大きなインダクタ素子を設けることができる。また、他のコイルやインダクタとの不要結合の抑制が容易となる。
本発明の態様3では、前記第1インダクタL11は前記回路基板90に実装されたインダクタ素子である。この構成によれば、インダクタンス値が比較的大きなインダクタ素子を設けることができる。また、他のコイルやインダクタとの不要結合の抑制が容易となる。
(態様4)
本発明の態様4では、前記入出力間キャパシタC0は複数のキャパシタ電極C0a,C0b,C0cを有し、当該キャパシタ電極C0a,C0b,C0cは、前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2と前記共振回路用キャパシタC10とによって挟まれる位置にあり、
前記入出力間キャパシタC0用の複数のキャパシタ電極C0a,C0b,C0cのうち前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2に最も近いキャパシタ電極C0aは、前記巻回軸WA方向に視て、前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2のコイル開口内に収まる。
本発明の態様4では、前記入出力間キャパシタC0は複数のキャパシタ電極C0a,C0b,C0cを有し、当該キャパシタ電極C0a,C0b,C0cは、前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2と前記共振回路用キャパシタC10とによって挟まれる位置にあり、
前記入出力間キャパシタC0用の複数のキャパシタ電極C0a,C0b,C0cのうち前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2に最も近いキャパシタ電極C0aは、前記巻回軸WA方向に視て、前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2のコイル開口内に収まる。
この構成によれば、入出力間キャパシタC0用の複数のキャパシタ電極C0a,C0b,C0cが1次コイルL1及び2次コイルL2と共振回路用キャパシタC10とによって挟まれる位置にあり、かつ、入出力間キャパシタC0用の複数のキャパシタ電極C0a,C0b,C0cのうち1次コイルL1及び2次コイルL2に最も近いキャパシタ電極C0cが、巻回軸方向Z軸方向に視て、1次コイルL1及び2次コイルL2のコイル開口内に収まるので、1次コイルL1及び2次コイルL2に鎖交する磁束の経路をキャパシタ電極C0cが阻害しない。そのため、1次コイルL1と2次コイルL2との高い磁界結合が維持される。
(態様5)
本発明の態様5では、前記入出力間キャパシタC0の複数のキャパシタ電極C0a,C0b,C0cの全ては、前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2の開口面積よりも小さい。この構成によれば、1次コイルL1及び2次コイルL2に鎖交する磁束の経路をキャパシタ電極C0a,C0b,C0cが阻害しない。そのため、1次コイルL1と2次コイルL2との更に高い磁界結合が維持される。
本発明の態様5では、前記入出力間キャパシタC0の複数のキャパシタ電極C0a,C0b,C0cの全ては、前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2の開口面積よりも小さい。この構成によれば、1次コイルL1及び2次コイルL2に鎖交する磁束の経路をキャパシタ電極C0a,C0b,C0cが阻害しない。そのため、1次コイルL1と2次コイルL2との更に高い磁界結合が維持される。
(態様6)
本発明の態様6のフィルタ回路素子は、
導体パターンが形成された基材層を含む複数の基材層S1~S21の積層体100に形成された、LC並列共振回路10及び移相回路20を含むフィルタ回路素子101,102であり、
前記移相回路20は、互いに磁界結合する1次コイルL1及び2次コイルL2と、入出力間キャパシタC0と、で構成され、
前記LC並列共振回路10は、互いに並列接続された共振回路用インダクタL10及び共振回路用キャパシタC10で構成され、
前記入出力間キャパシタC0は、前記1次コイルL1の第1端と前記2次コイルL2の第1端との間に接続され、
前記1次コイルL1の第2端及び前記2次コイルL2の第2端は互いに接続され、
前記共振回路用キャパシタC10の第1端は前記2次コイルL2の第1端に接続され、
前記共振回路用キャパシタC10の第2端は前記2次コイルL2の第2端に接続され、
前記共振回路用インダクタL10は、巻回軸WAを有するコイルで構成され、
前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2は、前記巻回軸WA方向に視て、前記共振回路用インダクタL10に重なり、
前記共振回路用キャパシタC10は、前記共振回路用インダクタL10を構成する前記コイルと前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2との間にあり、
前記共振回路用キャパシタC10は複数のキャパシタ電極C10a~C10eで構成され、当該複数のキャパシタ電極C10a~C10eは、前記巻回軸WA方向に視て、前記1次コイルL1のコイル開口及び前記2次コイルL2のコイル開口を覆うキャパシタ電極C0a,C0b,C0cを含む。
本発明の態様6のフィルタ回路素子は、
導体パターンが形成された基材層を含む複数の基材層S1~S21の積層体100に形成された、LC並列共振回路10及び移相回路20を含むフィルタ回路素子101,102であり、
前記移相回路20は、互いに磁界結合する1次コイルL1及び2次コイルL2と、入出力間キャパシタC0と、で構成され、
前記LC並列共振回路10は、互いに並列接続された共振回路用インダクタL10及び共振回路用キャパシタC10で構成され、
前記入出力間キャパシタC0は、前記1次コイルL1の第1端と前記2次コイルL2の第1端との間に接続され、
前記1次コイルL1の第2端及び前記2次コイルL2の第2端は互いに接続され、
前記共振回路用キャパシタC10の第1端は前記2次コイルL2の第1端に接続され、
前記共振回路用キャパシタC10の第2端は前記2次コイルL2の第2端に接続され、
前記共振回路用インダクタL10は、巻回軸WAを有するコイルで構成され、
前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2は、前記巻回軸WA方向に視て、前記共振回路用インダクタL10に重なり、
前記共振回路用キャパシタC10は、前記共振回路用インダクタL10を構成する前記コイルと前記1次コイルL1及び前記2次コイルL2との間にあり、
前記共振回路用キャパシタC10は複数のキャパシタ電極C10a~C10eで構成され、当該複数のキャパシタ電極C10a~C10eは、前記巻回軸WA方向に視て、前記1次コイルL1のコイル開口及び前記2次コイルL2のコイル開口を覆うキャパシタ電極C0a,C0b,C0cを含む。
(態様7)
本発明の態様7のフィルタ回路は、態様1に記載のフィルタ回路モジュール又は態様6に記載のフィルタ回路素子を備えるフィルタ回路であり、信号線路とグランドとの間に、前記1次コイルの第1端と前記共振回路用キャパシタの第2端とが接続されて構成される。
本発明の態様7のフィルタ回路は、態様1に記載のフィルタ回路モジュール又は態様6に記載のフィルタ回路素子を備えるフィルタ回路であり、信号線路とグランドとの間に、前記1次コイルの第1端と前記共振回路用キャパシタの第2端とが接続されて構成される。
(態様8)
本発明の態様8の通信装置は、高周波回路301と、前記高周波回路301の高周波信号線路とグランドとの間のシャント接続経路に接続された、態様7に記載のフィルタ回路と、を備える。
本発明の態様8の通信装置は、高周波回路301と、前記高周波回路301の高周波信号線路とグランドとの間のシャント接続経路に接続された、態様7に記載のフィルタ回路と、を備える。
AMP…高周波増幅回路
C0…入出力間キャパシタ
C0a,C0b,C0c…キャパシタ電極
C10…共振回路用キャパシタ
C10a,C10b,C10c,C10d,C10e…キャパシタ電極
C31,C32,C40…キャパシタ
G…グランド電極
IT…理想トランス
L1…1次コイル
L10…第2インダクタ、共振回路用インダクタ
L10a,L10b…導体パターン
L11…第1インダクタ
L1a,L1b,L1c,L1d…1次コイルの導体パターン
L2…2次コイル
L2a,L2b,L2c,L2d…2次コイルの導体パターン
L31,L32,L40…インダクタ
NC…空き端子
P0,P1,P3…実装用パッド
Po1,Po2…入出力ポート
S1~S21…基材
SL…信号線路
T1,T2,T3…入出力端子
WA…巻回軸
WP…配線パターン
10…LC並列共振回路
20…移相回路
90…回路基板
100…積層体
101,102…フィルタ回路素子
201,201M,202…フィルタ回路モジュール
301…高周波回路
401…通信装置
C0…入出力間キャパシタ
C0a,C0b,C0c…キャパシタ電極
C10…共振回路用キャパシタ
C10a,C10b,C10c,C10d,C10e…キャパシタ電極
C31,C32,C40…キャパシタ
G…グランド電極
IT…理想トランス
L1…1次コイル
L10…第2インダクタ、共振回路用インダクタ
L10a,L10b…導体パターン
L11…第1インダクタ
L1a,L1b,L1c,L1d…1次コイルの導体パターン
L2…2次コイル
L2a,L2b,L2c,L2d…2次コイルの導体パターン
L31,L32,L40…インダクタ
NC…空き端子
P0,P1,P3…実装用パッド
Po1,Po2…入出力ポート
S1~S21…基材
SL…信号線路
T1,T2,T3…入出力端子
WA…巻回軸
WP…配線パターン
10…LC並列共振回路
20…移相回路
90…回路基板
100…積層体
101,102…フィルタ回路素子
201,201M,202…フィルタ回路モジュール
301…高周波回路
401…通信装置
Claims (8)
- 導体パターンが形成された基材層を含む複数の基材層の積層体であるフィルタ回路素子と、当該フィルタ回路素子が実装される回路基板と、第1インダクタとを含むフィルタ回路モジュールであり、
前記フィルタ回路素子はLC並列共振回路の一部である共振回路用キャパシタ及び移相回路を含み、
前記回路基板は第2インダクタを備え、
前記移相回路は、互いに磁界結合する1次コイル及び2次コイルと、入出力間キャパシタと、で構成され、
前記LC並列共振回路は、前記第2インダクタと当該第2インダクタに並列接続された前記共振回路用キャパシタとで構成され、
前記入出力間キャパシタは、前記1次コイルの第1端と前記2次コイルの第1端との間に接続され、
前記1次コイルの第1端は、前記第1インダクタに接続され、
前記1次コイルの第2端及び前記2次コイルの第2端は互いに接続され、
前記共振回路用キャパシタの第1端は前記2次コイルの第1端に接続され、
前記共振回路用キャパシタの第2端は前記2次コイルの第2端に接続され、
前記第2インダクタは、前記回路基板に形成され、
前記1次コイル及び前記2次コイルは、前記積層体の積層方向に視て、前記第2インダクタに重なり、
前記共振回路用キャパシタは、前記1次コイル及び前記2次コイルよりも、前記回路基板への実装面側にあり、
前記共振回路用キャパシタは複数のキャパシタ電極を有し、当該複数のキャパシタ電極は、前記積層方向に視て、前記1次コイルのコイル開口及び前記2次コイルのコイル開口を覆うキャパシタ電極を含む、
フィルタ回路モジュール。 - 前記第1インダクタは前記回路基板に形成された配線パターンである、請求項1に記載のフィルタ回路モジュール。
- 前記第1インダクタは前記回路基板に実装されたインダクタ素子である、請求項1に記載のフィルタ回路モジュール。
- 前記入出力間キャパシタは複数のキャパシタ電極を有し、当該キャパシタ電極は、前記1次コイル及び前記2次コイルと前記共振回路用キャパシタとによって挟まれる位置にあり、
前記入出力間キャパシタが有する複数のキャパシタ電極のうち前記1次コイル及び前記2次コイルに最も近いキャパシタ電極は、前記積層方向に視て、前記1次コイル及び前記2次コイルのコイル開口内に収まる、
請求項1から3のいずれかに記載のフィルタ回路モジュール。 - 前記入出力間キャパシタが有する複数のキャパシタ電極のそれぞれの面積は、前記1次コイル及び前記2次コイルの開口面積よりも小さい、
請求項4に記載のフィルタ回路モジュール。 - 導体パターンが形成された基材層を含む複数の基材層の積層体で構成された、LC並列共振回路及び移相回路を含むフィルタ回路素子であり、
前記移相回路は、互いに磁界結合する1次コイル及び2次コイルと、入出力間キャパシタと、で構成され、
前記LC並列共振回路は、互いに並列接続された共振回路用インダクタ及び共振回路用キャパシタで構成され、
前記入出力間キャパシタは、前記1次コイルの第1端と前記2次コイルの第1端との間に接続され、
前記1次コイルの第2端及び前記2次コイルの第2端は互いに接続され、
前記共振回路用キャパシタの第1端は前記2次コイルの第1端に接続され、
前記共振回路用キャパシタの第2端は前記2次コイルの第2端に接続され、
前記共振回路用インダクタは、巻回軸を有するコイルで構成され、
前記1次コイル及び前記2次コイルは、前記巻回軸の方向に視て、前記共振回路用インダクタに重なり、
前記共振回路用キャパシタは、前記共振回路用インダクタを構成する前記コイルと前記1次コイル及び前記2次コイルとの間にあり、
前記共振回路用キャパシタは複数のキャパシタ電極で構成され、当該複数のキャパシタ電極は、前記巻回軸の方向に視て、前記1次コイルのコイル開口及び前記2次コイルのコイル開口を覆うキャパシタ電極を含む、
フィルタ回路素子。 - 請求項1に記載のフィルタ回路モジュール又は請求項6に記載のフィルタ回路素子を備えるフィルタ回路であり、
信号線路とグランドとの間に、前記1次コイルの第1端と前記共振回路用キャパシタの第2端とが接続された、
フィルタ回路。 - 高周波信号線路と、前記高周波信号線路とグランドとの間のシャント接続経路に接続された、請求項7に記載のフィルタ回路とを備えた、通信装置。
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Legal Events
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122 | Ep: pct application non-entry in european phase |
Ref document number: 20759593 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |