JP6183566B2 - 移相器、インピーダンス整合回路および通信端末装置 - Google Patents

Description

本発明は、高周波回路に設けられる移相器（Phase Shifter）に関し、特に、周波数帯に応じて位相を変化させる移相器に関する。また、本発明は、インピーダンス整合回路に関し、特に、移相器を備えるインピーダンス整合回路に関する。また、本発明は、上記移相器やインピーダンス整合回路を備える通信端末装置に関する。

一般に、高周波回路において、インピーダンス整合のために移相器が用いられることがある。従来、移相器にはハイパスフィルタ型とローパスフィルタ型があり、所望の周波数で所望の移相量を得るように回路定数が定められる。例えば、特許文献１にはハイパスフィルタ型回路とローパスフィルタ型回路を備えた移相器が示されている。

特開２０１３−９８７４４号公報

例えば、携帯電話端末をはじめとする通信端末装置等においては、複数の周波数帯域においてインピーダンス整合を図ることが必要となる場合が多い。例えば、図２０に示すように、インピーダンス整合回路７２と第２高周波回路７４との間に移相器７３を設け、この移相器７３とインピーダンス整合回路７２とで、第１高周波回路７１と第２高周波回路７４とをインピーダンス整合させることを考えると、複数の周波数帯域でインピーダンス整合させるために、移相器には周波数帯に応じた移相特性が要求される。

例えば、ローバンドとハイバンドの両方についてインピーダンス整合を行う際に、一方のバンドの位相をほとんど移相させずに他方のバンドの位相を大きく変化させる必要が生じる場合がある。例えば次の２つの移相操作が要求されることがある。

（１）ローバンド信号を移相させず、ハイバンド信号を移相させる。

例えば、ローバンド信号の通過位相は０°（または１８０°）付近であり、ハイバンド信号の通過位相は９０°付近である。

（２）ハイバンド信号を移相させず、ローバンド信号を移相させる。

例えば、ローバンド信号の通過位相は９０°付近であり、ハイバンド信号の通過位相は０°または１８０°付近である。

なお、図２０において、インピーダンス整合回路７２からみて、第２高周波回路７４からの反射波は移相器７３を往復するので、移相器７３での反射信号の移相量は２倍である。すなわち、反射位相を１８０°とするには、９０°の移相量が必要であり、反射位相を０°とするには、０°または１８０°の移相量が必要である。

ところが、上記（１）（２）に示すような周波数帯域毎の移相操作が可能な移相器は、以下に示すとおり、従来無かった。

例えば、図１７は図１６（Ａ）に示すハイパスフィルタ型の移相器の位相周波数特性の一例である。この例では、ローバンド（700MHz帯；マーカM1）での移相量は９０°にできるが、ハイバンド（2GHz帯；マーカM2）での移相量は０°とはならず３０°である。また、図１８は図１６（Ｂ）に示すローパスフィルタ型の移相器の位相周波数特性の一例である。この例では、ローバンド（700MHz帯；マーカM01）での移相量は−９０°にできるが、ハイバンド（2GHz帯；マーカM02）での移相量は１８０°とはならず約１００°である。また、ローバンド、ハイバンドのいずれにおいても、周波数帯域内での移相量の変化が大きい。

また、図１９は図１６（Ａ）に示すハイパスフィルタ型の移相器の位相対挿入損失の特性例である。カットオフ周波数（1GHz以下）付近で移相量は１８０°となるため、移相量を大きくしようとすると、挿入損失は大きくなる。また、図１６（Ｂ）に示すローパスフィルタ型の移相器では、ローバンドで１８０°付近の移相量を得ようとすると、カットオフ周波数が低くなり、ハイバンドでの挿入損失は非常に大きくなる。

以上のとおり、従来のフィルタ型の移相器では、上記（１）（２）に示すような周波数帯域毎の移相操作が不可能であった。

本発明の目的は、周波数帯域に応じた移相が可能な移相器、それを備えるインピーダンス整合回路および通信端末装置を提供することにある。

（１）本発明の移相器は、
第１ポートと第２ポートとの間に接続され、グランドに接続された第１コイル、前記第１コイルに対して磁界結合する、グランドに接続された第２コイル、および寄生インダクタンス成分を含むトランスと、
前記トランスに接続されたリアクタンス素子を有するインピーダンス調整用回路と、
を備え、
周波数帯に応じて異なる移相量となるように、前記トランスの第１コイルと第２コイルとの結合係数および前記インピーダンス調整用回路のリアクタンス素子の値が定められ、
前記インピーダンス調整用回路は、
前記トランスの第１ポートと第２ポートとの間に接続された入出力間容量を含み、前記入出力間容量は、前記第１コイルと前記第２コイルとの間に生じるコイル間容量と、前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続される入出力間付加容量とで構成されることを特徴とする。

上記構成によって、例えばインピーダンス整合回路と組み合わせることで、周波数帯域に応じたインピーダンス整合を容易に行えるようになる。また、入出力間容量は、第１コイルと第２コイルとの間に生じるコイル間容量と、前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続される入出力間付加容量とで構成されるので、第１コイルと第２コイルとの間隔が大きくても、入出力間容量を所定キャパシタンス値にでき、周波数に対する移相の特性を高い自由度で定めることができる。

（２）上記（１）において、前記第１コイルと前記第２コイルとの結合係数は０．９以下であることが好ましい。前記第１コイルと前記第２コイルとの結合係数が０．９以下であれば、第１コイルと第２コイルとの間隔が大きくて、第１コイルと第２コイルとの間に生じるコイル間容量が小さくなるが、入出力間付加容量の存在により、入出力間容量を所定キャパシタンス値に容易に設定できる。

（３）上記（１）または（２）において、前記トランスは、絶縁性基材と、前記絶縁性基材に設けられた、前記第１ポートを構成する第１入出力電極、前記第２ポートを構成する第２入出力電極、グランド電極、第１端が前記第１入出力電極に接続され、第２端が前記グランド電極に接続された、前記第１コイルを構成する第１コイル導体パターン、および、第１端が前記第２入出力電極に接続され、第２端が前記グランド電極に接続された、前記第２コイルを構成する第２コイル導体パターン、を備え、前記入出力間付加容量は、前記絶縁性基材に形成され、前記第１コイル導体パターンと前記第２入出力電極との間に容量を生じさせる第１容量電極を有することが好ましい。

上記構成により、入出力間付加容量はトランスと共に１つの絶縁性基材に設けられるので、簡素な構造の小型の移相器が構成できる。

（４）上記（３）において、前記第１コイル導体パターンおよび前記第２コイル導体パターンの少なくとも一方は、複数ターンのヘリカル状のコイル導体パターンであり、前記第１コイル導体パターンの前記第２端側のコイル開口面と前記第２コイル導体パターンの前記第２端側のコイル開口面とが対向し、前記第１容量電極は、前記第１コイル導体パターンの前記第１端寄りの位置に対向配置されていることが好ましい。

上記構成により、第１コイルと第２コイルとの結合係数が大きくなり過ぎない。結合係数が大きい程、移相量は大きくなり、入出力間容量が大きい程、移相量は小さくなるが、上記構成により、結合係数が大き過ぎることがなく、入出力間付加容量によって所定の移相量に設定できる。

（５）上記（３）または（４）において、前記入出力間付加容量は、前記絶縁性基材に形成され、前記第２コイル導体パターンと前記第１入出力電極との間に容量を生じさせる第２容量電極をさらに備え、前記第２容量電極は、前記第２コイル導体パターンのうち前記第１端寄りの位置に対向配置されていることが好ましい。この構成により、第１容量電極および第２容量電極によるキャパシタンスが並列接続され、第１容量電極および第２容量電極によるインダクタンスが並列接続されるので、所定の容量を得るときのESL（等価直列インダクタンス）が小さくなる。

（６）上記（５）において、前記第２容量電極は前記第２コイル導体パターンに沿って形成されていることが好ましい。このことにより、第１コイルと第２コイルの磁界結合が阻害されにくい。

（７）上記（３）から（６）のいずれかにおいて、前記第１容量電極は前記第１コイル導体パターンに沿って形成されていることが好ましい。このことにより、第１コイルと第２コイルの磁界結合が阻害されにくい。

（８）上記（３）から（７）のいずれかにおいて、前記トランスの第１ポートとグランドとの間に接続された入力側容量を備え、前記入力側容量は、前記絶縁性基材に形成され、前記グランド電極に接続され、前記第１コイル導体パターンとの間に容量を生じさせる入力側容量電極と、前記第１コイル導体パターンに生じる容量とで構成されることが好ましい。このことにより、入力側容量はトランスと共に１つの絶縁性基材に設けられるので、簡素な構造の小型の移相器が構成できる。

（９）上記（８）において、前記トランスの第２ポートとグランドとの間に接続された出力側容量を備え、前記出力側容量は、前記絶縁性基材に形成され、前記グランド電極に接続され、前記第２コイル導体パターンとの間に容量を生じさせる出力側容量電極と、前記第２コイル導体パターンに生じる容量とで構成されることが好ましい。このことにより、出力側容量はトランスと共に１つの絶縁性基材に設けられるので、簡素な構造の小型の移相器が構成できる。

（１０）上記（３）から（９）のいずれかにおいて、前記絶縁性基材は複数の絶縁体層を積層してなる積層体であり、前記第１コイル導体パターンおよび前記第２コイル導体パターンの巻回軸方向は前記積層の方向であることが好ましい。この構成により、小型の移相器が構成できる。

（１１）本発明のインダクタンス整合回路は、上記（１）から（１０）のいずれかに記載の移相器と、前記移相器に対して直列に接続されたインピーダンス整合回路部とを備え、前記インピーダンス整合回路部は、前記移相器によって移相されたインピーダンスに対してインピーダンス整合させる回路であることを特徴とする。

（１２）上記（１１）において、前記移相器は、ローバンドでのインピーダンスをスミスチャート上の第２象限または第３象限に移動させ、前記インピーダンス整合回路部は、ハイバンドでのインピーダンスおよびローバンドでのインピーダンスを共にスミスチャート上の中心方向へ移動させるものであることが好ましい。

上記（１１）（１２）のいずれの構成でも、周波数帯域に応じて容易にインピーダンス整合できるようになる。

（１３）本発明の通信端末装置は、給電回路と、前記給電回路に接続されるアンテナと、を備え、前記給電回路と前記アンテナとの間に、上記（１）から（１０）のいずれかに記載の移相器または（１１）もしくは（１２）に記載のインピーダンス整合回路を備えることを特徴とする。これにより、周波数帯域に応じて移相され、アンテナ素子と給電回路とが広帯域に亘ってインピーダンス整合する通信端末装置が得られる。

本発明によれば、周波数帯域に応じた移相量が定められた移相器が得られる。また、周波数帯域毎に容易にインピーダンス整合できるインピーダンス整合回路が得られる。さらに、アンテナ素子と給電回路とが所定の周波数帯域毎にインピーダンス整合した通信端末装置が得られる。

図１は第１の実施形態に係る移相器１１の回路図である。 図２（Ａ）、図２（Ｂ）はトランスＴの各種等価回路図である。 図３は、移相器１１を、理想トランスＩＴと寄生インダクタンス成分（直列寄生インダクタンス成分Ｌａ，Ｌｃ、並列寄生インダクタンス成分Ｌｂ）とに分けて表した等価回路図である。 図４は、移相器１１およびアンテナ１を含むアンテナ回路の構成を示す図である。 図５は、本実施形態の移相器１１の移相量の周波数特性を示す図である。 図６（Ａ）、図６（Ｂ）は、図４に示した移相器１１による移相作用を示す図である。 図７（Ａ）は、図４のＰｍから視たインピーダンスＺｍのローバンドでの軌跡であり、図７（Ｂ）は、インピーダンスＺｍのハイバンドでの軌跡である。 図８は移相器１１の外観斜視図である。 図９は移相器１１の各層の平面図である。 図１０は移相器１１の主要部の回路図である。 図１１（Ａ）は、移相器１１の、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２の積層状態での、それぞれの第１端、第２端の位置関係を示す概略図である。図１１（Ｂ）は比較例としての移相器の、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２の積層状態での、それぞれの第１端、第２端の位置関係を示す概略図である。 図１２は第２の実施形態に係る移相器１２の回路図である。 図１３は移相器１２の各層の平面図である。 図１４は移相器１２の主要部の回路図である。 図１５は第３の実施形態に係る通信端末装置２００のブロック図である。 図１６（Ａ）はハイパスフィルタ型の移相器の回路図であり、図１６（Ｂ）はローパスフィルタ型の移相器の回路図である。 図１７は図１６（Ａ）に示すハイパスフィルタ型の移相器の位相周波数特性の一例である。 図１８は図１６（Ｂ）に示すローパスフィルタ型の移相器の位相周波数特性の一例である。 図１９は図１６（Ａ）に示すハイパスフィルタ型の移相器の位相対挿入損失の特性例である。 図２０は、第１高周波回路７１と第２高周波回路７４とのインピーダンス整合を行う回路の構成例を示す図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付す。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点について説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係る移相器１１の回路図である。移相器１１は、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間に接続されたトランスＴを備えている。トランスＴは、第１コイルＬ１および第１コイルＬ１に対して結合係数１未満で磁界結合する第２コイルＬ２を有する。また、移相器１１は、トランスＴに接続されたリアクタンス素子を有するインピーダンス調整用回路を備えている。インピーダンス調整用回路は、第１コイル容量Ｃ１０、第２コイル容量Ｃ２０、コイル間容量Ｃ３０および入出力間付加容量Ｃ３１を備えている。

図１において、第１コイル容量Ｃ１０、第２コイル容量Ｃ２０はそれぞれ集中定数素子として表している。第１コイル容量Ｃ１０は第１コイルＬ１に並列接続されていて、第２コイル容量Ｃ２０は第２コイルＬ２に並列接続されている。コイル間容量Ｃ３０も集中定数素子として表している。コイル間容量Ｃ３０は第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との間に接続されている。

図１において、入出力間付加容量Ｃ３１は第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間に接続されている。従って、コイル間容量Ｃ３０と入出力間付加容量Ｃ３１との並列接続回路である入出力間容量が第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間に接続された構成である。

図２（Ａ）、図２（Ｂ）は上記トランスＴの各種等価回路図である。トランスＴの等価回路は幾つかの形式で表すことができる。図２（Ａ）の表現では、理想トランスＩＴと、その１次側にシリーズ接続（直列接続）された直列寄生インダクタンス成分Ｌａと、１次側にシャント接続（並列接続）された並列寄生インダクタンス成分Ｌｂと、２次側にシリーズ接続（直列接続）された直列寄生インダクタンス成分Ｌｃとで表される。

図２（Ｂ）の表現では、理想トランスＩＴと、その１次側にシリーズ接続（直列接続）された２つの直列寄生インダクタンス成分Ｌａ，Ｌｃ１と、１次側にシャント接続（並列接続）された並列寄生インダクタンス成分Ｌｂとで表される。

本実施形態のトランスＴは、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数が１未満であることに伴い、上記直列寄生インダクタンス成分および並列寄生インダクタンス成分が生じる。

図３は、移相器１１を、理想トランスＩＴと寄生インダクタンス成分（直列寄生インダクタンス成分Ｌａ，Ｌｃ、並列寄生インダクタンス成分Ｌｂ）とに分けて表した等価回路図である。ここで、入出力間容量Ｃ３は、コイル間容量Ｃ３０と入出力間付加容量Ｃ３１とをまとめて１つの集中定数素子として表したものである。

上記寄生インダクタンス成分（インダクタＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ）によって、トランスのインダクタンスは規定値（例えば50Ω）から外れてしまうが、第１コイル容量Ｃ１０、第２コイル容量Ｃ２０、入出力間容量Ｃ３を備えることで、トランスのインピーダンスが規定値に調整される。特に、第１コイル容量Ｃ１０、第２コイル容量Ｃ２０は並列寄生インダクタンス成分Ｌｂによるインピーダンスのずれを補正するように作用し、入出力間容量Ｃ３は直列寄生インダクタンス成分Ｌａ，Ｌｃによるインピーダンスのずれを補正するように作用する。

第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数が小さい程、直列寄生インダクタンス成分Ｌｃは大きい。結合係数が特に０．９以下（特に０．８以下）であると、直列寄生インダクタンス成分Ｌａ，Ｌｃにより特にハイバンド側の位相を調整しやすくなる一方、インピーダンスのずれを補正する必要性が高い。コイル間距離を離すことで結合係数が小さくなると、それに伴ってコイル間容量Ｃ３０は小さくなるが、本実施形態では、入出力間容量Ｃ３が所定の大きなキャパシタンスを有することにより、インピーダンス整合が確保される。また、入出力間容量Ｃ３のキャパシタンスが大きい程、ハイバンドの信号は、入出力間容量Ｃ３をパスする割合が増大し、トランスによる移相作用は小さくなる。一方、ローバンドの信号については、入出力間容量Ｃ３をバイパスする量は相対的に少なく、トランスによる移相作用が有効になる。但し、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数は小さいので、移相量は１８０°より少ない。本実施形態では、このローバンドの信号に対する移相量がほぼ９０°となるように、結合係数は小さめ（例えば０．７以下０．６以上程度）に定められている。

図４は、上記移相器１１およびアンテナ１を含むアンテナ回路の構成を示す図である。このアンテナ回路は、給電回路５０とアンテナ１との間に、インピーダンス整合回路部４１，４２および移相器１１を備える。図４において、インピーダンス整合回路部４１，４２および移相器１１は本発明に係る「インピーダンス整合回路部」の一例である。

図４において、移相器１１は、Ｐａで示す位置から視て、アンテナ１からの反射信号を移相させる。インピーダンス整合回路部４１は、トランスによるインピーダンス変換回路を構成する。例えば、Ｐｐで示す位置からアンテナ１側を視たインピーダンスＺｐより、Ｐｔで示す位置から視たインピーダンスＺｔを高める。インピーダンス整合回路部４１，４２は、給電回路５０とアンテナ１とのインピーダンス整合を行う。

図５は、本実施形態の移相器１１の移相量の周波数特性を示す図である。この例では、ローバンド（700MHzから900MHz帯）で移相量はほぼ９０°、ハイバンド（1.7GHzから2.7GHz帯）で移相量はほぼ０°である。すなわち、本実施形態は、「ハイバンド信号を移相させず、ローバンド信号を移相させる」移相器の例である。

図６（Ａ）、図６（Ｂ）は、図４に示した移相器１１による移相作用を示す図である。図６（Ａ）の軌跡ＬＢａは、図４に示すインピーダンスＺａのローバンドでの軌跡、軌跡ＬＢｐは、図４に示すインピーダンスＺｐのローバンドでの軌跡である。また、図６（Ｂ）の軌跡ＨＢａは、上記インピーダンスＺａのハイバンドでの軌跡、軌跡ＨＢｐは、上記インピーダンスＺｐのハイバンドでの軌跡である。

図５に示したとおり、移相器１１はローバンドでほぼ９０°移相するので、図４において、Ｐｐで示す位置での反射信号はＰａで示す位置での反射信号よりほぼ１８０°だけ右回りに回転する。このことは、図６（Ａ）に表れているとおり、インピーダンス軌跡が右回りに約１８０°回転していることに対応している。ハイバンドでは殆ど移相せず、図６（Ｂ）に表れているとおり、Ｐｐから視た反射信号はＰａから視た反射信号とほぼ同じである。このように、ローバンド、ハイバンド共に、インピーダンス軌跡の主要部（大部分）はスミスチャート上の第２象限または第３象限に移動される。ここで、「スミスチャート上の第２象限」とは、反射係数の実数部が負、虚数部が正の領域であり、スミスチャートを十字４分割した左上の領域である。また、「スミスチャート上の第３象限」とは、反射係数の実数部が負、虚数部が負の領域であり、スミスチャートを十字４分割した左下の領域である。

図４のインピーダンス整合回路部４１は、互いに磁界結合する第１コイルＬｐと第２コイルＬｓとで構成されるオートトランス型の回路である。インピーダンス整合回路部４１は、その入力側から視て、所定のインピーダンス変換比でインピーダンスを高める。そのため、このインピーダンス整合回路部４１は、スミスチャート上のインピーダンス軌跡を小円化するとともに右方向へシフトする作用がある。

図７（Ａ）は、図４のＰｍから視たインピーダンスＺｍのローバンドでの軌跡であり、図７（Ｂ）は、インピーダンスＺｍのハイバンドでの軌跡である。

このように、ローバンド、ハイバンド共に、インピーダンスはスミスチャート上の第２象限または第３象限に移動された後、インピーダンス整合回路部４１，４２によって、スミスチャート上の中心方向へ移動される。このことにより、ローバンド、ハイバンド共にインピーダンス整合する。

インピーダンス整合回路部４２は、そのシャント接続（並列接続）のキャパシタおよびシリーズ接続（直列接続）のインダクタにより主にハイバンドのインピーダンスを変化させ、シリーズ接続のキャパシタおよびシャント接続のインダクタにより主にローバンドのインピーダンスを変化させる。

図８は移相器１１の外観斜視図であり、図９は移相器１１の各層の平面図である。図１０は移相器１１の主要部の回路図である。

移相器１１は、表面実装型のチップ部品として構成されており、複数の絶縁性の基材Ｓ１〜Ｓ１０を備えている。基材Ｓ１〜Ｓ１０には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材の表面に形成された導体パターンだけでなく、層間接続導体を含む。層間接続導体はビア導体だけでなく、積層体１００の端面に形成される端面電極も含む。

基材Ｓ１の上面は積層体１００の実装面（下面）に相当する。基材Ｓ１には第１ポートＰ１としての端子Ｔ１、第２ポートＰ２としての端子Ｔ２、グランド端子ＧＮＤ、空き端子ＮＣがそれぞれ形成されている。

基材Ｓ３にはループ状の導体パターンである導体Ｌ１１Ａが形成されている。基材Ｓ４には導体Ｌ１１Ｂ，Ｌ１２１が形成されている。直列的に接続された導体Ｌ１１Ｂ，Ｌ１２１でループ状の導体パターンが構成されている。基材Ｓ５には導体Ｌ１３，Ｌ１２２が形成されている。直列的に接続された導体Ｌ１３，Ｌ１２２でループ状の導体パターンが構成されている。これらのループ状の導体パターンは、同一の巻回軸を有し、かつ、その内外径寸法がほぼ同一である。

導体Ｌ１１Ａの第１端は第１ポートの端子Ｔ１に接続されている。導体Ｌ１１Ａの第２端はビア導体Ｖ１を介して導体Ｌ１１Ｂの第１端に接続されている。導体Ｌ１１Ｂの第２端は導体Ｌ１２１の第１端に接続されている。導体Ｌ１２１の第１端と導体Ｌ１２２の第１端とはビア導体Ｖ２を介して接続されている。また、導体Ｌ１２１の第２端と導体Ｌ１２２の第２端とはビア導体Ｖ３を介して接続されている。すなわち、導体Ｌ１２１と導体Ｌ１２２とはビア導体Ｖ２，Ｖ３を介して並列接続されている。導体Ｌ１２２の第２端は導体Ｌ１３の第１端に接続されている。導体Ｌ１３の第２端はグランド端子ＧＮＤに接続されている。上記導体Ｌ１１Ａ，Ｌ１１Ｂ，Ｌ１２１，Ｌ１２２，Ｌ１３は本発明に係る「第１コイル導体パターン」の例である。

基材Ｓ８にはループ状の導体パターンである導体Ｌ２１Ａが形成されている。基材Ｓ７には導体Ｌ２１Ｂ，Ｌ２２１が形成されている。直列的に接続された導体Ｌ２１Ｂ，Ｌ２２１でループ状の導体パターンが構成されている。基材Ｓ６には導体Ｌ２３，Ｌ２２２が形成されている。直列的に接続された導体Ｌ２３，Ｌ２２２でループ状の導体パターンが構成されている。これらのループ状の導体パターンは、同一の巻回軸を有し、かつ、その内外径寸法がほぼ同一である。

導体Ｌ２１Ａの第１端は第２ポートの端子Ｔ２に接続されている。導体Ｌ２１Ａの第２端はビア導体Ｖ４を介して導体Ｌ２１Ｂの第１端に接続されている。導体Ｌ２１Ｂの第２端は導体Ｌ２２１の第１端に接続されている。導体Ｌ２２１の第１端と導体Ｌ２２２の第１端とはビア導体Ｖ５を介して接続されている。また、導体Ｌ２２１の第２端と導体Ｌ２２２の第２端とはビア導体Ｖ６を介して接続されている。すなわち、導体Ｌ２２１と導体Ｌ２２２とはビア導体Ｖ５，Ｖ６を介して並列接続されている。導体Ｌ２２２の第２端は導体Ｌ２３の第１端に接続されている。導体Ｌ２３の第２端はグランド端子ＧＮＤに接続されている。上記導体Ｌ２１Ａ，Ｌ２１Ｂ，Ｌ２２１，Ｌ２２２，Ｌ２３は本発明に係る「第２コイル導体パターン」の例である。

上記導体Ｌ１１Ａ，Ｌ１１Ｂ，Ｌ１２１，Ｌ１２２，Ｌ１３およびビア導体Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３によって第１コイルＬ１が構成される。また、上記導体Ｌ２１Ａ，Ｌ２１Ｂ，Ｌ２２１，Ｌ２２２，Ｌ２３およびビア導体Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６によって第２コイルＬ２が構成される。第１コイルＬ１、第２コイルＬ２は共に矩形ヘリカル状のコイルである。第１コイル導体パターンおよび第２コイル導体パターンの巻回軸方向は基材Ｓ１〜Ｓ１０の積層方向である。

第１コイル導体パターン（Ｌ１１Ａ，Ｌ１１Ｂ，Ｌ１２１，Ｌ１２２，Ｌ１３）のうち導体Ｌ１１Ａは第１端側（図１０のＬ１Ｅ１）のコイル導体パターンであり、導体Ｌ１３は第２端側（図１０のＬ１Ｅ２）のコイル導体パターンである。同様に、第２コイル導体パターン（Ｌ２１Ａ，Ｌ２１Ｂ，Ｌ２２１，Ｌ２２２，Ｌ２３）のうち導体Ｌ２１Ａは第１端側（図１０のＬ２Ｅ１）のコイル導体パターンであり、導体Ｌ２３は第２端側（図１０のＬ２Ｅ２）のコイル導体パターンである。第１コイル導体パターンの第２端側のコイル開口面（導体Ｌ１３のコイル開口面）と第２コイル導体パターンの第２端側のコイル開口面（導体Ｌ２３のコイル開口面）とは対向する。第１コイル導体パターンと第２コイル導体パターンとは、同一の巻回軸を有し、かつ、その内外径寸法がほぼ同一である。

基材Ｓ２には第１容量電極Ｅ３１１が形成されている。第１容量電極Ｅ３１１は積層体１００（図８参照）の側面を介して第２ポートの端子Ｔ２に導通する。第１容量電極Ｅ３１１は導体Ｌ１１Ａの中途部に部分的に対向しており、この対向部分に第１容量Ｃ３１１が生じる。また、基材Ｓ９には第２容量電極Ｅ３１２が形成されている。第２容量電極Ｅ３１２は積層体１００（図８参照）の側面を介して第１ポートの端子Ｔ１に導通する。第２容量電極Ｅ３１２は導体Ｌ２１Ａの中途部に部分的に対向しており、この対向部分に第２容量Ｃ３１２が生じる。すなわち、第１容量電極Ｅ３１１は、第１コイル導体パターンの第１端Ｌ１Ｅ１寄りの位置に対向配置されていて、第２容量電極Ｅ３１２は、第２コイル導体パターンの第１端Ｌ２Ｅ１寄りの位置に対向配置されている。

第１容量Ｃ３１１と第２容量Ｃ３１２とは並列接続され、入出力間付加容量Ｃ３１が構成される。この構成により、入出力間容量あたりの寄生インダクタンス成分が半減する。そのため、入出力間容量のESL（等価直列インダクタンス）が小さくなる。

第１容量電極Ｅ３１１は導体Ｌ１１Ａに沿って形成されている。また、第２容量電極Ｅ３１２は導体Ｌ２１Ａに沿って形成されている。このことにより、第１容量電極Ｅ３１１および第２容量電極Ｅ３１２は第１コイルＬ１および第２コイルＬ２のコイル開口を実質的に遮らないので、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との磁界結合は阻害されにくい。

積層体１００の各基材層はLTCC（Low Temperature Co-fired Ceramics：低温同時焼成セラミックス）等で構成された非磁性セラミック積層体であってもよいし、ポリイミドや液晶ポリマ等の樹脂材料で構成した樹脂積層体であってもよい。このように、基材層が非磁性体であることにより（磁性体フェライトではないので）、UHF帯以上の高周波数帯でも所定インダクタンス、所定結合係数のトランスおよび移相器として用いることができる。

上記導体パターンおよび層間接続導体は、AgやCuを主成分とする比抵抗の小さな導体材料によって構成される。基材層がセラミックであれば、例えば、AgやCuを主成分とする導電性ペーストのスクリーン印刷および焼成により形成される。また、基材層が樹脂であれば、例えば、Al箔やCu箔等の金属箔がエッチング等によりパターニングされることにより形成される。

図１１（Ａ）は、移相器１１の、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２の積層状態での、それぞれの第１端、第２端の位置関係を示す概略図である。図１１（Ｂ）は比較例としての移相器の、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２の積層状態での、それぞれの第１端、第２端の位置関係を示す概略図である。

本実施形態の移相器１１においては、既に述べたとおり、第１コイルＬ１の第２端Ｌ１Ｅ２側（グランド端子ＧＮＤに接続される側）のコイル開口面と、第２コイルＬ２の第２端Ｌ２Ｅ２側（グランド端子ＧＮＤに接続される側）のコイル開口面とが対向する。一般的にコイル間距離が近づくと結合係数ｋが大きくなるが、入出力間容量Ｃ３（図３参照）も大きくなってしまう。それに対し、本実施形態の構造では端子Ｔ１，Ｔ２に接続される第１端Ｌ１Ｅ１，Ｌ２Ｅ１は最も離れた位置に配置されるため、入出力間容量Ｃ３の絶対値自体が小さく、またコイル間距離によりその値の変化が小さくなる。つまり、結合係数ｋと入出力間容量Ｃ３を独立に制御できる構造といえる。結合係数ｋはコイル間距離で調整でき、入出力間容量Ｃ３は入出力間付加容量Ｃ３１で調整できるので、周波数特性をもちながら所定の移相特性を得ることができる。

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、入力側付加容量および出力側付加容量を備える移相器の例を示す。

図１２は第２の実施形態に係る移相器１２の回路図である。第１の実施形態で図１に示した移相器１１とは、入力側付加容量Ｃ１１および出力側付加容量Ｃ２１を更に備える点で異なる。

図１２において、入力側付加容量Ｃ１１は第１コイルＬ１に並列接続されていて、出力側付加容量Ｃ２１は第２コイルＬ２に並列接続されている。従って、入力側付加容量Ｃ１１は第１コイル容量Ｃ１０に並列接続されていて、出力側付加容量Ｃ２１は第２コイル容量Ｃ２０に並列接続されている。

図１３は移相器１２の各層の平面図である。図１４は移相器１２の主要部の回路図である。

図１３に表れているように、基材Ｓ２に入力側容量電極Ｅ１１が形成されている。基材Ｓ９には出力側容量電極Ｅ２１が形成されている。入力側容量電極Ｅ１１は積層体の側面を介してグランド端子ＧＮＤに導通する。出力側容量電極Ｅ２１は積層体の側面を介してグランド端子ＧＮＤに導通する。入力側容量電極Ｅ１１と導体Ｌ１１Ａとの対向部分には入力側付加容量Ｃ１１が生じる。また、出力側容量電極Ｅ２１と導体Ｌ２１Ａとの対向部分には出力側付加容量Ｃ２１が生じる。その他の構成は第１の実施形態で示した移相器１１と同じである。

本実施形態によれば、第１コイルＬ１を構成する第１コイル導体パターンの導体パターン間隔を狭くしなくても、所定の入力側容量が得られるので、また、第２コイルＬ２を構成する第２コイル導体パターンの導体パターン間隔を狭くしなくても、所定の出力側容量が得られるので、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数の設計上の自由度が高い。また、入力側容量および出力側容量がトランスと共に１つの絶縁性基材に設けられるので、簡素な構造の小型の移相器が構成できる。

《第３の実施形態》
第３の実施形態では通信端末装置について示す。図１５は第３の実施形態に係る通信端末装置２００のブロック図である。本実施形態の通信端末装置２００は、アンテナ１、アンテナ整合回路４０、移相回路３０、通信回路５１、ベースバンド回路５２、アプリケーションプロセッサ５３および入出力回路５４を備えている。通信回路５１はローバンド（７００ＭＨｚ〜１．０ＧＨｚ）とハイバンド（１．４ＧＨｚ〜２．７ＧＨｚ）についての送信回路および受信回路、さらにはアンテナ共用器を備えている。アンテナ１は、ローバンドとハイバンドに対応するモノポールアンテナ、逆Ｌ型アンテナ、逆Ｆ型アンテナ等である。

上記構成要素は１つの筐体内に収納されている。例えば、アンテナ整合回路４０、移相回路３０、通信回路５１、ベースバンド回路５２、アプリケーションプロセッサ５３はプリント配線板に実装され、プリント配線板は筐体内に収納される。入出力回路５４は表示・タッチパネルとして筐体に組み込まれる。アンテナ１はプリント配線板に実装されるか、筐体の内面または内部に配置される。

以上に示した構成により、広帯域に亘って整合するアンテナを備える通信端末装置が得られる。

最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。例えば、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Ｃ１０…第１コイル容量
Ｃ１１…入力側付加容量
Ｃ２０…第２コイル容量
Ｃ２１…出力側付加容量
Ｃ３…入出力間容量
Ｃ３０…コイル間容量
Ｃ３１…入出力間付加容量
Ｃ３１１…第１容量
Ｃ３１２…第２容量
Ｅ１１…入力側容量電極
Ｅ２１…出力側容量電極
Ｅ３１１…第１容量電極
Ｅ３１２…第２容量電極
ＧＮＤ…グランド端子
ＩＴ…理想トランス
Ｌ１…第１コイル
Ｌ１１Ａ，Ｌ１１Ｂ…導体
Ｌ１２１，Ｌ１２２…導体
Ｌ１３…導体
Ｌ１Ｅ１…第１端
Ｌ１Ｅ２…第２端
Ｌ２…第２コイル
Ｌ２１Ａ，Ｌ２１Ｂ…導体
Ｌ２２１，Ｌ２２２…導体
Ｌ２３…導体
Ｌ２Ｅ１…第１端
Ｌ２Ｅ２…第２端
Ｌａ，Ｌｃ，Ｌｃ１…直列寄生インダクタンス成分
Ｌｂ…並列寄生インダクタンス成分
Ｌｐ…第１コイル
Ｌｓ…第２コイル
ＮＣ…空き端子
Ｐ１…第１ポート
Ｐ２…第２ポート
Ｓ１〜Ｓ１０…基材
Ｔ…トランス
Ｔ１，Ｔ２…端子
Ｖ１〜Ｖ６…ビア導体
１…アンテナ
１１，１２…移相器
３０…移相回路
４０…アンテナ整合回路
４１，４２…インピーダンス整合回路部
５０…給電回路
５１…通信回路
５２…ベースバンド回路
５３…アプリケーションプロセッサ
５４…入出力回路
７１…第１高周波回路
７２…インピーダンス整合回路
７３…移相器
７４…第２高周波回路
１００…積層体
２００…通信端末装置

Claims (13)

1. 第１ポートと第２ポートとの間に接続され、グランドに接続された第１コイル、前記第１コイルに対して磁界結合する、グランドに接続された第２コイル、および寄生インダクタンス成分を含むトランスと、
   前記トランスに接続されたリアクタンス素子を有するインピーダンス調整用回路と、
   を備え、
   周波数帯に応じて異なる移相量となるように、前記トランスの第１コイルと第２コイルとの結合係数および前記インピーダンス調整用回路のリアクタンス素子の値が定められ、
   前記インピーダンス調整用回路は、
   前記トランスの第１ポートと第２ポートとの間に接続された入出力間容量を含み、前記入出力間容量は、前記第１コイルと前記第２コイルとの間に生じるコイル間容量と、前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続される入出力間付加容量とで構成されることを特徴とする、移相器。
2. 前記第１コイルと前記第２コイルとの結合係数は０．９以下である、請求項１に記載の移相器。
3. 前記トランスは、絶縁性基材と、前記絶縁性基材に設けられた、前記第１ポートを構成する第１入出力電極、前記第２ポートを構成する第２入出力電極、グランド電極、第１端が前記第１入出力電極に接続され、第２端が前記グランド電極に接続された、前記第１コイルを構成する第１コイル導体パターン、および、第１端が前記第２入出力電極に接続され、第２端が前記グランド電極に接続された、前記第２コイルを構成する第２コイル導体パターン、を備え、
   前記入出力間付加容量は、前記絶縁性基材に形成され、前記第１コイル導体パターンと前記第２入出力電極との間に容量を生じさせる第１容量電極を有する、請求項１または２に記載の移相器。
4. 前記第１コイル導体パターンおよび前記第２コイル導体パターンの少なくとも一方は、複数ターンのヘリカル状のコイル導体パターンであり、
   前記第１コイル導体パターンの前記第２端側のコイル開口面と前記第２コイル導体パターンの前記第２端側のコイル開口面とが対向し、
   前記第１容量電極は、前記第１コイル導体パターンの前記第１端寄りの位置に対向配置されている、請求項３に記載の移相器。
5. 前記入出力間付加容量は、前記絶縁性基材に形成され、
   前記第２コイル導体パターンと前記第１入出力電極との間に容量を生じさせる第２容量電極をさらに備え、
   前記第２容量電極は、前記第２コイル導体パターンのうち前記第１端寄りの位置に対向配置されている、請求項３または４に記載の移相器。
6. 前記第２容量電極は前記第２コイル導体パターンに沿って形成されている、請求項５に記載の移相器。
7. 前記第１容量電極は前記第１コイル導体パターンに沿って形成されている、請求項３から６のいずれかに記載の移相器。
8. 前記トランスの第１ポートとグランドとの間に接続された入力側容量を備え、
   前記入力側容量は、前記絶縁性基材に形成され、前記グランド電極に接続され、前記第１コイル導体パターンとの間に容量を生じさせる入力側容量電極と、前記第１コイル導体パターンに生じる容量とで構成される、請求項３から７のいずれかに記載の移相器。
9. 前記トランスの第２ポートとグランドとの間に接続された出力側容量を備え、
   前記出力側容量は、前記絶縁性基材に形成され、前記グランド電極に接続され、前記第２コイル導体パターンとの間に容量を生じさせる出力側容量電極と、前記第２コイル導体パターンに生じる容量とで構成される、請求項８に記載の移相器。
10. 前記絶縁性基材は複数の絶縁体層を積層してなる積層体であり、前記第１コイル導体パターンおよび前記第２コイル導体パターンの巻回軸方向は前記積層の方向である、請求項３から９のいずれかに記載の移相器。
11. 請求項１から１０のいずれかに記載の移相器と、前記移相器に対して直列に接続されたインピーダンス整合回路部とを備え、
    前記インピーダンス整合回路部は、前記移相器によって移相されたインピーダンスに対してインピーダンス整合させる回路である、インピーダンス整合回路。
12. 前記移相器は、ローバンドでのインピーダンスをスミスチャート上の第２象限または第３象限に移動させ、
    前記インピーダンス整合回路部は、ハイバンドでのインピーダンスおよびローバンドでのインピーダンスを共にスミスチャート上の中心方向へ移動させる、請求項１１に記載のインピーダンス整合回路。
13. 給電回路と、前記給電回路に接続されるアンテナと、を備え、
    前記給電回路と前記アンテナとの間に、請求項１から１０のいずれかに記載の移相器または請求項１１もしくは１２に記載のインピーダンス整合回路を備える、通信端末装置。

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