JP2002208801A

JP2002208801A - 帯域可変型フィルタ回路及びそれを用いた高周波フロントエンド回路

Info

Publication number: JP2002208801A
Application number: JP2001003251A
Authority: JP
Inventors: Kunio Tochi; 邦生土地; Kiyoshi Mizushima; 清水島
Original assignee: Nikko Co Ltd; Nikko KK
Current assignee: Nikko Co Ltd; Nikko KK
Priority date: 2001-01-11
Filing date: 2001-01-11
Publication date: 2002-07-26

Abstract

(57)【要約】【解決課題】受信時におけるイメージ信号の抑圧及
び送信時におけるスプリアスの抑制を実現する帯域可変
フィルタ及び小型で消費電力の小さい高周波フロントエ
ンド回路の提供。【解決手段】伝送線路上に、誘電体共振器（ＤＲ
Ｏ）を含む側路を１以上設けてなるフィルタ回路であっ
て、側路の少なくとも１つにおいてＤＲＯと並列に設け
られ複数の容量値を取り得るキャパシタ手段を有し、前
記容量を変更することによりフィルタの中心周波数を切
り替えることを特徴とする帯域可変型フィルタ回路、及
びこれを用いたフロントエンド。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、帯域可変型フィルタ回
路及びそれを用いた高周波フロントエンド回路に関す
る。より具体的には、本発明は、高周波領域で大きな帯
域シフトを実現することが可能な帯域可変型ＢＰＦ回路
及びこれを用いた携帯端末用フロントエンドを含む。

【０００２】

【従来技術】携帯電話機等の携帯端末における通信は、
数百ＭＨｚ〜数ＧＨｚの帯域を利用して行なわれる。周
波数資源を有効に利用するため、時分割多重アクセス
（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）ま
たは符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）の多重化方法が
採られ、それぞれさらに種々の方式を含む。いずれにお
いても、送信回路では音声信号等が中間周波数信号（Ｉ
Ｆ信号）を経て高周波信号（ＲＦ信号）に、受信回路で
はその反対に変換され、概ねアンテナからＲＦ−ＩＦ変
換部に至る部分を、高周波フロントエンド回路または単
にフロントエンドと称している。

【０００３】フロントエンドの一例として、現在、国内
で用いられている狭帯域ＣＤＭＡ方式のフロントエンド
構成の概略を図７（ａ）に模式的に示す。図示するよう
に、信号波は、アンテナスイッチの機能を果たすデュプ
レクサで受信波（Ｒｘ）と送信波（Ｔｘ）とに分波さ
れ、受信側では、高周波信号（ＲＦ信号）は、受信用フ
ィルタ（ＳＡＷ1）を経て低雑音増幅器（ＬＮＡ）で増
幅され、受信用段間フィルタ（ＳＡＷ2）でイメージ信
号を抑圧した後、周波数混合器（ＭＩＸ）で局発信号
（ＬＯＣ信号）と混合されて中間周波数信号（ＩＦ信
号）として取り出される。一方、送信側では、変調後の
信号はパワーアンプ（ＰＡ）、方向性結合器（ＣＵＰ）
及びアイソレータ（ＩＳＯ）を経てアンテナ（ＡＮＴ）
から送出される。送信用段間フィルタ（ＳＡＷ3）はＬ
ＯＣの高調波成分を除去し送信波の信号成分のみをＰＡ
に送るためのフィルタである。

【０００４】デュプレクサは、受信側（Ｒｘ）に帯域通
過フィルタ（ＢＰＦ）を、送信側（Ｔｘ）に帯域阻止フ
ィルタ（ＢＥＦ）を含む。デュプレクサはまた、パワー
アンプ（ＰＡ）で発生した高調波（スプリアス）の抑圧
する目的で低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を含んでいる。

【０００５】日本で運用されている狭帯域CDMA方式(cdm
aone)、米国で運用されている狭帯域CDMA方式(US-PCS)
では、Tx帯およびRx帯は複数の周波数帯に分割されてい
る。このため端末機では、帯域可変型デュプレクサが適
用でき、帯域固定型のデュプレクサと比べて小型化が可
能となる。従来、この目的に使用する帯域可変型ＢＰＦ
回路としては、図２８に示すように、同軸型の誘電体共
振器（ＤＲＯ）を含むＢＰＦ回路を伝送線路の側路に複
数段設け、伝送線路上のスイッチ（ＳＷaとＳＷb）及び
側路上のスイッチ（ＳＷc、ＳＷd、ＳＷe、ＳＷf）を開
閉しＢＰＦ（図中のＢＰＦ-aとＢＰＦ-b）を切り替える
構成が知られている。図ではＢＰＦ-bが切り離されＢＰ
Ｆ-aが選択されている。しかし、この構成による帯域可
変型ＢＰＦ回路では、切り替えようとする帯域分だけＢ
ＰＦ回路を設けなければならず、装置の小型化が困難で
ある。

【０００６】図２９には、図２８とは別の従来例の具体
的構成を示す。図２９（ａ）に示すＢＰＦは、同軸型の
誘電体共振器ＤＲＯaとＤＲＯbを、結合キャパシタＣ0
で連結された伝送線路に接続する一方、ＤＲＯaの内導
体をキャパシタＣ1とＰＩＮダイオードＤ1を介し、ＤＲ
Ｏbの内導体をキャパシタＣ2とＰＩＮダイオードＤ2を
介して、それぞれＧＮＤに接続する経路を設けたもので
ある（なお、ＤＲＯの外導体もＧＮＤに接続する。）。
Ｄ1及びＤ2はその端子に直流電圧を印加することでスイ
ッチとして機能する。各ダイオードをオンにすることに
より〔図２９（ｂ）〕ＤＲＯと並列に容量を付加し、周
波数を低域にシフトさせる（これに類する構造を開示し
たものとして、例えば、特開平7-58597号、特開平8-172
333号、特開平11-46102号、特開平11-243304号等参
照）。しかし、この可変型ＢＰＦ回路では、ＢＰＦの中
心周波数がＤＲＯの共振周波数から離れると特性劣化が
避けられない。

【０００７】特開平2000-68703号公報には、上記の従来
例の問題点に対応する帯域可変型ＢＰＦとして、図３０
に示す装置が提案されている。これは、同軸型の誘電体
共振器（ＤＲＯ）外面のメタライズ部分（外導体）を開
口部近傍において小面積だけ他から分離し、主面積部Ｍ
と小面積部ｍをＰＩＮダイオード（ＰＩＮ）で接続した
ものである。ＰＩＮダイオードがオンのとき、すなわ
ち、Ｍとｍとの分離がない場合はＤＲＯ内部の電磁界分
布は図３１（ａ）のようになるが、ＰＩＮダイオードが
オフのとき、すなわち、Ｍとｍとが分離されている場合
は、図３１（ｂ）のようになり、ＢＰＦの中心周波数が
高周波数側にシフトする。しかし、この方法によるＢＰ
Ｆは製造工程が複雑である。また、図３１（ｂ）から明
らかなように、シフト量を増やすべく小面積部ｍを広げ
るとＤＲＯ内部の電磁界分布の歪みが大きくなり、特性
の劣化が避けられない。

【０００８】このように、いずれの従来例でも、帯域シ
フト量が大きくなると特性の劣化が著しくなる。このた
め、所望のシフト量を実現しつつ、帯域幅、帯域外減衰
量その他の高周波特性を満足の行く水準に維持した製品
を得ることはできず、現実に実現されているＢＰＦで
は、中心周波数のシフト量は数十ＭＨｚ程度である。

【０００９】さらに、ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡを
問わず、いずれの方式でも、従来のフロントエンドの構
成では、スプリアス抑圧のためにアンテナとパワーアン
プ（ＰＡ）との間にＬＰＦを設ける必要があり、その挿
入損失を考慮すると送信時の電力消費の低減には限界が
あった。また、図７（ａ）でＳＡＷ1に加え段間フィル
タＳＡＷ2を用いているように、イメージ信号の抑圧の
ために複数のフィルタを用いる必要があった。このた
め、従来のフロントエンドの構成では、製品の小型化・
省電力化には限界があり、小型化・省電力化・低コスト
化を可能とする高周波フロントエンドが望まれている。
より大きな周波数シフト率と帯域幅、帯域外減衰量、そ
の他の高周波特性を正確に制御できるフィルタ回路技術
が不可欠である。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、従来技術に
おける上記問題点の解消を課題とするものであり、中心
周波数を大きくシフトさせても、帯域外減衰量その他の
高周波特性の劣化が少ない高周波用帯域可変型フィルタ
回路を提供することを目的とする。また、本発明は、上
記高周波用帯域可変型フィルタ回路を各種の携帯電話方
式に適用することにより、構成の簡略化による製品の小
型化及び特性の改善並びに製造コスト及び消費電力の低
減を実現したフロントエンド回路を提供する。

【００１１】

【課題解決の手段】上述のように、図２９に表わされる
帯域可変型ＢＰＦでは、ＤＲＯと並列に設けられたスイ
ッチがオンの状態では、ＢＰＦの中心周波数がＤＲＯの
共振周波数から外れた状態でＢＰＦとして機能する。し
かし、中心周波数を大きく（例えば、数百ＭＨｚ程度以
上）シフトさせた場合、すなわち、ＤＲＯの共振周波数
とＢＰＦの中心周波数との乖離を増大させると、ＢＰＦ
特性は著しく劣化する。このため、図２９に表わされる
帯域可変型ＢＰＦでは、帯域のシフト量は数十ＭＨｚが
限界であり、並列キャパシタンスを複数の値の間で切り
替えて帯域切り替えを実現する帯域可変型ＢＰＦは現実
的なものとは考えられていなかった。

【００１２】しかるに、本発明者らの検討によれば、Ｂ
ＰＦ特性はＤＲＯ端子のインダクタンスの影響を強く受
けており、特にＤＲＯの共振周波数とＢＰＦの中心周波
数との乖離が大きい場合には、その影響は非常に大きい
ことが判明した。

【００１３】すなわち、従来の端子構造を有するＤＲＯ
では、例えば、図３０に実体的に示すように、内部導体
から端子をＬ字型に引き出しこれを伝送線路に接続して
いる。これは図２８や図２９等を参照して述べた従来技
術でも同様である。かかる端子構造は側路上にインダク
タンスをもたらす。

【００１４】本発明者らは、ＤＲＯの端子インダンクタ
ンスを側路から伝送路に移した構成とすることにより、
中心周波数のシフト量を大きくしても、挿入損失が小さ
く、さらに、帯域外減衰量等の高周波特性が劣化せず、
また、帯域シフト後のＢＰＦの通過帯域および高調波特
性を正確に設計することが可能であり、この結果、ＤＲ
Ｏ型フィルタ回路の各段に容量の変更可能なキャパシタ
手段を用いてこれを制御すれば高性能な帯域可変型ＢＰ
Ｆが実現できることを見出した。

【００１５】また、この帯域可変型ＢＰＦは、(a)ＧＨ
ｚオーダーまでの帯域シフトが可能であり、(b)急峻性
が高いため１段でイメージ信号の抑圧が可能であり、
(c)各段のキャパシタンスを調整することにより無高調
波特性が得られるため、ＬＰＦを設けなくても送信用パ
ワーアンプからのスプリアス（不要波）を抑圧できると
いう特長を有する。このため、この特長を有するＢＰＦ
を携帯端末に用いることにより、フロントエンド構成の
大幅な簡略化及び省電力化が可能となる。

【００１６】本発明は、これらの知見に基づくものであ
り、以下の帯域可変型フィルタ回路及びこれを用いた携
帯端末用フロントエンドを提供する。

【００１７】（１）伝送線路上に、誘電体共振器（ＤＲ
Ｏ）を含む側路を１以上設けてなるフィルタ回路であっ
て、側路の少なくとも１つにおいてＤＲＯと並列に設け
られ複数の容量値を取り得るキャパシタ手段を有し、前
記容量を変更することによりフィルタの中心周波数を切
り替えることを特徴とする帯域可変型フィルタ回路。（２）ＤＲＯの端子をＤＲＯ端部からの２分岐構造と
し、該分岐により生じた２端を伝送線路に挿入すること
によりＤＲＯを伝送線路に直接に接続した構造とした前
記１に記載の帯域可変型フィルタ回路。

【００１８】（３）ＤＲＯと並列に接続する前記キャパ
シタ手段が、フィルタの中心周波数を４０ＭＨｚ以上低
周波数側にシフトする容量を有するものである前記１ま
たは２に記載の帯域可変型フィルタ回路。（４）各側路におけるＤＲＯおよび側路キャパシタの入
力アドミタンス特性が高調波特性を打ち消すように選ば
れてなる前記１乃至３のいずれかに記載の無高調波帯域
可変型フィルタ回路。

【００１９】（５）アンテナへの入出力部近傍における
帯域制限手段が前記１乃至４のいずれかの帯域可変フィ
ルタを含むことを特徴とする高周波フロントエンド回
路。（６）アンテナへの入出力部近傍における帯域制限手段
が、前記１乃至４のいずれかの帯域可変ＢＰＦにより構
成されたイメージ信号抑圧機能とスプリアス抑圧機能を
有するデュプレクサを含む前記５に記載の高周波フロン
トエンド回路。

【００２０】（７）アンテナへの入出力部近傍における
帯域制限手段が、前記１乃至４のいずれかの帯域可変Ｂ
ＰＦにより構成され、これにより、同一の信号多重化方
式における複数の送信周波数帯域間での切替え、または
複数の信号多重化方式におけるそれぞれの送信周波数帯
域間での切替えを行ない、かつ、いずれの帯域において
も送信時のスプリアスを実質的に抑圧する前記５に記載
の高周波フロントエンド回路。

【００２１】（８）アンテナへの入出力部近傍における
帯域制限手段が、前記１乃至４のいずれかの帯域可変Ｂ
ＰＦにより構成され、これにより、同一の信号多重化方
式における複数の受信周波数帯域間での切替え、または
複数の信号多重化方式におけるそれぞれの受信周波数帯
域間での切替えを行ない、かつ、いずれの帯域において
も受信時のイメージ信号を実質的に抑圧する前記５に記
載の高周波フロントエンド回路。

【００２２】（９）複数の帯域を切り換えて使用するマ
ルチバンド携帯電話機または複数の信号多重化方式を含
む携帯電話機に用いる前記５乃至８のいずれかに記載の
高周波フロントエンド回路。

【００２３】

【発明の実施の態様】（Ａ）帯域可変型フィルタ回路以下、本発明の帯域可変型フィルタ回路の構成を詳細に
説明する。なお、以下の説明では帯域可変型ＢＰＦ回路
を例に挙げるが、ＢＰＦの回路構成を例えばＢＥＦの回
路構成に替えることにより、帯域可変型ＢＥＦ回路とす
ることも可能である。

【００２４】図１〜図３に、本発明の帯域可変型ＢＰＦ
回路の基本構造を示す。図示するように、このＢＰＦ回
路は、伝送線路上に、誘電体共振器（ＤＲＯ）を含む側
路を２以上設けてなるフィルタ回路であって、前記側路
の少なくとも１段にＤＲＯと並列に複数の容量値を選択
変更可能なキャパシタ手段を有する。

【００２５】図１（ａ）には、ｍ段の側路全部に３つの
容量値を取り得る切換式のキャパシタ手段を設けた帯域
可変ＢＰＦ回路の例を示した。すなわち、図１（ａ）の
例では、段間結合キャパシタＣｃ_２〜Ｃｃ_ｍを介して伝
送路に設けられたｍ段の側路にＤＲＯ_１、ＤＲＯ_２、・
・・、ＤＲＯ_ｍが接続され、これと並列にキャパシタ手
段Ｃ_１、Ｃ_２、・・・、Ｃ_ｍが接続されている。各キャ
パシタ手段Ｃ_ｋ（１≦ｋ≦ｍ）はそれぞれスイッチＳ_ｋ
（１≦ｋ≦ｍ）と当該スイッチにより択一的に選択可能
な複数個（図では３個）のキャパシタのセットを含む。
各セットにおけるキャパシタの容量（キャパシタ手段Ｃ
_ｋにおけるｃ_ｋ１、ｃ_ｋ２及びｃ_ｋ３）は相異なる値、
例えばｃ_ｋ１＜ｃ_ｋ２＜ｃ_ｋ３とする。並列キャパシタ
ンスをｃ _ｋ１→ｃ_ｋ２、ｃ_ｋ２→ｃ_ｋ３またはｃ_ｋ１→
ｃ_ｋ３と切り替えることにより、ＢＰＦの中心周波数を
低周波数側にシフトすることができる。異なるキャパシ
タ手段における対応するキャパシタの容量（例えば、キ
ャパシタ手段Ｃ_ｊとＣ_ｋにおけるｃ_ｊ１とｃ_ｋ１、ｃ
_ｊ２とｃ_ｋ２及びｃ_ｊ３とｃ_ｋ３）は同一の値とするこ
とも可能であるが、目的に応じて、特定の（ｉ，ｊ，
ｋ）の組について、ｃ_ｊ _ｉとｃ_ｋｉ（１≦ｊ≦ｍ，１≦
ｋ≦ｍ，１≦ｉ≦３）を異なる値としてもよい。図１で
は、ＤＲＯを含む各側路と並列にそれぞれ切替え用のキ
ャパシタ手段を設けた態様を示したが、これらのＤＲＯ
のうち一部にのみ対応する切替えキャパシタ手段を接続
してもよい。

【００２６】図２（ａ）には、ｍ段の側路全部に３つの
キャパシタンスを段階的に接続し得る追加式のキャパシ
タ手段を設けた帯域可変ＢＰＦ回路の例を示した。すな
わち、図２（ａ）の例では、段間結合キャパシタＣｃ_２
〜Ｃｃ_ｍを介して伝送路に設けられたｍ段の側路にＤＲ
Ｏ_１、ＤＲＯ_２、・・・、ＤＲＯ_ｍが接続され、これと
並列にキャパシタ手段Ｃ_１、Ｃ_２、・・・、Ｃ_ｍが接続
されている。キャパシタ手段Ｃ_ｋ（１≦ｋ≦ｍ）は、複
数（図では３個）のスイッチを含むスイッチ手段Ｓ
_ｋ（１≦ｋ≦ｍ）と各スイッチ手段により段階的に接続
可能な複数個（前記スイッチの数と同数）のキャパシタ
を含む。各キャパシタ手段Ｃ_ｋにおけるキャパシタの容
量（ｃ_ｋ１、ｃ_ｋ２及びｃ_ｋ３と表記する。）は同一の
値でも相異なる値でもよい。また、それぞれの各キャパ
シタ手段Ｃ_ｋにおける対応するキャパシタの容量（例え
ば、キャパシタ手段Ｃ_ｊとＣ_ｋにおけるｃ_ｊ１と
ｃ_ｋ１、ｃ_ｊ _２とｃ_ｋ２及びｃ_ｊ３とｃ_ｋ３）は同一の
組み合わせとすることも可能であるが、特定の（ｉ，
ｊ，ｋ）の組について、ｃ_ｊｉとｃ_ｋｉ（１≦ｊ≦ｍ，
１≦ｋ≦ｍ，１≦ｉ≦３）を異なる値としてもよい。い
ずれにせよ、並列キャパシタンスの接続をｃ_ｋ１単独か
らｃ_ｋ１＋ｃ_ｋ２（またはｃ_ｋ１＋ｃ_ｋ３）、さらにｃ
_ｋ _１＋ｃ_ｋ２＋ｃ_ｋ３と追加することにより、ＢＰＦの
中心周波数を低周波数側にシフトすることができる。な
お、図２では、ＤＲＯを含む各側路と並列にそれぞれ切
替え用のキャパシタ手段を設けた態様を示したが、これ
らのＤＲＯのうち一部にのみ対応する切替えキャパシタ
手段を接続してもよい。

【００２７】スイッチは直流的に経路を短絡／開放し得
る任意の手段を含み、例えば、従来例で挙げたようなＰ
ＩＮダイオード等でもよい。また、図には示していない
が、スイッチの駆動に必要な配線及び制御手段は慣用の
手法を用いることができる。制御手段は例えば、携帯電
話の制御用ＩＣに組み込んでもよい。

【００２８】図３（ａ）には、ｍ段の側路全部に連続可
変量を有するキャパシタンス（図には可変容量ダイオー
ドを示すが、同様な機能を有するものであれば他の素子
でもよい。）をキャパシタ手段として設けた帯域可変Ｂ
ＰＦ回路の例を示した。すなわち、図３（ａ）の例で
は、段間結合キャパシタＣｃ_２〜Ｃｃ_ｍを介して伝送路
に設けられたｍ段の側路にＤＲＯ_１、ＤＲＯ_２、・・
・、ＤＲＯ_ｍが接続され、これと並列に可変容量ダイオ
ードＣ_１、Ｃ_２、・・・、Ｃ_ｍが接続されている。可変
容量ダイオードＣ_ｋ（１≦ｋ≦ｍ）におけるキャパシタ
の可変範囲（ｃ_ｋＬ〜ｃ_ｋＵ）は、各Ｃ_ｋにおいて同一
でも異なっていてもよい。可変容量ダイオードＣ_ｋの容
量を増加することによりＢＰＦの中心周波数を低周波数
側に、Ｃ_ｋの容量を減じることによりＢＰＦの中心周波
数を高周波数側にシフトすることができる。

【００２９】側路の段数は限定されないが、２以上が好
ましく、３段以上がより好ましい。段数を増やすことに
よりＢＰＦの急峻性が向上する。図１と図２の態様では
各スイッチに接続するキャパシタの数は必要に応じて選
択することが可能である。各キャパシタはフィルタの用
途にもよるが、一般には０.５ｐＦ以上、好ましくは１
ｐＦ以上、より好ましくは約３ｐＦ以上とする。下限値
未満では、ＢＰＦの中心周波数のシフト量はわずかであ
り（ＧＨｚ帯域で高々十数ＭＨｚ程度）、低周波化の意
味が乏しい。また、後述する帯域外減衰量等の改善効果
が十分に得られない。上限値は特に限定されない。基本
的には４０ＭＨｚ以上、好ましくは１００ＭＨｚ以上、
より好ましくは２００ＭＨｚ以上、さらに好ましくは５
００ＭＨｚ以上のシフト量を実現する容量値で本発明の
効果が十分に示される。個々の並列キャパシタはどのよ
うに形成してもよいが、より有効に本発明の効果を得る
ために、ＤＲＯの外部に別個の素子として設ける。例え
ば、ＤＲＯ搭載基板上にキャパシタとして搭載するか、
ＤＲＯ搭載基板に積層キャパシタ用積層基板を適用して
キャパシタを内層化する。

【００３０】図１〜３の回路を用いて数百ＭＨｚ以上の
帯域シフトを行なう場合は、各図の（ｂ）に示すよう
に、ＤＲＯの端子部のインダクタンスを伝送路に移行す
る必要がある。ＤＲＯの端子インダクタンスを側路から
伝送線路に移動するには、図４に模式的に示すように、
ＤＲＯの端子をＤＲＯ端部からの２分岐（分割）構造と
し、該分岐端を伝送線路に挿入することによりＤＲＯを
伝送線路に直接に接続した構造とする。

【００３１】端子部のインダクタンスの影響は非常に鋭
敏であり、０.１［ｎＨ］程度の微小量でも特性に影響
を与える。直径数十μｍのワイヤボンド用の金線ですら
約１［ｎＨ／ｍｍ］のインダクタンスである。端子を側
路位置に回路設計すると、フィルタ特性、特に挿入損失
が著しく増大する。本発明では、ＤＲＯ端子位置を側路
から伝送線路に移動することで、ＢＰＦの中心周波数と
ＤＲＯの共振周波数の乖離が大きい場合でも特性劣化の
問題が解消される。このため、ＧＨｚオーダーに至る帯
域シフトを可能とする帯域可変型ＢＰＦが実現される。

【００３２】また、ＤＲＯの端子インダクタンスの影響
は評価が難しいため、従来型端子のＤＲＯを用いた従来
の帯域可変型ＢＰＦにおいては、複数の並列キャパシタ
を組み合わせた場合、中心周波数シフト後の特性を予測
することは極めて困難でありその最適化及び正確な制御
は事実上不可能であったが、本発明では、端子インダク
タンスＬの影響を事実上解消した結果、回路設計及び帯
域シフト等の正確な調整が可能である。

【００３３】このため、本発明の帯域可変型ＢＰＦは、
適当な制御手段と組み合わせて精巧な帯域切換制御を行
なうことが可能である。

【００３４】具体的には、各段において異なる仕様のＤ
ＲＯ及び並列キャパシタを用いることにより、従来の同
一仕様のＤＲＯによる帯域可変型ＢＰＦでは実現できな
い特性を得ることができる。

【００３５】例えば、高調波の高周波化またはＢＰＦ各
段のアドミタンスの調整によりスプリアスの抑圧が実現
される。

【００３６】高調波の高周波化は、本発明で用いるＢＰ
Ｆ回路に特有の現象であり、ＢＰＦの中心周波数Ｆ0に
対する高調波の周波数Ｆ0′の比は、並列キャパシタの
容量を増すことにより大きくなる。すなわち、大容量の
並列キャパシタを用いることにより高調波は高周波化さ
れる。電力増幅器で抑圧するべきスプリアスの周波数が
Ｆs2、Ｆs3、Ｆs4、・・・である場合、通常は、Ｆsx
（ｘ＝３）までを抑圧すれば十分であるので、Ｆsx＜Ｆ
0′となるような条件を満たせばよい。

【００３７】スプリアスの抑圧は、ＢＰＦ各段のアドミ
タンスの調整により行なうこともできる。すなわち、フ
ィルタ各段において高調波が打ち消し合うようにＤＲＯ
及び並列キャパシタを用いることにより、Ｆsx以下の周
波数での高調波特性を打ち消せば実質的に無高調波のア
ンテナフィルタとなる。帯域外減衰量の調整やフィルタ
の急峻性の改善を同様に実現することができる。

【００３８】ＤＲＯ及び並列キャパシタの容量は、上記
の条件によって決定されるが、さらに、回路に対称性を
付与する条件を加えることが好ましい。具体的には、図
１等の回路において、結合キャパシタについて、Ｃｃ1
＝Ｃｃ(m+1)、Ｃｃ2＝Ｃｃm、Ｃｃ3＝Ｃｃ(m-1)等〔一
般式ではＣｃk＝Ｃｃ(m+2-k)〕とし、並列キャパシタの
セットについては、Ｃ1＝Ｃm、Ｃ2＝Ｃm-1、Ｃ3＝Ｃm-2
等〔一般式ではＣk＝Ｃm+1-k〕とすることにより対称的
な回路構成となる（なお、ｋは奇数段の回路では１以上
(m+1)/2以下の整数、偶数段の回路では１以上m/2以下の
整数）。この条件を満たすＢＰＦでは特性が大きく改善
されるという効果が得られる。また、各段に異なった仕
様のＤＲＯを用いれば、極の周波数は任意に設計でき
る。従って、帯域外減衰量の調整やフィルタの急峻性の
改善を実現することができる。

【００３９】さらに、回路に極を付与する等の急峻性改
善その他の目的で付加回路を設けてもよい。このような
回路は、通常、フィルタ回路の末端において、Ｌもしく
はＣまたはＬとＣとを直列または並列に含む回路を側路
に設けるか、伝送路にＬとＣとの並列回路を含む回路を
付加することにより実現される。対応する分布定数型付
加回路とすることもできる。また、フィルタ回路が後述
の平衡型回路構成を取る場合にはそれに合わせて付加回
路も平衡型とする。

【００４０】典型的な付加回路の例を図２７に記載し
た。図中、上下の水平線は図１等における伝送線路を表
わし、例えば、(A-1)は側路に開放及び短絡のＤＲＯを
設けた不平衡型かつ分布定数型の付加回路、(A-2)は側
路にキャパシタCとインダクタLを設けた不平衡型かつ集
中定数型の付加回路、(A-3)は側路に開放及び短絡の平
行平板型ＤＲＯを設けた平衡型かつ分布定数型の付加回
路、(A-4)は側路にキャパシタCとインダクタLを設けた
平衡型かつ集中定数型の付加回路である。(B)、(C)及び
(E)も同様であり、(D)では伝送線路にＤＲＯ等を設けて
いる。また、(F)及び(G)は特性インピーダンスの調整に
有用である。本発明ではいずれも使用できる。従来、こ
れらの回路はフィルタ回路の一方の端部に設けられてい
るが、本発明では、実質的に同一構成の付加回路をフィ
ルタ回路の両端に設けることが好ましい。

【００４１】さらにまた、結合キャパシタのキャパシタ
ンスをも変更することにより、帯域幅の調整及び異なる
信号多重化方式への適用も可能となる。そのための回路
の例を図５（ａ）〜（ｃ）に示す。図５（ａ）は、切換
型の帯域可変型ＢＰＦにおいて結合キャパシタも同様の
切換型キャパシタ手段としたものである。図５（ｂ）
は、切換型の帯域可変型ＢＰＦにおいて結合キャパシタ
を前記と同様の追加型のキャパシタ手段としたものであ
る。図５（ｃ）は、連続可変量型の帯域可変型ＢＰＦに
おいて結合キャパシタを連続可変量型のキャパシタ手段
としたものである。結合キャパシタの容量を増減させる
ことにより、所望の帯域幅を得ることが可能である。な
お、これらの図では、ＤＲＯ端子は従来型と同じ構造で
示してあるが、数十ＭＨｚを超える帯域シフト量とする
ためには、図１〜３（ｂ）に示すと同様にＤＲＯの端子
部のインダクタンスを伝送路に移行する必要がある。そ
の方法は前記と同様である。

【００４２】本発明においてＤＲＯは、角型でもよいし
円筒形状でもよい。後述の平行平板型誘電体共振器でも
よい。線路端は短絡でも開放でもよく、ＤＲＯ当りの共
振線路数に制限はない。また、ＴＥＭ波が伝搬する分布
定数線路を含む。例えば、マイクロストリップライン線
路でもよい。マイクロストリップライン線路を用いた場
合、誘電体線路端部の両側に電極パッドを設け、これを
伝送路の一部とすることによりＤＲＯの端子インダクタ
ンスを側路から伝送路に移すことができる。

【００４３】本発明では平行な２枚の導体板により誘電
体を挟持した構造が、誘電体共振器として有用である。
両極版を（直流的に）絶縁した先端開放型、接続した先
端短絡型のいずれでもよい。このような構造は、従来、
誘電体共振器としては用いられていない。

【００４４】平行平板による誘電体共振器（本明細書に
おいて「平行平板型誘電体共振器」という。）は、以下
の特長を有する。

【００４５】第一に、平行平板型誘電体共振器は、大き
な特性インピーダンスが得易く、フィルタの急峻性を改
善できる。すなわち、Ｚ０を大きくすることによりフィ
ルタ回路の急峻性は改善され得るが、同軸型ＤＲＯでは
実用的な特性インピーダンスＺ０は１０Ω以下であり特
性改善に限界があった。同軸型ＤＲＯにおいても、外径
を大きくするか内径を小さくすることによりＺ０を１０
Ω以上とすることは不可能ではないが、外径を大きくす
ると小型化の要請に反し、内径を小さくするのは製造技
術及びコストの上で問題がある。このため、現実にはＤ
ＲＯのＺ０によるフィルタの急峻性改善に限界があっ
た。これに対し、平行平板型誘電体共振器では１０Ω以
上のＺ０が容易に得られる。誘電率４０程度の誘電体を
用いれば４０Ω以上も可能である。

【００４６】第二に、平行平板型誘電体共振器は、両面
に電極を付与した適当な長さの誘電体基板を切断するだ
けで製造できるので大量生産が容易である。また、特性
調整が不要である。さらに、基板に直接に搭載できるの
で端子も不要となる。

【００４７】第三に、平行平板型誘電体共振器を用いる
ことにより、フィルタ回路を平衡型とすることが可能で
ある。すなわち、一般に、２つの高周波線路またはデバ
イスを接続する場合には、その接続点で、特性インピー
ダンスが同一であるだけでなく、電磁界の分布も同一で
なければならない。現在、低電圧で駆動し広いダイナミ
ックレンジと高いゲインとを実現する平衡型の電力増幅
器、低雑音増幅器（ＬＮＡ）及び混合器が実用化されつ
つある。高周波回路（携帯電話機送・受信器など）の平
衡化で、電源スイッチ、負電圧発生用ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ等のＭＭＩＣを不要とした回路構成が可能であり、
携帯電話機送・受信器の大幅な小型化と低価格化を実現
する。平衡型高周波回路は次世代の高周波回路技術とし
て有力で、ここに適用されるＢＰＦも平衡化が必要とな
る。ところが、平衡型のＳＡＷフィルタは設計が難しく
高価である。平衡―不平衡変換回路を適用して不平衡型
ＳＡＷフィルタの電磁界モードを平衡型に変換し、平衡
型高周波回路に適用することも可能であるが、携帯電話
機ではＳＡＷフィルタは５〜７個も使用される。従っ
て、この方法では、平衡型高周波回路の小型化・低価格
化を阻害し実用性が乏しくなる。

【００４８】この解決には、回路構成の全体を平衡化す
ることである。ＤＲＯも平衡型(平行平板型共振器)とな
る。図６（ａ）〜（ｃ）に模式的に示すように、平行平
板型誘電体共振器を含む単位を図１等のフィルタ回路の
各段に用いて平衡型ＢＰＦ回路の構成すればよい。な
お、第６図（ａ）〜（ｃ）では、説明の便宜のため、Ｄ
ＲＯ端子は従来型と同じ構造で示してあるが、数十ＭＨ
ｚを超える帯域シフト量とするためには、図１（ｂ）、
図２（ｂ）及び３（ｂ）に示すと同様にＤＲＯの端子部
のインダクタンスを伝送路に移行する必要がある。その
方法は前記と同様である。

【００４９】平衡型回路は不平衡型回路を対称面を持つ
ように変形して構成され得る。例えば、図６（ａ）は、
図１（ａ）の各段に対応する平衡型回路図である。平行
平板型誘電体共振器の寸法は特に限定されないが、フィ
ルタ全体の小型化を図る上では、厚さ（極板間距離）１
ｍｍ以下、幅１〜１０ｍｍ、長さ１〜１０ｍｍ程度、好
ましくは厚さ０.５ｍｍ以下、幅１〜５ｍｍ、長さ１〜
５ｍｍ程度が好ましい。平行平板型誘電体共振器は、長
さ方向において幅を連続的に変化させてもよい。これに
より、特性インピーダンスＺ０が幅方向に連続的に変化
した特異なＤＲＯが得られる。インピーダンス連続変化
型の平行平板型誘電体共振器を用いることにより、高調
波の抑圧が可能である。

【００５０】誘電体材料及び極板材料は、それぞれ、従
来の同軸型ＤＲＯで使用されている材料が利用できる。
また、誘電体基板への電極付与は、厚膜印刷、薄膜形成
等の既存の導体層付与方法により行なうことができる。

【００５１】なお、以上において、携帯端末と関連付け
て本発明の帯域可変型ＢＰＦを説明してきたが、本発明
の帯域可変型ＢＰＦは数百ＭＧＨｚ〜十数ＧＨｚの範囲
で有効であり、携帯端末のフロントエンドへの適用のみ
ならず、高周波回路あるいは中間周波数帯一般に帯域可
変型ＢＰＦとして有用である。

【００５２】（Ｂ）高周波フロントエンド回路前述の通り、本発明の帯域可変型フィルタ回路をもって
構成することにより、無高調波の帯域可変ＢＰＦを実現
することができる。このため、本発明では、高周波フロ
ントエンド、特に携帯端末用のフロントエンドとして従
来にない構成を提供する。

【００５３】例えば、図７（ａ）は狭帯域ＣＤＭＡ方式
における従来技術のフロントエンドを模式的に示したも
のである。本明細書の従来技術欄で詳述した通り、この
ようなフロントエンドでは、ＰＡで発生するスプリアス
を除去するために送信側からみてアンテナの前段にＬＰ
Ｆが不可欠である。このため、挿入損失は全体で３ｄＢ
以上となり送信時の消費電力を低減する上で大きな制限
となっていた。しかるに、本発明により、無高調波特性
を有する帯域可変型ＢＰＦを用いることによりかかるＬ
ＰＦは不要となる。また、本発明によれば、受信時にお
けるイメージ信号の抑圧が可能であり、図７（ａ）のＳ
ＡＷ1が不要となる。さらに、本発明によれば、イメー
ジ信号を−７０ｄＢ以上抑圧することも可能であり、か
かる構成の場合には図７（ａ）のＳＡＷ2も不要とな
る。

【００５４】このように、本発明によれば、帯域可変型
ＢＰＦ（図中、Ｖ―ＢＰＦで示す。）によってスプリア
スを除去し、従って、従来構成におけるスプリアス除去
用ＬＰＦを不要とした高周波フロントエンドが提供され
る。かかるフロントエンド構成の一例を図７（ｂ）に模
式的に示す。図７（ｂ）においてＳＡＷ2を含む構成も
含まない構成も本発明に含まれる（以下、図８（ｂ）〜
図１０において同じ。）。

【００５５】図７（ｂ）は図７（ａ）との対比により従
来技術との相違を明らかにするべく示すものであり、本
発明によるフロントエンドは、ここに図示するブロック
で構成されたフロントエンドのみに限定されるものでは
ない。この例と同様に従来構成においてスプリアス除去
用ＬＰＦが必須であった高周波フロントエンドについて
は、スプリアス除去用ＬＰＦを取り除き、ＢＥＦを本発
明の帯域可変型ＢＰＦに換えた構成となし得るフロント
エンドであれば、当該変更後のいずれのフロントエンド
も本発明の範囲に含まれる。

【００５６】このようなフロントエンド回路の例として
は、ＡＤＣ、ＵＳ−ＰＣＳ、Ｋ−ＰＣＳ等のＣＤＭＡ方
式、ＧＳＭ、ＥＧＳＭ、ＰＣＮ、ＡＭＰＳ、ＤＣＳ、Ｐ
ＤＣ８００、ＰＤＣ１５００等のＴＤＭＡ方式の携帯電
話のフロントエンドが挙げられる。また、Ｗ−ＣＤＭＡ
及びｃｄｍａ２０００等の広帯域ＣＤＭＡでは、本発明
のフロントエンド回路は特に有効である。

【００５７】また、本発明によれば、アンテナへの入出
力部近傍における帯域制限手段が、本発明の帯域可変Ｂ
ＰＦにより構成されたイメージ信号抑圧機能とスプリア
ス抑圧機能を有するデュプレクサを含む高周波フロント
エンドが提供される。

【００５８】図８（ａ）ではシングルモードＴＤＭＡに
おける従来技術を示し、同図（ｂ）では本発明の適用例
を模式的に示した。従来のＴＤＭＡでは送受信をアンテ
ナスイッチにより切り換えているが、切替え時に生じる
ノイズを除去してアンテナからの放射を防ぐことが必要
である。また、受信用フィルタにはＳＡＷフィルタの適
用が一般的であるが、許容電力が小さく、アンテナ・ス
イッチが受信側に切替わるとアンテナから流入する静電
気等のスパイク・ノイズに対して無防備である。しか
し、本発明では上述の帯域可変型ＢＰＦを用いてアンテ
ナ・フィルタを構成することで、スパイク・ノイズを遮
断し送受信機を保護することが可能である。ＴＤＭＡ方
式では同時に送受信する必要がないので、帯域可変型Ｂ
ＰＦの適用は単一でよい。なお、多くの携帯電話システ
ムでは、送信波および受信波の各々は独立した周波数帯
であり、送信および受信の使用周波数帯域幅は比帯域で
８％以上の広帯域となる。現状技術によるフィルタでは
急峻性が著しく劣化して実用的な急峻性が得られない。

【００５９】さらに、これらの方式の組み合わせである
マルチモード方式やこれらとＰＨＳあるいはＤＥＣＴ等
とを組み合わせた携帯電話システム用のフロントエンド
としても有用である。

【００６０】例えば、本発明によれば、アンテナへの入
出力部近傍における帯域制限手段が、本発明の帯域可変
ＢＰＦにより構成され、これにより、同一の信号多重化
方式における複数の送信周波数帯域間での切替えのみな
らず、複数の信号多重化方式におけるそれぞれの送信周
波数帯域間での切替えを行ない、かつ、いずれの帯域に
おいても送信時のスプリアスを実質的に抑圧する高周波
フロントエンドが提供される。

【００６１】さらに、本発明によれば、アンテナへの入
出力部近傍における帯域制限手段が、本発明の帯域可変
ＢＰＦにより構成され、これにより、同一の信号多重化
方式における複数の受信周波数帯域間での切替えのみな
らず、または複数の信号多重化方式におけるそれぞれの
受信周波数帯域間での切替えを行ない、かつ、いずれの
帯域においても受信時のイメージ信号を実質的に抑圧す
る高周波フロントエンドが提供される。

【００６２】図９には、ＧＳＭとＤＣＳ等のＴＤＭＡ方
式を２つ組み合わせたデュアルモード携帯電話用のフロ
ントエンド構成を示す。上段に示すように各方式の通信
に適合する帯域可変ＢＰＦをそれぞれ設けても良いし、
送信側（Tx）、あるいは受信側（Rx）にそれぞれ帯域可
変ＢＰＦを設けて方式間切替えを行なってもよい（これ
は図示していない。）。さらに、本発明では、帯域可変
ＢＰＦで大きなシフト幅を実現できるため、下段に示す
単一ＢＰＦ構成のフロントエンドでデュアルモードが実
現できる。この場合、２つの方式の送受信の使用帯域を
帯域可変ＢＰＦで切り換える。

【００６３】また、図１０には、トリプルモードＣＤＭ
Ａ用のフロントエンド構成の一例を図示した。上段はＧ
ＳＭ／ＤＣＳ／ＵＳ−ＰＣＳの組み合わせであり、下段
はその一つをＷ−ＣＤＭＡで置換した構成例である。Ｃ
ＤＭＡ方式では送・受信が同時に行われるために、ＣＤ
ＭＡ方式を含むマルチモード携帯機の場合には帯域可変
ＢＰＦは２つ以上必要となる。従来例では、かかる場
合、最低でも、ＣＤＭＡ方式毎にＤＵＰが必要とされ
た。しかし、本発明では、２個の可変型ＢＰＦですべて
を含み得るため、極めて簡単な構成となる。

【００６４】また、後述の実施例に示すように本発明の
帯域可変ＢＰＦではイメージ信号を７０ｄＢ以上抑圧す
ることができる。このため、受信側における段間フィル
タ（図７及び８のＳＡＷ2）が不要となる。受信機全体
の雑音指数（ＮＦ）は、初段ＬＮＡの雑音指数に大きく
依存する。携帯電話機用受信機では、初段のＬＮＡにＨ
ＥＭＴが採用されつつある。この場合、ＮＦは１.４ｄ
Ｂを０.７ｄＢ以下に減ずることが可能となる。しか
し、受信用フィルタおよび受信用段間フィルタの大きな
挿入損失は、ＮＦの改善効果を阻害する。特に、初段Ｌ
ＮＡのＮＦの改善とともに、アンテナ〜受信用フィルタ
までの低損失化は、受信機全体のＮＦ改善に効果的であ
る。なお、受信用段間フィルタの省略は利得の緩和によ
る信号歪の軽減に効果的である。

【００６５】なお、図７〜１０には、フロントエンド構
成としてＭＩＸまでを示したが、ＭＩＸを必要としない
ダイレクトコンバージョン（および低ＩＦ方式）でも本
発明は適用可能である。本発明では受信用段間フィルタ
が省略できるため、受信感度の改善が期待できる。この
ため、ダイレクトコンバージョンでも好適に適用でき
る。

【００６６】

【実施例】以下、実施例によって本発明をより具体的に
説明する。

【００６７】実施例１異なる仕様のＤＲＯを適用した２段構成のＤＲＯ−ＢＰ
ＦによるＤＣＳ Tx/ＤＣＳ Rxの構成例を示す。図１１
において、キャパシタ容量及びＤＲＯ寸法等を下表の値
とするものであり、送信時にはＣ11及びＣ21を選択し、
受信時にはＣ12及びＣ22を選択することにより、中心周
波数を切り替えるものである。なお、回路図は、図１
（ａ）に準じたかたちで示したが、実際にはＤＲＯ端子
のインダクタンスを伝送線路に移した回路〔図１
（ｂ）〕を用いている（以下同じ）。

【００６８】

【表１】

【００６９】この帯域可変（切替）型ＤＲＯ−ＢＰＦの
特性を図１２〔(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、(c)定
在波比、(d)高調波特性〕に示す。太線がＤＣＳ Tx、細
線がＤＣＳ Rxに対応する。ＤＣＳ（フロントエンド構
成は図８参照）は、受信波の周波数帯域が1805〜1880Ｍ
Ｈｚであり、中間周波数246ＭＨｚのロア・ヘテロダイン
方式であり、イメージ信号は1313〜1388ＭＨｚに現れ
る。

【００７０】しかるに、図１２(a)〜(d)に示すとおり、
本発明の２段切替えＤＲＯ−ＢＰＦでは、上記各帯域で
の減衰量はそれぞれ約１ｄＢであり、帯域内のディレイ
は３〜４ｎｓ未満、イメージ信号の減衰量は３６.８ｄ
Ｂ、３Ｆ0減衰量は５２.２ｄＢであり、デュプレクサと
して有用である。このデュプレクサを用いて図８（ｂ）
のフロントエンドを構成することにより、従来のＤＣＳ
におけるフロントエンドで使用されているRxフィルタ
（ＳＡＷ1フィルタ）およびTxフィルタ（ＬＰＦ）をも
統合することが可能となり、従来品よりも小型で消費電
力の小さい回路構成を実現できる。

【００７１】実施例２同一仕様のＤＲＯを適用した２段構成のＤＲＯ−ＢＰＦ
によるＤＣＳ Tx/ＤＣＳ Rxの構成例を示す。図１１に
おいて、キャパシタ容量及びＤＲＯ寸法等を下表の値と
するものであり、送信時にはＣ11及びＣ21を選択し、受
信時にはＣ12及びＣ22を選択することにより、中心周波
数を切り替えるものである。

【００７２】

【表２】

【００７３】この帯域可変（切替）型ＤＲＯ−ＢＰＦの
特性の特性を図１３〔(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、
(c)定在波比、(d)高調波特性〕に示す。太線がＤＣＳ T
x、細線がＤＣＳ Rxに対応する。

【００７４】本発明の帯域可変型ＤＲＯ−ＢＰＦでは、
上記各帯域での減衰量はそれぞれ約１ｄＢであり、帯域
内のディレイは３〜４ｎｓ未満、イメージ信号の減衰量
は３４.２ｄＢ、３Ｆ0減衰量は５８.７ｄＢであり、デ
ュプレクサとして有用である。このデュプレクサを用い
て図８（ｂ）のフロントエンドを構成することにより、
実施例１と同様に、従来品よりも小型で消費電力の小さ
いフロントエンドの回路構成を実現できる。

【００７５】実施例３同一仕様のＤＲＯを適用した２段構成のＤＲＯ−ＢＰＦ
によるＧＳＭ Tx/ＤＣＳ Txの構成例を示す。図１１に
おいて、キャパシタ容量及びＤＲＯ寸法等を下表の値と
するものであり、ＧＳＭ TxとしてはＣ11及びＣ21を選
択し、ＤＣＳTxとしてはＣ12及びＣ22を選択することに
より、中心周波数を切り替えるものである。

【００７６】

【表３】

【００７７】この帯域可変（切替）型ＤＲＯ−ＢＰＦの
特性特性を図１４〔(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、
(c)定在波比、(d)高調波特性〕に示す。太線がＧＳＭ T
x、細線がＤＣＳ Txに対応する。ＧＳＭは、送信波の周
波数帯域が890〜915MHzであり、本発明の２段切替えＤ
ＲＯ−ＢＰＦでは、帯域シフトは1747.5MHｚ（ＤＣＳ）
⇔902.5MHｚ（ＧＳＭ）である。また、３Ｆ0減衰量は、
ＧＳＭ−Txにおいて５３.１ｄＢであり、ＤＣＳ−Txに
おいては５３.６ｄＢであり、いずれにおいてもスプリ
アス抑圧用のＬＰＦを不要とすることが可能となり、従
来品よりも小型で消費電力の小さいフロントエンドの回
路構成を実現できる。

【００７８】実施例４同一仕様のＤＲＯを適用した３段構成のＤＲＯ−ＢＰＦ
によるＧＳＭ Rx/ＤＣＳ Rxの構成例を示す。図１５に
おいて、ＤＲＯは実施例３と同様であり、伝送路のキャ
パシタ容量は図中の値、側路のキャパシタ容量を下表の
値とするものであり、ＧＳＭ RxとしてはＣ11及びＣ21
を選択し、ＤＣＳTxとしてはＣ12及びＣ22を選択するこ
とにより、中心周波数を切り替えるものである。

【００７９】

【表４】

【００８０】この帯域可変（切替）型ＤＲＯ−ＢＰＦの
特性特性を図１６〔(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、
(c)定在波比、(d)高調波特性〕に示す。太線がＧＳＭ
Ｒx、細線がＤＣＳＲxに対応する。ＤＣＳの受信波の
周波数帯域は1805〜1880ＭＨｚであり、イメージ信号は
1313〜1388ＭＨｚに現れる。ＧＳＭの受信波の周波数帯
域は935〜960MHzであり、イメージ信号は1427〜1452Ｍ
Ｈｚに現れる。本発明の２段切替えＤＲＯ−ＢＰＦで
は、帯域シフトは1842.5MHｚ（ＤＣＳ）⇔947.5MHｚ
（ＧＳＭ）である。イメージ信号減衰量は、ＤＣＳ Rx
においては７０.２ｄＢであり、ＧＳＭ Rxにおいて７
１.１ｄＢであり、後段のイメージ信号抑圧用のＳＡＷ
を不要とすることが可能となり、従来品よりも小型で消
費電力の小さいフロントエンドの回路構成を実現でき
る。

【００８１】実施例５同一仕様のＤＲＯを適用した３段構成の帯域可変ＤＲＯ
−ＢＰＦ〔図１７(a)〕とこの回路の入出力ポートに並
列キャパシタ型付加回路を付与した構成例〔図１７
(b)〕を示す。いずれもCdmaone用Ｒxとして適する値と
した。図１７において、各ＤＲＯは寸法：２×φ０.７
×Ｌ６(mm)、Ｅｒ：８２、Ｚ0：８.５５［Ω］であり、
伝送路、側路及び付加回路のキャパシタ容量は図中の値
とするものであり、図中のLowまたはHighのキャパシタ
を選択することにより、中心周波数を切り替えるもので
ある。

【００８２】図１７(a)の帯域可変（切替）型ＤＲＯ−
ＢＰＦの特性を図１８〔(a)通過帯域特性、(b)遅延特
性、(c)定在波比、(d)高調波特性〕に示す。細線がLow
に、太線がHighに対応する。

【００８３】また、付加回路を設けない図１７(a)の回
路とこれに付加回路を設けた図１７(b)の回路との特性
の対比を図１９〜２６に示す。図１９はLow-通過帯域特
性について、図２０はLow-遅延特性について、図２１は
Low-定在波比について、図２２はLow-高調波特性につい
て、付加回路を設けない回路（図中細線）と付加回路を
設けた回路（図中太線）を対比した。図２３はHigh-通
過帯域特性について、図２４はHigh-遅延特性につい
て、図２５はHigh-定在波比について、図２６はHigh-高
調波特性について、付加回路を設けない回路（図中細
線）と付加回路を設けた回路（図中太線）を対比した。

【００８４】これらのグラフの対比から、入出力ポート
の両側に付加回路を接続した場合、通過帯域特性〔Log
Mag |S21|特性（0.78〜0.98GHz）〕を見ると、通過帯域
より高周波側でBPF特性の急峻性が改善されていること
がわかる。高調波特性〔Log Mag |S21|特性（0.5〜3.5G
Hz）〕を見ると、急峻性の改善効果は高周波になるほど
大きくなることがわかる。

【００８５】

【発明の効果】本発明の帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦによれ
ば、各帯域での減衰量は約１ｄＢであり、それぞれの帯
域外減衰量の調整及び高調波特性の改善が容易である。
このため、スプリアスの抑圧を実現する送信用フィル
タ、イメージ信号の抑圧を実現する受信用フィルタ、受
信時におけるイメージ信号の抑圧及び送信時におけるス
プリアスの抑制を実現するデュプレクサを提供する。

【００８６】また、これらの本発明の帯域可変ＤＲＯ−
ＢＰＦは各種の携帯電話方式において広範囲に使用が可
能であり、これを構成要素とすることにより、異なる多
重化方式について単一部品で対応を可能とする送信用フ
ィルタまたは受信用フィルタを構成できる。

【００８７】従って、帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦを適用す
れば、省電力化の妨げになっていたＬＰＦの挿入損失の
問題を解消し、イメージ信号抑圧用フィルタ回路の簡略
化が可能であり、さらにマルチモード携帯電話機等にお
ける異なるモードでの部品を共通化して小型で消費電力
の小さい新規なフロントエンド構成が提供される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦの第一
の態様を、基本構成（ａ）と分割端子構成（ｂ）につい
て対照して示した回路図。

【図２】本発明による帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦの第二
の態様を、基本構成（ａ）と分割端子構成（ｂ）とにつ
いて対照して示した回路図。

【図３】本発明による帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦの第三
の態様を、基本構成（ａ）と分割端子構成（ｂ）とにつ
いて対照して示した回路図。

【図４】本発明による帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦで用い
られるＤＲＯの端子構造を表した斜視図。

【図５】本発明による帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦの第四
の態様を、基本構成を切換型（ａ）、追加型（ｂ）及び
可変容量ダイオード型（ｃ）について対照して示した回
路図。

【図６】本発明による帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦの平衡
型構成における切替え単位を模式的に表した回路図。

【図７】狭帯域ＣＤＭＡ方式のフロントエンド構成を
従来例（ａ）と本発明の構成例（ｂ）とについて対照し
て示したブロック図。

【図８】シングルモードＴＤＭＡのフロントエンド構
成を従来例（ａ）と本発明の構成例（ｂ）とについて対
照して示したブロック図。

【図９】本発明によるデュアルモードＴＤＭＡのフロ
ントエンドの構成例を模式的に表したブロック図。

【図１０】本発明によるトリプルモードＴＤＭＡのフ
ロントエンドの構成例を模式的に表したブロック図。

【図１１】実施例１〜３の帯域可変ＢＰＦ回路の基本
構成を示す回路図。

【図１２】実施例１の帯域可変ＢＰＦによるＤＣＳ T
x/ＤＣＳ Rx回路の(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、(c)
定在波比、(d)高調波特性を示すグラフ。

【図１３】実施例２の帯域可変ＢＰＦによるＤＣＳ T
x/ＤＣＳ Rx回路の(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、(c)
定在波比、(d)高調波特性を示すグラフ。

【図１４】実施例３の帯域可変ＢＰＦによるＧＳＭ T
x/ＤＣＳ Txの(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、(c)定在
波比、(d)高調波特性を示すグラフ。

【図１５】実施例４の帯域可変ＢＰＦ回路を示す回路
図。

【図１６】実施例４の帯域可変ＢＰＦによるＧＳＭ R
x/ＤＣＳ Rxの(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、(c)定在
波比、(d)高調波特性を示すグラフ。

【図１７】実施例５の帯域可変ＢＰＦ回路を示す回路
図。

【図１８】実施例５の帯域可変ＢＰＦによるCdmaone
用Ｒxの(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、(c)定在波比、
(d)高調波特性を示すグラフ。

【図１９】実施例５のCdmaone用ＲxのLow-通過帯域特
性を示すグラフ。

【図２０】実施例５のCdmaone用ＲxのLow-遅延特性に
ついて(a)付加回路を設けた回路と(b)付加回路を設けな
い回路の特性を対比して示したグラフ。

【図２１】実施例５のCdmaone用ＲxのLow-定在波比に
ついて(a)付加回路を設けた回路と(b)付加回路を設けな
い回路の特性を対比して示したグラフ。

【図２２】実施例５のCdmaone用ＲxのLow-高調波特性
について(a)付加回路を設けた回路と(b)付加回路を設け
ない回路の特性を対比して示したグラフ。

【図２３】実施例５のCdmaone用ＲxのLow-通過帯域特
性を示すグラフ。

【図２４】実施例５のCdmaone用ＲxのLow-遅延特性に
ついて(a)付加回路を設けた回路と(b)付加回路を設けな
い回路の特性を対比して示したグラフ。

【図２５】実施例５のCdmaone用ＲxのLow-定在波比に
ついて(a)付加回路を設けた回路と(b)付加回路を設けな
い回路の特性を対比して示したグラフ。

【図２６】実施例５のCdmaone用ＲxのLow-高調波特性
について(a)付加回路を設けた回路と(b)付加回路を設け
ない回路の特性を対比して示したグラフ。

【図２７】本発明において適用可能な付加回路を列記
した回路図。

【図２８】従来技術による帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦを
示す回路図。

【図２９】従来技術による図２８とは異なる帯域可変
ＤＲＯ−ＢＰＦを実体的に示した模式図（ａ）及びその
回路図（ｂ）。

【図３０】従来技術による図２８とは異なる帯域可変
ＤＲＯ−ＢＰＦを実体的に示した斜視図。

【図３１】図３０の帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦの動作原
理を模式的に示した説明図。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5J006 HA03 HA15 JA01 JA31 LA01 LA21 MA09 MA12 NA04 NB07 NE00 NE16 5K060 BB05 CC04 DD04 EE05 FF06 HH11 JJ21 KK06 LL15

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】伝送線路上に、誘電体共振器（ＤＲＯ）
を含む側路を１以上設けてなるフィルタ回路であって、
側路の少なくとも１つにおいてＤＲＯと並列に設けられ
複数の容量値を取り得るキャパシタ手段を有し、前記容
量を変更することによりフィルタの中心周波数を切り替
えることを特徴とする帯域可変型フィルタ回路。
【請求項２】ＤＲＯの端子をＤＲＯ端部からの２分岐
構造とし、該分岐により生じた２端を伝送線路に挿入す
ることによりＤＲＯを伝送線路に直接に接続した構造と
した請求項１に記載の帯域可変型フィルタ回路。
【請求項３】ＤＲＯと並列に接続する前記キャパシタ
手段が、フィルタの中心周波数を４０ＭＨｚ以上低周波
数側にシフトする容量を有するものである請求項１また
は２に記載の帯域可変型フィルタ回路。
【請求項４】各側路におけるＤＲＯおよび側路キャパ
シタの入力アドミタンス特性が高調波特性を打ち消すよ
うに選ばれてなる請求項１乃至３のいずれかに記載の無
高調波帯域可変型フィルタ回路。
【請求項５】アンテナへの入出力部近傍における帯域
制限手段が請求項１乃至４のいずれかの帯域可変フィル
タを含むことを特徴とする高周波フロントエンド回路。
【請求項６】アンテナへの入出力部近傍における帯域
制限手段が、請求項１乃至４のいずれかの帯域可変ＢＰ
Ｆにより構成されたイメージ信号抑圧機能とスプリアス
抑圧機能を有するデュプレクサを含む請求項５に記載の
高周波フロントエンド回路。
【請求項７】アンテナへの入出力部近傍における帯域
制限手段が、請求項１乃至４のいずれかの帯域可変ＢＰ
Ｆにより構成され、これにより、同一の信号多重化方式
における複数の送信周波数帯域間での切替え、または複
数の信号多重化方式におけるそれぞれの送信周波数帯域
間での切替えを行ない、かつ、いずれの帯域においても
送信時のスプリアスを実質的に抑圧する請求項５に記載
の高周波フロントエンド回路。
【請求項８】アンテナへの入出力部近傍における帯域
制限手段が、請求項１乃至４のいずれかの帯域可変ＢＰ
Ｆにより構成され、これにより、同一の信号多重化方式
における複数の受信周波数帯域間での切替え、または複
数の信号多重化方式におけるそれぞれの受信周波数帯域
間での切替えを行ない、かつ、いずれの帯域においても
受信時のイメージ信号を実質的に抑圧する請求項５に記
載の高周波フロントエンド回路。
【請求項９】複数の帯域を切り換えて使用するマルチ
バンド携帯電話機または複数の信号多重化方式を含む携
帯電話機に用いる請求項５乃至８のいずれかに記載の高
周波フロントエンド回路。