JP6656135B2 - フィルタおよびマルチプレクサ - Google Patents

Description

本発明はフィルタおよびマルチプレクサに関し、例えば直列共振器を有するフィルタおよびマルチプレクサに関する。

弾性波共振器を用いたラダー型フィルタは、移動体通信端末等に用いられている。ラダー型フィルタにおいて、直列共振器を分割することにより耐電力性が向上することが知られている（例えば特許文献１）。

特開２００７−７４６９８号公報

しかしながら、耐電力性を向上させるため、複数の区間において直列共振器を分割しかつ減衰域の減衰特性を維持しようとすると、区間を増やすことになりフィルタが大型化する。

本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、耐電力を改善しつつ減衰特性を改善することを目的とする。

本発明は、入力端子と出力端子との間に並列に接続された複数の並列共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された複数の直列共振器と、前記入力端子と前記出力端子との間の直列経路に前記複数の並列共振器がそれぞれ接続する複数のノードと、前記複数の直列共振器に含まれ、前記複数のノードと前記入力端子と前記出力端子とのうち隣接するノードまたは端子の間の前記直列経路である複数の区間のうち第１の区間において直列に接続され反共振周波数の差が第１の差である第１の共振器および第２の共振器と、前記複数の直列共振器に含まれ、前記複数の区間のうち第２の区間において直列に接続され反共振周波数の差が第２の差である第３の共振器および第４の共振器であって、前記第１の共振器と前記第３の共振器との反共振周波数の差である第３の差は第１の差および第２の差より小さい第３の共振器および第４の共振器と、を具備し、前記第２の共振器および前記第４の共振器の反共振周波数は、前記第１の共振器および前記第３の共振器の反共振周波数より高く、前記第１の区間は、前記複数の区間のうち最も前記入力端子に近い区間であり、前記複数の直列共振器は各々弾性波共振器であるフィルタである。

上記構成において、前記複数の直列共振器に含まれ、前記複数の区間のうち第３の区間において１つのみ接続された第５の共振器を具備する構成とすることができる。

上記構成において、前記第５の共振器と前記第１の共振器および前記第３の共振器との反共振周波数の差である第４の差は、前記第１の差および前記第２の差より小さい構成とすることができる。

上記構成において、前記第１の共振器は前記第２の共振器より前記入力端子に近く、前記第３の共振器は前記第４の共振器より前記入力端子に近い構成とすることができる。

上記構成において、前記第２の区間は、複数の区間のうち２番目に前記入力端子に近い区間である構成とすることができる。

上記構成において前記複数の直列共振器に含まれ、前記複数の区間のうち第４の区間において１つのみ接続された第６の共振器を具備し、前記第２の区間は、前記複数の区間のうち２番目に前記入力端子に近い区間であり、前記第３の区間は、前記複数の区間のうち３番目に前記入力端子に近い区間である構成とすることができる。

上記構成において、前記第１の共振器および前記第３の共振器は、前記フィルタの通過特性のスカートを形成し、前記第２の共振器および前記第４の共振器は、前記フィルタの減衰域を形成する構成とすることができる。

本発明は、上記フィルタを含むマルチプレクサである。

本発明は、共通端子と第１端子との間に接続された上記フィルタである第１フィルタと、前記共通端子と第２端子との間に接続され、前記第１フィルタより通過帯域が高い第２フィルタと、を具備するマルチプレクサである。

本発明によれば、耐電力を改善しつつ減衰特性を改善することができる。

図１（ａ）は、比較例１に係るラダー型フィルタの回路図、図１（ｂ）および図１（ｃ）は、各区間の共振器を示す図である。 図２（ａ）は、弾性波共振器の平面図、図２（ｂ）は、図２（ａ）のＡ−Ａ断面図である。 図３（ａ）は、比較例２に係るフィルタの回路図、図３（ｂ）は、直列共振器の反共振周波数を示す図である。 図４は、比較例２におけるラダー型フィルタの通過特性を示す図である。 図５（ａ）は、比較例３に係るフィルタの回路図、図５（ｂ）は、直列共振器の反共振周波数を示す図である。 図６（ａ）は、実施例１に係るフィルタの回路図、図６（ｂ）および図６（ｃ）は、実施例１および２の直列共振器の反共振周波数を示す図である。 図７は、実施例３に係るフィルタの回路図である。 図８は、実施例３に係るフィルタの平面図である。 図９（ａ）および図９（ｂ）は、それぞれ実施例３および比較例４に係るフィルタの各共振器の対数、開口長およびピッチλを示す図である。 図１０（ａ）は、実施例３における各直列共振器の通過特性を示す図、図１０（ｂ）は、実施例３および比較例４の通過特性を示す図である。 図１１は、実施例４に係るデュプレクサの回路図である。

［比較例１］
比較例１を用いラダー型フィルタについて説明する。図１（ａ）は、比較例１に係るラダー型フィルタの回路図、図１（ｂ）および図１（ｃ）は、各区間の共振器を示す図である。図１（ａ）に示すように、ラダー型フィルタにおいては、直列共振器Ｓ１からＳ４および並列共振器Ｐ１からＰ３を有する。直列共振器Ｓ１からＳ４は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に直列に接続されている。並列共振器Ｐ１からＰ３は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に並列に接続されている。入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間の直列経路３０に並列共振器Ｐ１からＰ３が接続されるノードをそれぞれノードＮ１からＮ３とする。直列経路３０は、入力端子Ｔｉｎ、出力端子ＴｏｕｔおよびノードＮ１からＮ３の隣接するノードまたは端子の間の区間３２を含む。区間３２は、入力端子Ｔｉｎ側から区間３２ａ、３２ｂ、３２ｃおよび３２ｄとする。１つの区間３２ａから３２ｄの両端は、入力端子ＴｉｎとノードＮ１、ノードＮ１とＮ２、ノードＮ２とＮ３、またはノードＮ３と出力端子Ｔｏｕｔであり、区間３２ａから３２ｄの中間にはノードＮ１からＮ３は含まれない。

高周波信号は入力端子Ｔｉｎから入力し、入力した高周波信号のうち通過帯域の信号が出力端子Ｔｏｕｔから出力される。入力した高周波信号のうち通過帯域以外の信号は抑圧される。

図１（ｂ）に示すように、直列共振器Ｓが分割されていないとき、１つの区間３２に含まれる直列共振器Ｓは１つである。このときの直列共振器ＳのキャパシタンスをＣｏとする。

図１（ｃ）のように、１つの区間３２に含まれる直列共振器を２つの直列共振器ＳａおよびＳｂに分割する。このとき、区間３２のキャパシタンスＣｏが図１（ｂ）と異なると、区間３２のインピーダンス等の特性が変わってしまう。そこで、区間３２のキャパシタンスＣｏを変えないようするため、直列共振器ＳａおよびＳｂのキャパシタンスを各々２Ｃｏとする。これにより、区間３２のキャパシタンスＣｏが図１（ｂ）と変わらない。直列共振器ＳａおよびＳｂのキャパシタンスは互いに異なっていてもよいが、区間３２のキャパシタンスを図１（ｂ）と同じとするためには、直列共振器ＳａおよびＳｂのキャパシタンスはＣｏより大きくなる。

直列共振器Ｓ１からＳ４および並列共振器Ｐ１からＰ３として弾性表面波共振器を例に説明する。図２（ａ）は、弾性波共振器の平面図、図２（ｂ）は、図２（ａ）のＡ−Ａ断面図である。図２（ａ）および図２（ｂ）に示すように、弾性波共振器１８において、圧電基板１０上にＩＤＴ１６および反射器１５が形成されている。ＩＤＴ１６および反射器１５は、圧電基板１０上に形成された金属膜１１により形成される。ＩＤＴ１６は、対向する一対の櫛型電極１４を備える。櫛型電極１４は、複数の電極指１２と、複数の電極指１２が接続されたバスバー１３を備える。一対の櫛型電極１４は、電極指１２がほぼ互い違いとなるように、対向して設けられている。

電極指１２が励振する弾性波は、主に電極指１２の配列方向に伝搬する。伝搬した弾性波は反射器１５で反射される。電極指１２のピッチがほぼ弾性波の波長λとなる。弾性波の伝搬方向をＸ方向、伝搬方向に直交する方向（すなわち電極指１２の延伸方向）をＹ方向とする。Ｘ方向およびＹ方向は、圧電基板１０の結晶方位のＸ軸方向およびＹ軸方向とは必ずしも対応しない。Ｙ方向において電極指１２が重なる長さが開口長Ｗである。圧電基板１０として回転ＹカットＸ伝搬タンタル酸リチウム基板またはニオブ酸リチウム基板を用いる場合、Ｘ方向は結晶方位のＸ軸方向となる。圧電基板１０は、サファイア基板、スピネル基板、アルミナ基板等の絶縁基板またはシリコン基板等の半導体基板上に接合されていてもよい。金属膜１１は、例えばアルミニウム膜または銅膜である。ＩＤＴ１６および反射器１５を覆う保護膜または温度補償膜が設けられていてもよい。

図１（ｃ）の直列共振器ＳａおよびＳｂのキャパシタンスを図１（ｂ）の直列共振器Ｓの２倍とするためには、例えば図２（ａ）における開口長Ｗを２倍とする。または、電極指１２に対数を２倍とする。このため、直列共振器ＳａおよびＳｂの合計の面積は直列共振器Ｓの面積の２倍以上となる。一方、直列共振器ＳａおよびＳｂでは、開口長Ｗまたは対数が増えるため、大電力が印加された場合でも、直列共振器Ｓに比べ破損されにくい。このように、直列共振器ＳをＳａおよびＳｂに分割すると耐電力性が向上する。

［比較例２］
直列共振器を分割することにより耐電力を向上させた比較例２について説明する。図３（ａ）は、比較例２に係るフィルタの回路図、図３（ｂ）は、直列共振器の反共振周波数を示す図である。図３（ａ）に示すように、比較例２では、比較例１に比べ、直列共振器Ｓ１が直列共振器Ｓ１１およびＳ１２に直列に分割されている。直列共振器Ｓ２が直列共振器Ｓ２１およびＳ２２に直列に分割されている。すなわち、区間３２ａにおいて直列共振器Ｓ１１およびＳ１２が直列に接続されており、区間３２ｂにおいて直列共振器Ｓ２１およびＳ２２が直列に接続されている。図３（ｂ）に示すように、直列共振器Ｓ１１およびＳ１２の反共振周波数はＡ１、直列共振器Ｓ２１およびＳ２２の反共振周波数はＡ２、直列共振器Ｓ３およびＳ４の反共振周波数はそれぞれＢ、Ｃである。直列共振器が分割された区間は、区間３２ａから３２ｄのいずれの区間でもよい。その他の構成は比較例１と同じであり説明を省略する。

図４は、比較例２におけるラダー型フィルタの通過特性を示す図である。図４に示すように、ラダー型フィルタの通過特性は通過帯域５０を有するバンドパスフィルタ特性である。ラダー型フィルタでは、直列共振器Ｓ１からＳ４の反共振点が通過帯域５０の高周波側のスカート５２および減衰域５４を形成する。そこで、反共振周波数Ａ１およびＡ２はスカート５２を形成し、反共振周波数ＢおよびＣは減衰域５４を形成するように直列共振器Ｓ１からＳ４の反共振周波数を設定する。反共振周波数Ａ１とＡ２はスカートを形成するため、Ａ１とＡ２の差は小さい。反共振周波数とＢとＣは、通過帯域５０から離れた周波数の減衰量を大きくする。このため、Ａ２とＢの差およびＡ２とＣの差は、Ａ１とＡ２の差より大きい。

比較例１では、入力端子Ｔｉｎから大電力の高周波信号が入力すると、スカート５２を形成する直列共振器Ｓ１およびＳ２には、大電力が印加される。これにより、大電力が印加される直列共振器Ｓ１およびＳ２が破損する。そこで、大電力が加わりやすい直列共振器Ｓ１およびＳ２を比較例２のように直列共振器Ｓ１１およびＳ１２並びにＳ２１およびＳ２２に分割する。これにより、耐電力性が向上する。通過帯域５０から離れた減衰域５４の減衰量を大きくする直列共振器Ｓ３およびＳ４には大電力が加わらない。よって、直列共振器Ｓ３およびＳ４は分割しない。

［比較例３］
図５（ａ）は、比較例３に係るフィルタの回路図、図５（ｂ）は、直列共振器の反共振周波数を示す図である。図５（ａ）に示すように、比較例３では、比較例２に比べ、さらに大電力の高周波信号が入力する。このため、直列共振器Ｓ３をスカート５２を形成する共振器とし、反共振周波数をＡ１およびＡ２に近いＡ３とする。さらに直列共振器Ｓ３を直列共振器Ｓ３１および３２に分割する。これにより、比較例２に比べ耐電力性が向上する。

比較例２および３では、直列共振器Ｓ１からＳ３を直列に分割することにより、耐電力性が向上する。しかしながら、分割した直列共振器同士は同じ周波数に共振周波数を形成するため、比較例２および３における通過特性は比較例１とほぼ同等である。このため、減衰域５４の減衰特性を改善するため直列共振器Ｓ１からＳ３とは異なる反共振周波数を有する直列共振器を追加した場合、フィルタが大型化する。また、フィルタのサイズが限られている場合、直列共振器を分割することに加え、さらに直列共振器を追加することは難しい。したがって、耐電力を改善しつつ減衰特性を改善することが求められる。

図６（ａ）は、実施例１に係るフィルタの回路図、図６（ｂ）および図６（ｃ）は、実施例１および２の直列共振器の反共振周波数を示す図である。図６（ａ）に示すように、実施例１の回路図は比較例２と同じであり説明を省略する。

図６（ｂ）に示すように、直列共振器Ｓ１１およびＳ２１はスカート５２を形成するように反共振周波数をＡ１およびＡ２とする。直列共振器Ｓ１２およびＳ２２は減衰域５４の減衰量を大きくするように反共振周波数をＤおよびＥとする。

直列共振器Ｓ１１およびＳ２１のキャパシタンスは、比較例１の直列共振器Ｓ１およびＳ２より大きくできる。よって、大電力の印加されるスカート５２を形成する直列共振器Ｓ１１およびＳ１２の耐電力性を向上できる。直列共振器Ｓ１２およびＳ２２の反共振周波数ＤおよびＥは減衰域５４の減衰量を大きくするように設定する。比較例２では、減衰域５４を形成する反共振周波数はＢとＣの２つであるが、実施例１では、減衰域５４を形成する反共振周波数をＢからＥの４つにできる。これにより、減衰域５４の減衰特性を向上できる。このように、比較例２と同程度の耐電力性を有しつつ、比較例２より減衰特性を向上できる。

図６（ｃ）に示すように、直列共振器Ｓ３はスカート５２を形成するように反共振周波数Ａ３とする。その他の構成は実施例１と同じである。実施例２では、直列共振器Ｓ３の反共振周波数がＡ３のため、実施例１に比べ、耐電力性を向上できる。よって、例えば比較例２では耐電力性が足りない場合、比較例３のように直列共振器Ｓ３を分割しなくても耐電力性を向上できる。よって、フィルタが大型化することを抑制できる。

Ｅ−ＵＴＲＡ（Evolved Universal Terrestrial Radio Access） Operating Bandのバンド２６（送信帯域：８１４−８４９ＭＨｚ、受信帯域：８５９−８９４ＭＨｚ）の送信フィルタについてシミュレーションを行った。図７は、実施例３に係るフィルタの回路図である。図７に示すように、入力端子Ｔｉｎと直列共振器Ｓ１１との間のノードＮ０と、グランドと、の間にキャパシタＣ１およびＣ２が直列に接続されている。キャパシタＣ１およびＣ２は、受信帯域における送信端子から受信端子へのアイソレーション特性を向上させるためのものである。その他の構成は比較例２および実施例１と同じであり説明を省略する。

図８は、実施例３に係るフィルタの平面図である。図８に示すように、圧電基板１０上に弾性波共振器１８として、直列共振器Ｓ１１からＳ４および並列共振器Ｐ１からＰ３が設けられている。圧電基板１０は、１２８°回転ＹカットＸ伝搬ニオブ酸リチウム基板である。弾性波共振器１８の金属膜１１は膜厚が０．０６×λの銅膜である。圧電基板１０上に電極指１２を覆うように膜厚が０．２５×λの酸化シリコン膜が温度補償膜として設けられている。圧電基板１０上にキャパシタＣ１およびＣ２が設けられている。キャパシタＣ１およびＣ２は、各々対向する一対の櫛型電極により形成されている。圧電基板１０上にパッド２０として送信端子Ｔｘ、共通端子Ａｎｔおよびグランド端子Ｇｎｄが設けられている。弾性波共振器１８間および弾性波共振器１８とパッド２０との間は圧電基板１０上に形成された配線２２により接続されている。送信端子ＴｘがノードＮ０に相当し、直列共振器Ｓ１２とＳ２１との間の配線２２がノードＮ１に相当し、直列共振器Ｓ２１とＳ３との間の配線２２がノードＮ２に相当し、直列共振器Ｓ３とＳ４との間の配線２２がノードＮ３に相当する。

図９（ａ）および図９（ｂ）は、それぞれ実施例３および比較例４に係るフィルタの各共振器の対数、開口長およびピッチλを示す図である。キャパシタＣ１およびＣ２は一対の櫛型電極により形成している。実施例３では、直列共振器Ｓ１１とＳ１２とのピッチが互いに異なり、直列共振器Ｓ２１とＳ２２とのピッチが互いに異なる。直列共振器Ｓ１１とＳ２１のピッチはほぼ同じである。これにより、直列共振器Ｓ１１とＳ１２との反共振周波数は互いに異なり、直列共振器Ｓ２１とＳ２２との反共振周波数は互いに異なる。直列共振器Ｓ１１とＳ２１の反共振周波数はほぼ同じである。実施例３における直列共振器Ｓ１２、Ｓ２２、Ｓ３およびＳ４のピッチは減衰域（受信帯域）の減衰特性がよくなるように最適化している。

比較例４では、直列共振器Ｓ１１とＳ１２とは対数、開口長およびピッチが同じである。直列共振器Ｓ２１とＳ２２とは対数、開口長およびピッチが同じである。比較例４における直列共振器Ｓ３およびＳ４のピッチは減衰域の減衰特性がよくなるように最適化している。比較例４のその他の項目は実施例３と同じである。

図１０（ａ）は、実施例３における各直列共振器の通過特性を示す図、図１０（ｂ）は、実施例３および比較例４の通過特性を示す図である。図１０（ａ）のように、実施例３では、スカートを形成する直列共振器Ｓ１１、Ｓ２１およびＳ３の反共振周波数を近づける。減衰域を形成する直列共振器Ｓ１２、Ｓ２２およびＳ４の反共振周波数を直列共振器Ｓ１１、Ｓ１２およびＳ３の反共振周波数から離れるように設ける。

図１０（ｂ）に示すように、実施例３は比較例４より受信帯域における減衰特性を改善できる。これは、比較例４では減衰域を形成するための直列共振器はＳ３およびＳ４の２個であったのに対し、実施例３では、減衰域を形成するための直列共振器をＳ１２、Ｓ２２およびＳ４の３個にできたためである。

実施例３および比較例４のチップ内における単位面積当たり消費電力の最大値をシミュレーションした。単位面積当たり消費電力が高い場所には電力が集中していることを示している。よって、チップ内における単位面積当たり消費電力の最大値が大きいと、耐電力性が悪いと考えられる。以下にシミュレーション結果を示す。
実施例３：４．２Ｗ／μｍ^２
比較例４：６．０Ｗ／μｍ^２
以上のシミュレーション結果から実施例３は比較例４より耐電力性が良好である。

このように、実施例３と比較例４とは、直列共振器の個数は同じであり、面積はほぼ同じである。減衰域の減衰特性および耐電力性は実施例３は比較例４より向上できる。よって、比較例３のように、直列共振器Ｓ３を分割しなくとも所望の耐電力性能を確保できる。

実施例１から３によれば、区間３２ａ（第１の区間）において直列に接続された直列共振器Ｓ１１（第１の共振器）とＳ１２（第２の共振器）との反共振周波数の差をΔｆａ１（第１の差）とする。区間３２ｂ（第２の区間）において直列に接続された直列共振器Ｓ２１（第３の共振器）とＳ２２（第４の共振器）との反共振周波数の差をΔｆａ２（第２の差）とする。直列共振器Ｓ１１とＳ２１との反共振周波数の差をΔｆａ３（第３の差）とする。このとき、図１０（ａ）に示すように、Δｆａ３がΔｆａ１およびΔｆａ２よりより小さい。

これにより、キャパシタンスの大きい直列共振器Ｓ１１とＳ２１とでスカートの電力を分散できるため、比較例１より耐電力性を向上できる。また、直列共振器Ｓ１２とＳ２２とはスカート以外に減衰極を形成できる。これにより、比較例２から４より減衰極の個数を増やすことができる。よって、設計自由度が増す。Δｆａ３は、Δｆａ１およびΔｆａ２の１／２以下または１／５以下とすることができる。

直列共振器Ｓ１２およびＳ２２の反共振周波数は、直列共振器Ｓ１１およびＳ２１の反共振周波数より高い。これにより、通過帯域の高周波数側に減衰域を形成することができる。

直列共振器Ｓ３（第５の共振器）は、区間３２ｃ（第３の区間）において１つのみ接続されている。このように、直列共振器が分割されていない区間を設けることで、フィルタを小型化できる。

図１０（ａ）のように、直列共振器Ｓ３と直列共振器Ｓ１１およびＳ２１との反共振周波数の差のうち最も大きい差をΔｆａ４とする。Δｆａ４は、Δｆａ１およびΔｆａ２より小さい。これにより、直列共振器Ｓ１１、Ｓ２１およびＳ３でスカートの電力を分散できるため、耐電力性を向上できる。直列共振器Ｓ３は減衰域を形成する共振器でもよい。

実施例１から３においても同様に、直列共振器が分割された区間は、区間３２ａから３２ｄのいずれの区間でもよい。入力端子Ｔｉｎに近い区間は大電力が加わりやすい。このため、直列共振器が分割された区間の１つの区間３２ａは、最も入力端子Ｔｉｎに近い区間であることが好ましい。さらに、直列共振器が分割された区間のうち他の１つの区間３２ｂは２番目に入力端子Ｔｉｎに近い区間であることがより好ましい。これにより、耐電力をより向上できる。

直列共振器Ｓ４（第６の共振器）は、区間３２ｄ（第４の区間）において１つのみ接続されている。このように、直列共振器が１つのみ接続された区間３２ｃおよび３２ｄが複数あるとき、スカートを形成する直列共振器Ｓ３を有する区間３２ｃは、３番目に入力端子Ｔｉｎに近い区間である。これにより、耐電力をより向上できる。

直列共振器Ｓ１２およびＳ２２の反共振周波数が近く、スカートを形成してもよい。より入力端子に近いという観点から、直列共振器Ｓ１１およびＳ２１の反共振周波数が近いことが好ましい。

実施例１から３では、区間が４個の例を説明したが、区間は複数であればよい。直列共振器が分割された区間を２個としたが、３個以上でもよい。区間３２ａおよび３２ｂにおいて直列共振器を２個に分割する例を説明したが、分割数は３以上でもよい。

直列共振器Ｓ１１からＳ４および並列共振器Ｐ１からＰ３として弾性表面波共振器の例を説明したが、圧電薄膜共振器でもよい。

実施例４は、マルチプレクサの例である。図１１は、実施例４に係るデュプレクサの回路図である。図１１に示すように、共通端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘ（第１端子）との間に送信フィルタ４０（第１フィルタ）が接続されている。共通端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘ（第２端子）との間に受信フィルタ４２（第２フィルタ）が接続されている。送信フィルタ４０は送信端子Ｔｘから入力した高周波信号のうち送信帯域の信号を共通端子Ａｎｔに通過させ、他の信号を抑圧する。受信フィルタ４２は、共通端子Ａｎｔに入力した高周波信号のうち受信帯域の信号を通過させ、他の信号を抑圧する。

受信帯域が送信帯域より高いとき、送信フィルタ４０に実施例１から３のフィルタを用いる。これにより、受信帯域における減衰特性を向上できる。

マルチプレクサとしてデュプレクサの例を説明したが、トリプレクサまたはクワッドプレクサでもよい。第１フィルタが送信フィルタ、第２フィルタが受信フィルタの例を説明したが、第１フィルタが受信フィルタ、第２フィルタが送信フィルタでもよい。第１フィルタおよび第２フィルタはいずれも送信フィルタでもよく、受信フィルタでもよい。

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

１０ 圧電基板
１６ ＩＤＴ
３０ 直列経路
３２ａ−３２ｄ 区間
４０ 送信フィルタ
４２ 受信フィルタ

Claims (9)

1. 入力端子と出力端子との間に並列に接続された複数の並列共振器と、
   前記入力端子と前記出力端子との間に直列に接続された複数の直列共振器と、
   前記入力端子と前記出力端子との間の直列経路に前記複数の並列共振器がそれぞれ接続する複数のノードと、
   前記複数の直列共振器に含まれ、前記複数のノードと前記入力端子と前記出力端子とのうち隣接するノードまたは端子の間の前記直列経路である複数の区間のうち第１の区間において直列に接続され反共振周波数の差が第１の差である第１の共振器および第２の共振器と、
   前記複数の直列共振器に含まれ、前記複数の区間のうち第２の区間において直列に接続され反共振周波数の差が第２の差である第３の共振器および第４の共振器であって、前記第１の共振器と前記第３の共振器との反共振周波数の差である第３の差は第１の差および第２の差より小さい第３の共振器および第４の共振器と、
   を具備し、
   前記第２の共振器および前記第４の共振器の反共振周波数は、前記第１の共振器および前記第３の共振器の反共振周波数より高く、
   前記第１の区間は、前記複数の区間のうち最も前記入力端子に近い区間であり、
   前記複数の直列共振器は各々弾性波共振器であるフィルタ。
2. 前記複数の直列共振器に含まれ、前記複数の区間のうち第３の区間において１つのみ接続された第５の共振器を具備する請求項１記載のフィルタ。
3. 前記第５の共振器と前記第１の共振器および前記第３の共振器との反共振周波数の差である第４の差は、前記第１の差および前記第２の差より小さい請求項２記載のフィルタ。
4. 前記第２の区間は、複数の区間のうち２番目に前記入力端子に近い区間である請求項１から３のいずれか一項記載のフィルタ。
5. 前記複数の直列共振器に含まれ、前記複数の区間のうち第４の区間において１つのみ接続された第６の共振器を具備し、
   前記第２の区間は、前記複数の区間のうち２番目に前記入力端子に近い区間であり、
   前記第３の区間は、前記複数の区間のうち３番目に前記入力端子に近い区間である請求項３記載のフィルタ。
6. 前記第１の共振器は前記第２の共振器より前記入力端子に近く、
   前記第３の共振器は前記第４の共振器より前記入力端子に近い請求項１から５のいずれか一項に記載のフィルタ。
7. 前記第１の共振器および前記第３の共振器は、前記フィルタの通過特性のスカートを形成し、前記第２の共振器および前記第４の共振器は、前記フィルタの減衰域を形成する請求項１から６のいずれか一項記載のフィルタ。
8. 請求項１から７のいずれか一項記載のフィルタを含むマルチプレクサ。
9. 共通端子と第１端子との間に接続された請求項１から７のいずれか一項記載のフィルタである第１フィルタと、
   前記共通端子と第２端子との間に接続され、前記第１フィルタより通過帯域が高い第２フィルタと、
   を具備するマルチプレクサ。

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