JP2002223102A

JP2002223102A - 付加回路接続型フィルタ回路及びそれを用いた高周波フロントエンド回路

Info

Publication number: JP2002223102A
Application number: JP2001016352A
Authority: JP
Inventors: Kunio Tochi; 邦生土地; Kiyoshi Mizushima; 清水島
Original assignee: Nikko Co Ltd; Nikko KK
Current assignee: Nikko Co Ltd; Nikko KK
Priority date: 2001-01-24
Filing date: 2001-01-24
Publication date: 2002-08-09

Abstract

(57)【要約】【解決課題】高周波フィルタ回路における特性の改
善及び小型で消費電力の小さい高周波フロントエンド回
路の提供。【解決手段】フィルタ回路の入出力ポートのそれぞ
れに、フィルタ特性を改善するための同一構成の付加回
路を接続したことを特徴とする付加回路接続型フィルタ
回路及びこれを用いたフロントエンド。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波帯域におい
て有用なフィルタ回路及びそれを用いた高周波フロント
エンド回路に関する。

【０００２】

【従来技術】携帯電話機等の通信端末には、送受信信号
を分けるためのデュプレクサが用いられ、現状では、小
型化及び高性能化の要請から表面弾性波素子（ＳＡＷ）
を用いたフィルタが多く用いられている。これは図２
（ａ）に示すように、伝送線路を分岐させて中心周波数
の異なる表面弾性波素子（ＳＡＷ）を並列に設けたもの
である。分波するべき周波数をＦ₁とＦ₂とした場合、一
方のＳＡＷ（例えば、ＳＡＷ₁）はＦ₁を通過させＦ₂を
阻止し、他方のＳＡＷ（例えば、ＳＡＷ₂）はＦ₂を通過
させＦ₁を阻止する。

【０００３】しかし、現実にこの条件を満たすために
は、図２（ｂ）に示すようにＳＡＷの前段にインピーダ
ンス整合回路を設ける必要がある（例えば、特開平５−
１６７３８９号参照）。しかし、インピーダンス整合回
路は挿入損失の増大や帯域外減衰量の劣化等の問題を招
く。この問題を解決するべく種々の方法が提案されてい
るが（例えば、前記公報の他、特開平５−１６７３８８
号、特許第２９０５０９４号等）、未だ十分な解決とは
なっていない。

【０００４】また、実際には、Ｆ₁とＦ₂とは幅を有する
帯域であるので帯域幅の縁部における急峻性も必要とな
る。ＳＡＷフィルタではＳＡＷ共振子の縦列接続を増や
すことにより高い急峻性が得られるが、縦列接続数の増
大はフィルタ寸法及び許容電力の低下につながる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した従
来技術における問題点の解消を課題とするものであり、
無線通信端末等に用いる高周波フィルタ回路において、
挿入損失の増大等の特性の劣化を招くことなく帯域外減
衰量、急峻性等の特性改善を実現するフィルタ回路の提
供を目的とする。また、本発明は、各種の携帯電話方式
において上記フィルタを構成要素とすることにより、小
型で消費電力の小さいフロントエンド回路の提供を目的
とする。

【０００６】

【課題解決の手段】従来技術欄で例として挙げたＳＡＷ
デュプレクサのように、フィルタ回路の一方のポートに
特性改善のための回路を付加する構成は既知である。し
かし、付加回路の付設によりある特性が改善されても、
挿入損失の増大等の他の特性の劣化を招くため、入出力
ポートの両側に付加回路を設ける構成は考えられていな
かった。本発明者らは、フィルタ回路の入出力ポートの
双方に付加回路を対称的に接続することにより、かかる
問題を生じることなく目的とする特性改善を実現できる
という予想外の知見を得て本発明を完成するに至った。
すなわち、本発明は、以下の高周波フィルタ回路及びこ
れを用いた高周波回路用フロントエンドを提供する。

【０００７】（１）フィルタ回路の入出力ポートのそ
れぞれに、フィルタ特性を改善するための同一構成の付
加回路を接続したことを特徴とする付加回路接続型フィ
ルタ回路。（２）フィルタ回路の入力ポートに接続される付加回
路と出力ポートに接続される付加回路の構成が回路素子
の定数まで含めて同一である前記１に記載の付加回路接
続型フィルタ回路。

【０００８】（３）前記付加回路が、伝送線路間また
は伝送線路上に直列若しくは並列に設けられたキャパシ
タ及び／若しくはインダクタからなる付加回路、若しく
はこれらのいずれかと等価な分布定数回路またはこれら
の回路の２以上の組み合わせである前記１または２に記
載の付加回路接続型フィルタ回路。（４）前記フィルタ回路が平衡型回路であり、かつ、
付加回路が、各伝送線路について往路と復路に対称的に
回路素子を設けることにより平衡化された回路である前
記１乃至３のいずれかに記載の付加回路接続型平衡型フ
ィルタ回路。

【０００９】（５）前記フィルタ回路が、誘電体共振
器（ＤＲＯ）を含むフィルタ回路、表面弾性波素子（Ｓ
ＡＷ）を含むフィルタ回路、または圧電フィルタを含む
フィルタ回路のいずれかである前記１乃至４のいずれか
に記載の付加回路接続型フィルタ回路。（６）異なる周波数帯域を通過または阻止するのに適
合した複数のＳＡＷフィルタを共通線路に接続して構成
したＳＡＷデュプレクサにおいて、少なくとも１つのＳ
ＡＷフィルタ回路の入出力ポートに前記１乃至４のいず
れかに従い付加回路を設けたことを特徴とするＳＡＷデ
ュプレクサ。

【００１０】（７）伝送線路上に、ＤＲＯを有する複
数の側路とそのＤＲＯの少なくとも１つと並列にキャパ
シタ手段を設け、(1)前記キャパシタ手段の容量を可変
とするか、(2)前記キャパシタ手段を切替え可能な複数
のキャパシタで構成するか、(3)伝送線路の一部を複数
の経路に分岐させて各経路の側路にそれぞれ異なる容量
のキャパシタを設けて前記キャパシタ手段とし、(a)
(1)においてはキャパシタ手段の容量を変更し、(b) (2)
においてはキャパシタを切り替え、(c) (3)においては
前記経路を切り替えることにより通過帯域または阻止帯
域を切替え可能とした帯域可変ＤＲＯフィルタにおい
て、帯域可変ＤＲＯフィルタ回路の入出力ポートに前記
１乃至４のいずれかに従い付加回路を設けたことを特徴
とする帯域可変ＤＲＯフィルタ。

【００１１】（８）アンテナへの入出力部近傍におけ
る帯域制限手段が、前記１乃至５のいずれかの付加回路
接続型フィルタを含む高周波フロントエンド回路。（９）アンテナへの入出力部近傍における帯域切替手
段が、前記６のＳＡＷデュプレクサまたは前記７の帯域
可変ＢＰＦにより構成され、これにより、同一の信号多
重化方式における複数の受信周波数帯域間での切替え、
または複数の信号多重化方式におけるそれぞれの受信周
波数帯域間での切替えを行ない、かつ、いずれの帯域に
おいても受信時のイメージ信号を実質的に抑圧する高周
波フロントエンド回路。（１０）複数の帯域を切り換えて使用するマルチバン
ド携帯電話機または複数の信号多重化方式を含む携帯電
話機に用いる前記９に記載の高周波フロントエンド回
路。

【００１２】

【発明の実施の態様】（Ａ）フィルタ回路本発明の付加回路接続型フィルタ回路は、図１に示すよ
うに、フィルタ回路の入出力ポートのそれぞれに、フィ
ルタ特性を改善するための同一構成の付加回路を接続し
たことを特徴とする。

【００１３】本発明で用いることのできる付加回路は、
フィルタ特性を改善するための付加回路であれば限定さ
れない。例えば、インピーダンス整合回路、位相整合回
路、急峻性や帯域外減衰量を改善するための回路等が含
まれる。具体的な回路構成としては、伝送線路間または
伝送線路上に直列または並列に設けられたキャパシタ及
び／若しくはインダクタからなる回路、並びにこれらの
いずれかと等価な分布定数回路を含む。典型的な付加回
路の例を図３に記載した。

【００１４】図中、上下の水平線は伝送線路を表わす。
例えば、(A-1)は側路に開放及び短絡のＤＲＯを設けた
不平衡型かつ分布定数型の付加回路、(A-2)は側路にキ
ャパシタCとインダクタLを設けた不平衡型かつ集中定数
型の付加回路、(A-3)は側路に開放及び短絡の平行平板
型ＤＲＯを設けた平衡型かつ分布定数型の付加回路、(A
-4)は側路にキャパシタCとインダクタLを設けた平衡型
かつ集中定数型の付加回路である。(B)〜(G)も同様であ
り、(D)では伝送線路にＤＲＯ等を設けている。(C)、
(F)及び(G)は特性インピーダンスの調整に有用である。
本発明ではいずれも使用できる。

【００１５】本発明において、入出力ポートの両側に同
一構成の付加回路を設けるとは、フィルタ回路の入出力
ポートの両側に機能の等しい付加回路を設けることを意
味する。例えば、図３に例示した同一グループ（Ａ〜
Ｅ）の構造の付加回路を設ける。これらの回路は２以上
を組み合わせて使用してもよいが、この場合、フィルタ
回路を中心として対称的な構成とすることが重要であ
る。例えば、図１において(B-2)と(D-2)との組み合わせ
からなる付加回路を設ける場合、左側の付加回路を(D-
2)＋(B-2)とするのであれば右側の付加回路は(B-2)＋(D
-2)とする。

【００１６】平衡−不平衡入出力型のＳＡＷフィルタ等
では、入力ポートと出力ポートで互いに異なる伝送モー
ド（平衡・不平衡）の付加回路を用いることになるが、
通常は伝送モード、集中定数型・分布定数型の区別まで
含め同一種類の付加回路を接続することが好ましい。ま
た、入出力ポートの一方の付加回路を構成する回路素子
（インダクタＬ，キャパシタＣ，誘電体共振器ＤＲＯ）
の定数や特性（例えば、インダクタンス、キャパシタン
ス、誘電体共振器の共振長等）は、他方の付加回路を構
成する回路素子と必ずしも同一でなくてもよいが、両者
の値や特性をより近い値や特性とすることが好ましく、
回路素子の定数まで含めて同一とすることがより好まし
い。

【００１７】本発明が適用されるフィルタ回路は特に限
定されない。ＳＡＷフィルタ、ＤＲＯフィルタ、積層型
ＬＣフィルタのいずれでもよい。圧電フィルタその他の
フィルタ（例えば、特開2000-332568号等のバルク音波
共振器を含むフィルタ）でもよい。また、フィルタ回路
は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、帯域阻止フィルタ（Ｂ
ＥＦ）、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、高域通過フィル
タ（ＨＰＦ）のいずれでもよい。

【００１８】さらにまた、これらのフィルタを複数含
み、そのうちの少なくとも一つを本発明に従い付加回路
を対称接続したフィルタ回路とした高周波回路も含まれ
る。例えば、図２（ｃ）は本発明に従い構成したＳＡＷ
デュプレクサである。受信側のＳＡＷフィルタのみに本
発明を適用してもよいし（実線）、送受信双方のＳＡＷ
フィルタに本発明を適用してもよい（実線・破線）。Ｓ
ＡＷフィルタの構造は特に限定されず、例えば、ラダー
型、ＤＭＳ型等の種々の構造が含まれる。従来のラダー
型ＳＡＷフィルタは急峻性には優れるものの最大減衰量
が不十分であるという問題があったが、本発明に従い付
加回路を対称接続したＳＡＷフィルタでは、挿入損失の
増大をほとんど伴うことなく帯域縁部での減衰量が７０
ｄＢ以上まで改善される。

【００１９】ＤＲＯフィルタの構成も特に限定されない
が、以下に本発明が好適に適用されるＤＲＯ−ＢＰＦの
例を挙げる。図４に示すＢＰＦ回路は、伝送線路上に誘
電体共振器（ＤＲＯ）を含む側路を設けてなるフィルタ
回路であって、前記側路の少なくとも１段にＤＲＯと並
列にキャパシタ手段を有する。図ではｍ段の各段にＤＲ
Ｏ1〜ＤＲＯmを配置し、それぞれと並列に並列キャパシ
タ手段Ｃ1〜Ｃmを接続した例を示した。各段は、キャパ
シタ手段Ｃc2〜Ｃcmを介して結合されている。また、図
示するように、側路上のＤＲＯがその端子部において２
分岐された接点を介して伝送線路に挿入されることによ
って伝送線路に直接に接続された構造とすることが好ま
しい（以下のＤＲＯ−ＢＰＦ及びその変形例でも同様で
ある。）。

【００２０】上記のＢＰＦ回路は本発明者らがPCT/JP00
/00466(WO00/45459号)で提案したものである。また、上
記の特異な端子構造は、本発明者らがPCT/JP99/07395(W
O00/39881号)で提案したものである。従来のＤＲＯ端子
では、内導体から１本の金属線が引き出され伝送線路に
接続されていたが、本発明で用いるＢＰＦ回路では、図
５に示すようにＤＲＯの開放端面から２本の端子として
引き出し、それぞれを伝送線路に接続することにより形
成される構造を有する。

【００２１】図５では角型のＤＲＯについて図示した
が、本発明で用いるＤＲＯは、角型でもよいし円筒形状
でもよい。後述の平行平板型誘電体共振器でもよい。線
路端は短絡でも開放でもよく、ＤＲＯ当りの共振線路数
に制限はない。また、ＴＥＭ波が伝搬する分布定数線路
を含む。例えば、マイクロストリップライン線路でもよ
い。マイクロストリップライン線路を用いた場合、誘電
体線路端部の両側に電極パッドを設け、これを伝送路の
一部とすることにより図５に相当する端子構造とするこ
とができる。かかる構造を用いることにより、通常の端
子構造を採った場合には不可避的に存在する端子部イン
ダクタンスが伝送線路に移行する。この結果、従来のＤ
ＲＯ型ＢＰＦでは実現できない優れた特性が得られる。
キャパシタについても同様の端子構造をとってもよい。

【００２２】ＤＲＯ-ＢＰＦ回路は帯域可変回路とする
こともできる。これは図４の基本構造におけるキャパシ
タ手段を、可変容量ダイオードまたは切り替え可能な複
数個のキャパシタのセットとしたものである。あるい
は、図６〜８に図示するように、伝送線路上に、誘電体
共振器（ＤＲＯ）を含む側路とキャパシタを含む側路を
１組以上有するフィルタ回路であって、当該伝送線路の
一部として切り替え可能な複数の線路を有する回路であ
る。これらの線路はいずれか１つが選択されて伝送の際
の経路となる。

【００２３】上記の説明では、いずれの経路においても
ＤＲＯを含む側路全部に対応してキャパシタンスを設け
た帯域固定ＢＰＦ回路及び帯域可変ＢＰＦ回路の例を示
したが、ＤＲＯのうち一部にのみ対応させて並列キャパ
シタを設けてもよい。

【００２４】並列キャパシタはフィルタの用途にもよる
が、一般には０.５ｐＦ以上、好ましくは１ｐＦ以上、
より好ましくは約３ｐＦ以上とする。下限値未満では、
ＢＰＦの中心周波数のシフト量はわずかであり（ＧＨｚ
帯域で高々十数ＭＨｚ程度）、低周波化の意味が乏し
い。また、後述する帯域外減衰量等の改善効果が十分に
得られない。上限値は特に限定されない。基本的には４
０ＭＨｚ以上、好ましくは１００ＭＨｚ以上、より好ま
しくは２００ＭＨｚ以上、さらに好ましくは５００ＭＨ
ｚ以上のシフト量を実現する容量値で本発明の効果が十
分に示される。個々の並列キャパシタはどのように形成
してもよいが、より有効に本発明の効果を得るために、
ＤＲＯの外部に別個の素子として設ける。例えば、ＤＲ
Ｏ搭載基板上にキャパシタとして搭載するか、ＤＲＯ搭
載基板に積層キャパシタ用積層基板を適用してキャパシ
タを内層化する。

【００２５】上記構造の帯域可変型ＢＰＦは、適当な制
御手段と組み合わせて精巧な帯域切換制御を行なうこと
が可能である。具体的には、帯域外減衰量が大きく各段
において異なる仕様のＤＲＯ及び並列キャパシタを用い
ることにより、従来の同一仕様のＤＲＯによる帯域可変
型ＢＰＦでは実現できない特性を得ることができる。例
えば、高調波の高周波化またはＢＰＦ各段のアドミタン
スの調整によりスプリアスの抑圧が実現される。

【００２６】高調波の高周波化は、本発明で用いるＤＲ
Ｏ型ＢＰＦ回路に特有の現象であり、ＢＰＦの中心周波
数Ｆ0に対する高調波の周波数Ｆ0′の比は、並列キャパ
シタの容量を増すことにより大きくなる。すなわち、大
容量の並列キャパシタを用いることにより高調波は高周
波化される。電力増幅器で抑圧するべきスプリアスの周
波数がＦs2、Ｆs3、Ｆs4、・・・である場合、通常は、
Ｆsx（ｘ＝３）までを抑圧すれば十分であるので、Ｆsx
＜Ｆ0′となるような条件を満たせばよい。

【００２７】スプリアスの抑圧は、ＢＰＦ各段のアドミ
タンスの調整により行なうこともできる。すなわち、フ
ィルタ各段において高調波が打ち消し合うようにＤＲＯ
及び並列キャパシタを用いることにより、Ｆsx以下の周
波数での高調波特性を打ち消せば実質的に無高調波のア
ンテナフィルタとなる。帯域外減衰量の調整やフィルタ
の急峻性の改善も同様に実現することができる。

【００２８】ＤＲＯ及び並列キャパシタの容量は、上記
の条件によって決定されるが、さらに、回路に対称性を
付与する条件を加えることが好ましい。具体的には、図
６〜８の回路において、結合キャパシタについて、Ｃｃ
F＝ＣｃL、ＣｃA1＝ＣｃA(α+1)、ＣｃA2＝ＣｃAα、Ｃ
ｃA3＝ＣｃA(α-1)等〔一般式ではＣｃAk＝ＣｃA(α+2-
k)〕とし、並列キャパシタについて、ＣA0＝ＣA(α+
1)、ＣA1＝ＣAα、ＣA2＝ＣA（α-1）等〔一般式ではＣ
k＝Ｃm+1-k〕とすることにより対称的な回路構成となる
（なお、ｋは奇数段の回路では１以上(α+1)/2以下の整
数、偶数段の回路では１以上α/2以下の整数）。線路Ｂ
〜Ｐについても同様である。この条件を満たすＢＰＦで
は特性が大きく改善されるという効果が得られる。

【００２９】また、各段に異なった仕様のＤＲＯを用い
れば、極の周波数は任意に設計できる。従って、帯域外
減衰量の調整やフィルタの急峻性の改善を実現すること
ができる。

【００３０】本発明においてＤＲＯは、角型でもよいし
円筒形状でもよい。後述の平行平板型誘電体共振器でも
よい。線路端は短絡でも開放でもよく、ＤＲＯ当りの共
振線路数に制限はない。また、ＴＥＭ波が伝搬する分布
定数線路を含む。例えば、マイクロストリップライン線
路でもよい。マイクロストリップライン線路を用いた場
合、誘電体線路端部の両側に電極パッドを設け、これを
伝送路の一部とすることによりＤＲＯの端子インダクタ
ンスを側路から伝送路に移すことができる。

【００３１】本発明では平行な２枚の導体板により誘電
体を挟持した構造が、誘電体共振器として有用である。
両極版を（直流的に）絶縁した先端開放型、接続した先
端短絡型のいずれでもよい。このような構造は、従来、
誘電体共振器としては用いられていない。

【００３２】平行平板による誘電体共振器（本明細書に
おいて「平行平板型誘電体共振器」という。）は、以下
の特長を有する。

【００３３】第一に、平行平板型誘電体共振器は、大き
な特性インピーダンスが得易く、フィルタの急峻性を改
善できる。すなわち、Ｚ０を大きくすることによりフィ
ルタ回路の急峻性は改善され得るが、同軸型ＤＲＯでは
実用的な特性インピーダンスＺ０は１０Ω以下であり特
性改善に限界があった。同軸型ＤＲＯにおいても、外径
を大きくするか内径を小さくすることによりＺ０を１０
Ω以上とすることは不可能ではないが、外径を大きくす
ると小型化の要請に反し、内径を小さくするのは製造技
術及びコストの上で問題がある。このため、現実にはＤ
ＲＯのＺ０によるフィルタの急峻性改善に限界があっ
た。これに対し、平行平板型誘電体共振器では１０Ω以
上のＺ０が容易に得られる。誘電率４０程度の誘電体を
用いれば４０Ω以上も可能である。

【００３４】第二に、平行平板型誘電体共振器は、両面
に電極を付与した適当な長さの誘電体基板を切断するだ
けで製造できるので大量生産が容易である。また、特性
調整が不要である。さらに、基板に直接に搭載できるの
で端子も不要となる。

【００３５】第三に、平行平板型誘電体共振器を用いる
ことにより、フィルタ回路を平衡型とすることが可能で
ある。すなわち、一般に、２つの高周波線路またはデバ
イスを接続する場合には、その接続点で、特性インピー
ダンスが同一であるだけでなく、電磁界の分布も同一で
なければならない。現在、低電圧で駆動し広いダイナミ
ックレンジと高いゲインとを実現する平衡型の電力増幅
器、低雑音増幅器（ＬＮＡ）及び混合器が実用化されつ
つある。高周波回路（携帯電話機送・受信器など）の平
衡化で、電源スイッチ、負電圧発生用ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ等のＭＭＩＣを不要とした回路構成が可能であり、
携帯電話機送・受信器の大幅な小型化と低価格化を実現
する。平衡型高周波回路は次世代の高周波回路技術とし
て有力で、ここに適用されるＢＰＦも平衡化が必要とな
る。ところが、平衡型のＳＡＷフィルタは設計が難しく
高価である。平衡―不平衡変換回路を適用して不平衡型
ＳＡＷフィルタの電磁界モードを平衡型に変換し、平衡
型高周波回路に適用することも可能であるが、携帯電話
機ではＳＡＷフィルタは５〜７個も使用される。従っ
て、この方法では、平衡型高周波回路の小型化・低価格
化を阻害し実用性が乏しくなる。

【００３６】この解決には、回路構成の全体を平衡化す
ることである。不平衡型のＤＲＯを平行平板型ＤＲＯの
ような平衡型構造のＤＲＯに置き換え、各線路が両線路
で対称となるように、すなわち、伝送線路が往路と復路
で同一となるように回路素子を設ける。なお、数十ＭＨ
ｚを超える帯域シフト量とするためには、前記と同様に
ＤＲＯの端子部のインダクタンスを伝送路に移行する必
要がある。

【００３７】平行平板型誘電体共振器の寸法は特に限定
されないが、フィルタ全体の小型化を図る上では、厚さ
（極板間距離）１ｍｍ以下、幅１〜１０ｍｍ、長さ１〜
１０ｍｍ程度、好ましくは厚さ０.５ｍｍ以下、幅１〜
５ｍｍ、長さ１〜５ｍｍ程度が好ましい。平行平板型誘
電体共振器は、長さ方向において幅を連続的に変化させ
てもよい。これにより、特性インピーダンスＺ０が幅方
向に連続的に変化した特異なＤＲＯが得られる。インピ
ーダンス連続変化型の平行平板型誘電体共振器を用いる
ことにより、高調波の抑圧が可能である。

【００３８】誘電体材料及び極板材料は、それぞれ、従
来の同軸型ＤＲＯで使用されている材料が利用できる。
また、誘電体基板への電極付与は、厚膜印刷、薄膜形成
等の既存の導体層付与方法により行なうことができる。

【００３９】なお、以上において、携帯端末と関連付け
て本発明の帯域可変型ＢＰＦを説明してきたが、本発明
の帯域可変型ＢＰＦは数百ＭＨｚ〜十数ＧＨｚの範囲で
有効であり、携帯端末のフロントエンドへの適用のみな
らず、高周波回路あるいは中間周波数帯一般に帯域可変
型ＢＰＦとして有用である。

【００４０】（Ｂ）高周波フロントエンド回路本発明を帯域制限手段や帯域切替手段に用いることによ
り、挿入損失増大等の特性劣化を伴うことなく帯域外減
衰量や急峻性等の諸特性を改善することができる。この
ため、本発明は、高周波フロントエンド、特に携帯端末
用のフロントエンドとして従来にない構成を提供する。
例えば、従来技術のフロントエンドでは、電力増幅器
（ＰＡ）で発生するスプリアスを除去するために送信側
からみてアンテナの前段にＬＰＦをが不可欠である。ま
た、受信側ではＳＡＷフィルタを多段に設ける必要があ
った。しかし、本発明による帯域可変型ＢＰＦ等を用い
ることによりかかるＬＰＦを不要とすることが可能であ
る。また、本発明によれば、受信時におけるイメージ信
号の抑圧が可能であり、ＳＡＷの多段構成は不要とな
る。

【００４１】このように、本発明が適用可能なフロント
エンド回路の例としては、ＡＤＣ、ＵＳ−ＰＣＳ、Ｋ−
ＰＣＳ等のＣＤＭＡ方式、ＧＳＭ、ＥＧＳＭ、ＡＭＰ
Ｓ、ＤＣＳ、ＰＤＣ８００、ＰＤＣ１５００等のＴＤＭ
Ａ方式の携帯電話のフロントエンドが挙げられる。ま
た、Ｗ−ＣＤＭＡ及びｃｄｍａ２０００等の広帯域ＣＤ
ＭＡでは、本発明のフロントエンド回路は特に有効であ
る。

【００４２】また、これらの方式の組み合わせであるマ
ルチモード方式やこれらとＰＨＳあるいはＤＥＣＴ等と
を組み合わせた携帯電話システム用のフロントエンドと
しても有用である。例えば、ＧＳＭとＤＣＳ等のＴＤＭ
Ａ方式を２つ組み合わせたデュアルモード携帯電話用の
フロントエンド構成、ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＵＳ−ＰＣＳ、
その一つをＷ−ＣＤＭＡで置換したトリプルモードＣＤ
ＭＡ用のフロントエンド構成が挙げられる。

【００４３】さらに、中間周波数（ＩＦ）への変換を必
要としないダイレクトコンバージョン（及び低ＩＦ方
式）でも本発明は適用可能である。本発明では受信用段
間フィルタが省略できるため、受信感度の改善が期待で
きる。このため、ダイレクトコンバージョンでも好適に
適用できる。

【００４４】

【実施例】以下、実施例によって本発明をより具体的に
説明する。なお、以下の各例のいずれにおいても、ＤＲ
Ｏ−ＢＰＦは端子インダクタンスを伝送線路に移した回
路を用いている。

【００４５】実施例１図９（ａ）に示すように、同一仕様のＤＲＯを用いた２
段構成のＤＲＯ−ＢＰＦを構成し、ＤＣＳ受信波（1805
〜1880MHz）用のフィルタ回路として適合するように各
回路素子のパラメータを下表のように設定した。ＤＲＯ
1とＤＲＯ2は同一仕様（下表）のものを用いた。

【００４６】

【表１】

【００４７】また、図９（ａ）に示すＤＲＯ−ＢＰＦ回
路において、図３(D-2)の付加回路を出力ポートに設け
高周波側に極を設けたフィルタ回路を構成した〔図９
（ｂ）〕。キャパシタＣは０.２４ｐＦ、インダクタＬ
は６.６ｎＨである（コイル寸法：φ１ｍｍ）。これら
の回路の通過帯域特性及び高調波特性をそれぞれ図１０
（ａ）と（ｂ）に示す。

【００４８】図１０に示すように、フィルタ回路のみの
構成（図中Ｉ）と比較し、有極性付与回路の接続例（図
中II）では高周波側の帯域外減衰量に大きな改善が見ら
れるが、通過帯域での挿入損失が増大している。後者に
おいて回路素子のパラメータを変更して特性改善を試み
たが、基本的にＩとIIの中間の特性が得られるだけであ
り、帯域外減衰量と挿入損失は一方を改善すれば他方が
劣化する関係にあることが確認された。

【００４９】次に本発明に従いフィルタ回路の入出力ポ
ートのそれぞれに図３(D-2)の付加回路を接続したフィ
ルタ回路を構成した〔図９（ｃ）〕。キャパシタＣA及
びＣBは図９(b)のキャパシタＣと、インダクタＬA及び
ＬBは図９(b)のインダクタＬとそれぞれ同一である。パ
ラメータを変更した数例の試行例のうちから最も特性の
優れた回路の高周波特性を図１０に符号IIIで示し、各
回路素子のパラメータを下表に示す。

【００５０】

【表２】

【００５１】図１０に示す通り、本発明に従い付加回路
を対称接続した場合には、挿入損失、帯域縁部における
急峻性及び帯域外減衰量が同時に改善されるという顕著
な効果が得られている。

【００５２】実施例２実施例１の図９（ａ）と同様な２段構成のＤＲＯ−ＢＰ
Ｆにおいて、本発明に従いフィルタ回路の入出力ポート
のそれぞれに図３(B-2)の付加回路を接続したフィルタ
回路を構成した。キャパシタの容量値は入力ポート側、
出力ポート側ともに１０ｐＦとした。他の回路素子のパ
ラメータを変更した試行例のうちから最も特性の優れた
回路の高周波特性を図１１に符号IVで示す。図中の符号
Ｉは図９（ａ）の回路による高周波特性である。

【００５３】

【表３】

【００５４】図１１に示す通り、本発明に従い付加回路
を対称接続した場合には、挿入損失、帯域縁部における
急峻性及び帯域外減衰量が同時に改善されるという顕著
な効果が得られている。

【００５５】実施例３本例では本発明を帯域可変型ＢＰＦに適用した例を示
す。図１２に示す通り、帯域可変型ＤＲＯ−ＢＰＦを組
み合わせたCdmaone用デュプレクサを構成した。図中、
（ａ）が送信側回路（Ｔx）、（ｂ）が受信側回路（Ｒ
x）であり、スイッチによりLow⇔Highを切り替える。Ｔ
x、Ｒxのいずれも図３(B-2)の付加回路を出力ポートに
のみ接続した（非対称接続）。また、本発明に従い前記
付加回路を入出力ポートそれぞれに接続した対称接続型
回路も構成した（図示していない。）。非対称接続、対
称接続のいずれにおいても、外径寸法：□２×φ０.７
×Ｌ６.０(mm)、Ｅｒ：８２、Ｚ0：８.５５［Ω］のＤ
ＲＯを用いた。なお、本発明によるCdmaone用デュプレ
クサの特性例を表４に示す。

【００５６】

【表４】

【００５７】これらのCdmaone用デュプレクサの特性を
図１３（Ｔx）と図１４（Ｒx）に示す。図中、(a)通過
帯域特性、(b)遅延特性、(c)定在波比、(d)高調波特性
である。太線は付加回路を入出力ポートに対称接続した
例であり、細線は付加回路を出力ポートにのみ接続した
例である。

【００５８】これらの図に示すように、片側ポートにの
み付加回路を接続した場合には挿入損失の増大が顕著で
ある。これに対し、入出力ポートの双方に同一の回路素
子からなる付加回路を接続した本発明の例では挿入損失
の劣化を最小限に抑えつつ、帯域外減衰量を大きく改善
できることが確認された。

【００５９】実施例４本例では付加回路を構成する回路素子定数の対称性と特
性との関係について検討した。

【００６０】図１５（ａ）に示すように、本発明に従い
付加回路を対称接続してCdmaone用デュプレクサの受信
側（Ｒx）の回路に相当する回路を構成した。入力側付
加回路のキャパシタは１０ｐＦで固定し、出力側付加回
路のキャパシタＣは４ｐＦ、６ｐＦ、８ｐＦ及び１０ｐ
Ｆの４つの値について検討した結果、キャパシタＣが４
ｐＦでは挿入損失は２dB以上であり帯域内での平坦性が
著しく劣っていた。６〜８ＰＦで挿入損失は１dB前後と
なり、１０ｐＦでは１ｄＢ未満であった。帯域外減衰量
その他の特性も、キャパシタＣの容量が１０ｐＦに近づ
き回路全体の対称性が増すに連れ改善されることが確認
された。

【００６１】さらに、図１５（ｂ）に示すように、本発
明に従い付加回路を対称接続してCdmaone用デュプレク
サのＲxに相当する回路を構成した。但し、入力側付加
回路のキャパシタは１０ｐＦとし、出力側付加回路のキ
ャパシタＣ2は４ｐＦ、６ｐＦ、８ｐＦ及び１０ｐＦの
４つの値について検討した。

【００６２】キャパシタＣ2のそれぞれの値について、
図中のＣ1について容量値を変更して最適な回路特性を
得ることができるか否かについて調べた結果、図１５
（ａ）の場合と同様に回路の対称性が増すに連れ特性の
最適化（特に通過帯域特性の平坦化）が可能となるが、
Ｃ2が４ｐＦの場合には、Ｃ1の値をどのように変えても
通過帯域特性の平坦性が実現できなかった。

【００６３】実施例５本例では本発明を帯域可変型ＢＰＦに適用した別の例を
示す。図１６に示す通り、本発明に従い付加回路を対称
接続してCdmaone用デュプレクサを構成した。付加回路
は実施例４と同様に図３(B-2)の付加回路とした。このC
dmaone用デュプレクサの特性を図１７〔(a)通過帯域特
性、(b)遅延特性、(c)定在波比、(d)高調波特性〕に示
す。

【００６４】実施例６本例では本発明をＳＡＷフィルタに適用した例を示す。
ＳＡＷフィルタは中心周波数が９０３MHｚ（ＳＡＷ1）
と中心周波数が９２７MHｚ（ＳＡＷ2）の２種類を用意
し、側路に対して並列にキャパシタを設ける付加回路
（図３(B-2)）とインダクタを設ける付加回路（図３(D-
2)）をＳＡＷを中心に対称的に接続した。

【００６５】ＳＡＷ1とＳＡＷ2について、キャパシタの
容量値を変化させた結果をそれぞれ図１８と図１９
〔(a)通過帯域特性、(b)反射特性、(c)高調波特性〕に
示す。キャパシタの接続がないときと比較して、ＳＡＷ
1とＳＡＷ2の試料はともにＦ0±３００MHz付近の減衰量
が改善されている。スーパ・ヘテロダイン方式の携帯電
話受信機ではこの付近がイメージ信号周波数であるの
で、側路キャパシタの接続はイメージ減衰量の改善に効
果的であることがわかる。

【００６６】また、ＳＡＷ1とＳＡＷ2について、付加回
路のインダクタンスを変化させた結果をそれぞれ図２０
と図２１〔(a)通過帯域特性、(b)反射特性、(c)高調波
特性〕に示す。インダクタの接続がないときと比較し
て、ＳＡＷ1とＳＡＷ2の試料はともに３×Ｆ0付近の減
衰量が改善されている。従って、かかる付加回路の接続
は、高周波フロントエンドの構成上、送信時に電力増幅
器で発生する不要波(スプリアス)の減衰に効果的である
ことがわかる。

【００６７】このため、付加回路(D-2)を接続したＳＡ
Ｗフィルタは電力増幅器（ＰＡ）と混合器（ＭＩＸ）と
の間に挿入して用いる送信用段間フィルタとして有用で
ある。現状において、Ｔx用段間フィルタとしてＳＡＷ
フィルタの適用が一般的であるが、従来のＳＡＷフィル
タではスプリアス（２×Ｆ0及び３×Ｆ0）は抑圧できな
い。それ故、スプリアスの抑圧用としてアンテナとＰＡ
との間に送信用フィルタが挿入されている。しかし、(D
-2)を接続したＳＡＷフィルタでは実質的な無高調波特
性が得られるので、これを送信用段間フィルタに用いれ
ばスプリアスは送信用段間フィルタで抑圧されて送信用
フィルタは不要となる。送信用フィルタの省略は携帯電
話機の通話時間の延長に有効である。

【００６８】さらに、キャパシタ接続及びインダクタ接
続それぞれの特長から、図２（ｃ）の回路において、Ｔ
x用ＳＡＷフィルタには伝送線路にインダクタを設ける
付加回路（図３(D-2)）を対称接続し、Ｒx用ＳＡＷフィ
ルタには側路キャパシタを設ける付加回路（図３(B-
2)）を対称接続すれば、良好な特性を有するＳＡＷデュ
プレクサが構成できる。なお、いずれの付加回路も積層
パッケージへの内層化が容易である。

【００６９】なお、この実施例では、付加回路を接続す
る前のＳＡＷ自体において急峻性が高いため、付加回路
接続による急峻性の改善効果は目立たないものとなって
いる。一般にＳＡＷフィルタにおける高い急峻性はＳＡ
Ｗ共振子の縦列接続の多段化により実現されているが、
ＳＡＷ共振子の縦列接続数の増大は許容電力の低下を招
く。ＳＡＷフィルタの許容電力の改善は未だ解決されな
い大きな技術課題であり、本発明に従い側路インダクタ
を設ける付加回路（図３(B-2)）を対称接続すれば縦列
接続数を減じても送受信波の分離が可能なＳＡＷデュプ
レクサが実現でき、結果として許容電力の改善が期待で
きる。

【００７０】実施例７実施例６で用いたＳＡＷ1とＳＡＷ2について、図３(B-
2)の付加回路（キャパシタンス：４ｐＦ）を入出力ポー
トの双方に接続した対称接続フィルタについて高周波特
性を測定した。

【００７１】次に、図３(B-2)の付加回路を入出力ポー
トの一方のみに対称的に接続した非対称接続フィルタに
ついて、帯域外減衰量が前記対称接続フィルタで得られ
たのと同レベルに達するまでキャパシタンスを増加させ
た。この結果、１０ｐＦのキャパシタを非対称接続する
ことにより４ｐＦの対称接続と同水準の帯域外減衰量が
得られることが確認された。

【００７２】また、実施例６で用いたＳＡＷ1とＳＡＷ2
について、図３(C-2)の付加回路（インダクタンス：８
ｎＨ）を入出力ポートの双方に接続した対称接続フィル
タについて高周波特性を測定した。次に、図３(C-2)の
付加回路を入出力ポートの一方のみに対称的に接続した
非対称接続フィルタについて、帯域外減衰量が前記対称
接続フィルタで得られたのと同レベルに達するまでイン
ダクタンスを増加させた。この結果、２３ｎＨのインダ
クタを非対称接続することにより１０ｎＨの対称接続と
同水準の帯域外減衰量が得られることが確認された。

【００７３】以上の対称接続・非対称接続の双方につい
て帯域外減衰量が同水準の場合における挿入損失の値を
下表に示す。

【００７４】

【表５】接続容量を増加すれば、付加回路を非対称に接続しても
対称接続と同等の帯域外減衰量を実現することは可能で
ある。しかし、回路の非対称化により挿入損失は８ｄＢ
に増大し実用的な通過帯域特性は得られない。

【００７５】実施例８実施例６において、図３(B-2)の付加回路の接続はＳＡ
Ｗフィルタの急峻性の改善に有効であり、(D-2)の付加
回路の接続は高調波の抑圧に有効である。そこで、図２
２に示すように、(B-2)及び(D-2)の付加回路を組み合わ
せてＳＡＷチップ（実施例６で用いたＳＡＷ2）の入出
力ポートの双方に対称的に接続したフィルタを作製し、
その高周波特性を調べた。結果を図２３〔(a)通過帯域
特性、(b)反射特性、(c)高調波特性〕に示す。対比のた
め、付加回路の非接続例も併せて示した。

【００７６】図２３に示されているように、(B-2)＋(D-
2)の接続により、ＳＡＷフィルタ特性の急峻性の改善と
高調波の抑圧とが同時に実現されており、本願発明に従
い複数の付加回路を組み合わせて設けることによって、
それぞれの付加回路の効果が重畳的乃至相乗的に発揮さ
れることが確認された。

【００７７】実施例９付加回路の接続は特性インピーダンスＺoの調整にも有
効である。図２４には上記のＳＡＷ2について、基準抵
抗Ｒo＝５０Ωとした場合、Ｒo＝１００Ωとした場合、
及び、ＳＡＷチップの入出力ポートの双方に１ｐＦの側
路キャパシタ〔図３(B-2)〕を接続することによりＺoを
調整した場合の特性曲線を示した。

【００７８】図２４〔(a)通過帯域特性、(b)反射特性〕
によれば、ＳＡＷ2のみではＲo＝１００Ωの下で急峻性
が低下する。これは、ＳＡＷ2がＺo＝５０Ωで設計され
ているためである。図中に太実線で示すように、付加回
路（1ｐＦの側路キャパシタ）を対称的に接続すること
により急峻性は改善される。すなわち、特性インピーダ
ンスＺoの調整が可能であることがわかる。

【００７９】一般に特性インピーダンスが大きくなるほ
ど消費電力は小さくなるので、大きなＺoのＳＡＷフィ
ルタの開発は重要である。しかし、特性劣化の補償をＳ
ＡＷチップの設計のみによって実現しようとすると、電
極パターンの微細化が必要となり、製造コストの増大に
つながるとともに許容電力が制限される。本発明によれ
ば、付加回路の対称接続によりＳＡＷフィルタのＺoを
大きくすることが可能であり、この際に挿入損失の増大
等の問題も生じない。より実用的には付加回路の接続を
考慮して、ＳＡＷ電極パターンを設計することが好まし
いが、基本的にはＳＡＷチップの製造プロセスの大幅な
変更は不要であり、その実用的意義は極めて大きい。

【００８０】

【発明の効果】本発明の対称接続型フィルタ回路では、
挿入損失の増大等を伴うことなく回路の諸特性を改善す
ることができる。従って、ＳＡＷフィルタ、ＤＲＯフィ
ルタその他のフィルタ回路に適用することによって、ス
プリアスの抑圧を実現する送信用フィルタ、イメージ信
号の抑圧を実現する受信用フィルタ、受信時におけるイ
メージ信号の抑圧及び送信時におけるスプリアスの抑制
を実現するデュプレクサ等の構成に有用である。従っ
て、携帯電話機のような無線端末のフロントエンドに用
いることにより、省電力化の妨げになっていたＬＰＦの
挿入損失の問題を解消し、イメージ信号抑圧回路の簡略
化することが可能であり、さらにマルチモード携帯電話
機等における異なるモードでの部品を共通化して小型で
消費電力の小さい新規なフロントエンド構成が提供され
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による付加回路接続型フィルタの基本
構成を模式的に示したブロック図。

【図２】ＳＡＷデュプレクサの従来例（ａ）及びその
改善例（ｂ）並びに本発明によるＳＡＷデュプレクサ
（ｃ）の構成を模式的に示したブロック図。

【図３】本発明において適用可能な付加回路を列記し
た回路図。

【図４】本発明が適用可能なＤＲＯ−ＢＰＦの一例を
示した回路図。

【図５】本発明によるＤＲＯフィルタにおける端子構
造を模式的に表した斜視図。

【図６】本発明が適用可能な帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦ
の一例を示した回路図。

【図７】本発明が適用可能な帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦ
の別の態様を示した回路図。

【図８】本発明が適用可能な帯域可変ＤＲＯ−ＢＰＦ
のさらに別の態様を示した回路図。

【図９】ＤＲＯ−ＢＰＦの基本構成（ａ）、非対称接
続型構成（ｂ）及び対称接続型構成（ｃ）を対照して示
した回路図。

【図１０】図９（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）に対応する
ＤＲＯ−ＢＰＦの帯域通過特性（ａ）及び高調波特性
（ｂ）を示すグラフ。

【図１１】図９（ｃ）とは異なる本発明による対称接
続型ＤＲＯ−ＢＰＦの帯域通過特性（ａ）及び高調波特
性（ｃ）を示すグラフ。

【図１２】実施例３のCdmaone用デュプレクサに対応
する非対称接続の構成例を示す回路図。

【図１３】実施例３のCdmaone用デュプレクサＴx回路
の(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、(c)定在波比、(d)高
調波特性を示すグラフ。

【図１４】実施例３のCdmaone用デュプレクサＲx回路
の(a)通過帯域特性、(b)遅延特性、(c)定在波比、(d)高
調波特性を示すグラフ。

【図１５】実施例４の帯域可変ＢＰＦ回路の基本構成
を示す回路図。

【図１６】実施例５のCdmaone用デュプレクサの構成
を示す回路図。

【図１７】実施例５のCdmaone用デュプレクサの(a)通
過帯域特性、(b)遅延特性、(c)定在波比、(d)高調波特
性を示すグラフ。

【図１８】実施例６のキャパシタ接続型ＳＡＷデュプ
レクサ（ＳＡＷ1）の (a)通過帯域特性、(b)反射特性、
(c)高調波特性を示すグラフ。

【図１９】実施例６のキャパシタ接続型ＳＡＷデュプ
レクサ（ＳＡＷ2）の (a)通過帯域特性、(b)反射特性、
(c)高調波特性を示すグラフ。

【図２０】実施例６のインダクタ接続型ＳＡＷデュプ
レクサ（ＳＡＷ1）の (a)通過帯域特性、(b)反射特性、
(c)高調波特性を示すグラフ。

【図２１】実施例６のインダクタ接続型ＳＡＷデュプ
レクサ（ＳＡＷ2）の (a)通過帯域特性、(b)反射特性、
(c)高調波特性を示すグラフ。

【図２２】実施例８の付加回路接続型ＳＡＷフィルタ
回路の基本構成を示す回路図。

【図２３】実施例８の付加回路接続型ＳＡＷフィルタ
回路の(a)通過帯域特性、(b)反射特性、(c)高調波特性
を付加回路を接続しないＳＡＷフィルタ回路と対比して
示したグラフ。

【図２４】実施例９において特性インピーダンスを調
整したＳＡＷチップの(a)通過帯域特性及び(b)反射特性
をインピーダンス調整しないＳＡＷチップと対比して示
したグラフ。

フロントページの続きＦターム(参考） 5J006 HA03 HA15 HA21 HA33 JA01 JA31 KA02 KA11 KA24 LA03 LA11 LA21 MA07 MA08 MA12 NA04 NA05 NB07 NC01 NE16 PB03 5J097 AA11 AA16 AA18 BB15 HA04 LL07

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】フィルタ回路の入出力ポートのそれぞれ
に、フィルタ特性を改善するための同一構成の付加回路
を接続したことを特徴とする付加回路接続型フィルタ回
路。
【請求項２】フィルタ回路の入力ポートに接続される
付加回路と出力ポートに接続される付加回路の構成が回
路素子の定数まで含めて同一である請求項１に記載の付
加回路接続型フィルタ回路。
【請求項３】前記付加回路が、伝送線路間または伝送
線路上に直列若しくは並列に設けられたキャパシタ及び
／若しくはインダクタからなる付加回路、若しくはこれ
らのいずれかと等価な分布定数回路またはこれらの回路
の２以上の組み合わせである請求項１または２に記載の
付加回路接続型フィルタ回路。
【請求項４】前記フィルタ回路が平衡型回路であり、
かつ、付加回路が、各伝送線路について往路と復路に対
称的に回路素子を設けることにより平衡化された回路で
ある請求項１乃至３のいずれかに記載の付加回路接続型
平衡型フィルタ回路。
【請求項５】前記フィルタ回路が、誘電体共振器（Ｄ
ＲＯ）を含むフィルタ回路、表面弾性波素子（ＳＡＷ）
を含むフィルタ回路、または圧電フィルタを含むフィル
タ回路のいずれかである請求項１乃至４のいずれかに記
載の付加回路接続型フィルタ回路。
【請求項６】異なる周波数帯域を通過または阻止する
のに適合した複数のＳＡＷフィルタを共通線路に接続し
て構成したＳＡＷデュプレクサにおいて、少なくとも１
つのＳＡＷフィルタ回路の入出力ポートに請求項１乃至
４のいずれかに従い付加回路を設けたことを特徴とする
ＳＡＷデュプレクサ。
【請求項７】伝送線路上に、ＤＲＯを有する複数の側
路とそのＤＲＯの少なくとも１つと並列にキャパシタ手
段を設け、(1)前記キャパシタ手段の容量を可変とする
か、(2)前記キャパシタ手段を切替え可能な複数のキャ
パシタで構成するか、(3)伝送線路の一部を複数の経路
に分岐させて各経路の側路にそれぞれ異なる容量のキャ
パシタを設けて前記キャパシタ手段とし、(a)前記(1)に
おいてはキャパシタ手段の容量を変更し、(b)前記(2)に
おいてはキャパシタを切り替え、(c)前記(3)においては
前記経路を切り替えることにより通過帯域または阻止帯
域を切替え可能とした帯域可変ＤＲＯフィルタにおい
て、帯域可変ＤＲＯフィルタ回路の入出力ポートに請求
項１乃至４のいずれかに従い付加回路を設けたことを特
徴とする帯域可変ＤＲＯフィルタ。
【請求項８】アンテナへの入出力部近傍における帯域
制限手段が、請求項１乃至５のいずれかの付加回路接続
型フィルタを含む高周波フロントエンド回路。
【請求項９】アンテナへの入出力部近傍における帯域
切替手段が、請求項６のＳＡＷデュプレクサまたは請求
項７の帯域可変ＤＲＯフィルタにより構成され、これに
より、同一の信号多重化方式における複数の受信周波数
帯域間での切替え、または複数の信号多重化方式におけ
るそれぞれの受信周波数帯域間での切替えを行ない、か
つ、いずれの帯域においても受信時のイメージ信号を実
質的に抑圧する高周波フロントエンド回路。
【請求項１０】複数の帯域を切り換えて使用するマル
チバンド携帯電話機または複数の信号多重化方式を含む
携帯電話機に用いる請求項９に記載の高周波フロントエ
ンド回路。