JP2002141828A

JP2002141828A - 広帯域アンテナフィルタ及びそれを用いた高周波フロントエンド回路

Info

Publication number: JP2002141828A
Application number: JP2000335609A
Authority: JP
Inventors: Kunio Tochi; 邦生土地; Kiyoshi Mizushima; 清水島
Original assignee: Nikko Co Ltd; Nikko KK
Current assignee: Nikko Co Ltd; Nikko KK
Priority date: 2000-11-02
Filing date: 2000-11-02
Publication date: 2002-05-17

Abstract

(57)【要約】（修正有）【解決課題】受信時におけるイメージ信号の抑圧及
び送信時におけるスプリアスの抑制を実現するアンテナ
フィルタ及び小型で消費電力の小さい高周波フロントエ
ンド回路の提供。【解決手段】（ａ）信号の伝送線路に設けられ誘電
体共振器素子ＤＲＯ_１−Ｍを含む１以上の側路と、少な
くともその１つの側路においてＤＲＯと並列に接続され
たキャパシタ（ＤＲＯ_１とＣ_１）を含むＢＰＦ回路また
は（ｂ）信号の伝送線路に設けられた１以上の側路と、
該側路と伝送線路にキャパシタ及びインダクタを配置し
て構成される低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、側路
上の素子がその端子部において２分岐された接点を介し
て伝送線路に挿入されることによって伝送線路に直接に
接続された構造を有することを特徴とする広帯域アンテ
ナフィルタ、及びこれを用いたフロントエンド。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、広帯域アンテナフィル
タ及びそれを用いた高周波フロントエンド回路に関す
る。より具体的には、本発明は、高周波領域で有用な広
帯域アンテナフィルタ及びこれを用いた携帯端末用フロ
ントエンドを含む。

【０００２】

【従来技術】携帯電話機等の無線通信端末における通信
は、数百ＭＨｚ〜数ＧＨｚの帯域を利用して行なわれ
る。周波数資源を有効に利用するため、時分割多重アク
セス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭ
Ａ）または符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）の多重化
方法が採られ、それぞれさらに種々の方式を含むが、い
ずれにおいても、送信回路では音声信号等が中間周波数
信号（ＩＦ信号）を経て高周波信号（ＲＦ信号）に、受
信回路ではその反対に変換される。

【０００３】しかし、上記の周波数変換をともなう無線
通信方式（いわゆるスーパ・ヘテロダイン方式）では、
必要な周波数の信号に加え不要な周波数の信号が受信さ
れるという問題がある。すなわち、受信波Ｆrxは混合器
（ＭＩＸ）において局発（ＬＯＣ）信号Ｆloと混合さ
れ、中間周波数信号に変換されてＭＩＸから取り出され
るが、この際、周波数Ｆr＝Ｆlo−ＦifとＦr′＝Ｆlo＋
ＦifのいずれもがＦifとして出力される。ＦrとＦr′の
うち一方は目的の到来波であるが、他方は不要波であ
る。

【０００４】例えば、ＧＳＭ方式（欧州で主として用い
られているＴＤＭＡによる携帯電話方式）の携帯電話機
では、947.5（±12.5）ＭＨｚの帯域を用い1193.5ＭＨ
ｚのＦlo（ＬＯＣ周波数）と混合し、1193.5ＭＨｚ−94
7.5（±12.5）ＭＨｚ、すなわち、246（±12.5）ＭＨｚ
の中間周波数信号として取り出すが、1193.5ＭＨｚ＋24
6（±12.5）ＭＨｚ、すなわち、1439.5（±12.5）ＭＨ
ｚの範囲の無線波が受信されると、これもまた246（±1
2.5）ＭＨｚの中間周波数信号に変換されてしまう。94
7.5（±12.5）ＭＨｚの信号は目的とする到来波である
が、1439.5（±12.5）ＭＨｚの信号波は不要波である。
これがイメージ信号であり、受信妨害とならないように
除去する必要がある。そこで、一般に、図１（ａ）に示
すような構成が用いられている。

【０００５】図１（ａ）では、信号はアンテナスイッチ
（ＡＳＷ）で受信側（Ｒｘ）と送信側（Ｔｘ）とに切り
替えられる。受信された高周波信号（ＲＦ信号）は受信
用フィルタ（ＳＡＷ1）を経て低雑音増幅器（ＬＮＡ）
で増幅され、受信用段間フィルタ（ＳＡＷ2）を経た
後、周波数混合器（ＭＩＸ）で局発信号（ＬＯＣ信号）
と混合されて中間周波数信号（ＩＦ信号）として取り出
される。イメージ信号の除去は、受信用フィルタＳＡＷ
1および受信用段間フィルタＳＡＷ2の２段で行なってい
る。

【０００６】受信用フィルタが２段とされる理由として
は、特に寸法上の制約が大きな要素である。すなわち、
現行の無線携帯端末で実際上許容される上記位置のフィ
ルタ寸法は高々３ｍｍ角（□３ｍｍ）程度である。ＳＡ
Ｗでは必然的に入出力端子の間隔は３ｍｍ以下となる。
この場合、入出力端子間のアイソレーションは５０ｄＢ
が限界であり、結局、減衰量は５０ｄＢに留まる。この
ため、ＳＡＷ1だけでは不十分でＳＡＷ2がさらに必要と
なる。

【０００７】２ＧＨｚ帯域では、ＳＡＷのほかにＭＢＰ
（積層ＬＣ型フィルタ）、ＤＢＰ（一体型共振器フィル
タ）も使用されている。ＭＢＰではＬおよびＣのＱ値が
小さいために、減衰量を７０ｄＢとすることは困難であ
る。ＤＢＰでもＴＥＭモードの歪みに起因して減衰量７
０ｄＢは実現が困難である。このように、小型化の要求
を満たすＲＦフィルタでは、単段でイメージ減衰量を７
０ｄＢとすることが困難である。

【０００８】また、送信時の問題としてスプリアス除去
のために消費電力が大きくなるという問題がある。すな
わち、図１（ａ）に示すように、変調後の信号はパワー
アンプ（ＰＡ）、方向性結合器（ＣＵＰ）及び低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）を経てアンテナ（ＡＮＴ）から送出
されるが、電力増幅器（ＰＡ）では不平衡型ＰＡではｎ
×Ｆｏ、平衡型ＰＡでは（２ｎ−１）×Ｆｏの周波数の
高調波（スプリアス）が発生する。スプリアスは、送信
時には、信号波とともにアンテナから送信される。携帯
電話機では２５ｄＢ以上の抑圧が必要であり、この目的
のために送信用フィルタとして低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）が必要である。しかし、ＬＰＦを設ける結果、挿入
損失は全体で３ｄＢ以上となり、消費電力が増し通話時
間が短くなる原因となっている。

【０００９】上記の問題点は、ＧＳＭ以外の他のＴＤＭ
Ａ並びにＦＤＭＡ及びＣＤＭＡでも同様である。例え
ば、他のＴＤＭＡの例として、ＥＧＳＭ〔図２（ａ）〕
及びＰＣＮのフロントエンド〔図３（ａ）〕、ＣＤＭＡ
の例としてcdmaOneのフロントエンド〔図５（ａ）〕を
挙げる。ＦＤＭＡ（例えば、ＡＭＰＳ）の基本構成はＣ
ＤＭＡと同様である。図中の略号の意味は図１と同様で
ある（但し、ＢＡＬは平衡変換器を表わす。）。いずれ
においても、受信側では７０ｄＢ程度のイメージ信号の
除去が要求され、ＳＡＷ1（受信用フィルタ）、ＳＡＷ2
（受信用段間フィルタ）の２段のフィルタが用いられ
る。ＣＤＭＡでは、送信側にアイソレータが用いられ、
送受信波の分波のためにはデュプレクサが用いられる
が、デュプレクサはスプリアス除去用のＬＰＦを含みＴ
ＤＭＡの場合と同様に消費電力を低減する上での制約と
なっていた。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した従
来技術における問題点の解消を課題とするものであり、
受信時におけるイメージ信号の抑圧及び送信時における
スプリアスの抑制を実現するアンテナフィルタを提供す
ることを目的とする。また、本発明は、各種の携帯電話
方式において上記アンテナフィルタを構成要素とするこ
とにより、省電力化の妨げになっていたＬＰＦの挿入損
失の問題を解消し、小型で消費電力の小さいフロントエ
ンド回路の提供を目的とする。

【００１１】

【課題解決の手段】本発明は、以下のアンテナフィルタ
及びこれを用いた無線通信機用のフロントエンド回路を
提供し、これにより従来技術の問題を解消する。（１）アンテナと送受信信号分波部との間に接続され
て送受信信号から不要な信号を除去する無線通信機用ア
ンテナフィルタであって、前記フィルタは、（ａ）信号
の伝送線路に設けられ誘電体共振器（ＤＲＯ）素子を含
む１以上の側路と、少なくともその１つの側路において
ＤＲＯと並列に接続されたキャパシタを含むＢＰＦ回路
または（ｂ）信号の伝送線路に設けられた１以上の側路
と、該側路と伝送線路にキャパシタ及びインダクタを配
置して構成される低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、
前記（ａ）または（ｂ）の側路上の素子がその端子部に
おいて２分岐された接点を介して伝送線路に挿入される
ことによって伝送線路に直接に接続された構造を有する
ことを特徴とする広帯域アンテナフィルタ。（２）少なくとも２０ＭＨｚ以上の帯域幅を有する前
記１に記載の広帯域アンテナフィルタ。

【００１２】（３）前記アンテナフィルタが、高調波
が高周波化されるか、各側路におけるＤＲＯおよび側路
キャパシタの入力アドミタンス特性が高調波特性を打ち
消すように選ばれてなり、送信回路によるスプリアスを
実質的に抑圧するＤＲＯ型ＢＰＦ回路である前記１また
は２に記載の広帯域アンテナフィルタ。（４）前記アンテナフィルタが、前記側路にキャパシ
タを配置し、伝送線路上にインダクタを接続してなるＬ
ＰＦ回路である前記１または２に記載の広帯域アンテナ
フィルタ。（５）前記伝送線路上のインダクタが、無共振コイル
である前記４に記載の広帯域アンテナフィルタ。

【００１３】（６）アンテナとアンテナスイッチまた
はデュプレクサとの間に前記１乃至５のいずれかの広帯
域アンテナフィルタを含むことを特徴とする高周波フロ
ントエンド回路。（７）前記３のアンテナフィルタをスプリアス抑圧回
路として含み、スプリアス抑圧用ＬＰＦに起因する挿入
損失を抑圧した高周波フロントエンド回路。（８）前記アンテナフィルタによりイメージ信号を２
０ｄＢ以上減衰させる前記６または７に記載の高周波フ
ロントエンド回路。（９）前記６乃至８のいずれかに記載の携帯端末用フ
ロントエンド回路。

【００１４】

【発明の実施の態様】（Ａ）アンテナフィルタ本発明のアンテナフィルタは、広帯域であり、かつ、帯
域外減衰量に優れたＢＰＦ（Ｗ−ＢＰＦ）型アンテナフ
ィルタ及びＬＰＦ（Ｗ−ＬＰＦ）型アンテナフィルタの
２態様を含む。これらのフィルタは、いずれも送信用フ
ィルタと受信用フィルタの特性を兼ね備えている。広帯
域フィルタの適用により後述のフロントエンドの構成が
可能になる。

【００１５】(A-1)ＢＰＦ型アンテナフィルタ図６（ａ）に、本発明でアンテナフィルタとして用いら
れるＢＰＦ回路の基本構造を示す。図示するＢＰＦ回路
は、伝送線路上に誘電体共振器（ＤＲＯ）を含む側路を
設けてなるフィルタ回路であって、前記側路の少なくと
も１段にＤＲＯと並列にキャパシタを有する。図ではｍ
段の各段にＤＲＯ1〜ＤＲＯmを配置し、それぞれと並列
に並列キャパシタＣ1〜Ｃmを接続した例を示した。各段
は、キャパシタＣc2〜Ｃcmを介して結合されている。ま
た、側路上のＤＲＯがその端子部において２分岐された
接点を介して伝送線路に挿入されることによって伝送線
路に直接に接続された構造を有する。

【００１６】上記のＢＰＦ回路は本発明者らがPCT/JP00
/00466(WO00/45459号)で提案したものである。また、上
記の特異な端子構造は、本発明者らがPCT/JP99/07395(W
O00/39881号)で提案したものである。従来のＤＲＯ端子
では、内導体から１本の金属線が引き出され伝送線路に
接続されていたが、本発明で用いるＢＰＦ回路では、図
７に示すようにＤＲＯの開放端面から２本の端子として
引き出し、それぞれを伝送線路に接続することにより形
成される構造を有する。

【００１７】図７では角型のＤＲＯについて図示した
が、本発明で用いるＤＲＯは、角型でもよいし円筒形状
でもよい。後述の平行平板型誘電体共振器でもよい。線
路端は短絡でも開放でもよく、ＤＲＯ当りの共振線路数
に制限はない。また、ＴＥＭ波が伝搬する分布定数線路
を含む。例えば、マイクロストリップライン線路でもよ
い。マイクロストリップライン線路を用いた場合、誘電
体線路端部の両側に電極パッドを設け、これを伝送路の
一部とすることにより図７に相当する端子構造とするこ
とができる。かかる構造を用いることにより、通常の端
子構造を採った場合には不可避的に存在する端子部イン
ダクタンスが伝送線路に移行する。この結果、従来のＤ
ＲＯ型ＢＰＦでは実現できない優れた特性が得られる。
キャパシタについても同様の端子構造をとってもよい。

【００１８】本発明では送受信帯域の両者をカバーする
広帯域特性を実現し、アンテナフィルタに用いる。必要
とされる帯域特性は携帯電話の方式によって異なるが、
２０ＭＨｚ以上の帯域幅を有すること、並びに、上述の
通り、イメージ信号とスプリアスを抑圧する高周波特性
を有することが条件となる。

【００１９】さて、極の周波数を当該範囲内またはその
近傍に設定することにより、イメージ信号の抑圧が可能
となる。極では、ＤＲＯの入力インピーダンスはほぼゼ
ロとなるので、無限大に近い減衰量が得られ、イメージ
信号の７０ｄＢの抑圧は容易である。従って、本発明を
ＢＰＦ回路に適用してイメージ信号の発生周波数と極の
周波数が一致するようにＤＲＯ及び並列キャパシタを選
択すれば、簡単な回路構成にも拘わらず、イメージ信号
の抑圧が可能となる。また、ＤＲＯの多段化により帯域
外減衰量は増大する。この効果により、極による減衰に
頼らなくても、イメージ信号を抑圧することが可能であ
る。

【００２０】用いる携帯電話方式における受信信号の中
心周波数をＦ0、帯域幅を２ｆ、中間周波数をＦifとし
た場合、［Ｆ0−ｆ］から［Ｆ0＋ｆ］に至る使用周波数
が［Ｆif−ｆ］から［Ｆif＋ｆ］の中間周波数に変換さ
れ、局発信号の周波数を受信周波数より低く設定するロ
ア・ヘテロダインでは、［（Ｆ0−２×Ｆif）−ｆ］か
ら［（Ｆ0−２×Ｆif）＋ｆ］がイメージ信号の周波数
範囲になる。従って、ロア・ヘテロダインでは、［Ｆ0
−ｆ］から［Ｆ0＋ｆ］を通過帯域に含み、［（Ｆ0−２
×Ｆif）−ｆ］から［（Ｆ0−２×Ｆif）＋ｆ］の範囲
の入力を抑圧するようにＤＲＯ及び並列キャパシタを選
択する。局発信号の周波数を受信周波数より高く設定す
るアッパ・ヘテロダインでは、［（Ｆ0＋２×Ｆif）−
ｆ］から［（Ｆ0＋２×Ｆif）＋ｆ］がイメージ信号の
周波数範囲になる。従って、アッパ・ヘテロダインで
は、［Ｆ0−ｆ］から［Ｆ0＋ｆ］を通過帯域に含み、
［（Ｆ0＋２×Ｆif）−ｆ］から［（Ｆ0＋２×Ｆif）＋
ｆ］の範囲の入力を抑圧するようにＤＲＯ及び並列キャ
パシタを選択する。

【００２１】ＢＰＦの極の周波数は、ＤＲＯの入力イン
ピーダンスがゼロとなる周波数にほぼ一致している。受
信用段間フィルタ（図１（ａ）等のＳＡＷ2）を省略す
る場合は、イメージ信号に対応する周波数範囲のアンテ
ナフィルタによる減衰量を７０ｄＢ以上とするが、受信
用段間フィルタを用いる場合はイメージ信号に対応する
周波数範囲の減衰量は２０ｄＢ以上とすればよい。

【００２２】スプリアスの抑圧は、高調波の高周波化ま
たはＢＰＦ各段のアドミタンスの調整により行なう。高
調波の高周波化は、本発明で用いるＢＰＦ回路に特有の
現象であり、ＢＰＦの中心周波数Ｆ0に対する高調波の
周波数Ｆ0′の比は、並列キャパシタの容量を増すこと
により大きくなる。すなわち、大容量の並列キャパシタ
を用いることにより高調波は高周波化される。電力増幅
器で抑圧するべきスプリアスの周波数がＦs2、Ｆs3、Ｆ
s4、・・・である場合、通常は、Ｆsx（ｘ＝３）までを
抑圧すれば十分であるので、Ｆsx＜Ｆ0′となるような
条件を満たせばよい。

【００２３】スプリアスの抑圧は、ＢＰＦ各段のアドミ
タンスの調整により行なうこともできる。すなわち、フ
ィルタ各段において高調波が打ち消し合うようにＤＲＯ
及び並列キャパシタを用いることにより、Ｆsx以下の周
波数での高調波特性を打ち消せば実質的に無高調波のア
ンテナフィルタとなる。帯域外減衰量の調整やフィルタ
の急峻性の改善を同様に実現することができる。

【００２４】ＤＲＯ及び並列キャパシタの容量は、上記
の条件によって決定されるが、さらに、回路に対称性を
付与する条件を加えることが好ましい。具体的には、図
６の回路において、結合キャパシタについて、Ｃｃ1＝
Ｃｃ(m+1)、Ｃｃ2＝Ｃｃm、Ｃｃ3＝Ｃｃ(m-1)等〔一般
式ではＣｃk＝Ｃｃ(m+2-k)〕とし、並列キャパシタにつ
いては、Ｃ1＝Ｃm、Ｃ2＝Ｃm-1、Ｃ3＝Ｃm-2等〔一般式
ではＣk＝Ｃm+1-k〕とすることにより対称的な回路構成
となる（なお、ｋは奇数段の回路では１以上(m+1)/2以
下の整数、偶数段の回路では１以上m/2以下の整数）。
この条件を満たすＢＰＦでは特性が大きく改善されると
いう効果が得られる。表１には現用の携帯電話につい
て、通信方式、使用周波数帯、及び抑圧するべきイメー
ジ周波数帯域をまとめた。これ以外の通信方式でも、ス
−パー・ヘテロダイン方式である限り、上記に準じて、
使用周波数及び用いるヘテロダイン方式に応じて通過帯
域及び抑圧するべきイメージ信号の周波数（ＩＭ周波
数）範囲が決定される。

【００２５】

【表１】

【００２６】

【表２】

【００２７】図６（ａ）のＢＰＦ型アンテナフィルタ
は、例えば、図８のように構成することができる。図
中、上方に水平方向に連なる矩形は伝送線路であり、Ｃ
c1、Ｃ1、ＤＲＯ1等は図６（ａ）の回路要素に対応す
る。但し、寸法、形状等は説明の便宜上のものであり、
現実の各回路要素のそれとは異なる。例えば、結合キャ
パシタＣc1の構造は任意であり、基板上の回路パター
ン、基板上に搭載されたチップコンデンサ、基板内に内
層化されたキャパシタでもよい。並列キャパシタＣ1の
構造も任意であるが、好ましくは、基板上にキャパシタ
として搭載するか、ＤＲＯ搭載基板に積層キャパシタ用
積層基板を適用してキャパシタを内層化する。

【００２８】本発明では、さらに回路構成の対称性が高
いことが望ましい。図６（ｂ）はこの点を考慮して図６
（ａ）を変更した回路である。キャパシタの記号に付し
た係数「２」または「１／２」は、それぞれのキャパシ
タが図６（ａ）の対応するキャパシタの容量の２倍また
は１／２倍の容量を有することを示している。図６
（ｂ）の回路は、例えば、図９（ａ）の配置により形成
できる。図９（ｂ）は各段の接続部分（図中、Ｂで示
す。）の部分拡大図、図９（ｃ）はその断面図である。
並列キャパシタＣ1とＣ2は伝送路に接続するように基板
内に内層化され、結合キャパシタＣc2は、各段の端部に
おいて誘電体を積層し金属箔をブリッジ上に接続した構
造になっている。かかる構造を採ることにより、ＢＰＦ
の構成ユニットが対称的に構成されて特性の向上や安定
につながり、製造工程も単純化される。

【００２９】前述のように、ＤＲＯとして、平行平板に
よる誘電体共振器（本明細書において「平行平板型誘電
体共振器」という。）を用いることもできる。これは、
以下の特長を有する。第一に、平行平板型誘電体共振器
は、大きな特性インピーダンスが得易く、フィルタの急
峻性を改善できる。第二に、平行平板型誘電体共振器
は、両面に電極を付与した適当な長さの誘電体基板を切
断するだけで製造できるので、特性調整が不要となり、
大量生産が容易となる。さらに、基板に直接に搭載でき
るので端子も不要となる。但し、一般には、アンテナは
不平衡型素子であるから、平衡型ＢＰＦを用いる構成で
は、アンテナとの間に平衡−不平衡変換器が必要とな
る。平衡型回路は不平衡型回路を対称面を持つように変
形して構成され得る。

【００３０】平行平板型誘電体共振器の寸法は特に限定
されないが、フィルタ全体の小型化を図る上では、厚さ
（極板間距離）１ｍｍ以下、幅１〜１０ｍｍ、長さ１〜
１０ｍｍ程度、好ましくは厚さ０.５ｍｍ以下、幅１〜
５ｍｍ、長さ１〜５ｍｍ程度が好ましい。平行平板型誘
電体共振器は、長さ方向において幅を連続的に変化させ
てもよい。これにより、特性インピーダンスＺ０が幅方
向に連続的に変化した特異なＤＲＯが得られる。インピ
ーダンス連続変化型の平行平板型誘電体共振器を用いる
ことにより、高調波の抑圧が可能である。

【００３１】誘電体材料は、それぞれ、従来の同軸型Ｄ
ＲＯで使用されている材料が利用できる。また、誘電体
基板への電極付与は、厚膜印刷、薄膜形成等の既存の導
体層付与方法により行なうことができる。 (A-2)ＬＰＦ型アンテナフィルタ

【００３２】図１０に本発明でアンテナフィルタとして
用いられるＬＰＦ回路の基本構造を示す。図示するＬＰ
Ｆ回路は、伝送線路上に側路を有し、当該側路と伝送線
路にＬＣ素子を設けてなる。この図ではＴ型ＬＰＦの例
を挙げたが、他のＬＣフィルタ回路でもよい。

【００３３】図１０ではｍ段の側路にキャパシタＣ1〜
Ｃmを配置し、各段をインダクタＬ2〜Ｌmを介して結合
し、Ｌ1及びＬ(m+1)を介してＬＰＦの入出力端と連絡し
ている。また、側路上のキャパシタＣ1〜Ｃmがその端子
部において２分岐された接点を介して伝送線路に挿入さ
れることによって伝送線路に直接に接続された構造を有
する。図１０の例では、不平衡型のＬＰＦを示したが、
本発明は平衡型の回路構成にも適用可能である。電磁界
モードは平衡型と不平衡型とで異なるが、両者とも同一
のＬＰＦ特性が発現する。図１０の不平衡型のＬＰＦを
平衡型のＬＰＦに転換するためには、平行平板型誘電体
共振器に関連して述べたように、入出力端子から見て面
対称に回路を構成すればよい。

【００３４】また、本発明のＬＰＦ型アンテナフィルタ
で用いるインダクタは、無共振コイルであることが好ま
しい。すなわち、インダクタを分布定数化し、さらに、
自己容量（キャパシタンス）Ｃｓを抑圧してなる、高周
波域でもインダクタンスが変化しないインダクタであ
る。インダクタの分布定数化のためには、誘電体基板上
に導体路を螺旋状に形成してなるインダクタであって、
インダクタを分布定数化するのに必要な広がりを有する
導体層を付加する。

【００３５】インダクタの自己容量の抑圧は、インダク
タの導体線路間の電磁界の結合による容量Ｃs1と螺旋パ
ターンの導体とインダクタ出力線との間に生じる容量Ｃ
s2の抑圧を意味する。Ｃs1を抑圧する具体的方法として
は、上述の導電層（ＧＮＤ電極）を設ける方法が有効で
ある。ＧＮＤを設けた構造において、絶縁体基板の厚さ
を薄くすることにより、さらにＣs1が抑制される。これ
は、基板厚みが薄くなるほどＧＮＤに結合する電磁界の
割合は大きくなり、その分Ｃs1が抑圧されることによ
る。

【００３６】Ｃs2の抑圧は、以下の３つの方法を含む。
第１にはインダクタ出力線の線幅を小さくすること、第
２にはインダクタ出力線と螺旋パターンとの絶縁層の厚
みを厚くすること、第３には当該絶縁層の誘電率を小さ
くすることである。インダクタ出力線の線幅を小さくす
る具体的方法としては、インダクタ出力線をワイヤボン
ドで形成する方法が有効である。例えば、インダクタ出
力線と螺旋パターンとの絶縁層の厚みを増すための具体
的方法としては、両面厚膜印刷基板や低温積層基板技術
を適用する方法が挙げられる。誘電率を小さくするため
に好適な絶縁層の材料としては、例えば、低温積層材料
〔ＬＴＣＣ（例えばer＝6.8）〕が挙げられる。

【００３７】（Ｂ）フロントエンド前述のように、従来のＴＤＭＡ方式の携帯端末でも使用
周波数帯によっては、初段（図のＳＡＷ1）のフィルタ
に一体型誘電体共振器（ＤＢＰ）を用いたＢＰＦが利用
されることもあったが、ＳＡＷ、ＭＢＰ（積層ＬＣ型フ
ィルタ）、ＢＰＦのいずれも、高周波減衰量が小さく、
スプリアスを除去できない。しかるに、本発明のアンテ
ナフィルタは、イメージ信号の抑圧、スプリアスの抑圧
が可能である。このため、本発明では、高周波フロント
エンド、特に携帯端末用のフロントエンドとして従来に
ない構成を提供する。

【００３８】図１（ａ）ではＧＳＭにおける従来技術を
示し、同図（ｂ）では本発明の適用例を模式的に示し
た。図中、Ｗ−ＬＰＦは本発明のＬＰＦ型アンテナフィ
ルタである。図示するように、本発明のアンテナフィル
タを用いたフロントエンドでは、スプリアス除去用のＬ
ＰＦと受信用ＳＡＷ1が不要となる。

【００３９】ＢＰＦの急峻性を高めることにより受信用
段間フィルタＳＡＷ2を省略することも可能である。後
述の実施例に示すように本発明のアンテナフィルタでは
イメージ信号を７０ｄＢ以上抑圧することができる。こ
のため、受信側における段間フィルタ（図１〜５のＳＡ
Ｗ2）が不要となる。受信機全体の雑音指数（ＮＦ）
は、初段ＬＮＡの雑音指数に大きく依存する。携帯電話
機用受信機では、初段のＬＮＡにＨＥＭＴが採用されつ
つある。この場合、ＮＦは１.４ｄＢを０.７ｄＢ以下に
減ずることが可能となる。しかし、受信用フィルタおよ
び受信用段間フィルタの大きな挿入損失は、ＮＦの改善
効果を阻害する。特に、初段ＬＮＡのＮＦの改善ととも
に、アンテナ〜受信用フィルタまでの低損失化は、受信
機全体のＮＦ改善に効果的である（なお、受信用段間フ
ィルタの省略は利得の緩和による信号歪の軽減に効果的
である）。受信用段間フィルタの低損失化乃至省略によ
り、ＬＮＡの利得を小さくすることができる。信号歪み
の抑圧に効果的である。

【００４０】また、送信側の無線通信機では電力の大部
分が送信器で消費される。例えば、携帯電話機では、待
機時間は１００時間以上あるにもかかわらず、通話時間
が２〜３時間であるのはこのためである。通話時間延長
の技術開発が活発であり、ＰＡの低電圧駆動の実現(平
衡型ＰＡの実用化)およびＰＡ〜アンテナ間の消費電力
削減が重要な技術開発課題となる。ここで、後者に有効
な方法は次の通りであり、本発明はこの課題を満たすフ
ロントエンドを提供する。

【００４１】(i)ＰＡ〜アンテナ間の部品省略 (ii)ＰＡ〜アンテナ間に位置する構成部品の挿入損失お
よび反射損失の削減 (iii)ＰＡ〜アンテナ間の送信電力伝送線路長さの削減図１（ｂ）ではＷ−ＬＰＦを用いた例を示したが、ＧＳ
ＭではＷ−ＢＰＦも使用し得る。Ｗ−ＬＰＦが適用され
るか、Ｗ−ＢＰＦが適用されるかの選択は次の通りであ
る。

【００４２】アッパ・ヘテロダイン方式では、イメージ
信号Ｆimは、Ｆloより高い周波数に現れるので、ＢＰＦ
およびＬＰＦの適用により抑圧が可能である。スプリア
スの抑圧には、挿入損失が小さいのでＬＰＦが好適であ
るがＢＰＦより急峻性が劣るので、イメージ信号周波数
と送受信周波数とが隣接する時には、イメージ信号の大
きな抑圧効果は期待できない。ただし、ＧＳＭ（および
ＥＧＳＭ）ではFloが高く、ＬＰＦの適用でも２０ｄＢ
のイメーシ゛減衰量が得られる。受信用段間フィルタの５０
ｄＢのイメージ減衰量と合わせて、７０ｄＢのイメージ
減衰量が得られるので、実用的なフロントエンドの構成
となる。

【００４３】図２にはＥＧＳＭの従来例（ａ）と本発明
（ｂ）、図３にはＰＣＮの従来例（ａ）と本発明
（ｂ）、図４にはＦＤＭＡの従来例（ａ）と本発明
（ｂ）、図５にはＣＤＭＡの従来例（ａ）と本発明
（ｂ）の例を挙げる。なお、フロントエンドとは、基本
的には、送信回路では音声信号等が中間周波数信号（Ｉ
Ｆ信号）を経て高周波信号（ＲＦ信号）に、受信回路で
はその反対に変換され、概ねアンテナからＲＦ−ＩＦ変
換部に至る部分を指す。例えば、図１１にＣＤＭＡの携
帯電話機の基本構成を模式的に示すが、フロントエンド
は端末全体のうち概ねアンテナ近傍の部分を指す。

【００４４】本発明のアンテナフィルタが適用できるフ
ロントエンド回路の例としては、ＡＤＣ、ＵＳ−ＰＣ
Ｓ、Ｋ−ＰＣＳ等のＣＤＭＡ方式、ＧＳＭ、ＥＧＳＭ、
ＰＣＮ、ＡＭＰＳ（ＡＭＰＳはＦＤＭＡによる構成もあ
る。）、ＤＣＳ、ＰＤＣ８００、ＰＤＣ１５００等のＴ
ＤＭＡ方式の携帯電話のフロントエンドが挙げられる。
また、Ｗ−ＣＤＭＡ及びｃｄｍａ２０００等の広帯域Ｃ
ＤＭＡでも、本発明のフロントエンド回路は有効であ
る。

【００４５】さらに、これらの方式の組み合わせである
マルチモード方式やこれらとＰＨＳあるいはＤＥＣＴ等
とを組み合わせた携帯電話システム用のフロントエンド
としても有用である。一例として図１２には、ＧＳＭと
ＤＣＳのＴＤＭＡ方式を２つ組み合わせたデュアルモー
ド携帯電話用のフロントエンド構成を示す。ＧＳＭ−Ｄ
ＣＳのデュアルモードでは、従来はそれぞれの送信側に
スプリアス抑圧用ＬＰＦを、受信側にイメージ信号抑圧
用のＳＡＷ1が必要であったが、本発明では、Ｗ−ＬＰ
ＦとＷ−ＢＰＦを用いて極めて簡単な構成となる。

【００４６】なお、図１〜６には、フロントエンド構成
としてＭＩＸまでを示したが、ＭＩＸを必要としないダ
イレクトコンバージョン（低ＩＦ方式）でも本発明は適
用可能である。本発明では受信用段間フィルタが省略で
きるため、受信感度の改善が期待できる。このため、ダ
イレクトコンバージョンでも好適に適用できる。

【００４７】

【実施例】以下、実施例により本発明をより具体的に説
明する。以下の例ではＢＰＦ型アンテナフィルタ回路を
例とするが、ＬＰＦ型アンテナフィルタ回路においても
本発明は適用可能である。

【００４８】実施例１図６において、ｍ＝３、Ｃc1＝Ｃc3＝３.０ｐＦ、Ｃc2
＝１.６ｐＦ、Ｃ1＝Ｃ2＝４.１ｐＦとし、ＤＲＯは外径
２ｍｍ×内径０.７ｍｍ×長さ３ｍｍ、Ｚ₀（特性インピ
ーダンス）：８.５５Ω、Ｅｒ：８２）の製品を用いた
回路とすることにより２段のＤＲＯ−ＢＰＦであるＤＣ
Ｓ用アンテナフィルタを製造した。その特性を図１３
（通過帯域特性）、図１４（遅延特性）、図１５（高調
波特性）及び図１６（定在波比）に示す。

【００４９】ＤＣＳ（フロントエンド構成は図２と同
様）は、受信波の周波数帯域が1805〜1880ＭＨｚであ
り、中間周波数246ＭＨｚのロア・ヘテロダイン方式であ
り、イメージ信号は1313〜1388ＭＨｚに現れる。また、
送信時のスプリアス周波数は５.２４ＧＨｚである。

【００５０】しかるに、図１３〜１６に示すとおり、本
発明のアンテナフィルタでは、通過帯域内減衰量は約１
ｄＢ以下であり、帯域内のディレイは２ｎｓ未満、イメ
ージ信号の減衰量は−２１.３ｄＢ、スプリアス周波数
における減衰量は−５２.６ｄＢであり、アンテナフィ
ルタとして有用である。このアンテナフィルタを用いて
図２（ｂ）のフロントエンドを構成することにより、従
来品よりも小型で消費電力の小さい回路構成を実現でき
る。

【００５１】実施例２図６において、ｍ＝４、Ｃc1＝Ｃc5＝３.１５ｐＦ、Ｃc
2＝Ｃc4＝１.５１ｐＦ、Ｃc3＝１.２２５ｐＦ、Ｃ1＝Ｃ
4＝１３.５９ｐＦ、Ｃ2＝Ｃ3＝１４.０８ｐＦとし、Ｄ
ＲＯは外径２ｍｍ×内径０.７ｍｍ×長さ５ｍｍ、Ｚ
₀（特性インピーダンス）：８.５５Ω、Ｅｒ：８２）の
製品を用いた回路とすることにより４段のＤＲＯ−ＢＰ
ＦであるＧＳＭ用アンテナフィルタを製造した。その特
性を図１７（通過帯域特性）、図１８（遅延特性）、図
１９（高調波特性）及び図２０（定在波比）に示す。

【００５２】ＧＳＭは、受信波の周波数帯域が935〜960
MHzであり、中間周波数246MHｚのアッパ・ヘテロダイン
方式であり、イメージ信号は1427〜1452MHzに現れる。
また、送信時のスプリアス周波数は2.71GHzである。

【００５３】しかるに、図１７〜２０に示すとおり、本
発明のアンテナフィルタでは、通過帯域内減衰量は約１
ｄＢ以下であり、イメージ信号の減衰量は−７２ｄＢで
ある。このアンテナフィルタを用いて図４（ｂ）のフロ
ントエンドを構成することにより、従来品よりも小型で
消費電力の小さい回路構成を実現できる。

【００５４】

【発明の効果】本発明のアンテナフィルタによれば、通
過帯域内減衰量は約１ｄＢ以下であり、帯域外減衰量の
調整及び高調波特性の改善が容易である。具体的には、
イメージ信号の減衰量−２０ｄＢ以上であり、−７０ｄ
Ｂより大きな減衰量を達成することも容易である。この
ため、受信時におけるイメージ信号の抑圧及び送信時に
おけるスプリアスの抑制を実現するアンテナフィルタを
提供する。また、上記アンテナフィルタは各種の携帯電
話方式において広範囲に使用が可能であり、これを構成
要素とすることにより、省電力化の妨げになっていたＬ
ＰＦの挿入損失の問題を解消し、小型で消費電力の小さ
い新規なフロントエンド構成が提供される。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＧＳＭ方式によるフロントエンドの従来の構
成（ａ）と本発明による構成（ｂ）を対照して示したブ
ロック図。

【図２】ＥＧＳＭ方式によるフロントエンドの従来の
構成（ａ）と本発明による構成（ｂ）を対照して示した
ブロック図。

【図３】ＰＣＮ方式によるフロントエンドの従来の構
成（ａ）と本発明による構成（ｂ）を対照して示したブ
ロック図。

【図４】ＧＳＭ方式によるフロントエンドの従来の構
成（ａ）と本発明による図１とは異なる構成（ｂ）を対
照して示したブロック図。

【図５】ＣＤＭＡ方式によるフロントエンドの従来の
構成（ａ）と本発明による構成（ｂ）を対照して示した
ブロック図。

【図６】本発明によるＢＰＦ型アンテナフィルタ回路
の概略を表した回路図。

【図７】本発明によるアンテナフィルタで用いられる
ＤＲＯの端子構造を表した斜視図。

【図８】図６（ａ）のＢＰＦ型アンテナフィルタの具
体的構成例を表した説明図。

【図９】本発明によるＢＰＦ回路の結合キャパシタの
構造を模式的に表した説明図。

【図１０】本発明によるＬＰＦ型アンテナフィルタ回
路概略を表した回路図。

【図１１】ＣＤＭＡ端末装置におけるフロントエンド
回路の位置付けを模式的に表した説明図。

【図１２】本発明によるＧＳＭ−ＤＣＳデュアルモー
ド携帯電話用のフロントエンド構成を示すブロック図。

【図１３】本発明によるＤＣＳ用アンテナフィルタの
一例について、その通過帯域特性を示したグラフ。

【図１４】本発明によるＤＣＳ用アンテナフィルタの
一例について、その遅延特性を示したグラフ。

【図１５】本発明によるＤＣＳ用アンテナフィルタの
一例について、その高調波特性を示したグラフ。

【図１６】本発明によるＤＣＳ用アンテナフィルタの
一例について、その定在波比特性を示したグラフ。

【図１７】本発明によるＧＳＭ用アンテナフィルタの
一例について、その通過帯域特性を示したグラフ。

【図１８】本発明によるＧＳＭ用アンテナフィルタの
一例について、その遅延特性を示したグラフ。

【図１９】本発明によるＧＳＭ用アンテナフィルタの
一例について、その高調波特性を示したグラフ。

【図２０】本発明によるＧＳＭ用アンテナフィルタの
一例について、その定在波比特性を示したグラフ。

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Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】アンテナと送受信信号分波部との間に接
続されて送受信信号から不要な信号を除去する無線通信
機用アンテナフィルタであって、前記フィルタは、
（ａ）信号の伝送線路に設けられ誘電体共振器（ＤＲ
Ｏ）素子を含む１以上の側路と、少なくともその１つの
側路においてＤＲＯと並列に接続されたキャパシタを含
むＢＰＦ回路または（ｂ）信号の伝送線路に設けられた
１以上の側路と、該側路と伝送線路にキャパシタ及びイ
ンダクタを配置して構成される低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）であり、前記（ａ）または（ｂ）の側路上の素子が
その端子部において２分岐された接点を介して伝送線路
に挿入されることによって伝送線路に直接に接続された
構造を有することを特徴とする広帯域アンテナフィル
タ。
【請求項２】少なくとも２０ＭＨｚ以上の帯域幅を有
する請求項１に記載の広帯域アンテナフィルタ。
【請求項３】前記アンテナフィルタが、高調波が高周
波化されるか、各側路におけるＤＲＯおよび側路キャパ
シタの入力アドミタンス特性が高調波特性を打ち消すよ
うに選ばれてなり、送信回路によるスプリアスを実質的
に抑圧するＤＲＯ型ＢＰＦ回路である請求項１または２
に記載の広帯域アンテナフィルタ。
【請求項４】前記アンテナフィルタが、前記側路にキ
ャパシタを配置し、伝送線路上にインダクタを接続して
なるＬＰＦ回路である請求項１または２に記載の広帯域
アンテナフィルタ。
【請求項５】前記伝送線路上のインダクタが、無共振
コイルである請求項４に記載の広帯域アンテナフィル
タ。
【請求項６】アンテナとアンテナスイッチまたはデュ
プレクサとの間に請求項１乃至５のいずれかの広帯域ア
ンテナフィルタを含むことを特徴とする高周波フロント
エンド回路。
【請求項７】請求項３のアンテナフィルタをスプリア
ス抑圧回路として含み、スプリアス抑圧用ＬＰＦに起因
する挿入損失を抑圧した高周波フロントエンド回路。
【請求項８】前記アンテナフィルタによりイメージ信
号を２０ｄＢ以上減衰させる請求項６または７に記載の
高周波フロントエンド回路。
【請求項９】請求項６乃至８のいずれかに記載の携帯
端末用フロントエンド回路。