CN1913348B - 分波器和梯形滤波器 - Google Patents
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Abstract
分波器和梯形滤波器。本发明的课题是，提供可实现低损失化、高衰减量化以及小型化的分波器和梯形滤波器。作为解决手段，本发明的分波器和梯形滤波器，其特征在于，具有：天线端子(Ant)；以及与天线端子连接的第一滤波器(10)和第二滤波器(20)，第一滤波器(10)和第二滤波器(20)的至少一方是梯形滤波器，该梯形滤波器具有并联谐振器和多个串联谐振器，在多个串联谐振器之中的部分串联谐振器(S1)上并联连接电感器(L1)，在最靠近天线端子侧的串联谐振器(S1)上并联连接电感器(L1)。
Description
技术领域
本发明涉及分波器和梯形滤波器(ladder filter)，尤其涉及在并联谐振器上串联连接了电感器或在串联谐振器上并联连接了电感器的分波器和梯形滤波器。
背景技术
近年来，随着移动体通信系统的发展，便携电话、便携信息终端等正在迅速普及。例如，在便携电话终端中，使用800MHz～1.0GHz频带以及1.5GHz～2.0GHz频带这样的高频带。在这些移动通信系统用的设备中使用采用了谐振器的高频用滤波器或采用了高频用滤波器的分波器。
用于这些设备的谐振器使用表面声波谐振器(SAWR：SurfaceAcoustic Wave Resonator)或压电薄膜谐振器(FBAR：Film Bulk AcousticResonator)。对这些谐振器的结构进行说明。图1(a)是FBAR的剖面图。在基板50(例如硅基板)的空隙58上层叠有下部电极膜52、压电膜54、上部电极膜56。压电膜54使用例如氮化铝。图1(b)是不同的FBAR的剖面图。在基板50上形成交错层叠了高音响阻抗层62和低阻抗层60的音响多层膜，在其上层叠下部电极膜52、压电膜54、上部电极膜56。
图2是SAW谐振器的仰视图。在压电基板70上设置有叉指型电极(IDT：Interdigital Transducer)和叉指型电极IDT两侧的反射器R0，该叉指型电极与输入端子In和输出端子Out连接。IDT和反射器R0例如由铝(Al)等金属形成。另外，图中所记载的反射器R0和IDT的电极指比实际少。
作为高频滤波器，例如使用将一端子谐振器串联和并联连接的梯形滤波器。图3是示出梯形滤波器的结构图的图。在输入端子In和输出端子Out之间串联连接有串联谐振器S1、S2、S3以及并联连接有并联谐振器P1、P2。使用图4和图5说明梯形滤波器的工作原理。梯形滤波器能够分解为串联谐振器和并联谐振器。参照图4(a)，串联谐振器是当设谐振器S21为一端子对谐振器时，在谐振器S21的两个信号端子之中，将一方设为输入端子In，将另一方设为输出端子Out的谐振器。参照图4(b)，并联谐振器是当设谐振器P21为一端子对谐振器时，在谐振器P21的两个信号端子之中，将一方与接地端子连接，将另一方与输入端子In和输出端子Out的短路线路连接。
图4(c)是示出从串联谐振器和并联谐振器的输入端子In向输出端子Out的通过特性的图。横轴为频率，纵轴为通过量。串联谐振器的通过特性用实线表示，并联谐振器的通过特性用虚线表示。串联谐振器的通过特性是具有1个谐振点(谐振频率)frs和1个反谐振点(反谐振频率)fas，在谐振点frs通过量最大，在反谐振点fas通过量最小。另一方面，并联谐振器的通过特性同样地具有1个谐振点frp和1个反谐振点fap，在谐振点frp通过量最小，在反谐振点fap通过量最大。
图5(a)是1阶结构的梯形滤波器的结构图。参照图5(a)，串联谐振器S22与输入端子In和输出端子Out串联连接，并联谐振器P22连接在输出端子Out和接地之间。此时，设计成串联谐振器的谐振点frs和并联谐振器的反谐振点fap大致一致。图5(b)是1阶结构的梯形滤波器的从输入端子In向输出端子Out的通过特性。横轴为频率，纵轴为通过量。根据图5(a)的结构，串联谐振器S22和并联谐振器P22的通过特性被合成，得到图5(b)的通过特性。通过量在串联谐振器的谐振点frs和并联谐振器的反谐振点fap附近最大，在串联谐振器的反谐振点fas和并联谐振器的谐振点frp变为极小。而且，从并联谐振器的谐振点frp到串联谐振器的反谐振点fas的频带成为通带，并联谐振器的谐振点frp以下和串联谐振器的反谐振点fas以上的频带成为衰减带。这样，梯形滤波器起到带通滤波器的作用。
已有提供这类的使用滤波器的分波器，而该滤波器使用了谐振器。分波器使用两个带通滤波器，并且，在发送端子和天线端子之间配置发送用滤波器，在接收端子和天线端子之间配置接收用滤波器。在天线端子和发送用滤波器、或天线端子和接收用滤波器之间设置匹配电路(例如移相器)。而且，分波器具有如下功能：将从发送端子输入的发送信号从天线端子输出，将从天线端子输入的接收信号从接收端子输出。
说明例如在天线端子和接收用滤波器之间设置匹配电路时的匹配电路的功能。匹配电路是为了在发送信号的频带上使从天线端子观察到的接收用滤波器的阻抗尽可能大而使用的。由此，能够抑制从发送端子输入的发送信号的功率侵入到接收用滤波器。
分波器要求例如在发送用滤波器中降低发送信号从发送端子通过到天线端子时的插入损失、确保接收用滤波器的通带中的衰减量。在接收用滤波器中也相同。为了实现高性能的分波器，使用梯形滤波器。这是因为，梯形滤波器能够以较低的损失实现宽频带化，容易在通带附近得到高衰减量，具有高耐功率性。但是，对分波器所要求的性能越来越严格。为了满足更进一步的低损失化、高衰减量的要求，公开了以下的技术。
图6(a)示出专利文献1的图12中公开的现有技术1的滤波器的结构。在具有串联谐振器S1～S3以及并联谐振器P1和P2的梯形滤波器中，在输出端子Out侧的串联谐振器S3上并联连接电感器L3。由此，能够增大高频侧的频带外衰减量。
并且，图6(b)示出专利文献2的图3中公开的现有技术2的滤波器的结构。在具有串联谐振器S1、S2以及并联谐振器P1的梯形滤波器中，在串联谐振器S1、S2上分别并联连接有电感器L1、L2。并且，在并联谐振器P1和接地之间连接有电感器LP1。而且，能够根据电感器L1和L2的电感，来调整谐振点、反谐振点。
并且，图7示出专利文献3的图1中公开的现有技术3的分波器的结构。分波器在天线端子Ant和发送端子Tx之间具有发送用滤波器10b(梯形滤波器)，该发送用滤波器10b具有串联谐振器S1～S3以及并联谐振器P1和P2。并且，在天线端子Ant和接收端子Rx之间具有接收用滤波器20b(梯形滤波器)，该接收用滤波器20b具有串联谐振器S1’～S3’以及并联谐振器P1’和P2’。而且，在发送用滤波器10b以及接收用滤波器20b与天线端子Ant之间具有匹配电路30，该匹配电路30具有电容器C01和电感器L01。而且，在发送用滤波器10b的发送端子Tx侧的串联谐振器S3上并联地附加有电感器L3，在接收用滤波器20b的正中间的串联谐振器S2’上并联地附加有电感器L2’。这样，现有技术3在与发送用滤波器10b或接收用滤波器20b的天线侧的谐振器不同的谐振器上并联地附加有电感器。由此，确保良好的损失和频带外衰减量。
说明在专利文献4的图2中公开的现有技术4的梯形滤波器。参照专利文献4的图2，在并联谐振器5上串联连接有第一电感器L1，在串联谐振器7上并联连接有第二电感器L2。设计成由于将第一电感器L1串联连接在并联谐振器5上而导致向低频侧移动的并联谐振器5的谐振点，与由于将第二电感器L2并联连接在串联谐振器7上而导致在比串联谐振器7的谐振点更低的低频侧产生的反谐振点彼此大致一致。由此，增大尤其是低频侧阻带对于通带的衰减量。
说明在专利文献5的图6中公开的现有技术5的梯形滤波器。专利文献5的图6中，在串联谐振器上串联连接有电感器，在所述串联谐振器上并联连接有电感器。在接地侧将两个并联谐振器共同连接之后，在它们与接地之间串联连接电感器(有极用L)。由此，调整通带附近的衰减极的频率。
说明在专利文献6的图2中公开的现有技术6的分波器。在专利文献6的图2中公开了在共同端子Ant和接地之间连接有匹配用电感器Lp的分波器。
【专利文献1】日本特开平09-167937号公报
【专利文献2】日本特开2004-135322号公报
【专利文献3】日本特开2003-332885号公报
【专利文献4】日本特开2004-173245号公报
【专利文献5】日本特开2002-223147号公报
【专利文献6】日本特开平10-313229号公报
在现有技术1中，没有考虑使用滤波器来构成分波器时的分波器的特性，未公开提高分波器特性的具体对策。在现有技术2中，在所有的串联谐振器上并联附加电感器，并且，在所有的并联谐振器和接地之间附加电感器。在该结构中，构成分波器的情况下，能够增大对方频带(例如对发送用滤波器的接收频带)的衰减量。但是，导致宽频带的衰减量大大恶化。在现有技术3中，通过并联附加在串联谐振器上的电感器，能够增大各滤波器10b、20b的对方频带的衰减量。但是，需要在发送用滤波器10b或接收用滤波器20b的天线端子Ant侧设置匹配电路30。在该现有技术中，使用电感器L01和电容器C01这两个元件，难以缩小安装面积、即小型化。
在市场迅速扩大的W-CDMA(宽带码分多址接入：Wideband CodeDivision Multiple Access)/UMTS(全球移动通信系统：Universal MobileTelecommunicaitons System)方式中，在现有的分波器之上，还要求低损失、高绝缘、且发送频带和接收频带当然为宽频带的高衰减的分波器。并且，该方式的特征在于，发送频带为1920～1980MHz，接收频带为2110～2170MHz，发送频带和接收频带的间隔较宽，为130MHz。例如，PCS方式(发送频带：1850～1910MHz，接收频带：1930～1990MHz)和Cellular方式(发送频带：824～849MHz，接收频带：869～894MHz)中，发送频带和接收频带的间隔较窄，为20MHz。
但是，在现有的梯形滤波器的情况下，如上所述，利用并联谐振器的谐振的衰减极或串联谐振器的反谐振的衰减极，容易获得通带附近的衰减量，但是难以象W-CDMA/UMTS方式那样，取得离通带远的频带(发送用滤波器的接收频带，接收用滤波器的发送频带)的大的衰减量。
下面说明现有技术的课题。在现有技术1、3中，在串联谐振器上并联连接有电感器。但是，在并联谐振器上未附加电感器，并联谐振器的谐振的衰减极在通带附近，所以不能够充分确保离通带远的频带的衰减量。
现有技术2、4均为在串联谐振器上并联连接电感器、在并联谐振器上串联连接电感器的电路结构。但是，如专利文献2的图3、专利文献4的图22和图23所示，为了在离通带远的频带中具有把电感器串联连接在1个并联谐振器上的电路的谐振的衰减极，需要较大值的电感器。因此，例如为了小型化，而利用封装内的配线图案来形成该电感器很困难。并且，如专利文献4的图23所示，在将电感器串联连接在并联谐振器上的电路为两个的情况下，不仅小型化变得更难，还容易产生在两个电感器之间的电磁耦合引起特性恶化的问题。
在现有技术5中，如专利文献5的图1所示，将两个并联谐振器的接地侧共同化之后，串联连接有极用电感器，具有能够使所述电感器的值较小的优点。但是，如专利文献4的说明书段落0081～0091所述，在现有技术5中，因有极用电感器的连接而产生的衰减极和因在串联谐振器上并联连接电感器和电容器而产生的反谐振的衰减极偏离较大，如专利文献5的图10或图11所示，即使比较仅连接有极用电感器的特性(示例No.1)和在串联谐振器上并联连接了电感器和电容器的特性(示例No.2，3)，在通带的低频侧、高频侧，衰减量都没有大的改善。
另外，在现有文献1、2、5中，没有考虑将两个滤波器组合而构成分波器时的分波器的特性，未公开提高分波器特性的具体对策。而且，在专利文献2的图3和专利文献4的图22、23以及专利文献5的图1、6所示的电路中，在所有的串联谐振器上并联连接电感器，且在所有的并联谐振器和接地之间连接电感器。在该结构中，能够增大阻带的衰减量，但宽频带的衰减量大大恶化。
发明内容
本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于，提供可实现低损失化、高衰减量化以及小型化的分波器和梯性滤波器。
本发明的分波器，其特征在于，具有天线端子以及与该天线端子连接的第一滤波器和第二滤波器，所述第一滤波器和所述第二滤波器的至少一方是梯形滤波器，该梯形滤波器具有并联谐振器和多个串联谐振器，在所述多个串联谐振器中的部分串联谐振器上并联连接电感器，并且在所述多个串联谐振器中的其他串联谐振器上不并联连接电感器，在最靠近天线端子侧的所述串联谐振器上并联连接电感器，用镜像连接的梯形滤波器的等效电路来表示所述梯形滤波器，将所述最靠近天线端子侧的串联谐振器的电容值设为C1，将所述梯形滤波器的其它串联谐振器的电容值的平均值设为C2时，0.3＜C1/C2＜1。根据本发明，无需匹配电路，能够将分波器小型化，而且，通过所述梯形滤波器，能够减小滤波器的频带内损失，增大对方频带的衰减量。并且根据本发明，能够增大梯形滤波器的自身滤波器在对方频带中的阻抗，所以能够减小与对方滤波器组合来构成分波器时的来自滤波器单体的损失恶化。
本发明的分波器，其特征在于，在所述梯形滤波器的所述并联谐振器和接地之间串联连接电感器。根据本发明，能够进一步增大所述梯形滤波器的自身滤波器在对方频带中的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，在所述并联谐振器和接地之间串联连接的所述电感器与多个所述并联谐振器连接。根据本发明，可以减小安装面积，进一步将分波器小型化。
本发明的分波器，其特征在于，所述第一滤波器和所述第二滤波器均是所述梯形滤波器。根据本发明，第一滤波器和第二滤波器均能够减小滤波器的频带内损失，增大对方频带的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，所述梯形滤波器中的至少一个梯形滤波器，除了在最靠近天线端子侧的所述串联谐振器上并联连接电感器以外，还在其它串联谐振器的一部分上并联连接电感器。根据本发明，能够进一步增大自身滤波器的对方频带的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，所述串联谐振器和所述并联谐振器是压电薄膜谐振器和表面声波谐振器的任意一方。
本发明的梯形滤波器，其特征在于，该梯形滤波器具有并联谐振器和多个串联谐振器，在所述多个串联谐振器中的部分串联谐振器上并联连接电感器，在所述多个串联谐振器中的其他串联谐振器上不并联连接电感器，在最靠近与天线端子连接的端子侧的所述串联谐振器上并联连接电感器，在所述并联谐振器和接地之间串联连接电感器。根据本发明，通过在分波器中使用本梯形滤波器，无需匹配电路，能够将分波器小型化，而且，通过所述梯形滤波器，能够减小滤波器的频带内损失，增大对方频带的衰减量。
本发明的梯形滤波器，其特征在于，具有：多个串联谐振器和多个并联谐振器；第一电感器，其并联连接在所述多个串联谐振器中的部分串联谐振器上；以及第二电感器，其串联连接在所述多个并联谐振器之中接地侧被共同连接的两个以上并联谐振器的所述接地侧和接地之间，在所述多个串联谐振器中的其他串联谐振器上不并联连接电感器，使如下两个衰减极大致一致：通过在所述部分串联谐振器上并联连接所述第一电感器，从而向高频侧移动的所述部分串联谐振器的反谐振的衰减极；与在所述梯形滤波器中，将所述两个以上并联谐振器在所述接地侧共同连接之后，在所述接地侧与所述接地之间串联连接所述第二电感器，从而在比通带高的高频侧产生的衰减极。根据本发明，通过设置第一电感器和第二电感器，能够以低损失增大阻带的衰减量。并且，第二电感器与两个以上的并联谐振器共同连接，所以用于在阻带中形成衰减极的电感器的希望值减小，容易小型化、低成本化。而且，第一电感器与多个串联谐振器的一部分连接，所以能够抑制宽频带中的衰减量的恶化。并且根据本发明，能够更进一步增大通带的高频侧的阻带的衰减量。
本发明的梯形滤波器，其特征在于，所述两个以上的并联谐振器是所述多个并联谐振器的全部。根据本发明，第二电感器与所有的并联谐振器共同连接，所以用于在阻带中形成衰减极的电感器的希望值进一步减小，更容易小型化、低成本化。
本发明的梯形滤波器，其特征在于，使如下两个衰减极大致一致：通过在所述部分串联谐振器上并联连接所述第一电感器，从而在比所述部分串联谐振器的谐振点低的低频侧产生的反谐振的衰减极；与在所述梯形滤波器中，将所述两个以上并联谐振器在所述接地侧共同连接之后，在所述接地侧与所述接地之间串联连接所述第二电感器，从而在比通带低的低频侧产生的衰减极。根据本发明，能够更进一步增大通带的低频侧的阻带的衰减量。
本发明的梯形滤波器，其特征在于，所述多个串联谐振器之中未并联连接所述第一电感器的串联谐振器为两个以上。根据本发明，能够进一步抑制宽频带中的衰减量的恶化。
本发明的梯形滤波器，其特征在于，所述多个串联谐振器和所述多个并联谐振器的至少一个被分割为多个谐振器，相互串联连接或并联连接。根据本发明，能够改善耐功率性，实现互调失真等的线形性的改善。
本发明的梯形滤波器，其特征在于，所述多个串联谐振器和所述多个并联谐振器是压电薄膜谐振器、表面声波谐振器和边界波谐振器中的任意一种。根据本发明，通过使用高Q、小型以及低成本的谐振器，能够提供高性能、小型且低成本的滤波器。
本发明的梯形滤波器，其特征在于，所述第一电感器是集成型无源元件的电感器和芯片电感器中的任意一种。根据本发明，通过使用集成型无源元件，能够提供高性能且可小型化的滤波器。并且，通过使用芯片电感器，能够提供高性能且低成本的滤波器。
本发明的梯形滤波器，其特征在于，所述梯形滤波器具有安装部，其用于安装形成了所述多个串联谐振器和所述多个并联谐振器的芯片，所述第二电感器是形成于所述安装部的线路图案。根据本发明，能够提供小型且低成本的滤波器。
本发明的分波器，其特征在于，所述分波器具有与共同端子连接的两个滤波器，所述两个滤波器的至少一方是上述梯形滤波器。根据本发明，在使用了上述梯形滤波器的滤波器中，能够以低损失增大阻带的衰减量，抑制宽频带中的衰减量的恶化，且可实现小型化、低成本化。
本发明的分波器，其特征在于，所述两个滤波器之中高频侧的滤波器是上述发明所述的梯形滤波器。根据本发明，能够增大位于高频侧的滤波器的通带的低频侧的另一个滤波器的通带的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，所述高频侧的滤波器是接收用滤波器。
本发明的分波器，其特征在于，所述两个滤波器之中低频侧的滤波器是上述发明所述的梯形滤波器。根据本发明，能够增大位于低频侧的滤波器的通带的高频侧的另一个滤波器的通带的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，所述低频侧的滤波器是发送用滤波器。
本发明的分波器，其特征在于，所述梯形滤波器的最靠近所述共同端子侧的谐振器是串联谐振器，在所述串联谐振器上并联连接有第一电感器。根据本发明，无需匹配电路，能够将分波器小型化。
本发明的分波器，其特征在于，所述两个滤波器均是所述梯形滤波器，所述梯形滤波器均为，最靠近所述共同端子侧的谐振器为串联谐振器，在所述串联谐振器上并联连接有第一电感器。根据本发明，在两个滤波器中，能够以低损失增大阻带的衰减量，抑制宽频带中的衰减量的恶化，且可实现小型化、低成本化。并且，无需匹配电路，能够将分波器小型化。
本发明的分波器，其特征在于，在所述共同端子和所述两个滤波器的至少一方之间具有起到高通滤波器作用的匹配电路。根据本发明，能够增大低频侧的宽频带的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，所述匹配电路是连接在所述共同端子和接地之间的第三电感器。根据本发明，能够用1个电感器来构成匹配电路，可实现低损失、小型化、低成本化。
本发明的分波器，其特征在于，在所述共同端子和所述两个滤波器的至少一方之间具有起到低通滤波器作用的匹配电路。根据本发明，能够增大高次谐波的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，所述匹配电路是C-L电路、L-C电路以及π型的C-L-C电路中的任意一种。根据本发明，能够以较少的部件数量来构成匹配电路，可实现低损失、小型化、低成本化。
本发明的分波器，其特征在于，所述匹配电路是π型C-L-C电路，使所述共同端子侧的电容器的电容值比另一方电容器的电容值大。根据本发明，能够容易获得匹配，因此，能够以进一步的低损失来进一步增大高次谐波的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，所述匹配电路由集成型无源元件和芯片元件的至少一方构成。根据本发明，通过使用集成型无源元件，能够提供高性能且可小型化的分波器。并且，通过使用芯片元件，能够提供高性能且低成本的分波器。
本发明的分波器，其特征在于，作为所述两个滤波器中的一方的发送用滤波器是所述梯形滤波器，作为所述两个滤波器中的另一方的接收用滤波器是双模式型滤波器。根据本发明，在接收用滤波器中，能够确保在整个宽频带的大的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，所述双模式型滤波器是不平衡型双模式型滤波器和平衡型双模式型滤波器中的任意一种。
本发明的分波器，其特征在于，所述分波器具有：谐振器，其串联连接在所述共同端子和所述双模式型滤波器之间；以及电感器，其并联连接在所述谐振器上。
本发明的分波器，其特征在于，在上述发明所述的分波器中，所述分波器具有连接在所述共同端子和接地之间的第三电感器，用镜像连接的梯形滤波器的等效电路来表示所述梯形滤波器，将所述最靠近共同端子侧的串联谐振器的电容值设为C1，将所述梯形滤波器的其它串联谐振器的电容值的平均值设为C2时，0.3＜C1/C2＜1。根据本发明，能够容易取得从共同端子侧看到的阻抗的匹配。
本发明的分波器，其特征在于，所述第一滤波器和所述第二滤波器分别是发送用滤波器和接收用滤波器，所述分波器具有：第二电感器，其连接在所述梯形滤波器的所述并联谐振器和接地之间；安装部，其安装形成了所述梯形滤波器的所述串联谐振器和所述并联谐振器的芯片；接收线路，其设置在所述安装部，连接所述接收用滤波器和接收端子；发送线路，其设置在所述安装部，连接所述发送用滤波器和发送端子；共同线路，其设置在所述安装部，连接所述共同端子和所述接收用滤波器以及所述发送用滤波器；以及电感器线路，其设置在所述安装部，构成所述第二电感器，所述电感器线路设置在对应的所述接收线路和所述发送线路的一方与所述共同线路之间。根据本发明，能够降低接收线路或发送线路与共同线路之间的电磁耦合以及跨接电容。因此，能够增大阻带的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，所述电感器线路设置在所述对应的所述接收线路和所述发送线路的一方，与所述接收线路和所述发送线路的另一方之间。根据本发明，能够降低发送线路和接收线路之间的电磁耦合或跨接电容，能够增大对应的滤波器在对方频带中的衰减量。
本发明的分波器，其特征在于，所述安装部具有多个叠层，所述电感器线路设置于所述多个叠层。根据本发明，能够进一步降低接收线路或发送线路与共同线路之间的电磁耦合以及跨接电容。
本发明的分波器，其特征在于，所述电感器线路与多个接地脚焊盘连接，该多个接地脚焊盘形成于所述安装部，用于与地连接。能够进一步降低接收线路或发送线路与共同线路之间的电磁耦合以及跨接电容。
本发明的分波器，其特征在于，所述串联谐振器是多个串联谐振器，在所述多个串联谐振器中的部分串联谐振器上并联连接有第一电感器。
根据本发明，能够提供可实现低损失化、高衰减量以及小型化的分波器和梯形滤波器。
附图说明
图1(a)是FBAR的剖面图，图1(b)是不同的FBAR的剖面图。
图2是SAW谐振器的仰视图。
图3是梯形滤波器的电路结构图。
图4(a)是串联谐振器的结构图，图4(b)是并联谐振器的结构图，图4(c)是示出串联谐振器和并联谐振器的通过特性的图。
图5(a)是1阶梯形滤波器的结构图，图5(b)是示出1阶梯形滤波器的通过特性的图。
图6(a)是现有技术1的梯形滤波器的电路结构图，图6(b)是现有技术2的梯形滤波器的电路结构图。
图7是现有技术3的分波器的电路结构图。
图8(a)是实施例1的分波器的电路结构图，图8(b)是比较例1的分波器的电路结构图。
图9是实施例1的分波器的发送用滤波器的电路结构图。
图10(a)是示出实施例1的分波器的发送用滤波器的天线端子侧的反射系数S11的史密斯圆图(Smith chart)，图10(b)是示出发送端子侧的反射系数S22的史密斯圆图。
图11(a)是实施例1的分波器的发送用滤波器的发送频带的通过特性，图11(b)是接收用滤波器的接收频带的通过特性。
图12是分别配置各1个串联谐振器和并联谐振器的梯形滤波器的基本区间的电路结构图。
图13(a)是镜像连接的梯形滤波器F1的电路结构图，图13(b)是将滤波器F1的谐振器集中起来的梯形滤波器F2的电路结构图。
图14(a)是示出了相对于Ct1/Ct2的、发送用滤波器在接收频带端侧的反射系数的图，图14(b)是示出了相对于Ct1/Ct2的、接收用滤波器在接收频带端侧的插入损失的图，图14(c)是示出了相对于Ct1/Ct2的、发送用滤波器在接收频带端侧的衰减量的图。
图15(a)是示出了相对于Ct1/Ct2的、发送用滤波器在发送频带端侧的插入损失的图，图15(b)是示出了相对于Ct1/Ct2的、发送用滤波器在发送频带端侧的反射系数的图。
图16(a)是示出了相对于Cr1/Cr2的、接收用滤波器在发送频带端侧的反射系数的图，图16(b)是示出了相对于Cr1/Cr2的、发送用滤波器在发送频带端侧的插入损失的图，图16(c)是示出了相对于Cr1/Cr2的、接收用滤波器在发送频带端侧的衰减量的图。
图17(a)是示出了相对于Cr1/Cr2的、接收用滤波器在接收频带端侧的插入损失的图，图17(b)是示出了相对于Cr1/Cr2的、接收用滤波器在接收频带端侧的反射系数的图。
图18(a)是示出了实施例3的分波器的电路结构的图，图18(b)是示出了实施例3的变形例的分波器的电路结构的图。
图19是示出了实施例4的分波器的电路结构的图。
图20是示出了实施例4和比较例2的分波器的接收用滤波器的相对于频率的衰减量的图。
图21(a)和图21(b)是电路A和电路B的电路结构图，图21(c)是分别示出电路A和电路B的通过特性的图。
图22(a)至图22(c)分别是滤波器A至C的电路结构图。
图23是示出滤波器A至C的通过特性的图。
图24(a)和图24(b)是电路C和电路D的电路结构图，图24(c)是分别示出电路C和电路D的通过特性的图。
图25(a)至图25(c)分别是滤波器D至F的电路结构图。
图26是示出滤波器D至F的通过特性的图。
图27是滤波器G的电路结构图。
图28(a)和图28(b)是滤波器H和I的电路结构图。
图29是示出滤波器H至I的通过特性的图。
图30是实施例7的滤波器的电路结构图。
图31(a)至图31(d)是实施例8的滤波器的电路结构图。
图32是实施例9的滤波器所使用的IPD芯片的俯视图。
图33是实施例9的滤波器所使用的滤波器芯片的俯视图。
图34(a)是实施例9的滤波器的仰视图，图34(b)是图34(a)的A-A剖面图。
图35(a)是弹性边界波元件的俯视图，图35(b)是图35(a)的A-A剖面图。
图36是实施例10的分波器的电路结构图。
图37是示出实施例10的分波器的通过特性的图。
图38是实施例11的分波器的电路结构图。
图39(a)是实施例10和实施例11的分波器的从共同端子看到的阻抗的史密斯圆图，图39(b)是通过特性。
图40(a)是实施例12的分波器的仰视图(未图示盖)，图40(b)是图40(a)的A-A剖面图。
图41是实施例12的分波器的电路结构图。
图42(a)至图42(d)是示出实施例12的分波器a的层叠封装的各层的图。
图43(a)至图43(b)是示出实施例12的分波器b的层叠封装的各层的图。
图44是示出实施例12的分波器a和分波器b的通过特性的图。
图45是实施例13的分波器的电路结构图。
图46是实施例13的IPD芯片的电容器的剖面示意图。
图47(a)是实施例10和实施例13的分波器的从共同端子看到的阻抗的史密斯圆图，图47(b)是通过特性，图47(c)是宽频带的图。
图48是实施例14的分波器的电路结构图。
图49是实施例14的分波器所使用的不平衡型双模式型滤波器的俯视图。
图50是实施例15的分波器的电路结构图。
图51是实施例15的分波器所使用的平衡型双模式型滤波器的俯视图。
符号说明
10、10a、10b发送用滤波器，20、20a、20b、20c、20d接收用滤波器，22不平衡型双模式型滤波器，23平衡型双模式滤波器，30、30a、30b匹配电路，30c、30d匹配电路，110层叠封装，118滤波器芯片，119、130IPD芯片，123接收用滤波器芯片，124发送用滤波器芯片，S1、S2、S3、S4串联谐振器，S1’、S2’、S3’、S4’串联谐振器，S5、S6、S7、S8串联谐振器，P3、P4、P5并联谐振器，P1、P2并联谐振器，P1’、P2’并联谐振器，CB1、CB2电容器，L1、L1’电感器(第一电感器)，LP1、LP1’电感器(第二电感器)，LA1电感器(第三电感器)，L4’、LB1、LW1’电感器，Ant天线端子(共同端子)，Tx发送端子，Rx接收端子，LA共同线路，LT发送线路，LR接收线路，LLT、LLR电感器线路，LLR1、LLR2电感器线路。
具体实施方式
下面，参照附图，说明本发明的实施例。
[实施例1]
实施例1是发送频带为1920～1980MHz、接收频带为2110～2170MHz的分波器的例子。图8(a)是实施例1的分波器的电路结构图。该分波器在天线端子Ant和发送端子Tx之间连接有发送用滤波器10(第一滤波器)。同样地在天线端子Ant和接收用端子Rx之间连接有接收用滤波器20(第二滤波器)。
图9是表示发送用滤波器10的电路结构的图。参照图9，发送用滤波器10是具有多个串联谐振器S1～S4以及并联谐振器P1、P2的梯形滤波器。而且，在最靠近天线端子Ant侧的串联谐振器S1上并联连接有电感器L1。并且，在并联谐振器P1、P2和接地之间连接有电感器LP1。此处，串联谐振器S1～S4的电容值分别为2.83pF，并联谐振器P1、P2的电容值分别为1.41pF，电感器L1和LP1的电感分别为3.0nH和1.55nH。将电感确定为能够在接收频带(2110～2170MHz)附近得到基于串联谐振器S1和电感器L1的衰减极、以及基于并联谐振器P1、P2和电感器LP1的衰减极。
图10(a)是示出实施例1的滤波器的从天线端子Ant侧输入时的反射特性S11的图，图10(b)是示出从发送端子Tx输入时的反射特性S22的图。参照图10(a)，从天线端子Ant来看接收频带(2110～2170MHz)的阻抗非常大。另一方面，从发送端子Tx来看接收频带的阻抗小。
参照图8(a)，接收用滤波器20也是具有与发送用滤波器10相同的电路结构的梯形滤波器。而且，在天线端子Ant侧的串联谐振器S1’上连接电感器L1’，在并联谐振器P1’、P2’和接地之间连接电感器LP1’。串联谐振器S1’～S4’的电容值分别为2.07pF，并联谐振器P1’、P2’的电容值分别为1.87pF，电感器L1’和LP1’的电感分别为2.3nH和0.55nH。将这些电感确定为能够在发送频带(1920～1980MHz)附近得到衰减极。而且，从天线端子Ant来看，接收用滤波器20的发送频带的阻抗非常大。另一方面，从接收端子Rx来看，发送频带的阻抗低。
图8(b)是比较例1的分波器的电路结构图。比较例1的分波器中，把实施例1的分波器的发送用滤波器10相反地连接。即，并联连接有电感器L1的串联谐振器S1连接在发送端子Tx侧。其它的结构与实施例1的分波器相同，省略说明。
评价实施例1和比较例1的分波器的通过特性。图11(a)是示出了发送频带中的发送用滤波器10的通过特性的图，横轴为频率，纵轴为衰减量。表示单体滤波器为发送用滤波器10单体的通过特性。图11(b)是示出了接收频带中的接收用滤波器20的通过特性的图。表示单体滤波器为接收用滤波器20单体的通过特性。
参照图11(a)，实施例1和比较例1的分波器的发送用滤波器10与发送用滤波器10单体相比，插入损失要大0.4dB左右，在实施例1和比较例1中，插入损失几乎相同。另一方面，参照图11(b)，与接收用滤波器20单体相比，实施例1的分波器的接收用滤波器20的插入损失要大0.4dB左右，比较例1的分波器的接收用滤波器20的插入损失还要大0.8dB左右。比较例1中接收用滤波器20的插入损失大的原因是，如图10(b)所示，发送用滤波器10的从天线端子Ant侧的反射特性的阻抗较低，因此，从天线端子Ant输入的信号的一部分泄漏到发送用滤波器10。另一方面，在实施例1中，如图10(a)所示，发送用滤波器10的从天线端子Ant侧的反射特性的阻抗非常大，因此，能够抑制从天线端子Ant输入的信号的一部分向发送用滤波器10泄漏。所以，能够减少接收用滤波器20的插入损失。
实施例1的分波器中，发送用滤波器10(第一滤波器)和接收用滤波器20(第二滤波器)在多个串联谐振器S1～S4中的部分串联谐振器S1上并联连接电感器L1，而且在最靠近天线端子Ant侧的串联谐振器S1上并联连接电感器L1。这样，在发送用滤波器10中，通过在串联谐振器S 1上并联连接电感器L1，能够减小接收用滤波器在接收频带(对方滤波器的对方频带)中的插入损失。由此，无需匹配电路，能够缩小安装面积，将分波器小型化。并且，在发送用滤波器10中，将基于串联谐振器S1和电感器L1的衰减极(反谐振点)设为接收频带，因此，能够增大发送用滤波器10在接收频带(自身滤波器的对方频带)中的衰减量。而且，在发送用滤波器10中，在串联谐振器S1～S4的部分谐振器上并联连接电感器，由此，与现有技术2那样在全部的串联谐振器上附加电感器的情况相比，能够增大比发送、接收频带低的低频侧的衰减量。在接收用滤波器20中也相同。如实施例1，发送频带和接收频带相邻的情况下，发送用滤波器的通带和接收用滤波器的通带相邻，各个滤波器的通带的边缘有部分重叠。因此，增大自身滤波器在对方频带中的衰减量是重要的。
并且，实施例1的分波器中，在发送用滤波器10(第一滤波器)和接收用滤波器20(第二滤波器)的并联谐振器P1、P2和接地之间串联连接有电感器LP1。而且，将基于并联谐振器P1、P2和电感器LP1的衰减极设为接收频带。由此，能够进一步增大自身滤波器在对方频带中的衰减量。
而且，电感器LP1与多个并联谐振器P1和P2连接。这样，通过将设置在并联谐振器和接地之间的电感器集中起来，能够减小设置在接收(发送)频带上的衰减极用的电感的值。由此，可以减小安装面积，进一步将分波器小型化。
[实施例2]
实施例2是为了比实施例1更加改善插入损失，而将发送用滤波器10和接收用滤波器20的最靠近天线端子Ant侧的串联谐振器的电容值设定为比其它串联谐振器小的例子。在与实施例1的分波器结构相同的分波器中，对串联谐振器的优选关系进行了研究。
首先，说明梯形滤波器的串联谐振器的电容值的定义。图12示出分别配置各1个串联谐振器S和并联谐振器P的梯形滤波器的基本区间。图13(a)所示的梯形滤波器F1在天线端子Ant和发送(接收)端子Tx/Rx之间配置4个图12的基本区间，进行镜像连接使得各个区间彼此的影像阻抗(image impedance)一致。各基本区间用图13(a)的虚线表示。天线端子Ant侧和发送(接收)端子Tx/Rx侧的串联谐振器S1和S4以外的串联谐振器S2和S3为两个成一组，以B-B对称。并且，并联谐振器P1和P2为两个成一组，以A-A对称。同样地并联谐振器P3和P4也以C-C对称。
另一方面，如图13(b)所示的梯形滤波器F2上分别连接有各1个串联谐振器S1、S23和S4以及并联谐振器P12和P34。滤波器F2的串联谐振器S23是将滤波器F1的串联谐振器S2和S3集中起来而成的，谐振器S23的电容值是谐振器S2和S3的各电容值的1/2倍。同样地，谐振器P12是将谐振器P1和P2集中起来而成的，谐振器P12的电容值是谐振器P1和P2的各电容值的2倍。并且，对于谐振器P34也与谐振器P12相同。由此，滤波器F2能够获得与滤波器F1相同的特性。
这样，梯形滤波器的电路结构能够用滤波器F1那样的镜像连接的电路结构来表示。此处，用镜像连接的谐振器的电容值来表示串联谐振器的电容值。参照图13(a)，将最靠近天线端子Ant侧的谐振器S1的电容值设为C1，将其它的串联谐振器S2～S4的电容值的平均值设为C2。在串联谐振器的数量不同的情况下也相同。另外，在下面的说明中，将发送用滤波器10的C1、C2设为Ct1、Ct2，将接收用滤波器20的C1、C2设为Cr1、Cr2。
图14(a)～图15(b)是示出将与实施例1的分波器的电路结构相同的分波器的接收用滤波器20的Cr1/Cr2设定为1，将发送用滤波器10设定为Ct2＝2.83pF时，改变Ct1时的发送用滤波器10和接收用滤波器20的特性的图。图14(a)是示出了相对于Ct1/Ct2的、发送用滤波器10在接收频带端侧(2110MHz和2170MHz)的反射系数的图。Ct1/Ct2越小，发送用滤波器10的接收频带(自身滤波器的对方频带)的反射系数越接近1。图14(b)是示出了相对于Ct1/Ct2的、接收用滤波器20在接收频带端侧(2110MHz和2170MHz)的插入损失的图。Ct1/Ct2越小，接收用滤波器20在接收频带(对方滤波器的对方频带)的插入损失越小。这是因为，如图14(a)所示，发送用滤波器10的反射系数增大的缘故。图14(c)是示出了相对于Ct1/Ct2的、发送用滤波器10在接收频带端侧(2110MHz和2170MHz)的衰减量的图。Ct1/Ct2越小，发送用滤波器10的接收频带(自身滤波器的对方频带)的衰减量越大。这样，在图14(a)至图14(c)中，若Ct1/Ct2减小，则作为分波器的特性改善。
图15(a)是示出了相对于Ct1/Ct2的、发送用滤波器10在发送频带端侧(1920MHz和1980MHz)的插入损失的图。若Ct1/Ct2小于0.5，则发送用滤波器10的发送频带(自身滤波器的自频带)的低频端侧的插入损失增大。而且，若Ct1/Ct2达到0.3以下，则插入损失急剧增大。图15(b)是示出了相对于Ct1/Ct2的、发送用滤波器10在发送频带端侧(1920MHz和1980MHz)的反射系数的图。若Ct1/Ct2小于0.5，则发送用滤波器10的发送频带(自身滤波器的自频带)的低频端侧的反射系数增大。而且，若Ct1/Ct2达到0.3以下，则反射系数急剧增大。这样，在Ct1/Ct2为0.3以下时发送频带的低频端侧的插入损失急剧增大的原因在于，发送用滤波器10的匹配大幅度恶化。
图16(a)至图17(b)是示出了将与实施例1的分波器的电路结构相同的分波器的发送用滤波器10的Ct1/Ct2设为0.6，将接收用滤波器20设定为Cr2＝2.07pF时，改变Cr1时的接收用滤波器20和发送用滤波器10的特性的图。图16(a)是示出了相对于Cr1/Cr2的、接收用滤波器20在发送频带端侧(1920MHz和1980MHz)的反射系数的图。图16(b)是示出了相对于Cr1/Cr2的、发送用滤波器10在发送频带端侧(1920MHz和1980MHz)的插入损失的图。图16(c)是示出了相对于Cr1/Cr2的、接收用滤波器20在发送频带端侧(1920MHz和1980MHz)的衰减量的图。与图14(a)至图14(c)的结果同样地，接收用滤波器20的Cr1/Cr2越小，接收用滤波器20的发送频带(自身滤波器的对方频带)的反射系数越接近1。由此，发送用滤波器10的发送频带(对方滤波器的对方频带)的插入损失变小。并且，接收用滤波器20的发送频带(自身滤波器的对方频带)的衰减量增大。
另一方面，图17(a)是示出了相对于Cr1/Cr2的、接收用滤波器20在接收频带端侧(2110MHz和2170MHz)的插入损失的。图17(b)是示出了相对于Cr1/Cr2的、接收用滤波器20在接收频带端侧(2110MHz和2170MHz)的反射系数的图。与图15(a)和图15(b)同样地，若接收用滤波器20的Cr1/Cr2小于0.5，则接收用滤波器20的接收频带(自身滤波器的自频带)的反射系数增大，接收用滤波器20的接收频带(自身滤波器的自频带)的低频端侧的插入损失增大。而且，若Cr1/Cr2达到0.3以下，则插入损失急剧增大。这是因为接收用滤波器20的匹配大幅度恶化。
在实施例2中，用镜像连接的梯形滤波器的等效电路来表示作为发送用滤波器10和接收用滤波器20的梯形滤波器，将最靠近天线端子侧的串联谐振器的电容值设为C1，将梯形滤波器的其它的串联谐振器的电容值的平均值设为C2时，C1/C2小于1。在实施例1的分波器中，无需匹配电路，所以能够将分波器小型化，而且，能够减小滤波器的频带内损失，增大对方频带的衰减量。但是，仅靠这样，有时滤波器的频带内损失或对方频带的衰减量会不够。此时，通过象实施例2那样将C1/C2设定为小于1，从而能够改善对方滤波器的对方频带的插入损失，以接近滤波器单体的插入损失。而且，还能够进一步增大自身滤波器的对方频带的衰减量。
而且，在实施例2中，将C1/C2设定为大于0.3。由此，能够抑制自身滤波器在频带中的匹配的恶化，能够确保低损失。根据以上，优选0.3＜C1/C2＜1.0。并且，为了进一步抑制自身滤波器在频带中的匹配的恶化，更优选0.5＜C1/C2＜1.0。
[实施例3]
图18(a)是示出了实施例3的分波器的电路结构的图。相对于图8(a)的实施例1，在发送用滤波器10a的串联谐振器S1～S4上未连接电感器。并且，在发送用滤波器10a和天线端子Ant之间连接有匹配电路30a。其它结构与图8(a)相同，省略说明。
图18(b)是示出了实施例3的变形例的分波器的电路结构的图。相对于图8(a)的实施例1，在接收用滤波器20a的串联谐振器S1’～S4’上未连接电感器。并且，在接收用滤波器20a和天线端子Ant之间连接有匹配电路30b。其它结构与图8(a)相同，省略说明。匹配电路30a和30b由使用了电感器和电容器的集中常数电路、或者使用了带状线(strip line)或微带线(microstrip line)的分布常数电路形成。
在实施例3及其变形例中，与在最靠近天线端子Ant侧的串联谐振器上并联连接电感器的梯形滤波器相比，能够减小滤波器的频带内损失，增大对方频带的衰减量。对方滤波器也可以是梯形滤波器以外的滤波器。并且，关于匹配电路30a、30b，只要具有使对方频带的阻抗增高的功能，也可以是匹配电路以外的电路。这样，也可以是如下的梯形滤波器：发送用滤波器(第一滤波器)和接收用滤波器(第二滤波器)的至少一方具有并联谐振器和多个串联谐振器，多个串联谐振器中的部分串联谐振器上并联连接有电感器，在最靠近天线端子侧的串联谐振器上并联连接有电感器。
[实施例4]
图19是示出了实施例4的分波器的电路结构的图。实施例4的分波器，除了图8(a)的实施例1的电路结构之外，还在接收用滤波器20c的接收端子Rx侧的串联谐振器S4’上并联连接有电感为2.3nH的电感器L4’。通过谐振器S4’和电感器L4’，在发送频带附近形成衰减极(反谐振点)。并且，在发送用滤波器10和接收用滤波器20c中，设定为Cr1/Cr2＝1.0、Ct1/Ct2＝0.6。其它的电路结构与图8(a)的实施例1相同，省略说明。并且，比较例4是在实施例4中未连接电感器L4’的分波器。
图20是示出了实施例4和比较例2的分波器的接收用滤波器20c和20的相对于频率的衰减量的图。实施例4与比较例2相比，尤其在发送频带(1920MHz～1980MHz)上，衰减量大大改善。这样，接收用滤波器20c(梯形滤波器)除了在最靠近天线端子Ant侧的串联谐振器S 1上并联连接电感器以外，还在其它的串联谐振器的一部分(串联谐振器S4’)上并联连接电感器L4’。这样，在构成分波器的至少1个梯形滤波器中，除了最靠近天线端子Ant侧的串联谐振器S1以外，还可以在其它的串联谐振器的一部分上设置电感器。由此，能够进一步增大自身滤波器的对方频带的衰减量。
附加电感器的串联谐振器不限于在接收端子Rx侧，也可以是其它的串联谐振器S2’或S3’。并且，不限于接收用滤波器20，也可以是发送侧滤波器10。在这些方式中，也能够获得同样的效果。
在实施例1～4中，谐振器优选使用表面声波谐振器或压电薄膜谐振器。并且，虽然举出的是串联谐振器为4个、并联谐振器为两个的例子，但不限于此。
图9的梯形滤波器即发送用滤波器10具有并联谐振器P1、P2和多个串联谐振器S1～S4，在多个串联谐振器中的部分串联谐振器S1上并联连接电感器L1，在最靠近与天线端子Ant连接的端子侧的串联谐振器S1上并联连接电感器L1。并且，在并联谐振器P1、P2和接地之间，串联连接有电感器LP1。通过在分波器中使用该梯形滤波器即发送用滤波器10，无需匹配电路，能够将分波器小型化，而且，能够减少滤波器的频带内损失，增大对方频带的衰减量。
[实施例5]
实施例5是用于W-CDMA/UMTS方式(发送频带：1920～1980MHz，接收频带：2110～2170MHz)的接收用滤波器的例子。首先，说明在串联谐振器上并联连接电感器时的通过特性。图21(c)中示出了如图21(a)所示的谐振频率为约2145MHz、静电电容为1.31pF的串联谐振器S1’的电路A，以及如图21(b)所示的在该串联谐振器S1’上并联连接有3.7nH的第一电感器L1’的电路B的通过特性的计算结果。参照图21(c)，在电路A中，在串联谐振器S1’的谐振点(约2145MHz)的高频侧形成有反谐振点。另一方面，在电路B中，在串联谐振器S1’的谐振点的低频侧新形成有反谐振的衰减极。这样，通过在串联谐振器S1’上并联连接第一电感器L1’，能够在串联谐振器S1’的低频侧即约1960MHz上形成衰减极。
接着，计算图22(a)～图22(c)的滤波器A～C的通过特性。参照图22(a)，滤波器A是具有多个串联谐振器S1’～S4’和多个并联谐振器P1’、P2’的梯形滤波器。串联谐振器S1’的静电电容为1.31pF，串联谐振器S2’～S4’的静电电容为1.74pF，并联谐振器P1’和P2’的静电电容为2.79pF。参照图22(b)，滤波器B是在滤波器A的基础上，将并联谐振器P1’和P2’的接地侧共同连接，在该接地侧和接地之间连接有0.24nH的第二电感器LP1’。参照图22(c)，滤波器C是在滤波器B的基础上，在多个串联谐振器S1’～S4’的一部分即串联谐振器S1’上并联连接3.7nH的第一电感器L1’。
图23是示出滤波器A～C的通过特性的图。参照图23，相对于滤波器A，滤波器B通过连接第二电感器LP1’，在通带的低频侧的约1960MHz上新形成衰减极。而且，相对于滤波器B，滤波器C通过连接第一电感器L1’，进一步在约1960MHz上形成衰减极。并且，没有因连接第二电感器LP1’和第一电感器L1’而引起通带中的插入损失的恶化。即，维持了低损失。这样使通过在串联谐振器S1’上并联连接第一电感器L1’而导致在比串联谐振器S1’的谐振点更低的低频侧所产生的反谐振的衰减极，与在梯形滤波器中通过在接地侧共同连接并联谐振器P1’和P2’之后，再与接地之间串联连接第二电感器LP1’，而导致在比通带靠低的低频侧所产生的衰减极大致一致。由此，能够维持通带的低损失，同时增大接收滤波器的通带的低频侧的1920到1980MHz(阻带)的衰减量。
另外，通过连接第一电感器L1’而产生的衰减极和通过连接第二电感器LP1’而产生的衰减极大致一致是指，在预定的阻带(在实施例5中发送频带：1920～1980MHz)，相对于通过连接第二电感器LP1’而产生的衰减极，通过进一步连接第一电感器L1’使衰减极的衰减量改善5dB以上的程度，使衰减极一致的情况。例如，在实施例5中，参照图23，滤波器B的连接了第二滤波器LP1’时的阻带中的衰减极的衰减量为约44dB，而象滤波器C那样通过进一步连接第一电感器L1’，使阻带中的衰减极的衰减量成为约66dB，衰减量改善5dB以上。这样，两个衰减极大致一致。另一方面，在现有技术5中，如专利文献5的图10、图11所示，若比较仅连接有极用电感器的特性(示例No.1)和在串联谐振器上并联连接电感器和电容器的特性(示例No.2、3)，则通带的低频侧的衰减量的改善在5dB以下。这是因为没有设计成使两个衰减极大致一致。
[实施例6]
实施例6是用于W-CDMA/UMTS方式的发送用滤波器的例子。首先，说明在串联谐振器上并联连接有电感器时的通过特性。图24(c)中示出了如图24(a)所示的谐振频率为约1960MHz、静电电容为1.74pF的串联谐振器S1的电路C，以及如图24(b)所示的在该串联谐振器S1上并联连接有4.6nH的第一电感器L1的电路D的通过特性的计算结果。参照图24(c)，在电路C中，在串联谐振器S1的谐振点(约1960MHz)的高频侧形成有反谐振点(约2020MHz)。在电路D中，反谐振点的频率进一步向高频侧移动，在约2140MHz上形成反谐振点。这样，通过在串联谐振器S1上并联连接第一电感器L1，能够在更高频侧形成串联谐振器S1的反谐振点(衰减极)。
计算图25(a)～图25(c)的滤波器D至F的通过特性。参照图25(a)，滤波器D是具有多个串联谐振器S1～S3和多个并联谐振器P1、P2的梯形滤波器。串联谐振器S1、S2、S3的静电电容分别为1.74pF、1.34pF、2.67pF，并联谐振器P1和P2的静电电容为1.6pF。参照图25(b)，滤波器E是在滤波器D的基础上，将并联谐振器P1和P2的接地侧共同连接，在该接地侧和接地之间连接有1.28nH的第二电感器LP1。参照图25(c)，滤波器F是在滤波器E的基础上，在多个串联谐振器S1～S3的一部分即串联谐振器S1上并联连接4.6nH的第一电感器L1。
图26是示出滤波器D～F的通过特性的图。参照图26，相对于滤波器D，滤波器E通过连接第二电感器LP1，在通带的高频侧的约2140MHz上形成衰减极。而且，相对于滤波器E，滤波器F通过连接第一电感器L1，进一步在约2140MHz上形成衰减极。并且，没有因连接第二电感器LP1和第一电感器L1而引起的通带中的插入损失的恶化。即，维持了低损失。这样使通过在串联谐振器S1上并联连接第一电感器L1而导致向高频侧移动的串联谐振器S1的反谐振的衰减极，与在梯形滤波器中通过在接地侧共同连接并联谐振器P1和P2之后，在与接地之间串联连接第二电感器LP1而导致在通带更高的高频侧产生的衰减极大致一致。由此，能够维持通带的低损失的同时，增大发送滤波器的通带的高频侧的2110～2170MHz的衰减量。
另外，通过连接第一电感器L1而移动的衰减极和通过连接第二电感器LP1而产生的衰减极大致一致是指，在预定的阻带(在实施例6中接收频带：2110～2170MHz)，相对于通过连接第二电感器LP1而产生的衰减极，通过进一步连接第一电感器L1，衰减极的衰减量改善5dB以上的程度，使衰减极一致的情况。例如，在实施例6中，参照图26，滤波器E的连接了第二电感器LP1时的、阻带中的衰减极的衰减量为约35dB，相对于此，象滤波器F那样通过进一步连接第一电感器L1，使阻带中的衰减极的衰减量成为约56dB，衰减量改善5dB以上。这样，两个衰减极大致一致。另一方面，在现有技术5中，与实施例5中说明的相同，若比较仅连接有极用电感器的特性和在串联谐振器上并联连接电感器和电容器的特性，则通带的高频侧的衰减量的改善在5dB以下。这是因为没有设计成使两个衰减极大致一致。
实施例5和实施例6能够用于W-CDMA/UMTS方式以外的用途。但是，根据实施例5和实施例6，由于通过第一电感器L1或L1’和第二电感器LP1或LP1’来形成衰减极，所以能够使衰减极离开通带而形成。因此，在象W-CDMA/UMTS方式那样，接收频带和发送频带分离的情况下，使用实施例5和实施例6特别有效。
如图27所示，在发送用滤波器中，在并联谐振器P1和P2上分别连接有电感器LP2和LP3的情况下，若要在约2140MHz上形成衰减极，则电感器LP2和LP3的电感需要分别为4.3nH。例如，在用封装内的线路图案来形成该电感器LP2和LP3时，防碍封装尺寸的缩小化。并且，由于两个电感器之间的电磁耦合，容易使特性恶化。这样，优选第二电感器被共同连接在两个以上的并联谐振器上。
计算图28(a)和图28(b)所示的滤波器H和I的通过特性。图28(a)所示的滤波器H和图25(c)所示的滤波器F的结构相同，在多个串联谐振器S1～S3中的一个串联谐振器S1上并联连接有第一电感器L1。参照图28(b)，在滤波器H的基础上，在串联谐振器S2上并联连接有9.2nH的第一电感器L2，在串联谐振器S3上并联连接有4.6nH的第一电感器L3。这样，在串联谐振器S1～S3上均分别并联连接有第一电感器L1～L3。
参照图29，与滤波器H相比，滤波器I在低频侧(约1300MHz以下)衰减量恶化。这样，若在串联谐振器S1～S3上全部设置第一电感器L1～L3，则低频侧的衰减量恶化。而且，为了在阻带形成衰减极，需要多个大电感器，不利于低成本化、小型化。尤其，为了抑制低频侧的衰减量的恶化，优选在多个串联谐振器S1～S3的一部分上连接第一电感器。而且，优选象滤波器H那样，在多个串联谐振器S1～S3之中、未并联连接第一电感器L1的串联谐振器S2和S3为两个以上。
[实施例7]
实施例7是共同连接第二电感器的并联谐振器是梯形滤波器所具有的多个并联谐振器的一部分的例子。参照图30，实施例7的梯形滤波器具有多个串联谐振器S5～S8和多个并联谐振器P3～P5。在作为多个串联谐振器S5～S8的一部分的串联谐振器S5上并联连接有第一电感器L4。将并联谐振器P3和P4的接地侧共同连接，在该接地侧和接地之间连接有第二电感器LP4。而且，在并联谐振器P5的接地侧和接地之间连接有电感器LP5。第一电感器L4和第二电感器LP4的电感被设定成通过基于第一电感器L4和第二电感器LP4的衰减极，形成1个衰减极。优选设定为两个衰减极大致一致。由此，能够增大所形成的衰减极处的衰减量。
在实施例5～实施例7中，串联谐振器和并联谐振器的数量可任意设定，并且，不限于连接第一电感器L1、L1’或L4的串联谐振器S1、S1’或S5，可以为任意的串联谐振器。并且，连接第二电感器LP1、LP1’或LP4的并联谐振器只要是与多个并联谐振器共同连接即可，可以象实施例5和实施例6那样是构成梯形滤波器的多个并联谐振器的全部，也可以象实施例7那样是多个并联谐振器的一部分。连接第二电感器的并联谐振器与多个并联谐振器的全部共同连接时，能够减小所需电感器的数量和值。
根据实施例5～实施例7，通过设置第一电感器L1、L1’或L4和第二电感器LP1、LP1’或LP4，如图23和图26所示，能够实现低损失且增大阻带的衰减量。并且，由于第二电感器LP1、LP1’或LP4共同连接在两个以上的并联谐振器上，因此，容易小型化、低成本化。而且，由于第一电感器L1、L1’或L4连接在多个串联谐振器的一部分上，所以如图29所示，能够抑制低频侧的宽频带中的衰减量的恶化。
[实施例8]
实施例8是将串联谐振器或并联谐振器的至少一个分割为多个谐振器，并相互串联连接或并联连接的例子。参照图31(a)，相对于实施例6的滤波器F，串联谐振器S1被分割为两个谐振器，两个谐振器相互串联连接。参照图31(b)，相对于实施例6的滤波器F，串联谐振器S1被分割为两个谐振器，两个谐振器相互并联连接。参照图31(c)，相对于实施例6的滤波器F，并联谐振器P1被分割为两个谐振器，两个谐振器相互串联连接。参照图31(d)，相对于实施例6的滤波器F，并联谐振器P1被分割为两个谐振器，两个谐振器相互并联连接。
根据实施例8，能够改善耐功率性、互调失真(IMD：Inter ModurationDistortion)等的线形性。被分割的两个谐振器优选与分割前的一个谐振器静电电容相同。另外，分割的谐振器不限于串联谐振器S1和并联谐振器P1，可以设定为任意的串联谐振器和并联谐振器。并且，也可以分割多个串联谐振器和并联谐振器。
[实施例9]
实施例9是将实施例5的滤波器C安装在层叠封装中的例子。图32是作为3.7nH的第一电感器L1’使用的集成型无源元件IPD(IntegratedPassive Device)芯片119的俯视图。例如，在石英等绝缘性或半导体的基板80上使用例如铜等低阻抗金属形成作为第一电感器的螺旋线圈82。螺旋线圈82的两端连接在焊盘84上。在焊盘84上形成有用于倒装的凸点86。在未连接螺旋线圈82的焊盘84上形成有虚凸点(dummy bump)88。虚凸点88不是以电连接为目的，而是以机械连接为目的的凸点。凸点86和虚凸点88例如由金等形成。
图33是形成串联谐振器S1’～S4’和并联谐振器P1’、P2’的滤波器芯片118的俯视图。另外，压电膜94之下的下部电极92用虚线示出外周。参照图33，例如在硅基板90上层叠下部电极92、压电膜94和上部电极96而形成。下部电极92和上部电极96上形成有用于倒装的凸点98。上部电极96和下部电极92隔着压电膜94对置的区域是谐振部99。下部电极92和上部电极96由例如Ru、Mo、W、Pt等的金属膜形成。压电膜94由例如AlN、ZnO等的压电膜形成。这样的压电薄膜谐振器的谐振频率能够根据下部电极92、压电膜94和上部电极96的厚度和厚度方向的纵振动的传输速度来设定。
图34(a)和图34(b)是将IPD芯片119和滤波器芯片118安装在层叠封装110中上的图。图34(a)是实施例9的滤波器的俯视图(未图示盖117)。层叠封装110的基层112的表面(晶片粘接(Die Attach)面)上，倒装有IPD芯片119和滤波器芯片118。图34(b)是图34(a)的A-A剖面图。层叠封装110例如通过层叠由陶瓷构成的绝缘层即腔体层113、基层112和111来形成。在腔体层113上密合有金属制的盖117(金属盖)，并形成气密地密封滤波器芯片118和IPD芯片119的腔体。滤波器芯片118和IPD芯片119使用凸点121倒装在基层112的表面上。
基层112和111的表面形成有导电性的线路图案115。基层111的背面形成有导电性的脚焊盘114。基层111表面的线路图案115和基层112表面的线路图案115通过通道(via)109电连接，该通道109贯穿基层112并填埋有导电性材料。同样地，基层111表面的线路图案115和脚焊盘114通过贯穿基层111的通道109连接。脚焊盘114和滤波器芯片118以及IPD芯片119通过通道109和线路图案115连接。0.24nH的第二电感器LP1’使用基层112表面的线路图案115、贯穿基层112的通道109、基层111表面的线路图案115、贯穿基层111的通道109来形成。
在实施例9中，利用IPD芯片119来形成第一电感器L1’。由IPD芯片119形成的电感器为高Q，且能够实现小型、高度低。因此，通过使用IPD芯片119，能够提供高性能且可小型化的滤波器。除了IPD芯片119以外，第一电感器L1’还可以使用芯片电感器。芯片电感器可以安装在层叠封装110的基层112表面，也可以设置在层叠封装110的外部。芯片电感器为高Q且低成本。因此，通过使用芯片电感器，能够提供高性能且低成本的滤波器。
由于作为第二电感器LP1’而使用形成在层叠封装110(安装部)中的线路图案115和通道109，所以能够提供可小型化、低成本化的滤波器。另外，在实施例9中，作为安装部，以层叠封装110为例进行了说明，但只要安装部具有安装滤波器芯片118和IPD芯片119的功能即可，也能够使用层叠基板等基板。
作为串联谐振器S1’～S4’和并联谐振器P1’、P2’，举出了使用压电薄膜谐振器的例子，但作为压电薄膜谐振器能够使用图1(a)或图1(b)所示的谐振器。并且，也能够使用图2所示的表面声波谐振器。而且，还能够使用弹性边界波谐振器。这些谐振器为高Q且可小型化、低成本化。因此，通过使用这些谐振器，能够提供高性能、小型且低成本的滤波器。
图35(a)和图35(b)是示出了弹性边界波谐振器的图。如图35(a)的俯视图所示，在压电基板100上设置有IDT，并在IDT的两侧设置有反射器R0。在IDT上连接有作为输出端子Out和输入端子In的输入输出焊盘108。图35(b)是图35(a)的A-A剖面图。在压电基板100上设置有由例如铜构成的电极102，在电极102上作为2种绝缘膜设置有例如氧化硅膜104和氧化铝膜106。与表面声波谐振器同样地，谐振频率可以根据弹性波的传输速度和电极102的周期来设定。
[实施例10]
实施例10是使用实施例5～实施例9的滤波器来形成分波器的例子。图36是接收用滤波器20使用实施例5的滤波器C、发送用滤波器10使用实施例6的滤波器F的分波器的电路图。发送用滤波器10连接在共同端子Ant和发送端子Tx之间，接收用滤波器20连接在共同端子Ant和接收端子Rx之间。图37是示出实施例10的发送用滤波器10和接收用滤波器20的通过特性的图。实施例10不限于图36的结构，具有与共同端子Ant连接的两个滤波器10、20，可以将两个滤波器10、20的至少一方设为实施例5～实施例9的任意一个滤波器。由此，在分波器中，能够得到与实施例5～实施例9与滤波器相同的效果。
可以将两个滤波器10、20之中高频侧的滤波器即接收用滤波器20设为实施例5的滤波器C。由此，能够增大接收用滤波器20在发送用滤波器10的通带中的衰减量，该发送用滤波器10是位于接收用滤波器20的通带的低频侧的另一个滤波器。并且，可以将两个滤波器10、20之中低频侧的滤波器即发送用滤波器10设为实施例6的滤波器F。由此，能够增大发送用滤波器10在接收用滤波器20的通带中的衰减量，该接收用滤波器20是位于发送用滤波器10的通带的高频侧的另一个滤波器。尤其，如图37所示，将通带分离为使发送用滤波器10和接收用滤波器20的通带的边缘部分不重叠的程度时，能够在对方频带形成衰减极，所以是有效的。
而且，在象实施例1那样两个滤波器10、20之中任意一方的梯形滤波器中，可以构成为，最靠近共同端子Ant侧的谐振器是串联谐振器S1或S1’，在串联谐振器S1或S1’上并联连接有第一电感器L1或L1’。并且，也可以构成为两个滤波器10、20均是梯形滤波器，均是在最靠近共同端子Ant侧的谐振器为串联谐振器S1和S1’，在串联谐振器S1和S1’上并联连接有第一电感器L1和L1’。根据该结构，与实施例1同样，能够无需匹配电路。因此，能够将分波器小型化。并且，能够减小滤波器的频带内损失，增大对方频带的衰减量。
[实施例11]
说明使用层叠封装来形成实施例10的分波器时的课题。象使用实施例9的图34(b)来说明的那样，第二电感器LP1和LP1’由层叠封装110的线路图案115和通道109形成。在层叠封装110的基层111、112上除了第二电感器LP1和LP1’以外，还形成有连接滤波器芯片118和IPD芯片119的线路图案115、通道109、脚焊盘114。它们用作信号线或接地线。其结果，在共同端子Ant上附加有寄生电容，从共同端子Ant看到的各滤波器的阻抗向电容性侧移动。因此，匹配变差。
图38是实施例11的分波器的电路图。作为匹配电路30c，7nH的第三电感器LA1连接在共同端子Ant和接地之间。其它结构与实施例10的图36相同。图39(a)是示出实施例10和实施例11的从共同端子Ant看到的滤波器的阻抗的史密斯圆图。如图39(a)所示，在实施例10中，阻抗性向电容性侧移动，但实施例11与实施例10相比，如箭头所示，阻抗向电感性侧移动，有所改善。图39(b)是发送用滤波器10和接收用滤波器20的通带特性的放大图。实施例11由于从共同端子看到的各滤波器10、20的阻抗有所改善，因此，如图39(b)所示通带的插入损失有所改善。
而且，匹配电路30c是高通滤波器(HPF)，因此，尤其能够改善低频侧即DC附近的衰减量。例如，实施例10和实施例11的、在100MHz的衰减量分别为约35dB和约55dB。这样，优选在共同端子Ant和两个滤波器10、20之中至少一方之间设置起到高通滤波器作用的匹配电路30c。由此，能够增大附加了匹配电路的滤波器10或20的DC附近的衰减量。
而且，可以象实施例11那样，利用1个第三电感器LA1来形成匹配电路30c，因此，可实现低损失、小型化、低成本化。在实施例11中，优选象实施例2那样，将并联连接有第一电感器L1(或L1’)的最靠近共同端子Ant侧的串联谐振器S1(或S1’)的静电电容设定为小于其它串联谐振器S2和S3(或S2’～S4’)。由此，能够容易取得从共同端子Ant侧看到的阻抗的匹配。作为起到高通滤波器作用的匹配电路30c，不限于实施例11的例子。例如，还能够使用分别设置有1个以上的串联的电容器、并联的电感器的匹配电路。
[实施例12]
实施例12是将实施例11安装在层叠封装中的例子。图40(a)是实施例12的分波器的仰视图(未图示盖)，图40(b)是图40(a)的A-A剖面图。在层叠封装110的基层112的表面上，倒装有IPD芯片130、发送用滤波器芯片124以及接收用滤波器芯片123。其它结构与图34相同，省略说明。
图41是示出了与图38的设置在层叠封装中的线路图案的对应的图。在发送用滤波器芯片124上形成发送用滤波器10的串联谐振器S1～S3和并联谐振器P1、P2，在接收用滤波器芯片123上形成接收用滤波器20的串联谐振器S1’～S4’和并联谐振器P1’、P2’。并且，在IPD芯片130上形成发送用滤波器10的第一电感器L1、接收用滤波器20的第一电感器L1’以及第三电感器LA1。设置：连接共同端子Ant和发送用滤波器10以及接收用滤波器20的共同线路LA；连接发送用滤波器10和发送端子Tx的发送线路LT；连接接收用滤波器20和接收端子Rx的接收线路LR；构成第二电感器LP1、LP1’的电感器线路LLT、LLR；连接匹配电路30c的第三电感器LA1和接地的匹配电感器接地线路LLA；以及从第一电感器L1、L1’的引出线、即各引出线路LST、LSR。
使用图42(a)～图42(d)，说明实施例12的分波器、即分波器a的层叠封装110的各叠层的结构。图中，用黑色图示的图案是导电性的图案。参照图42(a)，在腔体层113上设置有形成腔体的空洞，在空洞上装配有导电性的盖117(未图示)。在装配盖117的面上设置有导电性的密封环122。
参照图42(b)，在基层112的表面(晶片粘接面)上设置有由金属等导电性材料形成的线路图案、连接凸点121的凸点焊盘BM、填埋了导体的通道VIA等导电性图案。而且，各芯片123、124、130的焊盘和基层112的表面的凸点焊盘BM利用凸点121电接合。通道VIA贯穿基层111、112，通道VIA内填埋金属等导体。线路图案是用于连接凸点焊盘BM或通道VIA彼此的导电性图案。用虚线示出安装在基层112表面的接收用滤波器芯片123、发送用滤波器芯片124以及IPD芯片130。参照图42(c)，与基层112的表面同样地，在基层111的表面上形成线路图案和通道VIA。图42(d)是从表面透视基层111的背面的图。参照图42(d)，在基层111的背面形成有由导电材料构成的作为脚焊盘的共同端子Ant即共同脚焊盘FA、作为发送端子Tx的发送脚焊盘FT、作为接收端子Rx的接收脚焊盘FR、以及作为接地端子的接地脚焊盘FG。
参照图42(a)～图42(d)以及图40，共同脚焊盘FA通过形成在基层111、112上的通道VIA与形成在基层112上的共同线路LA连接。共同线路LA与IPD芯片130的第一电感器L1、L1’以及第三电感器LA1的一端、形成在发送用滤波器芯片124上的串联谐振器S1的一端、形成在接收用滤波器芯片123的串联谐振器S1’的一端连接。第一电感器L1的另一端、第一电感器L1’的另一端分别通过形成在基层112上的引出线路LST和LSR，分别与形成在发送用滤波器芯片124上的串联谐振器S1的另一端以及形成在接收用滤波器芯片123上的串联谐振器S1’的另一端连接。由此，串联谐振器S1和S1’上分别并联连接第一电感器L1、L1’。第三电感器LA1的另一端通过形成在基层112上的匹配电感器接地线路LLA、形成在基层111、112上的通道VIA，与接地脚焊盘FG连接。由此，第三电感器LA1连接在共同端子Ant和接地之间。
发送用滤波器10的串联谐振器S3通过形成在基层112上的发送线路LT、形成在基层111、112上的VIA，与发送脚焊盘FT连接。发送用滤波器10的并联谐振器P1和P2的接地侧在发送用滤波器芯片124内被共同连接，并通过形成在基层112上的电感器线路LLT1和通道VIA、形成在基层111上的电感器线路LLT2和通道VIA，与接地脚焊盘FG连接。电感器线路LLT1和LLT2构成第二电感器LP1。由此，第二电感器LP1连接在并联谐振器P1和P2的接地侧与接地之间。
接收用滤波器20的串联谐振器S4’通过形成在基层112上的接收线路LR、形成在基层111、112上的通道VIA，与接收脚焊盘FR连接。接收用滤波器20的并联谐振器P1’和P2’的接地侧在接收用滤波器芯片123内被共同连接，并通过形成在基层112上的电感器线路LLR和形成在基层111、112上的通道VIA，与接地脚焊盘FG连接。电感器线路LLR构成第二电感器LP1’。由此，第二电感器LP1’连接在并联谐振器P1’和P2’的接地侧与接地之间。
图43(a)和图43(b)是示出实施例12的分波器b的基层112、111的表面的图。与图42(b)和图42(c)中图示的分波器a的基层112、111的表面相比，与接收用滤波器20对应的电感器线路LLR1和LLR2设置在共同线路LA和接收线路LR之间的基层112、111上。而且，电感器线路LLR1和LLR2设置在接收线路LR和发送线路LT之间的基层112、111上。进而，电感器线路LLR1和LLR2与形成在基层111背面的两个位置的接地脚焊盘FG连接。其它结构与分波器a相同。
相对于分波器a，分波器b能够降低层叠封装110内的电磁耦合成分。接收用滤波器20的电感器线路LLR和发送线路LT的电磁耦合，在分波器a和分波器b中分别为2.6％和0.4％，电感器线路LLR和共同线路LA的电磁耦合，在分波器a和分波器b中分别为4.5％和2.9％。并且，接收线路LR和共同线路LA之间的跨接电容，在分波器a和分波器b中分别为2.7fF和0.9fF。图44是示出分波器a和分波器b的通过特性的图。在分波器b中，能够较大地改善接收用滤波器20在发送频带中的衰减量。
根据实施例12，将电感器线路LLR或LLT设置在对应的接收线路LR或发送线路LT的一方与共同线路LA之间，从而能够降低电感器线路LLR与发送线路LT以及共同线路LA之间的电磁耦合，以及接收线路LR和共同线路LA之间的跨接电容，增大对应的滤波器在对方频带中的衰减量。并且，也能够将电感器线路LLR或LLT设置在对应的接收线路LR或发送线路LT的一方与接收线路LR或发送线路LT的另一方之间。由此，能够降低发送线路LT和接收线路LR之间的电磁耦合或跨接电容，能够增大对应的滤波器在对方频带中的衰减量。
并且，电感器线路LLR或LLT优选设置在层叠封装110的多个层(基层111、112)上。由此，能够进一步降低电感器线路LLR与发送线路LT以及共同线路LA之间的电磁耦合，以及接收线路LR和共同线路LA之间的跨接电容。而且，电感器线路LLR或LLT优选形成在层叠封装110上，与用于连接地的多个接地脚焊盘FG连接。由此，能够进一步降低电感器线路LLR与发送线路LT以及共同线路LA之间的电磁耦合，以及接收线路LR和共同线路LA之间的跨接电容。
将电感器线路LLR设置在接收线路LR和共同线路LA之间的情况下，优选设置成能够降低电感器线路LLR与发送线路LT以及共同线路LA之间的电磁耦合，以及接收线路LR和共同线路LA之间的跨接电容。例如，至少在连接接收线路LR上的任意点和共同线路LA上的任意点的任意直线上的一部分上设置电感器线路LLR，从而能够降低电感器线路LLR与发送线路LT以及共同线路LA之间的电磁耦合，以及接收线路LR和共同线路LA之间的跨接电容。而且，优选在连接接收线路LR上的任意点和共同线路LA上的任意点的所有直线上设置电感器线路LLR。由此，能够进一步降低电感器线路LLR与发送线路LT以及共同线路LA之间的电磁耦合，以及接收线路LR和共同线路LA之间的跨接电容。另外，电感器线路LLR设置在接收线路LR和发送线路LT之间的情况，和电感器线路LLT设置在发送线路LT和共同线路LA之间的情况也相同。
在实施例12中，第一电感器L1、L1’、第三电感器LA除了IPD芯片130以外，还可以使用芯片电感器。芯片电感器可以安装在层叠封装110的基层112的表面，也可以设置在层叠封装110外部。并且，在实施例12中，作为安装部，以层叠封装110为例进行了说明，但安装部只要具有安装接收用滤波器芯片123或发送用滤波器芯片124的功能即可，能够使用层叠基板等基板。
[实施例13]
实施例13是使用了具有低通滤波器的功能的匹配电路的例子。图45是相对于实施例11的图36，作为匹配电路30d，在共同端子Ant上设置π型C-L-C电路。即，在共同端子Ant与发送用滤波器10以及接收用滤波器20之间串联连接3.6nH的电感器LB1，在电感器LB1的共同端子Ant侧并联连接1.1pF的电容器CB1，在发送用滤波器10和接收用滤波器20侧并联连接0.7pF的电容器CB2。电感器LB1、电容器CB1和CB2能够与第一电感器L1和L1’相同地由IPD形成。其它的结构与实施例11的图36相同。图46是示出形成在IPD上的电容器的例子的剖面图。在石英等基板125上层叠下部电极126、例如氧化硅膜等的电介质膜127、上部电极128，形成电容器。电容器与端子129连接。
图47(a)是实施例10和实施例13的从共同端子Ant看到的分波器的阻抗的史密斯圆图。如图47(a)所示，在实施例10中，阻抗性向电容性侧移动，但与实施例10相比，实施例13如箭头所示，阻抗向电感性侧移动，有所改善。图47(b)是发送用滤波器10和接收用滤波器20的通带的放大图。实施例13从共同端子看到的各滤波器10、20的阻抗有所改善，因此，如图47(b)所示，通带的插入损失有所改善。此处，优选象实施例13那样，使π型C-L-C电路的共同端子Ant侧的电容器CB1的电容值大于另一方的电容器CB2。由此，能够容易符合匹配电路30d的匹配。因此，能够以进一步的低损失来进一步增大高次谐波的衰减量。
图47(c)是示出发送用滤波器10的宽频带的通过特性的图。实施例13在高频侧衰减量增大。这是因为，匹配电路30d具有低通滤波器(LPF)的功能。因为能够增大高频侧的衰减量，所以能够改善高次谐波的衰减量。优选这样在共同端子Ant和两个滤波器10、20之中的至少一方之间设置起到低通滤波器作用的匹配电路30d。由此，能够抑制附加了匹配电路的滤波器10或20的高次谐波的衰减量。
作为起到低通滤波器作用的匹配电路30d，不限于实施例13的例子。例如，还可以使用分别串联设置1个以上的电感器、并联设置1个以上的电容器的匹配电路。但是，为了实现低损失化、小型化、低成本化，优选元件的数量少。因此，除了π型C-L-C电路以外，优选使用C-L电路即在共同端子Ant与发送用滤波器10以及接收用滤波器20之间串联连接电感器、在电感器的共同端子Ant侧并联连接电容器的电路，L-C电路即在共同端子Ant与发送用滤波器10以及接收用滤波器20之间串联连接电感器、在电感器的滤波器侧并联连接电容器的电路。
在实施例11～实施例13中，构成第三电感器LA1、电感器LB1、电容器CB1、CB2等的匹配电路30c、30d的电感器和电容器，可以使用IPD。由此，能够提供高性能且可小型化的分波器。并且，上述电感器或电容器能够使用芯片电感器或芯片电容器等芯片元件。通过这样使用芯片元件，能够提供高性能且低成本的分波器。
[实施例14]
实施例14是接收用滤波器具有不平衡型双模式型滤波器的例子。图48是实施例14的分波器的电路图。与实施例11的图36相比，接收用滤波器20d设置有串联谐振器SW1’和不平衡型双模式型滤波器22，该串联谐振器SW1’在共同端子Ant侧并联连接有第一电感器LW1’，该不平衡型双模式型滤波器22连接在串联谐振器SW1’和接收端子Rx之间。
图49是不平衡型双模式型滤波器22的俯视图。不平衡型双模式型滤波器22由表面声波元件构成。在反射器R0之间设置有两个输出IDT(Out IDT)，在输出IDT之间设置有1个输入IDT(In IDT)。两个输出IDT(Out IDT)的输出为同相位，被共同连接，并与输出端子Out连接。输入IDT(In IDT)的输入与输入端子In连接。在图48中，不平衡型双模式型滤波器22的输入端子In与串联谐振器SW1’连接，输出端子Out与接收端子Rx连接。通过在接收用滤波器20中使用不平衡型双模式型滤波器22，能够确保在整个宽频带上增大衰减量。
[实施例15]
实施例15是接收用滤波器具有平衡型双模式型滤波器的例子。图50是实施例15的分波器的电路图。与实施例14的图48相比，替代不平衡型双模式型滤波器22而使用平衡型双模式型滤波器23，并设置有接收端子Rx1和Rx2。其它的结构与实施例14的图48相同，省略说明。
图51是平衡型双模式型滤波器23的俯视图。相对于实施例14的图49的不平衡型双模式型滤波器22，两个输出IDT(Out IDT)输出相位反转的信号。两个输出IDT(Out IDT)的输出分别与输出端子Out1和Out2连接。其它结构与图49相同，省略说明。在图50中，平衡型双模式型滤波器23的输出端子Out1和Out2分别与接收端子Rx1和Rx2连接。由此，能够将从输出端子Out1和Out2输出的相位反转的信号输出到接收端子Rx1和Rx2。
在近年来的便携电话终端中，为了抑制高频电路的共模噪声，接收系统的信号多使用差动型。该情况下，接收系统的高频设备即低噪声放大器和混频器也使用差动型(平衡型)。因此，若使用不平衡型的分波器，则需要用于将相位反转的平衡-不平衡变压器(balanced-unbalancedtransformer)。根据实施例15，从分波器的接收端子Rx1和Rx2输出相位反转的信号，所以不需要平衡-不平衡变压器。因此，能够实现接收系统电路的小型化、低成本化。
在实施例14和实施例15的分波器上，可以附加实施例11和实施例13的具有高通滤波器功能的匹配电路30c或具有低通滤波器功能的匹配电路30d。尤其，通过象实施例11那样利用第三电感器LA1来构成匹配电路，能够实现低损失化、小型化、低成本化，并且，在实施例14和实施例15中，作为发送用滤波器10，举出了在串联谐振器S1上并联连接第一电感器L1的例子，但附加第一电感器的串联谐振器可以任意选择。而且，作为接收用滤波器20，举出了在双模式型滤波器22或23上连接串联谐振器SW1’的例子，该串联谐振器SW1’上并联连接有电感器LW1’，但附加在双模式型滤波器22或23上的谐振器可以任意选择。
以上，对本发明的实施例进行了详细说明，但本发明不限于特定的实施例，在权利要求范围内所记载的本发明宗旨的范围内，可进行各种变形/变更。
Claims (36)
1.一种分波器，其特征在于，具有：
天线端子；以及
与该天线端子连接的第一滤波器和第二滤波器，
所述第一滤波器和所述第二滤波器的至少一方是梯形滤波器，该梯形滤波器具有并联谐振器和多个串联谐振器，在所述多个串联谐振器中的部分串联谐振器上并联连接电感器，并且在所述多个串联谐振器中的其他串联谐振器上不并联连接电感器，在最靠近天线端子侧的所述串联谐振器上并联连接电感器，
用镜像连接的梯形滤波器的等效电路来表示所述梯形滤波器，将所述最靠近天线端子侧的串联谐振器的电容值设为C1，将所述梯形滤波器的其它串联谐振器的电容值的平均值设为C2时，0.3＜C1/C2＜1。
2.根据权利要求1所述的分波器，其特征在于，在所述梯形滤波器的所述并联谐振器和接地之间串联连接电感器。
3.根据权利要求2所述的分波器，其特征在于，在所述并联谐振器和所述接地之间串联连接的所述电感器与多个所述并联谐振器连接。
4.根据权利要求1至3的任意一项所述的分波器，其特征在于，所述第一滤波器和所述第二滤波器均是所述梯形滤波器。
5.根据权利要求1所述的分波器，其特征在于，所述梯形滤波器中的至少一个梯形滤波器，除了在最靠近天线端子侧的所述串联谐振器上并联连接电感器以外，还在其它串联谐振器的一部分上并联连接电感器。
6.根据权利要求1所述的分波器，其特征在于，所述串联谐振器和所述并联谐振器是压电薄膜谐振器和表面声波谐振器中的任意一方。
7.根据权利要求1所述的分波器，其特征在于，所述第一滤波器和所述第二滤波器分别是发送用滤波器和接收用滤波器，
所述分波器具有：
第二电感器，其连接在所述梯形滤波器的所述并联谐振器和接地之间；
安装部，其安装形成了所述梯形滤波器的所述串联谐振器和所述并联谐振器的芯片；
接收线路，其设置在所述安装部，连接所述接收用滤波器和接收端子；
发送线路，其设置在所述安装部，连接所述发送用滤波器和发送端子；
共同线路，其设置在所述安装部，连接所述天线端子和所述接收用滤波器以及所述发送用滤波器；以及
电感器线路，其设置在所述安装部，构成所述第二电感器，
所述电感器线路设置在对应的所述接收线路和所述发送线路的一方与所述共同线路之间。
8.根据权利要求7所述的分波器，其特征在于，所述电感器线路设置在所述对应的所述接收线路和所述发送线路的一方，与所述接收线路和所述发送线路的另一方之间。
9.根据权利要求7或8所述的分波器，其特征在于，所述安装部具有多个叠层，所述电感器线路设置于所述多个叠层。
10.根据权利要求7所述的分波器，其特征在于，所述电感器线路与多个接地脚焊盘连接，该多个接地脚焊盘形成于所述安装部，用于与地连接。
11.一种梯形滤波器，其特征在于，具有：
多个串联谐振器和多个并联谐振器；
第一电感器，其并联连接在所述多个串联谐振器中的部分串联谐振器上；以及
第二电感器，其串联连接在所述多个并联谐振器之中接地侧被共同连接的两个以上并联谐振器的所述接地侧和接地之间，
在所述多个串联谐振器中的其他串联谐振器上不并联连接电感器，
使如下两个衰减极大致一致：
通过在所述部分串联谐振器上并联连接所述第一电感器，从而向高频侧移动的所述部分串联谐振器的反谐振的衰减极；与
在所述梯形滤波器中，将所述两个以上并联谐振器在所述接地侧共同连接之后，在所述接地侧与所述接地之间串联连接所述第二电感器，从而在比通带高的高频侧产生的衰减极。
12.根据权利要求11所述的梯形滤波器，其特征在于，所述两个以上的并联谐振器是所述多个并联谐振器的全部。
13.根据权利要求11所述的梯形滤波器，其特征在于，所述多个串联谐振器之中未并联连接所述第一电感器的串联谐振器为两个以上。
14.根据权利要求11所述的梯形滤波器，其特征在于，所述多个串联谐振器和所述多个并联谐振器的至少一个被分割为相互串联连接或并联连接的多个谐振器。
15.根据权利要求11所述的梯形滤波器，其特征在于，所述多个串联谐振器和所述多个并联谐振器是压电薄膜谐振器、表面声波谐振器和边界波谐振器中的任意一种。
16.根据权利要求11所述的梯形滤波器，其特征在于，所述第一电感器是集成型无源元件的电感器和芯片电感器中的任意一种。
17.根据权利要求11所述的梯形滤波器，其特征在于，
所述梯形滤波器具有安装部，其用于安装形成了所述多个串联谐振器和所述多个并联谐振器的芯片，
所述第二电感器是形成于所述安装部的线路图案。
18.一种梯形滤波器，其特征在于，具有：
多个串联谐振器和多个并联谐振器；
第一电感器，其并联连接在所述多个串联谐振器中的部分串联谐振器上；以及
第二电感器，其串联连接在所述多个并联谐振器之中接地侧被共同连接的两个以上并联谐振器的所述接地侧和接地之间，
在所述多个串联谐振器中的其他串联谐振器上不并联连接电感器，
使如下两个衰减极大致一致：
通过在所述部分串联谐振器上并联连接所述第一电感器，从而在比所述部分串联谐振器的谐振点低的低频侧产生的反谐振的衰减极；与
在所述梯形滤波器中，将所述两个以上并联谐振器在所述接地侧共同连接之后，在所述接地侧与所述接地之间串联连接所述第二电感器，从而在比通带低的低频侧产生的衰减极。
19.一种分波器，其特征在于，
所述分波器具有与共同端子连接的两个滤波器，
所述两个滤波器的至少一方是权利要求11至18的任意一项所述的梯形滤波器。
20.根据权利要求19所述的分波器，其特征在于，所述两个滤波器之中高频侧的滤波器是权利要求18所述的梯形滤波器。
21.根据权利要求20所述的分波器，其特征在于，所述高频侧的滤波器是接收用滤波器。
22.根据权利要求19所述的分波器，其特征在于，所述两个滤波器之中低频侧的滤波器是权利要求11所述的梯形滤波器。
23.根据权利要求22所述的分波器，其特征在于，所述低频侧的滤波器是发送用滤波器。
24.根据权利要求19所述的分波器，其特征在于，所述梯形滤波器的最靠近所述共同端子侧的谐振器是串联谐振器，在所述串联谐振器上并联连接有第一电感器。
25.根据权利要求19所述的分波器，其特征在于，
所述两个滤波器均是所述梯形滤波器，
所述梯形滤波器均为，最靠近所述共同端子侧的谐振器为串联谐振器，在所述串联谐振器上并联连接有第一电感器。
26.根据权利要求19所述的分波器，其特征在于，在所述共同端子和所述两个滤波器的至少一方之间具有起到高通滤波器作用的匹配电路。
27.根据权利要求26所述的分波器，其特征在于，所述匹配电路是连接在所述共同端子和接地之间的第三电感器。
28.根据权利要求19所述的分波器，其特征在于，在所述共同端子和所述两个滤波器的至少一方之间具有起到低通滤波器作用的匹配电路。
29.根据权利要求28所述的分波器，其特征在于，所述匹配电路是C-L电路、L-C电路以及π型的C-L-C电路中的任意一种。
30.根据权利要求28所述的分波器，其特征在于，所述匹配电路是π型C-L-C电路，使所述共同端子侧的电容器的电容值比另一方电容器的电容值大。
31.根据权利要求26所述的分波器，其特征在于，所述匹配电路由集成型无源元件和芯片元件中的至少一方构成。
32.根据权利要求28所述的分波器，其特征在于，所述匹配电路由集成型无源元件和芯片元件中的至少一方构成。
33.根据权利要求19所述的分波器，其特征在于，
作为所述两个滤波器中的一方的发送用滤波器是所述梯形滤波器，
作为所述两个滤波器中的另一方的接收用滤波器是双模式型滤波器。
34.根据权利要求33所述的分波器，其特征在于，所述双模式型滤波器是不平衡型双模式型滤波器和平衡型双模式型滤波器中的任意一种。
35.根据权利要求33所述的分波器，其特征在于，所述分波器具有：
谐振器，其串联连接在所述共同端子和所述双模式型滤波器之间；以及
电感器，其并联连接在所述谐振器上。
36.根据权利要求24所述的分波器，其特征在于，
所述分波器具有连接在所述共同端子和接地之间的第三电感器，
用镜像连接的梯形滤波器的等效电路来表示所述梯形滤波器，将所述最靠近共同端子侧的串联谐振器的电容值设为C1，将所述梯形滤波器的其它串联谐振器的电容值的平均值设为C2时，0.3＜C1/C2＜1。
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|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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|---|---|---|---|
| CN2006101154106A Active CN1913348B (zh) | 2005-08-08 | 2006-08-08 | 分波器和梯形滤波器 |
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|---|---|
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| EP (1) | EP1755217A3 (zh) |
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Families Citing this family (85)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102004053319A1 (de) * | 2004-11-04 | 2006-05-11 | Epcos Ag | Frequenzweiche |
| DE102006005298B4 (de) * | 2006-02-06 | 2017-05-24 | Epcos Ag | Duplexer |
| JP2007259296A (ja) * | 2006-03-24 | 2007-10-04 | Toshiba Corp | アンテナ共用器および携帯電話 |
| JP2009182368A (ja) * | 2006-05-09 | 2009-08-13 | Ube Ind Ltd | 送受切換器 |
| KR100777451B1 (ko) * | 2006-10-31 | 2007-11-21 | 삼성전자주식회사 | 박막 벌크 음향 공진기 필터 및 듀플렉서 |
| JP5072642B2 (ja) * | 2007-03-28 | 2012-11-14 | 京セラ株式会社 | 弾性表面波装置及びこれを用いた分波器並びに通信装置 |
| US7646265B2 (en) * | 2007-04-11 | 2010-01-12 | Maxim Integrated Products, Inc. | BAW resonator filter bandwidth and out-of-band frequency rejection |
| US7548140B2 (en) * | 2007-04-16 | 2009-06-16 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Bulk acoustic wave (BAW) filter having reduced second harmonic generation and method of reducing second harmonic generation in a BAW filter |
| JP5073355B2 (ja) * | 2007-04-20 | 2012-11-14 | 太陽誘電株式会社 | アンテナ分波器 |
| US8031034B1 (en) | 2007-08-27 | 2011-10-04 | Triquint Semiconductor, Inc. | Surface acoustic wave filter and method for improved rejection |
| JP5441095B2 (ja) * | 2008-01-31 | 2014-03-12 | 太陽誘電株式会社 | 弾性波デバイス、デュープレクサ、通信モジュール、および通信装置 |
| CN102106083B (zh) * | 2008-07-30 | 2015-11-25 | 京瓷株式会社 | 双工器、通信模块组件和通信设备 |
| JP5215767B2 (ja) * | 2008-07-31 | 2013-06-19 | 太陽誘電株式会社 | フィルタ、分波器、および通信機器 |
| JP5355958B2 (ja) * | 2008-07-31 | 2013-11-27 | 太陽誘電株式会社 | フィルタ、分波器および通信機器 |
| US8436778B2 (en) * | 2008-11-27 | 2013-05-07 | Panasonic Corporation | Antenna duplexer and communication device using the same |
| KR101276037B1 (ko) * | 2008-11-28 | 2013-06-20 | 다이요 유덴 가부시키가이샤 | 필터, 듀플렉서 및 전자 장치 |
| JP5237138B2 (ja) | 2009-01-27 | 2013-07-17 | 太陽誘電株式会社 | フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール |
| DE102009034101B4 (de) | 2009-07-21 | 2017-02-02 | Epcos Ag | Filterschaltung mit verbesserter Filtercharakteristik |
| US8680947B1 (en) | 2009-07-24 | 2014-03-25 | Rf Micro Devices, Inc. | Passive multi-band duplexer |
| JP5394847B2 (ja) * | 2009-08-06 | 2014-01-22 | 太陽誘電株式会社 | 分波器 |
| US8339220B2 (en) * | 2009-09-16 | 2012-12-25 | Lojack Operating Company, Lp | Surface acoustic wave resonator filter |
| US8838045B2 (en) * | 2009-12-03 | 2014-09-16 | Rf Micro Devices, Inc. | Sub-band duplexer with active frequency tuning |
| US9246536B2 (en) | 2009-12-03 | 2016-01-26 | Rf Micro Devices, Inc. | Duplexer with active temperature compensation |
| JP2013062556A (ja) * | 2010-01-13 | 2013-04-04 | Murata Mfg Co Ltd | マルチプレクサ |
| JP5901101B2 (ja) | 2010-02-25 | 2016-04-06 | 太陽誘電株式会社 | フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置 |
| EP2566050A4 (en) * | 2010-04-30 | 2014-05-14 | Murata Manufacturing Co | COMPOSITE COMPONENT |
| DE102010033969B4 (de) * | 2010-08-11 | 2012-06-21 | Epcos Ag | Reaktanzfilter mit Unterdrückung im Sperrbereich |
| WO2012063516A1 (ja) * | 2010-11-09 | 2012-05-18 | 株式会社村田製作所 | 弾性波フィルタ装置 |
| DE112012004096B4 (de) * | 2011-09-30 | 2017-10-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Signaltrennvorrichtung |
| JP5873294B2 (ja) * | 2011-11-01 | 2016-03-01 | 太陽誘電株式会社 | 分波器 |
| JP5873307B2 (ja) * | 2011-11-21 | 2016-03-01 | 太陽誘電株式会社 | フィルタおよび分波器 |
| WO2013161881A1 (ja) | 2012-04-25 | 2013-10-31 | 京セラ株式会社 | 弾性波素子、分波器および通信モジュール |
| KR101644380B1 (ko) | 2012-08-30 | 2016-08-01 | 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 | 탄성파 필터 장치 및 듀플렉서 |
| CN104662798B (zh) | 2012-09-25 | 2017-03-08 | 株式会社村田制作所 | 弹性波滤波器装置以及双工器 |
| JP5896039B2 (ja) | 2012-10-24 | 2016-03-30 | 株式会社村田製作所 | フィルタ装置 |
| JP5989524B2 (ja) * | 2012-11-30 | 2016-09-07 | 京セラ株式会社 | 弾性波素子、分波器および通信モジュール |
| JP5844939B2 (ja) | 2013-02-27 | 2016-01-20 | 京セラ株式会社 | 弾性波素子、分波器および通信モジュール |
| US9225194B2 (en) * | 2013-04-24 | 2015-12-29 | Cyberonics, Inc. | Implantable medical device charging apparatus having both parallel and series resonators |
| CN103281040B (zh) * | 2013-06-06 | 2016-08-31 | 电子科技大学 | 基于八路完全对称变压器功率合成的片上功率放大器 |
| JP6200705B2 (ja) | 2013-06-27 | 2017-09-20 | 太陽誘電株式会社 | 分波器 |
| US9419585B2 (en) * | 2013-08-22 | 2016-08-16 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Elastic wave filter device and duplexer |
| JP5613813B2 (ja) * | 2013-10-17 | 2014-10-29 | 太陽誘電株式会社 | 分波器 |
| JP5970714B2 (ja) * | 2013-10-30 | 2016-08-17 | 株式会社村田製作所 | 電子部品 |
| CN110224705B (zh) * | 2014-07-15 | 2021-09-28 | 株式会社村田制作所 | 高频模块 |
| JP6344161B2 (ja) * | 2014-09-03 | 2018-06-20 | 株式会社村田製作所 | ラダー型フィルタ及びデュプレクサ |
| CN107112971B (zh) * | 2014-11-11 | 2020-12-29 | 株式会社村田制作所 | 可变滤波电路、rf前端电路、以及通信装置 |
| WO2016088804A1 (ja) * | 2014-12-02 | 2016-06-09 | 京セラ株式会社 | 弾性波素子、分波器および通信モジュール |
| JP6323348B2 (ja) | 2015-01-23 | 2018-05-16 | 株式会社村田製作所 | フィルタ装置 |
| JP6432610B2 (ja) * | 2015-01-23 | 2018-12-05 | 株式会社村田製作所 | フィルタ装置 |
| US10367473B2 (en) * | 2015-01-27 | 2019-07-30 | Kyocera Corporation | Filter, multiplexer, and communication apparatus |
| CN106664070B (zh) * | 2015-03-25 | 2019-05-03 | 株式会社村田制作所 | 移相器、阻抗匹配电路、合分波器以及通信终端装置 |
| WO2016159053A1 (ja) | 2015-03-31 | 2016-10-06 | 京セラ株式会社 | 弾性波モジュール |
| JP6635113B2 (ja) * | 2015-05-08 | 2020-01-22 | 株式会社村田製作所 | 高周波モジュール |
| DE102015108511B3 (de) * | 2015-05-29 | 2016-09-22 | Epcos Ag | Multiplexer |
| US9923584B2 (en) * | 2015-09-03 | 2018-03-20 | Qualcomm Incorporated | Rectifiers for wireless power transfer with impedance inverting filters for reduced electromagnetic interference |
| JP6708250B2 (ja) * | 2016-03-08 | 2020-06-10 | 株式会社村田製作所 | 弾性波装置 |
| US10491193B2 (en) * | 2016-05-13 | 2019-11-26 | Qorvo Us, Inc. | Circuit for suppressing signals adjacent to a passband |
| JP6556668B2 (ja) * | 2016-06-22 | 2019-08-07 | 太陽誘電株式会社 | フィルタおよびマルチプレクサ |
| JP6572842B2 (ja) * | 2016-07-15 | 2019-09-11 | 株式会社村田製作所 | マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 |
| DE102016114071B3 (de) * | 2016-07-29 | 2018-01-25 | Snaptrack, Inc. | Elektroakustisches Filter mit reduzierten Plattenmoden |
| JP6656135B2 (ja) | 2016-10-21 | 2020-03-04 | 太陽誘電株式会社 | フィルタおよびマルチプレクサ |
| JP6773128B2 (ja) * | 2016-11-25 | 2020-10-21 | 株式会社村田製作所 | 弾性波フィルタ装置 |
| DE102018102891A1 (de) * | 2017-02-13 | 2018-08-16 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Multiplexierer, Übertragungsvorrichtung und Empfangsvorrichtung |
| WO2018180648A1 (ja) * | 2017-03-31 | 2018-10-04 | 株式会社村田製作所 | マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 |
| CN109391242B (zh) * | 2017-08-03 | 2022-08-09 | 株式会社村田制作所 | 复合型滤波器装置、高频前端电路以及通信装置 |
| WO2019117133A1 (ja) | 2017-12-12 | 2019-06-20 | 株式会社村田製作所 | マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 |
| JP7084739B2 (ja) * | 2018-02-21 | 2022-06-15 | 太陽誘電株式会社 | マルチプレクサ |
| TWI834692B (zh) | 2018-07-18 | 2024-03-11 | 美商天工方案公司 | 具有諧波抑制的混合式聲音諧振（lc）濾波器 |
| JP7151668B2 (ja) * | 2018-11-08 | 2022-10-12 | 株式会社村田製作所 | マルチプレクサ |
| WO2020129470A1 (ja) | 2018-12-20 | 2020-06-25 | 株式会社村田製作所 | マルチプレクサ |
| CN217183269U (zh) * | 2019-08-06 | 2022-08-12 | 株式会社村田制作所 | 弹性波滤波器装置 |
| CN110661508A (zh) * | 2019-09-17 | 2020-01-07 | 天津大学 | 一种双工器、多工器、高频前端电路以及通信装置 |
| JP7415261B2 (ja) * | 2019-09-18 | 2024-01-17 | 株式会社村田製作所 | フィルタ装置 |
| CN111262550B (zh) * | 2019-12-24 | 2021-04-16 | 诺思(天津)微系统有限责任公司 | 无反射滤波器和电子设备 |
| US11476834B2 (en) | 2020-10-05 | 2022-10-18 | Resonant Inc. | Transversely-excited film bulk acoustic resonator matrix filters with switches in parallel with sub-filter shunt capacitors |
| US11728784B2 (en) | 2020-10-05 | 2023-08-15 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Transversely-excited film bulk acoustic resonator matrix filters with split die sub-filters |
| US11658639B2 (en) | 2020-10-05 | 2023-05-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Transversely-excited film bulk acoustic resonator matrix filters with noncontiguous passband |
| US11309860B1 (en) | 2020-10-09 | 2022-04-19 | Apple Inc. | Single ladder duplexer with impedance gradient |
| US11496113B2 (en) | 2020-11-13 | 2022-11-08 | Resonant Inc. | XBAR devices with excess piezoelectric material removed |
| CN112688660B (zh) * | 2020-11-27 | 2023-02-03 | 中国电子科技集团公司第十三研究所 | Fbar滤波器电路 |
| US20220200645A1 (en) * | 2020-12-18 | 2022-06-23 | Skyworks Solutions, Inc. | Stacked resonator based antennaplexer |
| US11418026B1 (en) * | 2021-03-22 | 2022-08-16 | International Business Machines Corporation | Electrostatic protection device |
| WO2022231866A1 (en) * | 2021-04-27 | 2022-11-03 | Resonant Inc. | Transversely-excited film bulk acoustic resonator matrix filters with switches in parallel with sub-filter shunt capacitors |
| CN115102523A (zh) * | 2022-05-12 | 2022-09-23 | 重庆大学 | 一种高隔离度双工器 |
| CN115664376A (zh) * | 2022-12-12 | 2023-01-31 | 成都频岢微电子有限公司 | 一种实现多通带滤波器的拓扑电路结构及多通带滤波器 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6201457B1 (en) * | 1998-11-18 | 2001-03-13 | Cts Corporation | Notch filter incorporating saw devices and a delay line |
| US20040119561A1 (en) * | 2002-10-30 | 2004-06-24 | Ryoichi Omote | Ladder-type filter, branching filter, and communication device |
| US20040212451A1 (en) * | 2003-04-28 | 2004-10-28 | Fujitsu Media Devices Limited | Duplexer using surface acoustic wave filters |
Family Cites Families (38)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0522073A (ja) * | 1991-07-10 | 1993-01-29 | Ngk Spark Plug Co Ltd | 梯子型電気濾波器 |
| JP3388475B2 (ja) * | 1991-12-16 | 2003-03-24 | 富士通株式会社 | 分波器 |
| GB2296614B (en) * | 1994-12-23 | 1999-09-15 | Advanced Saw Prod Sa | Saw filter |
| US5632909A (en) * | 1995-06-19 | 1997-05-27 | Motorola, Inc. | Filter |
| JP3487692B2 (ja) * | 1995-10-02 | 2004-01-19 | 富士通株式会社 | 分波器 |
| JPH09102728A (ja) * | 1995-10-04 | 1997-04-15 | Fujitsu Ltd | 弾性表面波素子 |
| JPH09167937A (ja) * | 1995-12-18 | 1997-06-24 | Oki Electric Ind Co Ltd | 弾性表面波フィルタ |
| JP3378151B2 (ja) * | 1996-09-17 | 2003-02-17 | 沖電気工業株式会社 | 表面弾性波フィルタ回路 |
| JP3746579B2 (ja) * | 1996-11-29 | 2006-02-15 | 沖電気工業株式会社 | Ｓａｗフィルタ |
| EP1326333B1 (en) * | 1997-02-12 | 2008-08-20 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | Surface-acoustic-wave filters with poles of attenuation created by impedance circuits |
| JPH10313229A (ja) * | 1997-05-13 | 1998-11-24 | Mitsubishi Electric Corp | 多端子対ｓａｗフィルタ及びその使用方法 |
| JPH1197966A (ja) * | 1997-09-22 | 1999-04-09 | Tdk Corp | 弾性表面波フィルタ |
| US5933062A (en) * | 1997-11-04 | 1999-08-03 | Motorola Inc. | Acoustic wave ladder filter with effectively increased coupling coefficient and method of providing same |
| US5949306A (en) * | 1997-12-02 | 1999-09-07 | Cts Corporation | Saw ladder filter with split resonators and method of providing same |
| US6081171A (en) * | 1998-04-08 | 2000-06-27 | Nokia Mobile Phones Limited | Monolithic filters utilizing thin film bulk acoustic wave devices and minimum passive components for controlling the shape and width of a passband response |
| DE19932649A1 (de) * | 1999-07-13 | 2001-02-08 | Epcos Ag | SAW-Filter des Reaktanzfiltertyps mit verbesserter Sperrbereichsunterdrückung und Verfahren zur Optimierung der Sperrbereichsunterdrückung |
| JP2002223147A (ja) * | 2001-01-29 | 2002-08-09 | Oki Electric Ind Co Ltd | 弾性表面波フィルタ |
| JP2002319836A (ja) * | 2001-04-24 | 2002-10-31 | Alps Electric Co Ltd | ラダー型フィルタ |
| JP3528049B2 (ja) * | 2001-04-26 | 2004-05-17 | 株式会社村田製作所 | 弾性表面波装置、通信装置 |
| US6885260B2 (en) * | 2001-05-11 | 2005-04-26 | Ube Industries, Ltd. | Filter using film bulk acoustic resonator and transmission/reception switch |
| JP2003069382A (ja) * | 2001-08-27 | 2003-03-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 弾性表面波フィルタとそれを用いたアンテナ共用器 |
| JP3833569B2 (ja) * | 2001-12-21 | 2006-10-11 | 富士通メディアデバイス株式会社 | 分波器及びこれを用いた電子装置 |
| JP2003298392A (ja) * | 2002-03-29 | 2003-10-17 | Fujitsu Media Device Kk | フィルタチップ及びフィルタ装置 |
| EP1365509B1 (en) * | 2002-05-16 | 2007-05-16 | TDK Corporation | Antenna duplexer |
| JP3855842B2 (ja) * | 2002-05-16 | 2006-12-13 | 株式会社村田製作所 | 弾性表面波分波器およびそれを有する通信装置 |
| JP2003347896A (ja) * | 2002-05-30 | 2003-12-05 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 弾性表面波フィルタ |
| JP2004013532A (ja) | 2002-06-06 | 2004-01-15 | Renesas Technology Corp | 在庫量調整システム |
| US6975180B2 (en) * | 2002-08-08 | 2005-12-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Surface acoustic wave filter, and antenna duplexer and communication equipment using the same |
| JP2004080233A (ja) * | 2002-08-14 | 2004-03-11 | Murata Mfg Co Ltd | 分波器 |
| DE10342991A1 (de) * | 2002-09-18 | 2004-04-22 | Nrs Technologies Inc. | SAW-Filter |
| JP4170865B2 (ja) * | 2002-09-18 | 2008-10-22 | 日本電波工業株式会社 | Ｓａｗフィルタ |
| JP3844725B2 (ja) * | 2002-09-30 | 2006-11-15 | 富士通メディアデバイス株式会社 | 弾性表面波フィルタ、それを有する弾性表面波分波器 |
| JP2004140738A (ja) * | 2002-10-21 | 2004-05-13 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 弾性表面波フィルタ |
| JP3859573B2 (ja) * | 2002-10-21 | 2006-12-20 | 富士通メディアデバイス株式会社 | 弾性表面波フィルタ及びフィルタ装置 |
| EP1565984B1 (en) * | 2002-11-19 | 2011-07-27 | Nxp B.V. | Duplexer and method of isolating an rx-band and a tx-band |
| JP4144509B2 (ja) * | 2003-01-16 | 2008-09-03 | 株式会社村田製作所 | ラダー型フィルタ、分波器、通信装置 |
| JP2005184143A (ja) * | 2003-12-16 | 2005-07-07 | Murata Mfg Co Ltd | 弾性表面波分波器、通信機 |
| US7446629B2 (en) * | 2004-08-04 | 2008-11-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenna duplexer, and RF module and communication apparatus using the same |
-
2006
- 2006-05-09 JP JP2006130662A patent/JP2007074698A/ja active Pending
- 2006-08-08 US US11/500,486 patent/US7573354B2/en active Active
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- 2006-08-08 EP EP06254163.6A patent/EP1755217A3/en not_active Withdrawn
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6201457B1 (en) * | 1998-11-18 | 2001-03-13 | Cts Corporation | Notch filter incorporating saw devices and a delay line |
| US20040119561A1 (en) * | 2002-10-30 | 2004-06-24 | Ryoichi Omote | Ladder-type filter, branching filter, and communication device |
| US20040212451A1 (en) * | 2003-04-28 | 2004-10-28 | Fujitsu Media Devices Limited | Duplexer using surface acoustic wave filters |
Also Published As
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