CN1372348A - 集总常数滤波器、天线共用器以及通信装置 - Google Patents

Abstract

本发明构成具有优良带通特性的简单构造的集总常数滤波器。在形成于氧化铝基板1上的电介质膜上,形成输入端2、输出端3以及接地电极4,在输入端2与接地电极4之间连接螺旋电感5。另一方面,在输出端3与接地电极4之间,也连接螺旋电感6。在输入端2与螺旋电感5之间、以及输出端3与螺旋电感6之间分别插入MIM电容15、16。又,在螺旋电感5、6之间插入螺旋电感14。螺旋电感具有本身的电感以及相邻电极间的电容,由此进行自谐振而具有作为并联LC谐振器的功能。

Description

集总常数滤波器、天线共用器以及通信装置

技术领域

本发明涉及在电介质基板的表面以电路形成螺旋电感的集总常数滤波器、天线共用器以及通信装置。

背景技术

参照图14对于以往的集总常数滤波器进行说明。

图14(a)是集总常数滤波器的平面图，图14(b)是它的等价电路图。

在图14(a)中，1是氧化铝基板，2是输入端，3是输出端，4是接地电极，5、6是螺旋电感器，7～11叉指(interdigital)电容，12、13是LC谐振器。又，在氧化铝基板1上顺次叠层下部电极、电介质膜、上部电极，图中的实线部分所描绘的斜线部分表示上部电极，用虚线包围的部分表示下部电极。

又，在图14(b)中，G_A、G_B是负载电导，L₁、L₂是并联电感、C₁、C₂是并联电容、C₀₁是输入电容、C₂₃是输出电容、C₁₂是串联电容。

在形成于氧化铝基板1上的电介质膜上，形成输入端2、输出端3以及接地电极4。又，并联地形成使得上部电极形成为螺旋状的螺旋电感5、相对的电极相互形成梳状的叉指电容7，由此，形成LC谐振器12。该LC谐振器12连接在输入端12与接地电极4之间。另一方面，在输出端3与接地电极4之间，也同样地连接着由螺旋电感6与叉指电容8形成的LC谐振器13。

在输入端2与LC谐振器12之间插入叉指电容10，在输出端3与LC谐振器13之间插入叉指电容11。又，在LC谐振器12与LC谐振器13之间插入叉指电容9。

根据上述的电路构造，如图14(b)所示那样，通过电容C₁₂使得由L₁、C₁形成的LC谐振器与由L₂、C₂形成的LC谐振器进行电容耦合，构成具备输入电容C₀₁、输出电容C₂₃并且由2级谐振器形成的集总常数滤波器。

然而，对于上述以往的集总常数滤波器，存在下述要解决的问题。

在图14所示的集总常数滤波器中，构成滤波器的电路元件数目较多，作为各电路元件构成部分的线路宽度、线路间隔对于滤波器特性的影响较大。对于叉指电容是指形成梳齿数、梳齿的线路宽度以及线路间隔，对于螺旋电感是指螺旋的匝数、线路宽度以及线路间隔。因此，对于在规定的公差范围内形成上述多个构齿部分的情况，构成部分越多而越难形成，由此，形成滤波器的成品率降低。

又，当虽然获得了规定的通过特性但要进一步提高滤波器的Q值时，存在在通频带的高频侧或低频侧上设置衰减极点的方法。然而对于以往的集总常数滤波器，若没有重新形成电路元件，就不能够设置衰减极点。

本发明的目的在于提供一种具有优良带通特性的、构造简单的集总常数滤波器、天线共用器以及具备它们的通信装置。

发明内容

本发明是用插入在所述并联元件间的多个串联元件构成由形成为螺旋状的电极的电感、以及产生在与该形成为螺旋状的电极相邻的电极相互间的电容所构成的并联LC谐振器。又，用插入在所述并联元件间的多个串联元件构成由形成为螺旋状的电极的电感、以及产生在与该形成为螺旋状的电极相邻的电极相互间的电容所构成并联LC谐振器，由此构成具备这些电路元件并构成集总常数滤波器。

又，本发明通过将构成所述串联元件的、形成为螺旋状的电极的匝数设定为规定的值，确定利用所述并联LC谐振器的自谐振所获得的衰减极点的频率，由此构成集总常数滤波器。

又，本发明是通过将构成所述串联元件的、形成为螺旋状的电极的线路宽度与线路间隔设定为规定的值，确定利用所述并联LC谐振器的自谐振所获得的衰减极点的频率，由此构成集总常数滤波器。

又，本发明使得构成所述串联元件的、形成为螺旋状的电极的匝数大于构成与所述串联元件相邻的并联元件的、形成为螺旋状的电极的匝数，由此构成集总常数滤波器。

又，本发明是由在所述电介质陶瓷基板上顺次叠层下部电极、电介质膜、上部电极而形成的电容元件来构成插入在所述输入端以及输出端与所述并联元件之间的所述串联元件中的至少一个，由此构成集总常数滤波器。

又，在本发明中，以具有超导性的薄膜形成为所述螺旋状的电极，由此构成集中产生滤波器。

又，本发明具备上述集总常数滤波器而构成天线共用器。

又，本发明具有上述集总常数滤波器或上述天线共用器而构成通信装置。

附图简述

图1是第1实施形态的集总常数滤波器的平面图以及等价电路图。

图2是采用了J逆变器的n级带通滤波器的电路图。

图3是采用用于实现J逆变器电路的电感元件的电路以及采用电容元件的电路的电路图。

图4是将J逆变器电路置换成电感元件以及电容元件的n级带通滤波器的电路图。

图5是2级并联谐振器感应性耦合的带通滤波器的电路图。

图6是表示螺旋电感的匝数与无负载Q之间的关系的图。

图7是表示螺旋电感的匝数与寄生电容以及电感的关系的图，以及是表示螺旋电感的匝数与自谐振频率的关系的图。

图8是表示螺旋电感的线间距离与寄生电容以及电感的关系的图，以及是表示螺旋电感的线间距离与自谐振频率的关系的图。

图9是表示带通滤波器的频率特性的模拟结果的图。

图10是表示实际测定带通滤波器的频率特性的结果的图。

图11是第2实施形态的天线共用器的平面图。

图12是天线共用器的频率特性图。

图13是第3实施形态的通信装置的框图。

图14是以往的集总常数滤波器的平面图以及等价电路图。

1，101氧化铝基板

2输入端

3输出端

4、105、106接地电极

5、6、14、107～112螺旋电感

7～11叉指电容

12、13、17 LC谐振器

15、16、113～116 MIM电容

102 TX端

103 RX端

104天线端

117、118滤波器电路

最佳实施形态

参照图1～图10对于第1实施形态的集总常数滤波器的构造进行说明。

图1(a)是集总常数滤波器的平面图，图1(b)是它的等价电路图。

在图1中，1是作为电介质陶瓷基板的氧化铝基板，2是输入端，3是输出端，4是接地电极，5、6、14是螺旋电感，15、16是在氧化铝基板1的表面顺次形成下部电极、电介质膜、上部电极的电容(以下，称作“MIM电容”)，12、13、17是LC谐振器。又，在氧化铝基板1上顺次叠层下部电极、电介质膜、上部电极，图中实线所描绘的斜线部分表示上部电极、虚线所包围的部分表示下部电极。

又，在图1的(b)中，G_A、G_B是负载电导，L’₁、L’₂是并联电感、C’₁、C’₂是并联电容、C’₀₁是输入电容、C’₂₃是输出电容、L’₁₂是串联电感、C’₁₂是串联电容。

在形成于氧化铝基板1上的电介质膜上，形成输入端2、输出端3以及接地电极4。又，形成上部电极为螺旋状的匝数为4.75的螺旋电感5，并且将其连接在输入端2与接地电极4之间。另一方面，在输出端3与接地端4之间也同样连接匝数为4.75的螺旋电感6。

在输入端2与螺旋电感5之间插入MIM电容15，在输出端3与螺旋电感6之间也插入MIM电容16。又，在螺旋电感5、6之间插入匝数为6.5的螺旋电感14。上述各个螺旋电感的线宽/间距之比(line/space，L/S)为20μm/20μm。

螺旋电感具有自感，同时具有卷绕的邻近电极间的静电电容所引起的电容。因此，螺旋电感由于本身具有的电感成分与电容成分而发生自谐振，具有作为并联LC谐振器的功能。

由此，在图1(a)所示的电路中，如图1(b)所示，通过由L’₁₂、C’₁₂形成的并联LC谐振器将由L’₁、C’₁形成的并联LC谐振器与由L’₂、C’₂形成的并联LC谐振器进行耦合，构成具备输入电容C’₀₁、输出电容C’₂₃的、由2级并联LC谐振器形成的切比雪夫滤波器。

一般地，构成n级带通滤波器时，当采用J逆变器进行表示时，如图2所示。

图2是采用J逆变器的n级带通滤波器(BPF)的电路图。

又，J逆变器的各元件值如下所示。

(式1) $b_r=\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2}\frac{{\mathrm{dB}}_r\left(\mathrm{\ω}\right)}{\mathrm{d\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_0}$

(式2) $J_{01}=\sqrt{\frac{G_A{b}_1}{g_0{g}_1}\·\frac{\mathrm{BW}}{f_0}},J_{n,n+1}=\sqrt{\frac{G_A{b}_2}{g_n{g}_{n+1}}\·\frac{\mathrm{BW}}{f_0}}$

(式3) $J_{r,r+1}=\frac{\mathrm{BW}}{f_0}\sqrt{\frac{b_r{b}_{r+1}}{g_r{g}_{r+1}}},r=\mathrm{1,2},\·\·\·,(n-1)$

这里，n是滤波器的级数、f₀是衰减域的中心频率、BW是通带宽度、g_r是原型滤波器、B_r(ω)是谐振器的电纳、G_A是负载电导。

对于并联LC谐振器的情况下，(式1)的电纳b_r斜率如下式所表示。

(式4) $b_r=\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2}\frac{d(\mathrm{\ω}{C}_r-\frac{1}{{\mathrm{\ωL}}_r})}{\mathrm{d\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_0}=\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2}(C_r+\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0{L}_r})={\mathrm{\ω}}_0{C}_r$

这里，并联谐振器的电容为C_r、电感为L_r。

另一方面，作为实现J逆变器的电路，有图3所示的电路。

图3(a)是表示采用用于实现J逆变器的电感元件的电路，图3(b)表示采用电容元件的电路。

将谐振器间的耦合作为感应性耦合进行设计时，将图2所示的J逆变器置换成图3(a)所示的电路。又，将输入输出部分与谐振器间的耦合作为电容性耦合进行设计时，将图2所示的J逆变器置换成图3(b)所示的电路。

图4是变换后的电路图。

输入输出部分的并联电容-C₀₁由于为负值，不能够直接来实现。这里，为了使得从图4的A端所观察到的输入侧的阻抗相等，置换成通过下式获得的串联电容C’₀₁与并联电容C”₀₁。

(式5) ${C^{\′}}_{01}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_c}\frac{J_{01}}{\sqrt{(1-\frac{{J^2}_{01}}{G_A^2})}},{C^{\′\′}}_{01}=-\frac{J_{01}}{{\mathrm{\ω}}_c}\sqrt{(1-\frac{J_{01}^2}{G_A^2})}$

在第1级谐振器中，输入部分的并联电容C”₀₁能够与构成谐振器的并联电容C’₁进行合成，谐振器间的并联电感-M_1，2能够与构成谐振器的并联电感进行合成。

因此，通过下式能够获得并联电容C’₁与并联电感L’₁，由此构成2级滤波器。

(式6)

    C’₁＝C₁-C”₀₁    1/L’₁＝1/L₁-1/M_1，2

这里，从(式6)可知，当M_1，2＜L₁时，则L’₁＜0，实际上不能够构成滤波器。因此，必须使得M_1，2＞L₁，即必须使得构成串联元件的螺旋电感的匝数大于构成并联元件的螺旋电感的匝数。

通过进行上述变换，能够将图4所示的电路变换成图5所示的等价电路。

图5是将2级并联谐振器进行感应性耦合后的带通滤波器的电路图。

对于这样构成的带通滤波器，当电感值变大时，易受到电感的影响，它作为高通滤波器的特性增强。因此，在通频带的高频侧衰减特性恶化。

这里，通过将电容与连接在谐振器间的电感并联连接，而构成谐振器，在输入输出之间设置串联插入的谐振器。将该谐振器的中心频率下的阻抗设定为与所述电感的阻抗值相同。

通过下式可求得该谐振器自谐振频率。

(式7) $f_p=1/\left(2\mathrm{\π}\sqrt{{L^{\′}}_{12}{C}_{12}}\right)$

这里，f_p是谐振器自谐振频率。

通过设定使得该串联谐振器的谐振频率为规定的频率，能够改善通带特性。

如此，构成图1(b)所示的采用2级谐振器的集总常数滤波器。

另一方面，以下对于螺旋电感的特性进行说明。

图6是表示螺旋电感的匝数与无负载Q的关系的图。

这里，测定频率为2GHz，螺旋电感是在氧化铝基板上以L/S为20μm/20μm形成。

又，使用该螺旋电感构成并联LC谐振器时的电感的匝数与电感的面积、无负载Q的关系如表1所示。

                                表  1

匝数	电感面积(mm)2	谐振器的无负载Q
			0.5	0.029	17.54
1.5	0.062	12.97
			2.5	0.109	14.86
3.5	0.168	19.65
			4.5	0.240	26.82
5.5	0.325	35.40

相对于电感匝数的变化，通过改变电感的面积，来改变电容，并且将谐振频率固定在2GHz而进行计算。

根据上述结果可知，当螺旋电感的匝数增加时，谐振器的无负载Q增加。

这里，即使在电感的匝数少的区域中，谐振器的无负载Q也增加，而在该区域中若没有螺旋电感的线路间所产生的寄生电容，则不能够实现。

其次，表示螺旋电感的匝数与电感、寄生电容以及自谐振频率的关系。又，表示螺旋电感的线间距离与电感、寄生电容以及自谐振频率的关系。

图7的(a)是表示螺旋电感的匝数与寄生电容以及电感的关系的图，图7(b)是表示螺旋电感的匝数与自谐振频率的关系的图。在任何匝数的情况下，螺旋电感的L/S都相同地为(20μm/20μm)。

又，图8的(a)是表示螺旋电感的线间距离与寄生电容以及电感的关系的图，图8(b)是表示螺旋电感的线间距离与自谐振频率的关系的图。螺旋电感的线宽度为20μm。

如图7所示，若L/S为恒定，则当螺旋电感的匝数增加时，寄生电容、电感值也增加。由此，螺旋电感的自谐振频率产生变化。

又，如图8所示，使得线宽度恒定地为20μm，当扩大线间距离时，寄生电容、电感值也增加。由此，螺旋电感的自谐振频率产生变化。

如此，通过改变螺旋电感的匝数、L/S，能够将螺旋电感的自谐振频率改变成所要求的特性。

由此，作为所述滤波器中的串联元件采用螺旋电感并且固定L/S，由此，能够固定衰减极点的频率。

通过上述方法进行设计与构成以使得获得要求特性的2级带通滤波器的频率特性如图9以及图10所示。

图9是表示带通滤波器的频率特性的模拟结果，图10是表示实际测定本发明的滤波器的频率特性的结果。

在图9中，实现表示串联元件仅为电容时的滤波器的特性曲线，虚线表示串联元件为并联LC谐振器的滤波器的特性曲线。

如图9所示，串联元件仅为电容的滤波器其通带高频侧的特性曲线变得平坦，由于没有衰减高频侧的信号，故产生高频通过的特性。另一方面，串联元件为并联LC谐振器的滤波器在其通带的高频侧产生衰减极点，高频侧的衰减量增加，提高了作为带通滤波器的频率特性。

又，由于所述衰减极点由作为串联元件的并联LC谐振器的自谐振频率确定，为了获得要求的自谐振频率而设定构成该并联LC谐振器的螺旋电感的匝数以及L/S，由此，能够改变衰减极点的位置并且控制通带特性。

通过上述构造，能够以较少电路元件形成具有有效特性的带通滤波器。

又，通过使得输入输出部分的电容元件为MIM电容，能够减小电容元件的面积。由此，能够以简单的构造、较小体积形成滤波器整体。

又，在本实施例中，设计使得衰减极点形成于通带的高频侧，而也通过设计使得增加作为串联元件的螺旋电感的寄生电容，能够将衰减极点形成在通带的低频侧。由此，能够改善低频侧的特性。

又，在本示例中，使得输入输出部分的电容元件为MIM电容，而也可以使用交叉指型的电容。又，也可以将输入输出部分的J逆变器变换成电感器电路，并且作为该电感器采用螺旋电感。

又，在本实施例中，采用了方形的螺旋电感，也可以采用圆形的螺旋电感。

又，以YB₂Cu₂O_7-x等氧化物超导体形成上部电极以及下部电极，以MgO等的低介电损失的基板形成电介质陶瓷基板以及电介质膜，由此能够构成采用超导体的集总常数滤波器。通过在转移温度以下使用这样的集总常数滤波器，能够使得不存在电极的导体损失，能够大幅度地改善集总常数滤波器的插入损失。又，由于没有导体损失，能够使得螺旋电感小型化，并且能够构成小型的集总常数滤波器。

其次，参照图11对于第2实施形态的天线共用器进行说明。

图11是天线共用器的平面图。

在图11中，101是氧化铝基板，102是TX端，103是RX端，104是天线端，105、106是接地电极，107～112是螺旋电感，113～116是MIM电容，117、118是滤波器电路。又，在氧化铝基板101的表面顺次叠层下部电极、电介质膜、上部电极，图中实线所描绘的斜线部分表示上部电极，虚线所包围的部分表示下部电极。

图11所示的天线共用器由2个滤波器117，118、与它们分别连接的天线端104、与滤波器117连接的TX端102、与滤波器118连接RX端103构成。分别通过上面电极形成天线端104、TX端102、RX端103。

为了获得所要求的特性，对于滤波器117、118，预先确定各螺旋电感的匝数、线宽度、线间距离。其他构造与第1实施形态的滤波器相同。

从TX端102输入的信号由TX侧滤波器117去除不需要的频率成分，并通过天线端104从天线发送出去。另一方面，由天线接收并从天线端104输入的信号通过RX侧滤波器118去除不需要的频率成分，并从RX端向外部电路传送。如此，通过一个电路网构成具备TX侧、RX侧的功能的天线共用器。

这里，使得TX侧滤波器117中构成并联连接的2级谐振器的螺旋电感107、108的匝数大于RX侧滤波器118的螺旋电感109、110的匝数。如此，将TX侧滤波器117通带的中心频率设定在比RX侧滤波器118更低的低频侧。

另一方面，为了使得TX侧滤波器117中作为串联元件的螺旋电感111的电感值较小而将其匝数设定为较少，由此使得衰减极点形成在通带的高频侧，使得通带高频侧的衰减曲线变得陡峭。又，为了使得RX侧滤波器118中作为串联元件螺旋电感112的寄生电容较大，而将其匝数设定为较多，由此使得衰减极点形成在通带的低频侧，使得通带低频侧的衰减曲线变得陡峭。

图12是天线共用器的频率特性图。

在图12中，细线表示串联元件仅为电容的情况，粗线表示串联元件为并联LC谐振器的情况。

如图12所示，为了使得TX侧滤波器的通带为低于RX侧滤波器的通带的低频区域，而相邻地设定TX侧滤波器的通带与RX侧滤波器的通带。这里，由于对于TX侧滤波器，衰减极点A位于通带的高频侧，故高频侧的衰减特性变得陡峭，能够充分地衰减RX侧的信号。另一方面，对于RX侧滤波器，反之，衰减极点B位于通带的低频侧，故低频侧的衰减特性变得陡峭，能够充分地衰减TX侧的信号。

通过上述构造，能够形成具备TX侧滤波器与RX侧滤波器并且能够充分衰减两者的通带中的频率成分的天线共用器。

又，由于仅由螺旋电感构成各滤波器的谐振器，能够以简单的构造形成天线共用器。

其次，参照图13对于第3实施形态的通信装置进行说明。

图13是通信装置的框图。

在图13中，ANT发送接收天线，DPX是双工器，BPFa、BPFb、BPFc分别是带通滤波器，AMPa、AMPb分别是放大电路，MIXa、MIXb分别是混频器、OSC振荡器，DIV是分频器(合成器)。MIXa是通过IF信号对于从DIV输出的频率信号进行调制，BPFa仅使得发送频率的带域通过，AMPa将其进行电性放大并且通过DPX由ANT发送出去。AMPb放大从DPX输出的信号，BPFa仅使得从AMPb输出的信号中的接收频带通过。MIXb混合从BPFc输出的频率信号与接收信号并且输出中间频率信号IF。

图13所示的带通滤波器BPFa、BPFb、BPFc能够采用图1所示构造的集总常数滤波器，双工器能够采用图11所示构造的天线共用器。如此，能够整体上能够以简单的结构形成具有优良通信特性的通信装置。

根据本发明，通过利用形成螺旋状的电极的电感与形成螺旋状的电极的相邻电极相互间所产生的电容形成的并联LC谐振器来构成连接在输入端以及输出端与接地电极之间的多个并联元件，又，通过利用形成螺旋状的电极的电感与形成螺旋状的电极的相邻电极相互间所产生的电容形成的并联LC谐振器来构成插入在并联元件间的多个串联元件，通过具备上述的电路元件，能够以简单结构形成具有优良通带特性的集总常数滤波器。

又，根据本发明，通过将构成串联元件的形成为螺旋状的电极的匝数、线路宽度以及线路间隔设定为规定的值，能够使得在要求的位置上产生衰减极点，能够构成具有要求的通带特性的集总常数滤波器。

又，根据本发明，通过使得构成串联元件的形成为螺旋状的电极的匝数大于构成串联元件相邻的并联元件的形成为螺旋状的电极的匝数，通过以简单的结构能够形成具有优良的通带特性的集中常数滤波器。

又，根据本发明，使得插入输入端以及输出端与并联元件之间的串联元件的至少之一为在电介质陶瓷基板上顺次叠层下部电极、电介质膜、上部电极而形成的电容，由此，能够以简单的构造形成集总常数滤波器。

又，根据本发明，通过以具有超导性薄膜形成螺旋状的电极，在转移温度以下的环境中，以极小插入损失能够形成集总常数滤波器。又，由于几乎没有电极的导体损失，能够构成小型的集总常数滤波器。

又，根据本发明，由于具备所述集总常数滤波器，以简单的构造能够形成在发送侧与接收侧两者的通带中能够获得充分衰减量并且衰减特性优良的天线共用器。

又，根据本发明，通过具备上述集总常数滤波器或者上述天线共用器，能够以简单的构造形成具有优良通信特性的通信装置。

Claims (8)

1.一种集总常数滤波器，通过在电介质陶瓷基板的表面上将多个电感元件、电容元件、输入端、输出端以及接地电极形成电路而构成，其特征在于，

用连接在所述输入端及输出端与接地电极间的多个并联元件构成形成为螺旋状的电极的电感、以及产生在与该形成为螺旋状的电极相邻的电极相互间的电容所构成的并联LC谐振器；

插入在所述并联元件间的多个串联元件构成由形成为螺旋状的电极的电感、以及产生在与该形成为螺旋状的电极相邻的电极之间的电容所形成的并联LC谐振器。

2.如权利要求1所述的集总常数滤波器，其特征在于，

通过将构成所述串联元件的、形成为螺旋状的电极的匝数设定为规定值，确定利用所述并联LC谐振器自谐振所获得的衰减极点的频率。

3.如权利要求1所述的集总常数滤波器，其特征在于，

通过将构成所述串联元件的、形成为螺旋状的电极的线路宽度与线路间隔设定为规定的值，确定利用所述并联LC谐振器的自谐振所获得的衰减极点的频率。

4.如权利要求1所述的集总常数滤波器，其特征在于，

使得构成所述串联元件的、形成为螺旋状的电极的匝数大于构成与所述串联元件相邻的二个所述并联元件的、形成为螺旋状的电极的匝数。

5.如权利要求1所述的集总常数滤波器，其特征在于，

由在所述电介质陶瓷基板上依次形成下部电极、电介质膜、上部电极而构成的电容元件来构成插入在所述输入端以及输出端与所述并联元件之间的所述串联元件中的至少一个。

6.如权利要求1所述的集总常数滤波器，其特征在于，

形成为所述螺旋状的电极是具有超导性的薄膜。

7.一种天线共用器，其特征在于，

具备权利要求1～6中任意一项所述的集总常数滤波器。

8.一种通信装置，其特征在于，

具备权利要求1～6任意一项所述的集总常数滤波器。

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