CN1756076A - 双工器 - Google Patents

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Abstract

双工器包括：第一和第二滤波器，包括按梯型形式布置的多个膜体声学谐振器；第一和第二集成无源器件，置于公共端子与第一和第二滤波器之间；以及基板，第一和第二滤波器以及第一和第二集成无源器件安装在其上。该基板包括用于实现连接在第一和第二滤波器与地之间的电感的导电图案。第一和第二集成无源器件包括连接到第一和第二滤波器的电感器。

Description

双工器
技术领域
本发明总体上涉及用于移动通信和高频射频通信(如移动电话、PHS以及无线LAN)的使用膜体声学谐振器(film bulk acoustic resonator)(以下称为FBAR)的滤波器。更具体来说，本发明涉及一种配备有由按梯型形式布置并连接的多个FBAR构成的滤波器的双工器。
背景技术
近来，对这样的滤波器器件进行了大量的开发，即，这种滤波器器件用于高频通信，并通过组合具有压电材料的SAW或BAW(SAW是表面声波的缩写，BAW是体声波的缩写)而能够允许特定频率范围内的电信号通过。与电介质滤波器或陶瓷滤波器相比，利用SAW或BAW的滤波器器件具有小外部尺寸和陡下降特性，并因此适合于诸如便携式电话(其需要具有紧凑的尺寸和宽比较带宽)的移动通信的组件。典型地，如上所述的SAW或BAW滤波器可以是其中按梯型形式布置并连接有多个谐振器的梯型滤波器。图1示出了示例性的梯型滤波器。
如所公知的，通过简单地改变梯型形式的级数以及并联与串联支路中的谐振器电容比，可以容易地控制梯型滤波器的插入损耗和带外衰减。此外，对梯型滤波器的设计顺序也很简单。根据这些观点，广泛使用梯型滤波器。日本专利2800905号(文献1)公开了一种更灵活地改变梯型滤波器性能的方法。该方法向并联或串联的谐振器增加电感。在SAW或BAW的实际使用中，通过多层基板的暴露表面或内表面上的导电图案或导线实现该电感。图2和3是具有上述附加电感的滤波器的等效电路。
双工器是SAW或BAW的梯型滤波器的一种应用组件。双工器用于具有按不同频率同时发送和接收信号的功能的通信设备，如CDMA系统。双工器起到抑制发送信号与接收信号之间的干扰并只允许所需频率范围内的信号通过其间的功能。通常，双工器具有将发送滤波器、接收滤波器以及相匹配电路集成到单个组件中的布置。发送滤波器和接收滤波器用作允许相应信号通过其间的带通滤波器，并连接到天线。在此情况下，发送信号与接收信号可能相互干扰。充当相位匹配电路的移相器用于解决该干扰。移相器是在等效电路中具有电感与电容的组合的电器件。如图4所示，日本专利2905094号(文献2)公开了一种使用SAW或BAW的双工器，其中把形成在多层基板中的导电图案的分布常数线(distributed-constant line)用作移相器。日本专利3487692号(文献3)或日本专利申请2001-127588号公报(文献4)公开了一种集总参数型的电感与电容器件的组合(如线绕线圈、片式电感器以及片式电容器)，可以将其与基板或帽一起使用。
然而，常规技术存在以下问题。如文献3所述，文献1所公开的方法将导电图案用于相位线，其占据了二维或三维空间。例如，用于2GHz频率范围内的WCDMA频带的双工器需要0.6mm厚25mm长的两个导电图案，以将发送滤波器和接收滤波器的相位偏移180度，其中一导电图案由具有9.5的介电常数、0.1mm的宽度并具有50Ω的特性阻抗的氧化铝制成。如所描述的，通常将附加电感用于改进梯型滤波器的性能。当通过导电图案实现该附加电感时，必须将导电图案相互分开足够距离，这是因为多个导电图案的靠近布置会导致电感的耦合并劣化希望的滤波特性。然而，导电图案的分离布置不能实现双工器的紧凑封装。
如果如文献2和3所述使用片式电感器、线绕线圈和/或片式电容器，则实现具有如文献2和3所述的集总参数型电感和电容的移相器的技术，可以实现与带有多个导电图案的移相器相比的紧凑移相器。然而，即使使用现有1005-尺寸多用途芯片元件(1.0×0.5×0.5[mm])，其封装也如文献2所述具有8×5.1×2.5[mm]大的尺寸。不能说上述尺寸很小，因为现有5mm或8mm的双工器。此外，芯片数量将增加无源元件的数量个，因此生产成本也将增加。
发明内容
鉴于以上情况提出了本发明，其提供了具有改进特性的紧凑双工器。
根据本发明一个方面，提供了一种双工器，其包括：第一和第二滤波器，包括按梯型形式布置的多个膜体声学谐振器(FBAR)；第一和第二集成无源器件(IPD)，置于公共端子与第一和第二滤波器之间；以及基板，第一和第二滤波器以及第一和第二集成无源器件安装在其上，该基板包括用于实现连接在第一和第二滤波器与地之间的电感的导电图案，第一和第二集成无源器件包括连接到第一和第二滤波器的电感器。
根据本发明另一方面，提供了一种双工器，其包括：第一和第二滤波器，包括按梯型形式布置的多个膜体声学谐振器(FBAR)；第一和第二相位匹配电路(IPD)，置于公共端子与第一和第二滤波器之间；以及电感器，包括在第一和第二相位匹配电路中的至少一个中，并连接到地和公共端子，其中，满足Cp×Cs＜1/(R×2πf0)2，其中Cp和Cs是第一和第二滤波器之一的与第一和第二相位匹配电路中的所述至少一个相关联并与其最靠近的串联支路谐振器和并联支路谐振器的电容，R是该双工器的端接电阻，f0是第一和第二滤波器中的所述一个的中心频率。
根据本发明又一方面，提供了一种双工器，其包括：第一和第二滤波器，包括按梯型形式布置的多个膜体声学谐振器(FBAR)；第一和第二相位匹配电路(IPD)，置于公共端子与第一和第二滤波器之间；以及电感器，包括在第一和第二相位匹配电路中的至少一个中并连接到地和公共端子，其中，第一和第二滤波器之一的与第一和第二相位匹配电路中的所述至少一个相关联并且与其最靠近的串联支路谐振器的膜区的面积比其他串联支路谐振器的膜区的面积要小。
附图说明
结合附图阅读时，根据以下详细说明，本发明的其他目的、特征以及优点将变得更加显见，在附图中：
图1是梯型滤波器的电路图；
图2示出了其中把附加电感应用于图1所示的梯型滤波器的电路；
图3示出了其中把附加电感应用于图2所示的梯型滤波器的电路；
图4示出了在文献2中提出的双工器；
图5示出了在文献3和4中提出的双工器；
图6是根据本发明第一实施例的双工器的基本结构的框图；
图7A和7B是图6所示的双工器的剖视图和平面图；
图8A和8B是图6所示的第一FBAR滤波器的剖视图；
图9是根据本发明第一实施例的双工器的电路图；
图10是本发明第一实施例中所用的第一IPD的平面图；
图11A和11B示出了通过本发明第一实施例中所用的第一和第二IPD实现的滤波器；
图12A是配备有低通滤波器的双工器的频率特性的图；
图12B是配备有高通滤波器的双工器的频率特性的图；
图13A是配备有低通滤波器的双工器的反射特性的施密斯圆图(Smith chart)；
图13B是配备有高通滤波器的双工器的反射特性的施密斯圆图；
图14是可以在第一和第二IPD中使用的高通滤波器的另一示例性结构的电路图；
图15示出了第一和第二IPD的电路构成以及用于端接这些IPD的结构；
图16示出了第一和第二IPD的电路构成以及用于端接这些IPD的结构；
图17示出了第一和第二IPD的电路构成以及用于端接这些IPD的结构；
图18示出了第一和第二IPD的电路构成以及用于端接这些IPD的结构；
图19示出了图15和16所示的结构的变型例；
图20示出了其中把电感加入第一和第二IPD的布置；
图21A和21B是本发明第一实施例中所用的第一IPD的平面图和剖面图；
图22A到22D示出了多个集总参数型元件，其中，图22A示出了π-型L-C-L电路，图22B示出了T-型C-L-C电路，图22C示出了T-型L-C-L电路，图22D示出了π-型C-L-C电路；
图23是带有由图22A所示的集总参数型电路形成的移相器的滤波器的电路图；
图24A是从天线端子Ant看到的图23所示的滤波器的反射特性的施密斯圆图；
图24B是图23所示的滤波器的通带特性的图；
图25A到25F示出了多个集总参数型元件，其中，图25A分别示出了串联和并联连接的电容器与电感器；图25B分别示出了串联和并联连接的电感器与电容器；图25C示出了并联连接的电感器；图25D示出了并联连接的电容器；图25E示出了串联连接的电感器；以及图25F示出了串联连接的电容器；
图26是带有由图25A所示的集总参数型电路形成的移相器的滤波器的电路图；
图27是带有由图25C所示的集总参数型电路形成的移相器的滤波器的电路图；
图28A和28B是从天线端子Ant看到的图26所示的滤波器的施密斯圆图，其中，图28A涉及其中标记3的电阻分量Re{Z}小于1的布置，而图28B涉及其中标记3的电阻分量Re{Z}大于1的布置；
图29A和29B分别是图28A和28B所示的滤波器的通带特性的图；
图30A和30B是从天线端子Ant看到的图27所示的滤波器的施密斯圆图，其中，图30A涉及其中标记3的Re{Z}小于1的布置，而图30B涉及其中标记3的电阻分量Re{Z}大于1的布置；
图31A和31B是图30A和30B所示的滤波器的通带特性的图；
图32是根据本发明第二实施例的双工器的电路图；
图33是根据本发明第三实施例的双工器的电路图；
图34A是本发明第二和第三实施例中所用的第一滤波器的平面图；以及
图34B是沿图34A中所示的线X-X′截取的剖视图。
具体实施方式
下面参照附图描述本发明的多个实施例。
(第一实施例)
图6示出了根据本发明一实施例的双工器的基本结构。该双工器具有第一FBAR滤波器20、第二FBAR滤波器30、第一集成无源器件(以下简称为IPD)40以及第二IPD 50。这些结构元件密封在封装10内。天线端子60和发送端子62/接收端子64(Tx/Rx)接合到封装10。在第一FBAR滤波器20和第二FBAR滤波器30分别是发送滤波器和接收滤波器的情况下，端子62和64分别是发送端子和接收端子。第一IPD 40置于天线端子60与第一FBAR滤波器20之间。类似地，第二IPD 50置于天线端子60与第二FBAR滤波器30之间。如稍后要详细描述的，封装10具有导电图案(该导电图案在第一FBAR滤波器20与地之间实现了电感)和在第二FBAR滤波器30与地之间的电感器。第一IPD 40和第二IPD 50中的每一个都具有相应的电感器。本双工器具有这样的布置，即，其中，通过置于封装10上的多个电感器和置于第一IPD 40和第二IPD 50中的多个电感器的分布布置实现了该双工器所需的电感。该布置实现了具有高滤波性能的紧凑双工器。
图7A是图6所示的双工器的剖视图，图7B是其平面图。图7A的剖视图是沿经过图7B的第一FBAR滤波器20和第一IPD 40的线所截取的。封装10具有由多层组成的多层结构，该多层例如由陶瓷层叠制成。该多层结构被称为基本结构。封装10具有腔12，该腔12中容纳有第一FBAR滤波器20、第二FBAR滤波器30、第一IPD 40以及第二IPD 50。通过凸点(bump)15将这些元件倒装接合到形成在腔12的底面上的互连图案。在封装10内和封装10上设有导电图案14。导电图案14产生封装10内的元件之间的连接，如在第一IPD 40与第一FBAR滤波器20之间的连接、在第二IPD 50与第二FBAR滤波器30之间的连接。导电图案14还起到实现了连接在第一FBAR滤波器20与地以及第二FBAR滤波器30与地之间的电感的作用。在封装10的背面上设有脚焊盘16。脚焊盘16是由置于封装10的底部上的导电物质制成的构图信号和接地端子。在封装10的侧面上形成有垛部(castellation)18。垛部18是由形成在封装10的侧面上的多个凹槽和置于这些凹槽内的导电物质组成的导电路径。尽管为方便起见在图7A和7B略去了导电图案14，但是它起到在封装10的多层之间进行电连接的作用并充当图6(其中，图案14连接到位于封装10的背侧的脚焊盘16)所示的端子60、62以及64。在图7A和7B所示的结构中，垛部18形成在封装10的3个外表面上。然而，垛部18的布置并不限于外表面或3个外表面。盖19置于封装10的顶部，以将腔12中的元件气密地密封起来。
图8A和8B示出了第一FBAR滤波器20和第二FBAR滤波器30的结构。更具体来说，图8A是FBAR滤波器20和30的平面图，图8B是沿图8A所示的线X-X′所截取的剖视图。以下，假设图8A和8B示出了第一FBAR滤波器20的结构。第一FBAR滤波器20具有多个FBAR。每个FBAR都具有其上形成有叠层结构的由硅或玻璃制成的公共基板21。该叠层结构由上电极膜24、压电膜23以及下电极膜22组成。为各FBAR设置的腔27形成在基板21中并位于与上电极膜24相对的下电极膜22的正下方。弹性能被限制在腔27内。下电极膜22可以具有双层结构。下电极膜22的两层中的一层面对腔27并可以具有Cr膜，而另一层置于下层上并可以是Ru膜。上电极膜24具有用于调节第一FBAR滤波器20的中心频率的两个调节层。第一FBAR滤波器20具有四个串联支路谐振器S1-S4和并联支路谐振器P1-P4。并联支路谐振器P1-P4连接到形成在压电膜23上的地图案28。可以把上电极膜24的相对端用作输入/输出端子。
由此构成的包括第一FBAR滤波器20的双工器具有图9所示的等效电路。在并联支路谐振器P1和P2与地之间设有附加电感器LP1，在并联支路谐振器P3和P4与地之间设有附加电感器LP2。将附加电感器LP1和LP2一起称为附加电感电路70。附加电感器LP1和LP2的使用使得可以调节第一FBAR滤波器20的通带范围。由图7A所示的导电图案形成附加电感器LP1和LP2。按与形成第一FBAR滤波器20相同的方式形成第二FBAR滤波器30。第二FBAR滤波器30具有四个串联支路谐振器S1′-S4′、4个并联支路谐振器P1′-P4′以及由附加电感器LP1′和LP2′组成的附加电感电路80。
第一IPD 40具有电感器L1和L2以及电容器C1，这些元件是集总参数电路型的，并充当滤波器(图9中的π型高通滤波器)。类似地，第二IPD 50具有集总参数电路型的电感器L3、L4以及电容器C2，并充当滤波器(图9中的π型高通滤波器)。第一IPD 40和第二IPD 50起到调节通过第一FBAR滤波器20和第二FBAR滤波器30的信号的相位的作用，以防止在它们之间发生干扰。
图10示出了第一IPD 40和第二IPD 50的示例性结构。在以下描述中，假设图10示出了第一IPD 40的结构。第一IPD 40具有支承基板41，在该支承基板41设有第一电感器L2、第二电感器L3、电容器C1、信号线42、两个信号端子43和44以及两个接地端子45和46。将电容器C1置于支承基板41的中央，并将电感器L1和L2布置成使得电容C1介于它们之间。信号端子43和44对角地布置在支承基板41上，并通过信号线42连接到电容器C1。信号端子43和44的对角布置使得可以绕过很大地占据了芯片面积的电感器L1和L2，并按最小距离将信号端子43和44连接到电容器C1。接地端子45和46具有另一对角布置。第二IPD 50具有与第一IPD 40的结构类似的结构。
本发明的双工器具有这样的独特结构：其中，通过置于封装10上的附加电感器LP1、LP2、LP1′、LP2′以及置于第一IPD 40和第二IPD 50中的电感器L1和L2的分布布置，实现了双工器所需的电感。该布置实现了具有高滤波性能的紧凑双工器。
优选地，如前所述，第一IPD 40和第二IPD 50是高通滤波器。第一IPD 40和第二IPD 50可以是图11A所示的低通滤波器或图11B所示的低通滤波器。要指出的是，本发明的发明者发现使用高通滤波器会带来特别的优点。
图12A示出了带有由低通滤波器形成的移相器的双工器的带通特性，图12B示出了带有由高通滤波器形成的移相器的双工器的带通特性。通过由发明者进行的实验获得图12A和12B的频率特性。从这些图可以看出，通过使用高通滤波器获得的在等于或低于约500[MHz]的频率范围内的抑制程度要优于通过低通滤波器获得的抑制程度。第一滤波器20和第二滤波器30的通带相互接近，并且这两个通带中的一个通带的上升端(rising end)与另一个通带的下降端(falling end)部分地相互重叠。
图13A示出了其中由低通滤波器形成移相器的发送(Tx)滤波器的反射特性，图13B示出了其中由高通滤波器形成移相器的发送滤波器的反射特性。通过由发明者进行的实验获得这些反射特性。一般来说，公知的是，双工器中所用的滤波器的相位随着特性阻抗变得更高而具有更小的插入损耗，并使得具有更高的双工器性能。希望使用这样的移相器：在保持了通带中的匹配的范围内，该移相器具有尽可能高的特性阻抗。从图13B可以看出，对高通滤波器的使用没有劣化施密斯圆图的中心(50[Ω])附近的匹配。对高通滤波器的使用实现了具有优越的插入损耗的双工器。
从图12B和13B可以看出，除了相位匹配功能以外，对由高通滤波器形成的第一IPD 40和第二IPD 50的使用实现了在通带低侧的很好的衰减性能，以及在通带内的良好匹配和低插入损耗。
由第一IPD 40和第二IPD 50形成的高通滤波器并不限于图9所示的电路构成，而可以是由如图14所示的两个电容器C5和C6以及电感器L5组成的T-型高通滤波器。
存在如前所述的两种类型的高通滤波器，并且针对这两种类型中的每一种都可以使用两种端接方法。端接的意思是高通滤波器的输出跟随有FBAR滤波器的串联支路谐振器或其并联支路谐振器。现在假设第二FBAR滤波器30的中心频率高于第一FBAR滤波器20的中心频率。通常，具有上述关系的双工器具有充当接收滤波器的第二FBAR滤波器30和充当发送滤波器的第一FBAR滤波器20。优选地，具有更高中心频率的第二FBAR滤波器端接带有串联支路谐振器的前级的第二IPD。该端接比带有并联支路谐振器的要容易。
下面参照图15到18给出对在以上假设下的端接的描述。图15示出了这样的实施例：其中由第二FBAR滤波器30的串联支路谐振器S1′端接第二IPD(π-型滤波器)50，而由第一FBAR滤波器20的并联支路谐振器P1端接第一IPD(π-型滤波器)40。
图16示出了这样的实施例：其中，由第二FBAR滤波器30的串联支路谐振器S1′端接第二IPD(π-型滤波器)50，而由第一FBAR滤波器20的串联支路谐振器S1端接第一IPD(π-型滤波器)40。
图17示出了这样的实施例：其中，由第二FBAR滤波器30的串联支路谐振器S1′端接第二IPD(T-型滤波器)50，而由第一FBAR滤波器20的串联支路谐振器S1端接第一IPD(T-型滤波器)40。
在这些实施例中，由具有较高中心频率的第二FBAR滤波器30的并联支路谐振器P1端接第二IPD 50，而由具有较低中心频率的第一FBAR滤波器的串联支路谐振器S1或并联支路谐振器P1端接第一IPD 40。
在图15和16所示的结构中，通过如图19所示的公共电感器L1′可以形成第一IPD 40和第二IPD 50的电感器L1和L3。使用公共电感器L1′有助于减小第一IPD 40和第二IPD 50的尺寸。
如图20所示，可以为充当移相器的高通滤波器的输出设置附加电感器L6，使得可以进一步改进匹配。在此情况下，可以将电感器L2和附加电感器L6合并成电感器L7。由此，可以由更少数量的元件形成双工器。
图21A和21B示出了图10所示的第一IPD 40和第二IPD 50的结构，更具体来说，其中图21A是其平面图。为与图10所示的部分相同的部分赋予相同的标号。由螺旋形线圈形成电感器L1和L2。图21B是沿图21A中所示的线X-X′所截取的剖视图。由置于支承基板41上的导体形成电感器L1和L2，其中该导体可以是铝。电容器C1是由下电极C1c、诸如二氧化硅膜的介电膜C1b以及上电极C1a组成的MIM电容器。
如参照图9和15到18所述，将电感器LP1、LP2、LP1′以及LP2′形成在多层封装10内，其中，这些电感器形成了置于并联支路谐振器P1到P4与地之间和梯型滤波器的并联支路谐振器P1′到P4′之间的附加电感电路70和80。将电感器L1、L2、L3以及L4形成在第一IPD 40或第二IPD 50上，并将它们倒装安装(面朝下接合)在封装10上，其中这些电感器形成了置于第一滤波器20与天线端子60之间和第二滤波器30与天线端子60之间的移相器(相位匹配电路)。
第一IPD 40和第二IPD 50包括用于在第一滤波器20与第二滤波器30之间建立相位匹配的移相器(相位匹配电路)，并且用于电感器LP1、LP2、LP1′以及LP2′的导电图案14形成在封装(多层基板)10中。
通过上述结构，将附加电感器70和80在空间上与移相器分离开来。与常规布置(其中将包括电感器L1到L4的双工器用电感器形成在多层封装10内)相比，由此可以防止附加电感电路70和80的电感器LP1、LP2、LP1′以及LP2′与移相器的电感器L1到L4相耦合，并可以防止性能劣化。此外，仅仅通过把第一IPD 40或第二IPD 50替换成另一个就可以对移相器进行调谐。与其中安装有诸如片式电容器和片式电感器的分立元件的常规布置相比，第一IPD 40和第二IPD 50中的每一个都具有位于相应的单块芯片上的电感器和电容器并使得可以减小尺寸。
第一滤波器20和第二滤波器30以及第一IPD 40和第二IPD 50面朝下安装在封装(基板)上。倒装安装(面朝下安装)使得在第一IPD 40和第二IPD 50与封装10之间存在空间，并且该空间未充满IPD芯片的基板和封装30。由此可以进一步抑制电感器70和80的电感器LP1、LP2、LP1′以及LP2′与移相器的电感器L1到L4之间的耦合。此外，无需在安装各个元件时提供用于焊接的连接盘图案(land pattern)。这减小了安装区域。
(第二实施例)
以下进一步考虑移相器的第一IPD 40和第二IPD 50。要求该移相器具有匹配性能和低插入损耗。
首先，考虑匹配性能。为了实现良好的匹配性能，优选地，使用由如图22A到22D所示的三个结构元件组成的集总参数型元件。图22A示出了π-型L-C-L电路，其中电容器C01串联连接在输入端子与输出端子之间，而电感器L01和L02并联连接在它们之间。图22B示出了T-型C-L-C电路，其中电容器C01和C02串联连接在输入端子与输出端子之间，而电感器L01并联连接在它们之间。图22C示出了T-型L-C-L电路，其中电感器L01和L02串联连接在输入端子与输出端子之间，而电容器C01并联连接在它们之间。图22D示出了π-型C-L-C电路，其中电感器L01串联连接在输入端子与输出端子之间，而电容器C01和C02并联连接在它们之间。使用这四个不同的集总参数型元件实现了任何阻抗匹配。
下面，考虑插入损耗。为了实现低插入损耗，优选地，使串联连接的结构元件尽可能地小并具有大的Q以实现小插入损耗。通常，电感器的Q值的范围是20到40，而电容器的Q值范围是40到60。从这个观点来看，优选地，使用图22A所示的π-型L-C-L电路，其中仅串联连接一个电容器C01。
图23是用于形成应用了图22A所示的电路的移相器的滤波器的电路图。图23示出了与图9所示的第一滤波器20和第一IPD 40对应的电路构成。在图23中，由第一滤波器20的串联支路谐振器S1端接第一IPD40，而按不同的方式端接图9的结构。除了端接，图23所示的第一滤波器20和第一IPD 40与图9所示的第一滤波器20和第一IPD 40相同，并且相同的标号表示相同的元件。图24A是描述从图23所示的天线端子(Ant)60看到的图23所示的滤波器的反射特性的施密斯圆图。在图24A中，虚线V表示等于2的VSWR(电压驻波比)。通常，希望VSWR低于2。在图24A和24B中，标号为1、2以及3的圆分别表示滤波器的通带的低频侧、其高频侧以及其中心频率。以下，将标号为1、2以及3的圆分别称为标记1、2以及3。
图24A表示标记1、2以及3小于等于2的VSWR。即，在通带上VSWR低于2。图24B表示标记1到3之中的差异等于0.3dB。从图24A和24B可以看出，图23所示的滤波器具有极好的滤波器性能，更具体来说，具有小VSWR和平坦通带特性。
已考虑了由三个元件组成的移相器。下面进一步考虑由两个元件或仅由一个元件组成的移相器。图25A和25B示出了均由两个集总常数型元件组成的移相器。图25A示出了这样的电路：其中电容器C01串联连接在输入端子与输出端子之间，而电感器L01并联连接在它们之间。图25B示出了这样的电路：其中电感器L01串联连接在输入端子与输出端子之间，而电容器C01并联连接在它们之间。图25C到25F示出了均由单个集总常数型元件组成的移相器。更具体来说，图25C示出了并联连接在输入端子与输出端子之间的电感器L01。图25D示出了并联连接在输入端子与输出端子之间的电容器。图25E示出了串联连接在输入端子与输出端子之间的电感器L01。图25F示出了串联连接在输入端子与输出端子之间的电容器C01。
如在由三个元件组成的移相器的情况下，优选地，使串联连接的元件尽可能地小并使用串联连接的电容器，以实现小插入损耗。从这个观点来看，优选地，将图25A所示的电路用于双元件结构，而将图25C所示的电路用于单元件结构。
图26示出了应用了图25A所示的电路(由两个元件组成)的移相器的滤波器的电路构成。在图26所示的滤波器中，第一IPD 40具有串联连接在天线端子60与第一滤波器20之间的电容器C1和并联连接的电感器L1。其他元件和连接与图23所示的元件和连接相同，并且相同的标号表示相同的元件。
图27示出了应用了图25C所示的电路(由单个元件组成)的移相器的另一滤波器的电路构成。在图27所示的滤波器中，第一IPD 40具有并联连接在天线端子60与第一滤波器20之间的电感器L1。其他元件和连接与图23所示的元件和连接相同，并且相同的标号表示相同的元件。
图28A和28B是从天线端子60看到的图26所示的滤波器的反射特性的施密斯圆图。在图28A和28B中，虚线V表示等于2的VSWR(电压驻波比)，实线表示为1的电导g(也将该定义应用于稍后要描述的图30A和30B)。与图24A和24B类似，将滤波器的通带的低频侧、高频侧以及中心频率分别称为标记1、2以及3(也将该定义应用于稍后要描述的图29A到31B)。
将归一化阻抗Z定义为通过把从天线端子Ant看到的第一滤波器20的阻抗除以第一滤波器20的端接电阻而得到的值。电导g是归一化阻抗Z的电阻分量Re{z}的倒数。当标记位于g＝1的圆内部时，在标记频率下从天线端子Ant看到的第一滤波器20的归一化阻抗Z的电阻分量Re{z}小于1。相反，当标记位于g＝1的圆外部时，在标记频率下从天线端子Ant看到的第一滤波器20的归一化阻抗Z的电阻分量Re{z}大于1。
图28A示出了其中标记3的电阻分量Re{z}小于1(即，标记3位于g＝1的圆内部)的示例性滤波器。在此情况下，标记1位于其中VSWR＝2的圆V的外部。即，标记1的VSWR大于2。图28B示出了其中标记3的电阻分量Re{z}大于3(即，该标记位于圆W外部)的示例性滤波器。在此情况下，标记1到3位于VSWR＝2的圆V的内部。即，标记1到3的VSWR等于或小于2。
图29A和29B示出了图26所示的滤波器(由应用于移相器的两个元件组成)的通带频率特性。更具体来说，图29A示出了图28A(标记3的电阻分量Re{z}小于1)所示的滤波器的通带频率特性。在此情况下，标记1到3之中的衰减差异是0.7dB。图29B示出了图28B(标记的电阻分量Re{z}大于1)所示的滤波器的通带频率特性。在此情况下，标记1到3之中的衰减差异是0.4dB。
图30A和30B是从天线端子Ant看到的图27(将单个元件应用于移相器)所示的滤波器的反射特性的施密斯圆图。更具体来说，图30A示出了其中标记3的Re{z}小于1的示例性滤波器。在此情况下，标记1和2的VSWR大于2。相反，图30B示出了其中标记3的Re{z}大于1的示例性滤波器。在此情况下，标记1到3的VSWR小于2。
图31A和31B示出了图27(将单个元件应用于移相器)所示的滤波器的通带反射特性。更具体来说，图31A示出了图30A(标记3的Re{z}小于1)所示的滤波器的通带的反射特性。在此情况下，标记1到3之中的衰减差异是0.8dB。图31B示出了图30B(标记3的Re{z}大于1)所示的滤波器的通带频率特性。在此情况下，标记1到3之中的衰减差异是0.35dB。
从图28A到图31B可以看出，在通过在通带的中心频率(标记3)从天线Ant观看滤波器而获得的Re{z}的情况下，在从天线Ant看到的滤波器的反射特性中，通带的低频侧端(标记1)或高频侧端(标记2)的VSWR超过2。此外，通带(标记1到3)的衰减差异变得更大。相反，在通过在通带的中心频率(标记3)从天线Ant观看滤波器而获得的Re{z}的情况下，在从天线Ant看到的滤波器的反射特性中，通带(标记1到3)的VSWR等于或小于2。此外，通带(标记1到3)的衰减差异变得更小。
如上所述，通过把在通带的中心频率下从天线端子Ant观看滤波器而获得的Re{z}设置成大于1，即使具有由两个元件或单个元件组成的移相器的滤波器也能够实现与由图23所示的三个元件组成的移相器的滤波器的特性相似的特性(通带的VSWR小于2并且衰减差异很小)。
下面给出对以下情况的描述：使得通过在通带的中心频率下从天线端子Ant观看滤波器而获得的Re{z}大于1。在图26或图27所示的滤波器中，在通带中心频率下的Re{z}等于或大于从位于移相器与第一滤波器20之间的界面(图26或图27的a-a′面)观看滤波器而得到的归一化阻抗Z0的电阻分量Re{Z0}(电导的倒数)。这归因于这样的事实：图26所示的滤波器具有这样的布置，即，其中首先串联连接电容器C1，其次并联连接电感器L1。需要指出的是，图26中并联连接电感器L1。
即，Re{Z}≥Re{Z0}。因此，当满足Re{Z0}＞1时，就满足Re{Z}＞1。在梯型滤波器中，如下表示通过从滤波器端观看而得到的在通带中心频率下的归一化阻抗Z0的电阻分量：
(Re{Z0}×R)2＝1/((2πf0)2×Cp×Cs)
其中，Cp是最靠近移相器的第一滤波器20的并联支路谐振器P1的电容，Cs是最靠近移相器的第一滤波器20的串联支路谐振器S1的电容，R是第一滤波器20的端接电阻，f0是通带的中心频率。
通过把Re{Z0}＞1应用于上式得到下式：
Cp×Cs＜1/(R×2πf0)2
图32是根据本发明第二实施例的双工器的电路图。该双工器具有由单个元件组成的移相器的示例性结构。将根据图9所示的第一实施例的双工器的第一和第二IPD替换成由图25C所示的单个元件组成的相位匹配电路。第一滤波器20和第二滤波器30通过如图18所示的串联支路谐振器S1和S1′端接第一IPD 40和第二IPD 50。更接近于天线端子(Ant)60的第一滤波器20和第二滤波器30的串联支路谐振器S1和S1′具有如下所述的电容值。其他结构和连接与图9所示的结构和连接相同，因此略去对其的描述。
根据第二实施例的双工器包括由按梯型形式布置的多个FBAR(S1到S4和P1到P4)组成的第一滤波器20，和由按梯型形式布置的多个FBAR(S1′到S4′和P1′到P4′)组成的第二滤波器30。此外，该双工器具有第一相位匹配电路(第一IPD 40)和第二相位匹配电路(第二IPD 50)。第一相位匹配电路置于第一滤波器20与天线端子Ant(公共端子)之间并建立了相位匹配。第二相位匹配电路置于第二滤波器30与天线端子Ant(公共端子)之间并建立了相位匹配。此外，双工器包括电感器L1和L2，它们分别包括在第一IPD 40和第二IPD 50中并连接在公共端子与地之间。此外，该双工器的第一滤波器20和第二滤波器30满足Cp×Cs＜1/(R×2πf0)2，其中，Cp是最靠近第一IPD 40和第二IPD 50的第一滤波器20和第二滤波器30的并联支路谐振器P1和P1′的电容，Cs是最靠近第一IPD 40和第二IPD 50的第一滤波器20和第二滤波器30的串联支路谐振器的电容，R是第一滤波器20的端接电阻，f0是通带的中心频率。
根据上述结构，通过从天线端子Ant观看第一滤波器20和第二滤波器30而获得的归一化阻抗的电导g变得大于1，并使得通带中的VSWR小于2。此外，可以减小通带中的衰减差异。此外，可以减少移相器(相位匹配电路)的结构元件并减小安装面积。
(第三实施例)
图33是根据本发明第三实施例的双工器的电路图。该双工器配备有均由图25A所示的两个元件组成的多个移相器。除根据第二实施例的双工器的结构以外，本发明还包括电容器C1和C2，分别将它们置于第一IPD 40和第二IPD 50(相位匹配电路)中并连接在天线端子60与第一滤波器20和第二滤波器30之间。其他结构和连接与第二实施例的结构和连接相同。图33所示的双工器带来了与第二实施例的双工器的优点相同的优点。
下面进一步描述第二和第三实施例的双工器的第一滤波器20和第二滤波器30。尽管以下描述具体针对第一滤波器20，但是该描述也适用于第二滤波器30。在第二和第三实施例中，可以使用满足Cp×Cs的Cp与Cs之间的多个关系。在这些可用关系中，优选地，使得最靠近第一IPD40的第一滤波器20的串联支路谐振器S1较小。如果可以改变除S1以外的电容，则因梯型布置的多级之间的阻抗差可能出现信号反射。
图34A是本发明第二和第三实施例中所用的各双工器的第一滤波器20的平面图(其中由双点划线表示压电膜23以描绘下电极膜22)，图34B是沿图34A中所示的线X-X′所截取的剖视图。在下电极膜22、压电膜23以及上电极膜24相交叠处存在膜区。在图34A和8A中，将调节膜26对准该膜区。即，其中设有调节膜26的区域与图34A和8A中的膜区重合。在图34A和34B中，串联支路谐振器S1a的膜区比其他串联支路谐振器S2到S4的膜区要小。即，最靠近第一IPD 40(第一相位匹配电路)的第一滤波器20的串联支路谐振器S1a的膜区面积比第一滤波器20的其他串联支路谐振器S2到S4的膜区要小。这将导致串联支路谐振器S 1a的电容比其他串联支路谐振器S2到S4的电容要小。
在第二和第三实施例中，第一IPD 40和第二IPD 50中的每一个都是由两个元件或单个元件组成的相位匹配电路，第一滤波器20和第二滤波器30中的每一个都满足Cp×Cs＜1/(R×2πf0)2。另选地，这两个相位匹配电路中的任一个以及第一滤波器20和第二滤波器30中的任一个可以满足上述条件。该另选的滤波器具有小于2的通带VSWR，并可以减小通带衰减差异。此外，可以减小移相器(相位匹配电路)的安装面积。
第二到第四实施例使用第一IPD 40和第二IPD 50作为相位匹配电路，相位匹配电路不限于这些器件，只要具有相位匹配功能即可。上述通带在约1.9GHz的量级上。然而，该通带并不限于上述频率量级。
本发明并不限于所具体描述的实施例，而是可以在不脱离本发明范围的情况下进行修改和变型。
本发明基于分别在2004年9月28日提交的日本专利申请2004-282848号公报，通过引用将全部公开内容并入于此。

Claims (9)

1、一种双工器，其包括：
第一和第二滤波器，包括按梯型形式布置的多个膜体声学谐振器；
第一和第二集成无源器件，置于公共端子与第一和第二滤波器之间；以及
基板，第一和第二滤波器以及第一和第二集成无源器件安装在其上，
该基板包括用于实现连接在第一和第二滤波器与地之间的电感的导电图案，
第一和第二集成无源器件包括连接到第一和第二滤波器的电感器。
2、如权利要求1所述的双工器，其中：
第二滤波器具有比第一滤波器的中心频率高的中心频率；并且
连接到第二集成无源器件的第二滤波器端接有串联支路谐振器。
3、如权利要求1所述的双工器，其中，第一和第二集成无源器件包括第一和第二滤波器共用的电感器。
4、如权利要求1所述的双工器，其中，第一和第二滤波器分别是发送和接收滤波器。
5、如权利要求1所述的双工器，其中：
第一和第二集成无源器件包括用于建立第一滤波器与第二滤波器之间的相位匹配的相位匹配电路；并且
所述基板包括多层基板，所述导电图案包括形成在该多层基板内的图案。
6、如权利要求5所述的双工器，其中，第一和第二滤波器以及第一和第二集成无源器件面向下安装在基板上。
7、一种双工器，其包括：
第一和第二滤波器，包括按梯型形式布置的多个膜体声学谐振器；
第一和第二相位匹配电路，置于公共端子与第一和第二滤波器之间；以及
电感器，包括在第一和第二相位匹配电路中的至少一个中，并连接到地和公共端子，
其中，满足Cp×Cs＜1/(R×2πf0)2，其中Cp和Cs是第一和第二滤波器之一的与第一和第二相位匹配电路中的所述至少一个相关联并与其最靠近的串联支路谐振器和并联支路谐振器的电容，R是该双工器的端接电阻，f0是第一和第二滤波器中的所述一个的中心频率。
8、一种双工器，其包括：
第一和第二滤波器，包括按梯型形式布置的多个膜体声学谐振器；
第一和第二相位匹配电路，置于公共端子与第一和第二滤波器之间；以及
电感器，包括在第一和第二相位匹配电路中的至少一个中并连接到地和公共端子，
其中，第一和第二滤波器之一的与第一和第二相位匹配电路中的所述至少一个相关联并且与其最靠近的串联支路谐振器的膜区的面积比其他串联支路谐振器的膜区的面积要小。
9、如权利要求1所述的双工器，其中，还包括电容器，该电容器被包括在第一和第二相位匹配电路中的所述至少一个中，并连接在所述公共端子与第一和第二滤波器中与第一和第二相位匹配电路中的所述至少一个相关联的一个滤波器之间。
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