JPH0879069A - Ｖｃｏ回路及びｐｌｌ回路 - Google Patents
Ｖｃｏ回路及びｐｌｌ回路Info
- Publication number
- JPH0879069A JPH0879069A JP6214742A JP21474294A JPH0879069A JP H0879069 A JPH0879069 A JP H0879069A JP 6214742 A JP6214742 A JP 6214742A JP 21474294 A JP21474294 A JP 21474294A JP H0879069 A JPH0879069 A JP H0879069A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- frequency
- vco
- adjustment
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1203—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
- H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/1293—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator having means for achieving a desired tuning characteristic, e.g. linearising the frequency characteristic across the tuning voltage range
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/004—Circuit elements of oscillators including a variable capacitance, e.g. a varicap, a varactor or a variable capacitance of a diode or transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/0208—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being an element with a variable capacitance, e.g. capacitance diode
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/0275—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means delivering several selected voltages or currents
- H03B2201/0283—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means delivering several selected voltages or currents the means functioning digitally
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/03—Varying beside the frequency also another parameter of the oscillator in dependence on the frequency
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＶＣＯ回路の制御電圧と発振周波数の関係を
電気的に調整できるようにして、ＶＣＯ回路の製造歩留
を向上する。 【構成】 ＶＣＯ回路の共振子を構成する誘導素子Ｌ1
に直列に接続されたコンデンサＣ3 に電圧可変型容量素
子ＣVD2 を直列もしくは並列に接続し、電圧可変容量素
子ＣVD2 の陰極に調整電圧ＶD2を印加するようにした。
電気的に調整できるようにして、ＶＣＯ回路の製造歩留
を向上する。 【構成】 ＶＣＯ回路の共振子を構成する誘導素子Ｌ1
に直列に接続されたコンデンサＣ3 に電圧可変型容量素
子ＣVD2 を直列もしくは並列に接続し、電圧可変容量素
子ＣVD2 の陰極に調整電圧ＶD2を印加するようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇ
ｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）回
路の製造時の周波数調整及びＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏ
ｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路に組み込まれたＶＣＯ回路の
周波数調整に関するものである。
ｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）回
路の製造時の周波数調整及びＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏ
ｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路に組み込まれたＶＣＯ回路の
周波数調整に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１１は「高周波回路の設計と実装」
（日本放送出版協会）のＰ１４４に示されたクラップ回
路の原理を説明する回路図である。この回路はコンデン
サＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 、インダクタンスＬ1 からなるＬＣ
共振回路を構成し、その共振周波数ｆ0 はおむね数１で
表すことができる。
（日本放送出版協会）のＰ１４４に示されたクラップ回
路の原理を説明する回路図である。この回路はコンデン
サＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 、インダクタンスＬ1 からなるＬＣ
共振回路を構成し、その共振周波数ｆ0 はおむね数１で
表すことができる。
【０００３】
【数１】
【０００４】図１２は従来のクラップ回路型の電圧制御
型発振器（以下ＶＣＯと称す）の回路図である。図にお
いて、ＲA ，ＲB ，ＲC はトランジスタＴr のバイアス
を決める抵抗、Ｃ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 は共振回路を構
成するコンデンサ、ＣVD1 はバリキャップダイオードで
あり、コントロール端子に印加される制御電圧ＶD1によ
り容量値が変化する。Ｌ1 は誘導素子であり共振回路の
主要構成要素の一つである。ＣA は出力取り出し用のコ
ンデンサであり通常発振周波数ｆ0 に対して極めて大き
いインピーダンスとなるように設定されている。ＣB は
発振周波数に対して十分低インピーダンスとなるように
設定されたコンデンサ、ＲD はノイズ低減用の抵抗であ
る。ＬA はコントロール端子電圧ＶD1の入力端をハイイ
ンピーダンスとするためのコイルである。図１２に示す
ＶＣＯの発振周波数ｆ0 は主にコンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，
Ｃ3 ，Ｃ4 及びバリキャップダイオードＣVD1 と誘導素
子Ｌ1 により決定される。
型発振器（以下ＶＣＯと称す）の回路図である。図にお
いて、ＲA ，ＲB ，ＲC はトランジスタＴr のバイアス
を決める抵抗、Ｃ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 は共振回路を構
成するコンデンサ、ＣVD1 はバリキャップダイオードで
あり、コントロール端子に印加される制御電圧ＶD1によ
り容量値が変化する。Ｌ1 は誘導素子であり共振回路の
主要構成要素の一つである。ＣA は出力取り出し用のコ
ンデンサであり通常発振周波数ｆ0 に対して極めて大き
いインピーダンスとなるように設定されている。ＣB は
発振周波数に対して十分低インピーダンスとなるように
設定されたコンデンサ、ＲD はノイズ低減用の抵抗であ
る。ＬA はコントロール端子電圧ＶD1の入力端をハイイ
ンピーダンスとするためのコイルである。図１２に示す
ＶＣＯの発振周波数ｆ0 は主にコンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，
Ｃ3 ，Ｃ4 及びバリキャップダイオードＣVD1 と誘導素
子Ｌ1 により決定される。
【０００５】図１３は図１２の発振に主に寄与する部分
を取り出して表現した回路図であり、発振周波数ｆ0 は
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 ，バリキャップダイ
オードＣVD1 ，誘導素子Ｌ1 の値により生ずる共振周波
数できまる。図１４は図１３の共振にかかわる部分を示
した回路図である。したがって、図１２の発振周波数ｆ
0 はおおむね数２で表すことができる。
を取り出して表現した回路図であり、発振周波数ｆ0 は
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 ，バリキャップダイ
オードＣVD1 ，誘導素子Ｌ1 の値により生ずる共振周波
数できまる。図１４は図１３の共振にかかわる部分を示
した回路図である。したがって、図１２の発振周波数ｆ
0 はおおむね数２で表すことができる。
【０００６】
【数２】
【０００７】バリキャップＣVD1 の容量値は、印加され
る制御電圧ＶD1により決まる。すなわち、バリキャップ
ＣVD1 は印加される逆電圧が大なる時に小なる容量値と
なり、印加される逆電圧が小なる時に大なる容量値とな
る。従って、発振周波数ｆ0はコントロ−ル端子に印加
される制御電圧ＶD1の値により変化する。
る制御電圧ＶD1により決まる。すなわち、バリキャップ
ＣVD1 は印加される逆電圧が大なる時に小なる容量値と
なり、印加される逆電圧が小なる時に大なる容量値とな
る。従って、発振周波数ｆ0はコントロ−ル端子に印加
される制御電圧ＶD1の値により変化する。
【０００８】誘導素子Ｌ1 は、発振する周波数、ＶＣＯ
に要求される規格等により、コイル，マイクロストリッ
プライン，誘電体共振子，ＳＡＷ（表面弾性波）共振
子，クリスタル振動子等が使用されるが、いずれの場合
も誘導子Ｌ1 は純粋な誘導値ではなく、コイル以外は、
直列共振点付近の誘導性となる領域を利用している。
に要求される規格等により、コイル，マイクロストリッ
プライン，誘電体共振子，ＳＡＷ（表面弾性波）共振
子，クリスタル振動子等が使用されるが、いずれの場合
も誘導子Ｌ1 は純粋な誘導値ではなく、コイル以外は、
直列共振点付近の誘導性となる領域を利用している。
【０００９】通常ＶＣＯは電源電圧等の理由によりＶＣ
Ｏが希望の周波数帯を発振するとき制御電圧ＶD1が所定
の範囲に収まることが要求される。発振周波数ｆ0 と制
御電圧ＶD1との関係を図１５に示す。図において、ｆL
〜ｆH は希望する発振周波数の範囲を示し、ＶL 〜ＶH
はこの発振周波数ｆL 〜ｆH を発生する時に要求される
制御電圧ＶD1の範囲を示す。すなわち、ＶD1＝ＶLの時
ｆ0 ＜ｆL ，ＶD1＝ＶH の時ｆ0 ＞ｆH であることが要
求される。
Ｏが希望の周波数帯を発振するとき制御電圧ＶD1が所定
の範囲に収まることが要求される。発振周波数ｆ0 と制
御電圧ＶD1との関係を図１５に示す。図において、ｆL
〜ｆH は希望する発振周波数の範囲を示し、ＶL 〜ＶH
はこの発振周波数ｆL 〜ｆH を発生する時に要求される
制御電圧ＶD1の範囲を示す。すなわち、ＶD1＝ＶLの時
ｆ0 ＜ｆL ，ＶD1＝ＶH の時ｆ0 ＞ｆH であることが要
求される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来のＶＣＯ回路は以
上のように構成されているため、コンデンサＣ1 ，
Ｃ2，Ｃ3 ，Ｃ4 ，バリキャップダイオードＣVD1 等の
ばらつきにより、一定の制御電圧ＶD1の時にＶＣＯの発
振周波数がばらつき、図１５に示す制御電圧ＶD1と発振
周波数ｆ0 の関係に収るというＶＣＯの性能要求を満た
すために、例えば誘導素子Ｌ1 がマイクロストリップ線
路の場合は、マイクロストリップラインの長さの調整、
又は、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 の容量値を変
化させる等の物理的な調整作業が必要なため作業時間が
長くなり、更にＶＣＯの製造歩留が低い等の問題があっ
た。
上のように構成されているため、コンデンサＣ1 ，
Ｃ2，Ｃ3 ，Ｃ4 ，バリキャップダイオードＣVD1 等の
ばらつきにより、一定の制御電圧ＶD1の時にＶＣＯの発
振周波数がばらつき、図１５に示す制御電圧ＶD1と発振
周波数ｆ0 の関係に収るというＶＣＯの性能要求を満た
すために、例えば誘導素子Ｌ1 がマイクロストリップ線
路の場合は、マイクロストリップラインの長さの調整、
又は、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 の容量値を変
化させる等の物理的な調整作業が必要なため作業時間が
長くなり、更にＶＣＯの製造歩留が低い等の問題があっ
た。
【００１１】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、第１の目的はＶＣＯの制御電圧
ＶD1と発振周波数ｆ0 の関係の調整を電気的に行なえる
ＶＣＯ回路を提供すること、第２の目的はＶＣＯ回路を
ＰＬＬ回路に組み込んだ場合に自動的に制御電圧ＶD1と
発振周波数ｆ0 の関係の調整が行なえるＰＬＬ回路を提
供することを目的としている。
ためになされたもので、第１の目的はＶＣＯの制御電圧
ＶD1と発振周波数ｆ0 の関係の調整を電気的に行なえる
ＶＣＯ回路を提供すること、第２の目的はＶＣＯ回路を
ＰＬＬ回路に組み込んだ場合に自動的に制御電圧ＶD1と
発振周波数ｆ0 の関係の調整が行なえるＰＬＬ回路を提
供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明に係るＶＣＯ回
路は、クラップ回路の共振周波数を可変とする第１の電
圧可変容量素子とを備えたＶＣＯ回路において、前記ク
ラップ回路の構成要素の一つである誘導素子と直列に接
続された容量素子に直列又は並列に接続され、前記第１
の電圧可変容量素子へ印加する制御電圧と前記クラップ
回路の共振周波数との関係のばらつきを調整する調整電
圧が印加される第２の電圧可変容量素子を具備するよう
にしたものである。
路は、クラップ回路の共振周波数を可変とする第１の電
圧可変容量素子とを備えたＶＣＯ回路において、前記ク
ラップ回路の構成要素の一つである誘導素子と直列に接
続された容量素子に直列又は並列に接続され、前記第１
の電圧可変容量素子へ印加する制御電圧と前記クラップ
回路の共振周波数との関係のばらつきを調整する調整電
圧が印加される第２の電圧可変容量素子を具備するよう
にしたものである。
【００１３】また、次の発明に係るＶＣＯ回路は、第２
の電圧可変容量素子に調整電圧を印加する直流電圧発生
手段を具備するようにしたものである。
の電圧可変容量素子に調整電圧を印加する直流電圧発生
手段を具備するようにしたものである。
【００１４】また、次の発明に係るＰＬＬ回路は、請求
項第１項に記載のＶＣＯ回路と、基準周波数を発信する
基準周波数発振器と、前記基準周波数を分周する固定分
周器と、前記ＶＣＯ回路の発振周波数を分周する可変分
周器と、この可変分周器により分周された周波数と前記
固定分周器により分周された周波数の位相を比較する位
相比較器と、この位相比較器の出力を平滑した制御電圧
を前記ＶＣＯ回路の第１の電圧可変容量素子に印加する
フィルタと、当該ＰＬＬ回路とは別に設けられた外部制
御装置から指示された前記ＶＣＯ回路が発振すべき周波
数と前記フィルタが出力した制御電圧とを比較して前記
ＶＣＯ回路の第２の電圧可変容量素子に印加すべき調整
電圧を出力する調整回路を備え、前記ＶＣＯ回路の発振
周波数を前記外部装置から指示された周波数に近づける
ようにしたものである。
項第１項に記載のＶＣＯ回路と、基準周波数を発信する
基準周波数発振器と、前記基準周波数を分周する固定分
周器と、前記ＶＣＯ回路の発振周波数を分周する可変分
周器と、この可変分周器により分周された周波数と前記
固定分周器により分周された周波数の位相を比較する位
相比較器と、この位相比較器の出力を平滑した制御電圧
を前記ＶＣＯ回路の第１の電圧可変容量素子に印加する
フィルタと、当該ＰＬＬ回路とは別に設けられた外部制
御装置から指示された前記ＶＣＯ回路が発振すべき周波
数と前記フィルタが出力した制御電圧とを比較して前記
ＶＣＯ回路の第２の電圧可変容量素子に印加すべき調整
電圧を出力する調整回路を備え、前記ＶＣＯ回路の発振
周波数を前記外部装置から指示された周波数に近づける
ようにしたものである。
【００１５】更に、次の発明に係るＰＬＬ回路は、調整
回路を、ＶＣＯ回路の発振周波数範囲の中間付近の周波
数を発振する場合に、フィルタの出力する制御電圧がＶ
ＣＯ回路の制御電圧範囲の中間付近となるように第２の
電圧可変容量素子に印加する調整電圧を出力するように
したものである。
回路を、ＶＣＯ回路の発振周波数範囲の中間付近の周波
数を発振する場合に、フィルタの出力する制御電圧がＶ
ＣＯ回路の制御電圧範囲の中間付近となるように第２の
電圧可変容量素子に印加する調整電圧を出力するように
したものである。
【００１６】
【作用】この発明におけるＶＣＯ回路は、クラップ回路
の構成要素の一つである誘導素子と直列に接続された容
量素子に直列又は並列に接続され、第１の電圧可変容量
素子へ印加する制御電圧とクラップ回路の共振周波数と
の関係のばらつきを調整する調整電圧が印加される第２
の電圧可変容量素子を具備するようにしたので、第２の
電圧可変容量素子に印加される調整電圧により、第１の
電圧可変容量素子へ印加する制御電圧が変化する。
の構成要素の一つである誘導素子と直列に接続された容
量素子に直列又は並列に接続され、第１の電圧可変容量
素子へ印加する制御電圧とクラップ回路の共振周波数と
の関係のばらつきを調整する調整電圧が印加される第２
の電圧可変容量素子を具備するようにしたので、第２の
電圧可変容量素子に印加される調整電圧により、第１の
電圧可変容量素子へ印加する制御電圧が変化する。
【００１７】また、次の発明におけるＶＣＯ回路は、直
流電圧発生手段が出力する調整電圧により、第１の電圧
可変容量素子へ印加する制御電圧とクラップ回路の共振
周波数との関係のばらつきを調整する。
流電圧発生手段が出力する調整電圧により、第１の電圧
可変容量素子へ印加する制御電圧とクラップ回路の共振
周波数との関係のばらつきを調整する。
【００１８】また、次の発明におけるＰＬＬ回路は、外
部制御装置から指示されたＶＣＯ回路が発振すべき周波
数とフィルタが平滑して出力した制御電圧とを比較して
ＶＣＯ回路の第２の電圧可変容量素子に印加すべき調整
電圧を出力する調整回路を備えたので、調整回路が出力
する調整電圧によりＶＣＯ回路の発振周波数は外部装置
から指示された周波数に近づくようになる。
部制御装置から指示されたＶＣＯ回路が発振すべき周波
数とフィルタが平滑して出力した制御電圧とを比較して
ＶＣＯ回路の第２の電圧可変容量素子に印加すべき調整
電圧を出力する調整回路を備えたので、調整回路が出力
する調整電圧によりＶＣＯ回路の発振周波数は外部装置
から指示された周波数に近づくようになる。
【００１９】更に、次の発明におけるＰＬＬ回路は、調
整回路が、ＶＣＯ回路の発振周波数範囲の中間付近の周
波数を発振する場合に、フィルタの出力する制御電圧が
ＶＣＯ回路の制御電圧範囲の中間付近となるように第２
の電圧可変容量素子に印加する調整電圧を出力する。
整回路が、ＶＣＯ回路の発振周波数範囲の中間付近の周
波数を発振する場合に、フィルタの出力する制御電圧が
ＶＣＯ回路の制御電圧範囲の中間付近となるように第２
の電圧可変容量素子に印加する調整電圧を出力する。
【００２０】
実施例１．以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１はこの実施例のＶＣＯ回路を示す。図１は、
図１２のコンデンサＣ3 に容量調整手段Ｃ32を並列に接
続したものである。容量調整手段Ｃ32は、制御部１より
出力されるデータにより所定の直流の調整電圧ＶD2を出
力するＤ／Ａコンバータ２、Ｄ／Ａコンバータ２の出力
ノイズを低減するための抵抗ＲE 、コンデンサＣC によ
り構成された直流電源、この直流電源をコンデンサＣ3
に並列につながれたコンデンサＣ5 及び上記直流電源と
バリキャップダイオードＣVD2 の可変容量部をインピー
ダンス的に分離するためのコイルＬB より成る。
する。図１はこの実施例のＶＣＯ回路を示す。図１は、
図１２のコンデンサＣ3 に容量調整手段Ｃ32を並列に接
続したものである。容量調整手段Ｃ32は、制御部１より
出力されるデータにより所定の直流の調整電圧ＶD2を出
力するＤ／Ａコンバータ２、Ｄ／Ａコンバータ２の出力
ノイズを低減するための抵抗ＲE 、コンデンサＣC によ
り構成された直流電源、この直流電源をコンデンサＣ3
に並列につながれたコンデンサＣ5 及び上記直流電源と
バリキャップダイオードＣVD2 の可変容量部をインピー
ダンス的に分離するためのコイルＬB より成る。
【００２１】また、図１の回路の発振に主に寄与する部
分を取り出すと図２のようになる。更に、図２の共振回
路のみを取り出すと図３のようになる。したがって、図
１のＶＣＯ回路の発振周波数ｆ0 はおおむね数３で表す
ことができる。
分を取り出すと図２のようになる。更に、図２の共振回
路のみを取り出すと図３のようになる。したがって、図
１のＶＣＯ回路の発振周波数ｆ0 はおおむね数３で表す
ことができる。
【００２２】
【数３】
【００２３】数３において、制御電圧ＶD1を固定して調
整電圧ＶD2のみを変化するとｆ0 の変化は、図４のよう
になる。
整電圧ＶD2のみを変化するとｆ0 の変化は、図４のよう
になる。
【００２４】ここで、調整電圧ＶD2の値をＶA ，ＶB ，
ＶC とした時のバリキャップダイオードＣVD2 の値をＣ
VD2A，ＣVD2B，ＣVD2C、数３に示すＣの値をＣA ，Ｃ
B ，ＣC 、この時の発振周波数ｆ0 の値をｆ0A，ｆ0B，
ｆ0Cとすると、ＶA ＞ＶB ＞ＶC ならばＣVD2A＜ＣVD2B
＜ＣVD2CとなるからＣA ＜ＣB ＜ＣC となり、調整電圧
ＶD2の値ＶA ，ＶB ，ＶC に対応する発振周波数はｆ0A
＞ｆ0B＞ｆ0Cとなる。したがって、調整電圧ＶA ，Ｖ
B ，ＶC をパラメータとして制御電圧ＶD1を変化させる
と、制御電圧ＶD1と発振周波数ｆ0 の関係は図５のよう
になる。すなわち、図３に示すクラップ回路型ＶＣＯ回
路のＣ1 〜Ｃ3 に並列にバリキャップダイオードＣVD2
を接続し、このバリキャップダイオードＣVD2 に印加す
る調整電圧ＶD2を変化すると、制御電圧ＶD1と発振周波
数ｆ0 の関係は図５に示すようにほぼ平行移動する。
ＶC とした時のバリキャップダイオードＣVD2 の値をＣ
VD2A，ＣVD2B，ＣVD2C、数３に示すＣの値をＣA ，Ｃ
B ，ＣC 、この時の発振周波数ｆ0 の値をｆ0A，ｆ0B，
ｆ0Cとすると、ＶA ＞ＶB ＞ＶC ならばＣVD2A＜ＣVD2B
＜ＣVD2CとなるからＣA ＜ＣB ＜ＣC となり、調整電圧
ＶD2の値ＶA ，ＶB ，ＶC に対応する発振周波数はｆ0A
＞ｆ0B＞ｆ0Cとなる。したがって、調整電圧ＶA ，Ｖ
B ，ＶC をパラメータとして制御電圧ＶD1を変化させる
と、制御電圧ＶD1と発振周波数ｆ0 の関係は図５のよう
になる。すなわち、図３に示すクラップ回路型ＶＣＯ回
路のＣ1 〜Ｃ3 に並列にバリキャップダイオードＣVD2
を接続し、このバリキャップダイオードＣVD2 に印加す
る調整電圧ＶD2を変化すると、制御電圧ＶD1と発振周波
数ｆ0 の関係は図５に示すようにほぼ平行移動する。
【００２５】上述のようにＶＣＯ回路を構成すると、発
振部分を構成する部品のばらつきによる制御電圧ＶD1と
発振周波数ｆ0 の関係のばらつきをバリキャップダイオ
ードＣVD2 に印加する調整電圧ＶD2により調整すること
が出来る。例えば図６でＶＣＯに要求される性能がＶD1
＝ＶL のときｆ0 ＜ｆL 、ＶD1＝ＶH のときｆ0 ＞ｆ1
なるとき曲線４を目標として設計を行ったが部品ばらつ
きにより要求仕様を満たさない曲線４，５のＶＣＯが出
来た時、曲線４の場合ＶD2を大きくすれば曲線３に近づ
き、曲線５の場合ＶD2を小さくすれば曲線３に近づく。
ＶD2は、制御部１よりＤ／Ａコンバータ２に入力される
データにより決定されるので、物理的な作業による周波
数調整を行なわずに、ソフトウェアの変更のみで周波数
調整が行なえる。このとき調整後のＤ／Ａコンバータ２
の入力データは、当然制御部内メモリに記憶されていな
ければならない。
振部分を構成する部品のばらつきによる制御電圧ＶD1と
発振周波数ｆ0 の関係のばらつきをバリキャップダイオ
ードＣVD2 に印加する調整電圧ＶD2により調整すること
が出来る。例えば図６でＶＣＯに要求される性能がＶD1
＝ＶL のときｆ0 ＜ｆL 、ＶD1＝ＶH のときｆ0 ＞ｆ1
なるとき曲線４を目標として設計を行ったが部品ばらつ
きにより要求仕様を満たさない曲線４，５のＶＣＯが出
来た時、曲線４の場合ＶD2を大きくすれば曲線３に近づ
き、曲線５の場合ＶD2を小さくすれば曲線３に近づく。
ＶD2は、制御部１よりＤ／Ａコンバータ２に入力される
データにより決定されるので、物理的な作業による周波
数調整を行なわずに、ソフトウェアの変更のみで周波数
調整が行なえる。このとき調整後のＤ／Ａコンバータ２
の入力データは、当然制御部内メモリに記憶されていな
ければならない。
【００２６】また、ＶＣＯ回路を上述の構成とすること
により調整電圧ＶD2を変化すると制御電圧ＶD1と発振周
波数ｆ0 がほぼ平行移動するので、ＶＣＯ回路の制御が
容易となり、自動制御を行う場合に、発振周波数ｆ0 の
収束時間が変化しない等の効果がある。
により調整電圧ＶD2を変化すると制御電圧ＶD1と発振周
波数ｆ0 がほぼ平行移動するので、ＶＣＯ回路の制御が
容易となり、自動制御を行う場合に、発振周波数ｆ0 の
収束時間が変化しない等の効果がある。
【００２７】実施例２．次に、バリキャップダイオード
ＣVD2 をコンデンサＣ3 に直列に接続した実施例につい
て説明する。図７にこの実施例のＶＣＯ回路を示す。図
において、ＣVD 2 はバリキャップダイオードでコンデン
サＣ3 に直列に接続され、調整電圧ＶD2はバリキャップ
ＣVD2 とコンデンサＣ3 の間に印加されている。この構
成において、調整電圧ＶD2を変えることにより、バリキ
ャップＣVD2 の値が変化し、共振回路の容量値が変るの
で、実施例１の場合と同様に制御電圧ＶD1と発振周波数
ｆ0 の関係を図５のように平行移動することができ、同
様の効果を奏する。また、この実施例ではバリキャップ
ＣVD2 をコンデンサＣ3 に直列に接続したので図１に示
すコンデンサＣ5 が不要となり、コンデンサの個数を減
ずることができる。
ＣVD2 をコンデンサＣ3 に直列に接続した実施例につい
て説明する。図７にこの実施例のＶＣＯ回路を示す。図
において、ＣVD 2 はバリキャップダイオードでコンデン
サＣ3 に直列に接続され、調整電圧ＶD2はバリキャップ
ＣVD2 とコンデンサＣ3 の間に印加されている。この構
成において、調整電圧ＶD2を変えることにより、バリキ
ャップＣVD2 の値が変化し、共振回路の容量値が変るの
で、実施例１の場合と同様に制御電圧ＶD1と発振周波数
ｆ0 の関係を図５のように平行移動することができ、同
様の効果を奏する。また、この実施例ではバリキャップ
ＣVD2 をコンデンサＣ3 に直列に接続したので図１に示
すコンデンサＣ5 が不要となり、コンデンサの個数を減
ずることができる。
【００２８】実施例３．実施例１及び実施例２ではＶＣ
Ｏ回路に制御部１及びＤ／Ａコンバータ２を備えたもの
について説明したが、この実施例ではこれらの部分を取
り去ったものについて説明する。図８はこの実施例の一
例を示すＶＣＯ回路図である。図８は図７から制御部
１、Ｄ／Ａコンバータ２及び抵抗ＲE を取り去ったもの
であり、６は制御電圧ＶD1を印加するコントロール端
子、７は調整電圧ＶD3を印加する調整端子である。この
ＶＣＯ回路ではこの回路のライン試験時に制御電圧ＶD1
と発振周波数ｆ0の関係を確認し、この関係が所定のも
のとなる調整電圧ＶD3を求めておき、ＶＣＯにその調整
電圧ＶD3の値を表示し、ＶＣＯを他の機器に組込む時点
で、他の電源から表示された調整電圧ＶD3を印加するよ
うにしても、ＶＣＯは所要の性能を発揮することができ
る。
Ｏ回路に制御部１及びＤ／Ａコンバータ２を備えたもの
について説明したが、この実施例ではこれらの部分を取
り去ったものについて説明する。図８はこの実施例の一
例を示すＶＣＯ回路図である。図８は図７から制御部
１、Ｄ／Ａコンバータ２及び抵抗ＲE を取り去ったもの
であり、６は制御電圧ＶD1を印加するコントロール端
子、７は調整電圧ＶD3を印加する調整端子である。この
ＶＣＯ回路ではこの回路のライン試験時に制御電圧ＶD1
と発振周波数ｆ0の関係を確認し、この関係が所定のも
のとなる調整電圧ＶD3を求めておき、ＶＣＯにその調整
電圧ＶD3の値を表示し、ＶＣＯを他の機器に組込む時点
で、他の電源から表示された調整電圧ＶD3を印加するよ
うにしても、ＶＣＯは所要の性能を発揮することができ
る。
【００２９】実施例４．実施例１及び実施例２ではコン
デンサＣ3 にバリキャップダイオードＣVD2 を直列又は
並列に接続した例について説明したが、クラップ回路形
ＶＣＯは図１３及び図１４のように示すことができるも
のであるので、図１４に示す誘導素子Ｌ1 に直列に接続
されたコンデンサＣ1 又はコンデンサＣ2 にバリキャッ
プダイオードＣVD2 を直列又は並列に接続し、実施例
１，２及び３と同様の調整をすることが可能である。図
９はこの実施例のＶＣＯ回路図の一例を示すもので、図
中、図８と同一符号は同一又は相当部分を示す。図にお
いて、バリキャップダイオードＣVD2 はコンデンサＣ1
に直列に接続され、バリキャップダイオードＣVD2 とコ
ンデンサＣ1の間に調整端子８より調整電圧ＶD3が印加
され、制御電圧ＶD1と発振周波数ｆ0との関係が調整さ
れるようになっている。図９の構成はバリキャップダイ
オードＣVD2 をコンデンサＣ1 に直列に接続した例を示
したが、コンデンサＣ1 、コンデンサＣ2 にバリキャッ
プダイオードＣVD2 を直接又は並列に接続しても実施例
１〜３と同様な効果を奏する。
デンサＣ3 にバリキャップダイオードＣVD2 を直列又は
並列に接続した例について説明したが、クラップ回路形
ＶＣＯは図１３及び図１４のように示すことができるも
のであるので、図１４に示す誘導素子Ｌ1 に直列に接続
されたコンデンサＣ1 又はコンデンサＣ2 にバリキャッ
プダイオードＣVD2 を直列又は並列に接続し、実施例
１，２及び３と同様の調整をすることが可能である。図
９はこの実施例のＶＣＯ回路図の一例を示すもので、図
中、図８と同一符号は同一又は相当部分を示す。図にお
いて、バリキャップダイオードＣVD2 はコンデンサＣ1
に直列に接続され、バリキャップダイオードＣVD2 とコ
ンデンサＣ1の間に調整端子８より調整電圧ＶD3が印加
され、制御電圧ＶD1と発振周波数ｆ0との関係が調整さ
れるようになっている。図９の構成はバリキャップダイ
オードＣVD2 をコンデンサＣ1 に直列に接続した例を示
したが、コンデンサＣ1 、コンデンサＣ2 にバリキャッ
プダイオードＣVD2 を直接又は並列に接続しても実施例
１〜３と同様な効果を奏する。
【００３０】尚、実施例１，２，３，４は何れもクラッ
プ回路型のＶＣＯ回路に対してのものであるが、ＬＣ共
振子を有するＶＣＯ回路の共振子の構成要素である任意
のコンデンサに、電圧可変型容量素子を直列もしくは並
列に備え、前記電圧可変型容量素子に一定の直流電圧を
印加することにより、実施例１，２，３，４と同様に周
波数の調整を行うことができる。
プ回路型のＶＣＯ回路に対してのものであるが、ＬＣ共
振子を有するＶＣＯ回路の共振子の構成要素である任意
のコンデンサに、電圧可変型容量素子を直列もしくは並
列に備え、前記電圧可変型容量素子に一定の直流電圧を
印加することにより、実施例１，２，３，４と同様に周
波数の調整を行うことができる。
【００３１】実施例５．次に、この発明のＶＣＯ回路を
備えたＰＬＬ回路の一実施例を説明する。図１０は、こ
の発明のＶＣＯ回路を備えたＰＬＬ回路の構成図であ
る。図において、１０は基準周波数ｆP を出力する発振
器ＴＣＸＯ、１１は固定分周器、１２は位相比較器Ｆ
Ｄ、１３は例えば図８に示したＶＣＯ回路、１４はＶＣ
Ｏ回路１３の発振周波数ｆ0 を１／Ｎに分周するプログ
ラマブル分周器、１５は位相比較器１２の出力電圧を平
滑し制御電圧ＶD1を出力するロ−パスフィルタＬＰＦ、
１６は当該ＰＬＬ回路とは別に設けられて制御電圧ＶD1
をアナログ・デジタル変換するＡ／Ｄ変換器、１７は当
該ＰＬＬ回路とは別に設けられてＣＰＵ１８に発振周波
数ｆ0 を出力するように指令する制御部、１９はＶＣＯ
回路１３の制御電圧ＶD1と発振周波数ｆ0 の関係が所定
の関係となる調整電圧ＶD2のデジタル値を記憶したメモ
リ−、２０はメモリ−１９に記憶された調整電圧ＶD2を
デジタル・アナログ変換するＤ／Ａ変換器であり、調整
電圧ＶD2をを出力する調整回路はＣＰＵ１８、メモリ−
１９及びＤ／Ａ変換器２０から構成されている。
備えたＰＬＬ回路の一実施例を説明する。図１０は、こ
の発明のＶＣＯ回路を備えたＰＬＬ回路の構成図であ
る。図において、１０は基準周波数ｆP を出力する発振
器ＴＣＸＯ、１１は固定分周器、１２は位相比較器Ｆ
Ｄ、１３は例えば図８に示したＶＣＯ回路、１４はＶＣ
Ｏ回路１３の発振周波数ｆ0 を１／Ｎに分周するプログ
ラマブル分周器、１５は位相比較器１２の出力電圧を平
滑し制御電圧ＶD1を出力するロ−パスフィルタＬＰＦ、
１６は当該ＰＬＬ回路とは別に設けられて制御電圧ＶD1
をアナログ・デジタル変換するＡ／Ｄ変換器、１７は当
該ＰＬＬ回路とは別に設けられてＣＰＵ１８に発振周波
数ｆ0 を出力するように指令する制御部、１９はＶＣＯ
回路１３の制御電圧ＶD1と発振周波数ｆ0 の関係が所定
の関係となる調整電圧ＶD2のデジタル値を記憶したメモ
リ−、２０はメモリ−１９に記憶された調整電圧ＶD2を
デジタル・アナログ変換するＤ／Ａ変換器であり、調整
電圧ＶD2をを出力する調整回路はＣＰＵ１８、メモリ−
１９及びＤ／Ａ変換器２０から構成されている。
【００３２】次に、動作について説明する。発振器１０
から出力された基準波ｆP は固定分周器１１で分周され
ｆr となり位相比較器１２に入力される。ＶＣＯ回路１
３の発振周波数ｆ0 はプログラマブル分周器１４で１／
Ｎに分周されｆa となり位相比較器１２に入力される。
ｆr とｆa は位相比較器１２にて位相比較され位相差に
応じたパルスが出力され（ｆr ＞ｆa のとき正電圧、ｆ
r ＜ｆa のときＧＮＤ電圧、ｆr ＝ｆa のときＯＰＥ
Ｎ）ロ−パスフィルタ１５にて平滑され制御電圧ＶD1が
ＶＣＯ回路１３の図８に示すコントロ−ル端子６に印加
される。ここで、ＶD1が大なるときｆ0 は大となりＶD1
が小なるときｆ0 は小となる。このように構成された系
は、系が安定したときｆ0 ＝Ｎ×ｆr の関係になる。
から出力された基準波ｆP は固定分周器１１で分周され
ｆr となり位相比較器１２に入力される。ＶＣＯ回路１
３の発振周波数ｆ0 はプログラマブル分周器１４で１／
Ｎに分周されｆa となり位相比較器１２に入力される。
ｆr とｆa は位相比較器１２にて位相比較され位相差に
応じたパルスが出力され（ｆr ＞ｆa のとき正電圧、ｆ
r ＜ｆa のときＧＮＤ電圧、ｆr ＝ｆa のときＯＰＥ
Ｎ）ロ−パスフィルタ１５にて平滑され制御電圧ＶD1が
ＶＣＯ回路１３の図８に示すコントロ−ル端子６に印加
される。ここで、ＶD1が大なるときｆ0 は大となりＶD1
が小なるときｆ0 は小となる。このように構成された系
は、系が安定したときｆ0 ＝Ｎ×ｆr の関係になる。
【００３３】ここでＰＬＬ回路がＰＬＬシンセサイザー
として例えば、図１５に示すように、発振周波数ｆ0 の
領域ｆL 〜ｆH と制御電圧ＶD1の範囲ＶL 〜ＶH が、Ｖ
D1＝ＶL のときｆ0 ＜ｆL 、ＶD1＝ＶH のときｆ0 ＞ｆ
H の性能が要求されるとする。このときＶＣＯ回路１３
に指令された発振周波数ｆM をｆL とｆH の中間近辺の
周波数、ＶM ＝（ＶL ＋ＶH ）／２とすると、ここで制
御部１７よりＣＰＵ１８に対し発振周波数ｆM を発振す
るように命令を出すとともに、Ａ／Ｄ変換器１６より制
御部１７にフイ−ドバックされた制御電圧ＶD1を出力す
る。次に、ＣＰＵ１８はＶD 1 ＞ＶM のときは、調整電
圧ＶD2を大きく、ＶD1＜ＶM のときは、調整電圧ＶD2を
小さくするようにして制御電圧ＶD1がＶM の近く（ＶM
−ΔＶ＜ＶD1＜ＶM ＋ΔＶ）になるようにし、そのとき
のＤ／Ａ変換器２０のデジタル値をメモリ１９内に常駐
させる。このようにして調整電圧ＶD2の値を一定になら
しめた場合、発振周波数ｆ0 の領域ｆL 〜ｆH と制御電
圧ＶD1の範囲ＶL 〜ＶH の関係が互いに中間近辺の値を
基準に設定され、ＶＣＯ回路１３は制御電圧ＶD1に対し
て所定の周波数ｆ0 を発振するようになるので、上記性
能要求に対しＶＣＯ回路１３の製造歩留が最も良くなる
と共に、ＰＬＬ回路の要求性能をも満足することができ
る。
として例えば、図１５に示すように、発振周波数ｆ0 の
領域ｆL 〜ｆH と制御電圧ＶD1の範囲ＶL 〜ＶH が、Ｖ
D1＝ＶL のときｆ0 ＜ｆL 、ＶD1＝ＶH のときｆ0 ＞ｆ
H の性能が要求されるとする。このときＶＣＯ回路１３
に指令された発振周波数ｆM をｆL とｆH の中間近辺の
周波数、ＶM ＝（ＶL ＋ＶH ）／２とすると、ここで制
御部１７よりＣＰＵ１８に対し発振周波数ｆM を発振す
るように命令を出すとともに、Ａ／Ｄ変換器１６より制
御部１７にフイ−ドバックされた制御電圧ＶD1を出力す
る。次に、ＣＰＵ１８はＶD 1 ＞ＶM のときは、調整電
圧ＶD2を大きく、ＶD1＜ＶM のときは、調整電圧ＶD2を
小さくするようにして制御電圧ＶD1がＶM の近く（ＶM
−ΔＶ＜ＶD1＜ＶM ＋ΔＶ）になるようにし、そのとき
のＤ／Ａ変換器２０のデジタル値をメモリ１９内に常駐
させる。このようにして調整電圧ＶD2の値を一定になら
しめた場合、発振周波数ｆ0 の領域ｆL 〜ｆH と制御電
圧ＶD1の範囲ＶL 〜ＶH の関係が互いに中間近辺の値を
基準に設定され、ＶＣＯ回路１３は制御電圧ＶD1に対し
て所定の周波数ｆ0 を発振するようになるので、上記性
能要求に対しＶＣＯ回路１３の製造歩留が最も良くなる
と共に、ＰＬＬ回路の要求性能をも満足することができ
る。
【００３４】上述したように、外部装置として、専用の
制御部１７及びＡ／Ｄ変換器１６を設け、ＰＬＬ回路が
備えるＣＰＵ１８に制御部１７より指示された発振周波
数ｆM に対して制御電圧ＶD1がＶM に近づくような調整
電圧ＶD2を出力する調整用のソフトウエアを用意してお
くにより、制御電圧ＶD1と発振周波数ｆ0 の関係を容易
に調整することができる。
制御部１７及びＡ／Ｄ変換器１６を設け、ＰＬＬ回路が
備えるＣＰＵ１８に制御部１７より指示された発振周波
数ｆM に対して制御電圧ＶD1がＶM に近づくような調整
電圧ＶD2を出力する調整用のソフトウエアを用意してお
くにより、制御電圧ＶD1と発振周波数ｆ0 の関係を容易
に調整することができる。
【００３５】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、ＶＣ
Ｏ回路を、クラップ回路の構成要素の一つである誘導素
子と直列に接続された容量素子に直列又は並列に接続さ
れ、第１の電圧可変容量素子へ印加する制御電圧とクラ
ップ回路の共振周波数との関係のばらつきを調整する調
整電圧が印加される第２の電圧可変容量素子を具備する
ようにしたので、第２の電圧可変容量素子に印加される
調整電圧により、第１の電圧可変容量素子へ印加する制
御電圧を電気的に調整することが可能となり、クラップ
回路を構成する素子の調整又は交換などの作業を廃止で
きると共に、ＶＣＯ回路の製造歩留を向上することがで
きる効果がある。
Ｏ回路を、クラップ回路の構成要素の一つである誘導素
子と直列に接続された容量素子に直列又は並列に接続さ
れ、第１の電圧可変容量素子へ印加する制御電圧とクラ
ップ回路の共振周波数との関係のばらつきを調整する調
整電圧が印加される第２の電圧可変容量素子を具備する
ようにしたので、第２の電圧可変容量素子に印加される
調整電圧により、第１の電圧可変容量素子へ印加する制
御電圧を電気的に調整することが可能となり、クラップ
回路を構成する素子の調整又は交換などの作業を廃止で
きると共に、ＶＣＯ回路の製造歩留を向上することがで
きる効果がある。
【００３６】また、次の発明によれば、ＶＣＯ回路を、
直流電圧発生手段が出力する調整電圧により、第１の電
圧可変容量素子へ印加する制御電圧とクラップ回路の共
振周波数との関係のばらつきを調整するようにすると、
第１の電圧可変容量素子へ印加する制御電圧のクラップ
回路の共振周波数との関係のばらつきを事前調整できる
効果がある。
直流電圧発生手段が出力する調整電圧により、第１の電
圧可変容量素子へ印加する制御電圧とクラップ回路の共
振周波数との関係のばらつきを調整するようにすると、
第１の電圧可変容量素子へ印加する制御電圧のクラップ
回路の共振周波数との関係のばらつきを事前調整できる
効果がある。
【００３７】また、次の発明によれば、ＰＬＬ回路を、
外部制御装置から指示されたＶＣＯ回路が発振すべき周
波数とフィルタが平滑して出力した制御電圧とを比較し
てＶＣＯ回路の第２の電圧可変容量素子に印加すべき調
整電圧を出力する調整回路を備えたので、調整回路が出
力する調整電圧によりＶＣＯ回路の発振周波数は外部装
置から指示された周波数に近づくようにすると、ＰＬＬ
回路はＶＣＯ回路の制御電圧が所定値に納まるように第
２の電圧可変容量素子に印加する調整電圧を出力するよ
うになり、ＶＣＯ回路の制御電圧とクラップ回路の共振
周波数との関係のばらつきを自動的に調整するので、調
整作業が短縮できると共に、ＶＣＯ回路の製造歩留を向
上することができる効果がある。
外部制御装置から指示されたＶＣＯ回路が発振すべき周
波数とフィルタが平滑して出力した制御電圧とを比較し
てＶＣＯ回路の第２の電圧可変容量素子に印加すべき調
整電圧を出力する調整回路を備えたので、調整回路が出
力する調整電圧によりＶＣＯ回路の発振周波数は外部装
置から指示された周波数に近づくようにすると、ＰＬＬ
回路はＶＣＯ回路の制御電圧が所定値に納まるように第
２の電圧可変容量素子に印加する調整電圧を出力するよ
うになり、ＶＣＯ回路の制御電圧とクラップ回路の共振
周波数との関係のばらつきを自動的に調整するので、調
整作業が短縮できると共に、ＶＣＯ回路の製造歩留を向
上することができる効果がある。
【００３８】更に、次の発明によれば、ＰＬＬ回路を、
調整回路が、ＶＣＯ回路の発振周波数範囲の中間付近の
周波数を発振する場合に、フィルタの出力する制御電圧
がＶＣＯ回路の制御電圧範囲の中間付近となるように第
２の電圧可変容量素子に印加する調整電圧を出力するよ
うにすると、更に、ＶＣＯ回路の製造歩留を向上するこ
とができる効果がある。
調整回路が、ＶＣＯ回路の発振周波数範囲の中間付近の
周波数を発振する場合に、フィルタの出力する制御電圧
がＶＣＯ回路の制御電圧範囲の中間付近となるように第
２の電圧可変容量素子に印加する調整電圧を出力するよ
うにすると、更に、ＶＣＯ回路の製造歩留を向上するこ
とができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施例１のＶＣＯ回路図である。
【図２】この発明の実施例１のＶＣＯ回路の発振部分を
示す等価回路図である。
示す等価回路図である。
【図３】この発明の実施例１のＶＣＯ回路の共振回路部
分を示す回路図である。
分を示す回路図である。
【図４】この発明の実施例１のＶＣＯ回路の調整電圧と
発振周波数の関係を示す説明図である。
発振周波数の関係を示す説明図である。
【図５】この発明の実施例１のＶＣＯ回路の調整電圧に
対する制御電圧と発振周波数の関係を示す説明図。
対する制御電圧と発振周波数の関係を示す説明図。
【図６】この発明の実施例１のＶＣＯ回路の調整電圧に
対する制御電圧と発振周波数の関係の調整方法を示す説
明図。
対する制御電圧と発振周波数の関係の調整方法を示す説
明図。
【図７】この発明の実施例２のＶＣＯ回路図である。
【図８】この発明の実施例３のＶＣＯ回路図である。
【図９】この発明の実施例４のＶＣＯ回路図である。
【図１０】この発明の実施例６のＰＬＬ回路図である。
【図１１】この発明及び従来のＶＣＯ回路を説明するク
ラップ回路図である。
ラップ回路図である。
【図１２】従来のＶＣＯ回路図である。
【図１３】従来のＶＣＯ回路の発振部分を示す等価回路
図である。
図である。
【図１４】従来のＶＣＯ回路の共振部分を示す等価回路
図である。
図である。
【図１５】この発明及び従来のＶＣＯ回路の制御電圧と
発振周波数の関係を示す説明図である。
発振周波数の関係を示す説明図である。
１ 制御部、２ Ｄ／Ａコンバータ、１０ 発振器、１
１ 固定分周器、１２位相比較器、１３ ＶＣＯ回路、
１４ プログラマブル分周器、１５ ローパスフィル
タ、１６ Ａ／Ｄ変換器、１７ 制御部、１８ ＣＰ
Ｕ、１９ メモリ−、２０ Ｄ／Ａ変換器、Ｃ1 〜Ｃ4
コンデンサ、ＣVDx バリキャップダイオード、Ｌ1
誘導性素子、ＶD1 制御電圧、ＶD2 調整電圧。
１ 固定分周器、１２位相比較器、１３ ＶＣＯ回路、
１４ プログラマブル分周器、１５ ローパスフィル
タ、１６ Ａ／Ｄ変換器、１７ 制御部、１８ ＣＰ
Ｕ、１９ メモリ−、２０ Ｄ／Ａ変換器、Ｃ1 〜Ｃ4
コンデンサ、ＣVDx バリキャップダイオード、Ｌ1
誘導性素子、ＶD1 制御電圧、ＶD2 調整電圧。
Claims (4)
- 【請求項１】 クラップ回路の共振周波数を可変とする
第１の電圧可変容量素子を備えたＶＣＯ回路において、
前記クラップ回路の構成要素の一つである誘導素子と直
列に接続された容量素子に直列又は並列に接続され、前
記第１の電圧可変容量素子へ印加する制御電圧と前記ク
ラップ回路の共振周波数との関係のばらつきを調整する
調整電圧が印加される第２の電圧可変容量素子を具備し
たことを特徴とするＶＣＯ回路。 - 【請求項２】 第２の電圧可変容量素子に調整電圧を印
加する直流電圧発生手段を具備したことを特徴とする請
求項第１項に記載のＶＣＯ回路。 - 【請求項３】 請求項第１項に記載のＶＣＯ回路と、基
準周波数を発信する基準周波数発振器と、前記基準周波
数を分周する固定分周器と、前記ＶＣＯ回路の発振周波
数を分周する可変分周器と、この可変分周器により分周
された周波数と前記固定分周器により分周された周波数
の位相を比較する位相比較器と、この位相比較器の出力
を平滑した制御電圧を前記ＶＣＯ回路の第１の電圧可変
容量素子に印加するフィルタと、当該ＰＬＬ回路本体と
は別に設けられた外部制御装置から指示された前記ＶＣ
Ｏ回路が発振すべき周波数と前記フィルタが出力した制
御電圧とを比較して前記ＶＣＯ回路の第２の電圧可変容
量素子に印加すべき調整電圧を出力する調整回路を備
え、前記ＶＣＯ回路の発振周波数を前記外部装置から指
示された周波数に近づけることを特徴とするＰＬＬ回
路。 - 【請求項４】 調整回路は、ＶＣＯ回路が発振周波数範
囲の中間付近の周波数を発振する場合に、フィルタの出
力する制御電圧がＶＣＯ回路の制御電圧範囲の中間付近
となるように調整電圧を出力することを特徴とする請求
項第３項に記載のＰＬＬ回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6214742A JPH0879069A (ja) | 1994-09-08 | 1994-09-08 | Ｖｃｏ回路及びｐｌｌ回路 |
| US08/481,083 US5600279A (en) | 1994-09-08 | 1995-06-07 | VCO having adjustment for fluctuations in relation between control voltage and output frequency |
| GB9514339A GB2293066B (en) | 1994-09-08 | 1995-07-13 | VCO circuit and PLL circuit thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6214742A JPH0879069A (ja) | 1994-09-08 | 1994-09-08 | Ｖｃｏ回路及びｐｌｌ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0879069A true JPH0879069A (ja) | 1996-03-22 |
Family
ID=16660844
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6214742A Pending JPH0879069A (ja) | 1994-09-08 | 1994-09-08 | Ｖｃｏ回路及びｐｌｌ回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5600279A (ja) |
| JP (1) | JPH0879069A (ja) |
| GB (1) | GB2293066B (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000014880A1 (fr) * | 1998-09-04 | 2000-03-16 | T.I.F. Co., Ltd. | Procede de reglage d'un oscillateur commande en tension |
| US7116180B2 (en) | 2002-11-01 | 2006-10-03 | Sharp Kabushiki Kaisha | Voltage-controlled oscillator and integrated circuit device provided with it |
| JP2009100155A (ja) * | 2007-10-16 | 2009-05-07 | Sanyo Electric Co Ltd | 周波数変換回路 |
| JP2011082706A (ja) * | 2009-10-05 | 2011-04-21 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御発振器 |
| JP2011082710A (ja) * | 2009-10-05 | 2011-04-21 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御発振器及び電子部品 |
| US8283989B2 (en) | 2009-10-05 | 2012-10-09 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW337054B (en) | 1995-09-28 | 1998-07-21 | Toshiba Co Ltd | Horizontal synchronous signal oscillation circuit |
| JP3695819B2 (ja) | 1996-01-16 | 2005-09-14 | 株式会社東芝 | 信号処理回路及びこれを用いた再生装置 |
| JP4319259B2 (ja) * | 1996-07-02 | 2009-08-26 | 株式会社東芝 | アクティブ・ワイドレンジｐｌｌ装置、位相ロックループ方法及びディスク再生装置 |
| JP2000022442A (ja) * | 1998-06-29 | 2000-01-21 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御発振回路 |
| JP3492225B2 (ja) * | 1999-01-19 | 2004-02-03 | 松下電器産業株式会社 | 送受信装置 |
| JP3367465B2 (ja) * | 1999-05-13 | 2003-01-14 | 日本電気株式会社 | 発振周波数調整装置 |
| US6181216B1 (en) * | 1999-07-19 | 2001-01-30 | General Instrument Corporation | Low phase-noise voltage controlled oscillator |
| JP3313671B2 (ja) * | 1999-08-12 | 2002-08-12 | 日本電気株式会社 | デジタル制御型発振回路 |
| US6323739B1 (en) * | 2000-01-18 | 2001-11-27 | Denso Corporation | Adjusting untrimmed VCO during operation of the oscillator |
| JP3414382B2 (ja) * | 2001-01-09 | 2003-06-09 | 日本電気株式会社 | Ｐｌｌ回路及びその制御方法 |
| US7221243B2 (en) * | 2001-04-11 | 2007-05-22 | Kyocera Wireless Corp. | Apparatus and method for combining electrical signals |
| US7746292B2 (en) * | 2001-04-11 | 2010-06-29 | Kyocera Wireless Corp. | Reconfigurable radiation desensitivity bracket systems and methods |
| US7394430B2 (en) * | 2001-04-11 | 2008-07-01 | Kyocera Wireless Corp. | Wireless device reconfigurable radiation desensitivity bracket systems and methods |
| CN1294673C (zh) * | 2001-04-11 | 2007-01-10 | 基奥赛拉无线公司 | 可调谐多路复用器 |
| US7164329B2 (en) | 2001-04-11 | 2007-01-16 | Kyocera Wireless Corp. | Tunable phase shifer with a control signal generator responsive to DC offset in a mixed signal |
| US6690251B2 (en) * | 2001-04-11 | 2004-02-10 | Kyocera Wireless Corporation | Tunable ferro-electric filter |
| US7154440B2 (en) * | 2001-04-11 | 2006-12-26 | Kyocera Wireless Corp. | Phase array antenna using a constant-gain phase shifter |
| US7174147B2 (en) * | 2001-04-11 | 2007-02-06 | Kyocera Wireless Corp. | Bandpass filter with tunable resonator |
| DE10126594A1 (de) * | 2001-05-31 | 2002-11-21 | Infineon Technologies Ag | Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung |
| US7071776B2 (en) | 2001-10-22 | 2006-07-04 | Kyocera Wireless Corp. | Systems and methods for controlling output power in a communication device |
| US7180467B2 (en) * | 2002-02-12 | 2007-02-20 | Kyocera Wireless Corp. | System and method for dual-band antenna matching |
| US7176845B2 (en) * | 2002-02-12 | 2007-02-13 | Kyocera Wireless Corp. | System and method for impedance matching an antenna to sub-bands in a communication band |
| US7184727B2 (en) * | 2002-02-12 | 2007-02-27 | Kyocera Wireless Corp. | Full-duplex antenna system and method |
| KR100524745B1 (ko) * | 2003-02-25 | 2005-11-01 | 엘지전자 주식회사 | 주파수 위상 동기 장치 및 방법 |
| DE10320513A1 (de) * | 2003-04-28 | 2004-11-18 | Atmel Germany Gmbh | Vorrichtung und Verfahren zum Betreiben eines Oszillators |
| US7720443B2 (en) | 2003-06-02 | 2010-05-18 | Kyocera Wireless Corp. | System and method for filtering time division multiple access telephone communications |
| US7248845B2 (en) * | 2004-07-09 | 2007-07-24 | Kyocera Wireless Corp. | Variable-loss transmitter and method of operation |
| US7548762B2 (en) * | 2005-11-30 | 2009-06-16 | Kyocera Corporation | Method for tuning a GPS antenna matching network |
| JP5027196B2 (ja) * | 2009-10-05 | 2012-09-19 | 日本電波工業株式会社 | 電圧制御発振器 |
| JP2012095284A (ja) * | 2010-09-30 | 2012-05-17 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 発振器 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4392113A (en) * | 1981-02-12 | 1983-07-05 | Jackson Charles R | Phase-locked loop including non-linear phase detector of the sample and hold type |
| US4378534A (en) * | 1981-03-31 | 1983-03-29 | Motorola, Inc. | Wideband modulation sensitivity compensated voltage controlled oscillator |
| US4494090A (en) * | 1981-04-06 | 1985-01-15 | Motorola, Inc. | Frequency modulation system for a frequency synthesizer |
| US4736169A (en) * | 1986-09-29 | 1988-04-05 | Hughes Aircraft Company | Voltage controlled oscillator with frequency sensitivity control |
| JPH02252317A (ja) * | 1989-03-24 | 1990-10-11 | Toshiba Corp | 位相同期型周波数シンセサイザ |
| US5254958A (en) * | 1991-02-19 | 1993-10-19 | Pacific Communications, Inc. | Phase-lock-loop circuit and method for compensating, data bias in the same |
| JPH06188729A (ja) * | 1992-12-16 | 1994-07-08 | Murata Mfg Co Ltd | ノイズ除去回路および電圧制御形発振回路 |
| US5373264A (en) * | 1993-01-21 | 1994-12-13 | Hewlett-Packard Company | Negative resistance oscillator with electronically tunable base inductance |
-
1994
- 1994-09-08 JP JP6214742A patent/JPH0879069A/ja active Pending
-
1995
- 1995-06-07 US US08/481,083 patent/US5600279A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-07-13 GB GB9514339A patent/GB2293066B/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000014880A1 (fr) * | 1998-09-04 | 2000-03-16 | T.I.F. Co., Ltd. | Procede de reglage d'un oscillateur commande en tension |
| US7116180B2 (en) | 2002-11-01 | 2006-10-03 | Sharp Kabushiki Kaisha | Voltage-controlled oscillator and integrated circuit device provided with it |
| JP2009100155A (ja) * | 2007-10-16 | 2009-05-07 | Sanyo Electric Co Ltd | 周波数変換回路 |
| JP2011082706A (ja) * | 2009-10-05 | 2011-04-21 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御発振器 |
| JP2011082710A (ja) * | 2009-10-05 | 2011-04-21 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御発振器及び電子部品 |
| US8283989B2 (en) | 2009-10-05 | 2012-10-09 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator |
| US8289093B2 (en) | 2009-10-05 | 2012-10-16 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator |
| US8416028B2 (en) | 2009-10-05 | 2013-04-09 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator and electronic component |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5600279A (en) | 1997-02-04 |
| GB9514339D0 (en) | 1995-09-13 |
| GB2293066A (en) | 1996-03-13 |
| GB2293066B (en) | 1998-10-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0879069A (ja) | Ｖｃｏ回路及びｐｌｌ回路 | |
| FI113112B (fi) | Menetelmä oskillaattorin säätämiseksi | |
| US7221920B2 (en) | Voltage controlled oscillator, frequency synthesizer and communication apparatus | |
| US7432768B2 (en) | Voltage controlled digital analog oscillator and frequency synthesizer using the same | |
| KR0153379B1 (ko) | 디지탈 무선통신시스템의 업/다운컨버터용 전압제어발진기 | |
| JPH07307619A (ja) | 発振器 | |
| US7053726B2 (en) | Voltage control oscillator having modulation function | |
| KR100839486B1 (ko) | 듀얼 모드 튜닝 디지털 제어 크리스탈 발진기 및 그 동작방법 | |
| JPH0369203A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JP2002164785A (ja) | 低雑音かつ高速応答の周波数シンセサイザおよび対応する周波数合成方法 | |
| JP2003092513A (ja) | 変調度偏移補正機能を有する変調装置 | |
| US20050275474A1 (en) | Voltage controlled oscillator | |
| CN101162889B (zh) | 压控振荡器及其控制方法 | |
| Mizutani et al. | Automatic frequency control for maximizing RF power fed to ultrasonic transducer operating at 1 MHz | |
| JP3250484B2 (ja) | 電圧制御発振回路 | |
| US10637487B1 (en) | Tunable voltage controlled oscillators | |
| JPH10261918A (ja) | 電圧制御発振回路 | |
| CN219268839U (zh) | 一种频率源及双工器 | |
| JPH11274951A (ja) | 小電力無線装置 | |
| JPH0563438A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| KR960007851B1 (ko) | 전압 제어 발진기 | |
| JPH03131104A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| CN116938145A (zh) | 一种基于压电材料的超低功耗实时时钟振荡器 | |
| JPH1065444A (ja) | 電圧制御発振器及びこの発振器を使用したｐｌｌ 周波数シンセサイザ | |
| JPH09116429A (ja) | Ｖｃｏの発振周波数調整装置 |