JPH07307619A - 発振器 - Google Patents
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- JPH07307619A JPH07307619A JP6021977A JP2197794A JPH07307619A JP H07307619 A JPH07307619 A JP H07307619A JP 6021977 A JP6021977 A JP 6021977A JP 2197794 A JP2197794 A JP 2197794A JP H07307619 A JPH07307619 A JP H07307619A
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- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
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- H03B7/00—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes
- H03B7/02—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B7/06—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element being semiconductor device
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】広帯域にわたって位相ノイズ等の性能の優れた
発振器を提供する。 【構成】本発明の一実施例によれば、負性抵抗発振器に
おける固定ベース・インダクタンスに付随した問題が、
電気的同調可能なベース回路網（可変リアクタンス回路
網）を使用することにより解決される。これにより、位
相ノイズおよび出力電力等のパラメータは、広範囲の動
作条件にわたって最適化され得る。具体的な構成とし
て、ＶＣＯ同調信号に応答するベース同調バラクタを使
用した５００〜１０００ＭＨｚの電圧制御発振器が示さ
れる。
発振器を提供する。 【構成】本発明の一実施例によれば、負性抵抗発振器に
おける固定ベース・インダクタンスに付随した問題が、
電気的同調可能なベース回路網（可変リアクタンス回路
網）を使用することにより解決される。これにより、位
相ノイズおよび出力電力等のパラメータは、広範囲の動
作条件にわたって最適化され得る。具体的な構成とし
て、ＶＣＯ同調信号に応答するベース同調バラクタを使
用した５００〜１０００ＭＨｚの電圧制御発振器が示さ
れる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は発振回路に関し、特に負
性抵抗発振器の動作を増強する方法と装置に関する。
性抵抗発振器の動作を増強する方法と装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】発振器の用途に応じて発振器の動作に関
連する動作パラメータは数多い。例えば測定器用途で使
用することを意図した発振器では、“位相ノイズ”が重
要なパラメータである場合が多い。関係するその他のパ
ラメータには出力電力及び圧縮特性が含まれる。これら
のパラメータの多くは発振器トランジスタのベース・イ
ンダクタンス（又はゲート・インダクタンス）によって
影響される。固定周波数動作用の発振器では、特定の関
連パラメータを最適化するベース・インダクタンスを選
択することは比較的簡単である。しかし、広範囲の周波
数に亘って動作するように同調可能である特殊な発振器
には重大な問題点があることが明らかである。すなわ
ち、どのようなベース・インダクタンスを選択するべき
か、の問題である。
連する動作パラメータは数多い。例えば測定器用途で使
用することを意図した発振器では、“位相ノイズ”が重
要なパラメータである場合が多い。関係するその他のパ
ラメータには出力電力及び圧縮特性が含まれる。これら
のパラメータの多くは発振器トランジスタのベース・イ
ンダクタンス（又はゲート・インダクタンス）によって
影響される。固定周波数動作用の発振器では、特定の関
連パラメータを最適化するベース・インダクタンスを選
択することは比較的簡単である。しかし、広範囲の周波
数に亘って動作するように同調可能である特殊な発振器
には重大な問題点があることが明らかである。すなわ
ち、どのようなベース・インダクタンスを選択するべき
か、の問題である。
【０００３】通常のアプローチは所望の周波数範囲に亘
って（最適というよりは）適切な発振器の動作を可能に
する固定された、折衷的なベース・インダクタンスを選
択する方法である。しかし、そうすることによって、発
振器の最適な性能は達成されるにしても一つの周波数で
しか達成できない。更に、固定されたベース・インダク
タンスを使用することによって必然的に可能な動作周波
数の範囲が限定されてしまい、場合によっては一定の設
計上の基準に合致しないことがある。別のアプローチと
しては、異なる周波数で異なるインダクタンスを付与す
るために、ベース・インダクタンス回路網のトポロジー
を電子的に変更する方法がある。これは所定の同調電圧
しきい値を超えると、ある回路素子を回路へとスイッチ
・イン、又は回路からスイッチ・アウトするＰＩＮダイ
オードのような手段によって達成可能である。しかし、
このアプローチにはその複雑さ、及び付加的な回路素子
に関連する寄生問題が伴う。
って（最適というよりは）適切な発振器の動作を可能に
する固定された、折衷的なベース・インダクタンスを選
択する方法である。しかし、そうすることによって、発
振器の最適な性能は達成されるにしても一つの周波数で
しか達成できない。更に、固定されたベース・インダク
タンスを使用することによって必然的に可能な動作周波
数の範囲が限定されてしまい、場合によっては一定の設
計上の基準に合致しないことがある。別のアプローチと
しては、異なる周波数で異なるインダクタンスを付与す
るために、ベース・インダクタンス回路網のトポロジー
を電子的に変更する方法がある。これは所定の同調電圧
しきい値を超えると、ある回路素子を回路へとスイッチ
・イン、又は回路からスイッチ・アウトするＰＩＮダイ
オードのような手段によって達成可能である。しかし、
このアプローチにはその複雑さ、及び付加的な回路素子
に関連する寄生問題が伴う。
【０００４】
【発明の目的】本発明は、広帯域にわたって位相ノイズ
等の性能が良好な発振器を提供することを目的とする。
等の性能が良好な発振器を提供することを目的とする。
【０００５】
【発明の概要】本発明の実施例に従って、負性抵抗発振
器のベースでの誘導性リアクタンスが、リアクタンス部
品を電子的に同調することによって、周波数の関数とし
て変更される。それによって、トポロジーの切換え又は
複雑な回路構成に関連する欠点なく、最適化されたベー
ス・インダクタンスが得られる。特定の例では、ベース
・インダクタンスの変更はバラクタ同調可能なタンク回
路によって達成される。発振器周波数が変化すると、バ
ラクタが対応して同調されて、最適なベース・リアクタ
ンスが得られる。
器のベースでの誘導性リアクタンスが、リアクタンス部
品を電子的に同調することによって、周波数の関数とし
て変更される。それによって、トポロジーの切換え又は
複雑な回路構成に関連する欠点なく、最適化されたベー
ス・インダクタンスが得られる。特定の例では、ベース
・インダクタンスの変更はバラクタ同調可能なタンク回
路によって達成される。発振器周波数が変化すると、バ
ラクタが対応して同調されて、最適なベース・リアクタ
ンスが得られる。
【０００６】
【実施例】図１を参照すると、従来形の負性抵抗電圧制
御発振器（ＶＣＯ）１０は代表的には能動素子１２と、
周波数設定タンク回路１４と、ベース・インダクタンス
１６と、出力負荷１８とを含んでいる。（発振器のバイ
アス回路は図面を明解にするために図１では省略してあ
る。）
御発振器（ＶＣＯ）１０は代表的には能動素子１２と、
周波数設定タンク回路１４と、ベース・インダクタンス
１６と、出力負荷１８とを含んでいる。（発振器のバイ
アス回路は図面を明解にするために図１では省略してあ
る。）
【０００７】図示した能動素子１２はＮＥＣのＮＥ２１
９３５型のようなバイポーラ・トランジスタであり、エ
ミッタ、ベース及びコレクタ端子２０，２２，２４を有
している。タンク回路１４は発振周波数を決定し、この
例では直列に接続された２つのバラクタ・ダイオード２
８ａ，２８ｂによって分路されたインダクタ２６を含ん
でいる。この分野では周知のとおり、バラクタ・ダイオ
ードは容量性の作用を持ち、その大きさは周波数制御入
力ポート３０に印加される同調電圧によって電子的に制
御可能である。図示した発振器では、バラクタ２８はシ
ーメンスのＢＢ１０９型のバラクタであり、バイアス電
圧が２０ないし４ボルトの範囲に亘る場合、約６ないし
２４ピコファラッドのキャパシタンス範囲を有してい
る。
９３５型のようなバイポーラ・トランジスタであり、エ
ミッタ、ベース及びコレクタ端子２０，２２，２４を有
している。タンク回路１４は発振周波数を決定し、この
例では直列に接続された２つのバラクタ・ダイオード２
８ａ，２８ｂによって分路されたインダクタ２６を含ん
でいる。この分野では周知のとおり、バラクタ・ダイオ
ードは容量性の作用を持ち、その大きさは周波数制御入
力ポート３０に印加される同調電圧によって電子的に制
御可能である。図示した発振器では、バラクタ２８はシ
ーメンスのＢＢ１０９型のバラクタであり、バイアス電
圧が２０ないし４ボルトの範囲に亘る場合、約６ないし
２４ピコファラッドのキャパシタンス範囲を有してい
る。
【０００８】負性抵抗発振器では、ベース・インダクタ
ンス１６は（負荷抵抗１８及びトランジスタの寄生キャ
パシタンスと関連して）トランジスタのエミッタ２０内
に入るインピーダンスを決定する。このインピーダンス
は反射係数ΓE で示され、リアクタンス部品と負性抵抗
部品とを含んでいる。負性抵抗の大きさが発振器タンク
１４の並列抵抗未満である場合は、双方の並列の組合せ
は負性抵抗となり、その結果、発振が生ずる。発振は回
路１０内の制限機構が回路の利得を減少せしめるまで大
きくなり、それによって、エミッタ・インピーダンスの
負性の実部の値が増大する。発振はエミッタ・インピー
ダンスの実部がタンク１４の並列抵抗と等しく、極性が
反対である場合に安定化し、その結果、無限のタンクＱ
が生ずる。
ンス１６は（負荷抵抗１８及びトランジスタの寄生キャ
パシタンスと関連して）トランジスタのエミッタ２０内
に入るインピーダンスを決定する。このインピーダンス
は反射係数ΓE で示され、リアクタンス部品と負性抵抗
部品とを含んでいる。負性抵抗の大きさが発振器タンク
１４の並列抵抗未満である場合は、双方の並列の組合せ
は負性抵抗となり、その結果、発振が生ずる。発振は回
路１０内の制限機構が回路の利得を減少せしめるまで大
きくなり、それによって、エミッタ・インピーダンスの
負性の実部の値が増大する。発振はエミッタ・インピー
ダンスの実部がタンク１４の並列抵抗と等しく、極性が
反対である場合に安定化し、その結果、無限のタンクＱ
が生ずる。
【０００９】発振周波数がタンク１４の並列共振で、又
はその極めて近傍で安定する場合に最良の位相ノイズが
達成されるが、それはタンク・インピーダンスが上記の
ポイントで最高の位相傾斜を有するからである。従っ
て、発振周波数が引張られる量を最小限にするために、
トランジスタ・インピーダンスのリアクタンス部分をで
きるだけ小さくすることが望ましい。
はその極めて近傍で安定する場合に最良の位相ノイズが
達成されるが、それはタンク・インピーダンスが上記の
ポイントで最高の位相傾斜を有するからである。従っ
て、発振周波数が引張られる量を最小限にするために、
トランジスタ・インピーダンスのリアクタンス部分をで
きるだけ小さくすることが望ましい。
【００１０】上記の問題を分析する有用な手段は、タン
クの反射係数（ΓT ）とトランジスタ回路の反射係数
（ΓE ）をスミス・チャートで別個にプロットすること
である。トランジスタ・インピーダンスは負性の実部分
を有しているので、ΓE は１の値よりも大きく、スミス
・チャートの外側で循環する。このループは極めて大き
くなることがあるので、ΓE -1をプロットすることがよ
り有効である。ユニット外部の全てのポイントが内部の
マップを囲む。スミス・チャート上に示されたインピー
ダンスは実際のエミッタ・インピーダンスと符号が逆で
あるが、大きさは等しい。
クの反射係数（ΓT ）とトランジスタ回路の反射係数
（ΓE ）をスミス・チャートで別個にプロットすること
である。トランジスタ・インピーダンスは負性の実部分
を有しているので、ΓE は１の値よりも大きく、スミス
・チャートの外側で循環する。このループは極めて大き
くなることがあるので、ΓE -1をプロットすることがよ
り有効である。ユニット外部の全てのポイントが内部の
マップを囲む。スミス・チャート上に示されたインピー
ダンスは実際のエミッタ・インピーダンスと符号が逆で
あるが、大きさは等しい。
【００１１】図２に示すように、スミス・チャートでの
並列共振タンク１４のΓT のプロットは−１のポイント
でユニット円と正接する円３２を生成する。エミッタ反
射係数ΓE -1３４の逆数がタンク円内にある場合は、エ
ミッタ２０が提示する負性抵抗の大きさはタンク１４の
抵抗よりも低く、回路は発振する。トランジスタの開始
点をタンク円３２のちょうど内側、及びできるだけ実際
の軸線３６の近傍に配するような値を選択することによ
って、発振がタンクの並列共振周波数にできるだけ近接
して開始されることが保証される。しかし、インダクタ
１６を過度に大きくすると、開始点はタンク円３２の外
側になり、回路１０は発振しない。
並列共振タンク１４のΓT のプロットは−１のポイント
でユニット円と正接する円３２を生成する。エミッタ反
射係数ΓE -1３４の逆数がタンク円内にある場合は、エ
ミッタ２０が提示する負性抵抗の大きさはタンク１４の
抵抗よりも低く、回路は発振する。トランジスタの開始
点をタンク円３２のちょうど内側、及びできるだけ実際
の軸線３６の近傍に配するような値を選択することによ
って、発振がタンクの並列共振周波数にできるだけ近接
して開始されることが保証される。しかし、インダクタ
１６を過度に大きくすると、開始点はタンク円３２の外
側になり、回路１０は発振しない。
【００１２】上記の例は単一の周波数の場合は簡単であ
るが、広帯域のＶＣＯの場合、ΓE -1は全ての所望の発
振周波数でタンク円３２内になければならない。タンク
Ｑが一定であるならば、バラクタ同調されたタンク回路
用の並列抵抗はオクターブの同調範囲に亘って４ないし
１の因数だけ増大し、トランジスタの負性抵抗はこの変
化を必ずしも的確に追跡しない。代表的には、トランジ
スタ内の利得がより低いので、負性抵抗はタンク・イン
ピーダンスよりも急速に周波数範囲の高端部で増大す
る。その結果、同調範囲の高端部で発振に充分な利得が
得られるようにベース・インダクタンス１６を選択する
と、低端部での最良の位相ノイズを得るには小さすぎる
ことになる。
るが、広帯域のＶＣＯの場合、ΓE -1は全ての所望の発
振周波数でタンク円３２内になければならない。タンク
Ｑが一定であるならば、バラクタ同調されたタンク回路
用の並列抵抗はオクターブの同調範囲に亘って４ないし
１の因数だけ増大し、トランジスタの負性抵抗はこの変
化を必ずしも的確に追跡しない。代表的には、トランジ
スタ内の利得がより低いので、負性抵抗はタンク・イン
ピーダンスよりも急速に周波数範囲の高端部で増大す
る。その結果、同調範囲の高端部で発振に充分な利得が
得られるようにベース・インダクタンス１６を選択する
と、低端部での最良の位相ノイズを得るには小さすぎる
ことになる。
【００１３】図２では、３０及び４０ｎＨの固定された
ベース・インダクタンス用のΓE -1曲線がプロットさ
れ、５００−１０００ＭＨｚの周波数範囲に亘る反射係
数を示している。周波数が増大すると、エミッタの反射
係数ΓE -1３４は並列負性抵抗の増大に対応して右側に
移動することが理解されよう。１０００ＭＨｚでは、Γ
E -1は１０００ＭＨｚのタンク円のすぐ内側の、３０ｎ
Ｈベース・インダクタンスの並列発振のごく近傍にある
ことに注目されたい。しかし、５００ＭＨｚでは、ΓE
-1は５００ＭＨｚのタンク円のかなり内側にあり、明ら
かに最適ではない。過剰利得が多すぎ、発振周波数は並
列共振周波数から離れたポイントで安定化し、その結
果、位相ノイズが不良となる。４７ｎＨに増大すると、
５００ＭＨｚでは改善がみられるが、１０００ＭＨｚで
はタンク・インピーダンス円の外側にあり、従って発振
しない。経験上のデータも上記の作用を実証している。
上記の回路のブレッドボードで幾つかのベース・インダ
クタンス値が実験された。表１は周波数とベース・イン
ダクタンス値の関数として達成されたｄＢｃ／Ｈｚにお
ける位相ノイズを示している。
ベース・インダクタンス用のΓE -1曲線がプロットさ
れ、５００−１０００ＭＨｚの周波数範囲に亘る反射係
数を示している。周波数が増大すると、エミッタの反射
係数ΓE -1３４は並列負性抵抗の増大に対応して右側に
移動することが理解されよう。１０００ＭＨｚでは、Γ
E -1は１０００ＭＨｚのタンク円のすぐ内側の、３０ｎ
Ｈベース・インダクタンスの並列発振のごく近傍にある
ことに注目されたい。しかし、５００ＭＨｚでは、ΓE
-1は５００ＭＨｚのタンク円のかなり内側にあり、明ら
かに最適ではない。過剰利得が多すぎ、発振周波数は並
列共振周波数から離れたポイントで安定化し、その結
果、位相ノイズが不良となる。４７ｎＨに増大すると、
５００ＭＨｚでは改善がみられるが、１０００ＭＨｚで
はタンク・インピーダンス円の外側にあり、従って発振
しない。経験上のデータも上記の作用を実証している。
上記の回路のブレッドボードで幾つかのベース・インダ
クタンス値が実験された。表１は周波数とベース・イン
ダクタンス値の関数として達成されたｄＢｃ／Ｈｚにお
ける位相ノイズを示している。
【００１４】
【表１】
【００１５】３０ｎＨのベース・インダクタンスでは、
最良の位相ノイズは発振器が利得を得られなくなる直前
に、１０００ＭＨｚで達成されることに注目されたい。
３３ｎＨのベース・インダクタンスでは、全出力で制限
するに充分な過剰利得はない。しかし、より低い周波数
では、最良の動作のためには３６ｎＨよりも大幅に大型
のインダクタが必要である。３６ｎＨよりも大きいイン
ダクタでは５００ＭＨｚで更に向上がみられる。この場
合、全出力での最良の全ノイズは３０ｎＨのベース・イ
ンダクタンスで達成され、どのポイントでも位相ノイズ
は−１３４ｄＢｃ／Ｈｚよりも優れている。しかし、各
々の周波数毎に別のベース・インダクタンスを選択でき
るならば、全オクターブに亘って、最悪の場合のノイズ
でも−１３７ｄＢｃ／Ｈｚとなるであろう。
最良の位相ノイズは発振器が利得を得られなくなる直前
に、１０００ＭＨｚで達成されることに注目されたい。
３３ｎＨのベース・インダクタンスでは、全出力で制限
するに充分な過剰利得はない。しかし、より低い周波数
では、最良の動作のためには３６ｎＨよりも大幅に大型
のインダクタが必要である。３６ｎＨよりも大きいイン
ダクタでは５００ＭＨｚで更に向上がみられる。この場
合、全出力での最良の全ノイズは３０ｎＨのベース・イ
ンダクタンスで達成され、どのポイントでも位相ノイズ
は−１３４ｄＢｃ／Ｈｚよりも優れている。しかし、各
々の周波数毎に別のベース・インダクタンスを選択でき
るならば、全オクターブに亘って、最悪の場合のノイズ
でも−１３７ｄＢｃ／Ｈｚとなるであろう。
【００１６】上記の目的を達成するための一つの方法
は、例えばＰＩＮダイオードを使用することによって、
異なるベース・インダクタンスにスイッチ・インするこ
とがある。しかし、このアプローチは複雑で、寄生や、
ＵＨＦ発振器での損失が生ずることがある。別のアプロ
ーチは帯域を横切って所望のリアクタンス特性を達成す
る回路網を設計することである。しかし、多大な損失な
くこれを実現することは困難である。
は、例えばＰＩＮダイオードを使用することによって、
異なるベース・インダクタンスにスイッチ・インするこ
とがある。しかし、このアプローチは複雑で、寄生や、
ＵＨＦ発振器での損失が生ずることがある。別のアプロ
ーチは帯域を横切って所望のリアクタンス特性を達成す
る回路網を設計することである。しかし、多大な損失な
くこれを実現することは困難である。
【００１７】上記の欠点はベース“インダクタ”と呼ば
れるバラクタ同調タンク３８を使用することによって克
服することができる。並列共振のやや下で動作され、広
範囲の誘導性リアクタンスを実現可能である。このよう
な回路が図３に示され、インダクタ１６’の端子間に接
続されたバラクタ４０ａ及び４０ｂを含んでいる。ＢＡ
ＳＥ ＴＵＮＥ信号が入力４２に印加され、バラクタ４
０によってインダクタ１６’に提供されるキャパシタン
スを制御する。図示したバラクタ４０はシーメンスのＢ
Ｂ１０５型のバラクタでり、バイアス電圧が２０ないし
４ボルトの範囲にあるばあい、約２ないし８ピコファラ
ッドのキャパシタンス範囲を有している。
れるバラクタ同調タンク３８を使用することによって克
服することができる。並列共振のやや下で動作され、広
範囲の誘導性リアクタンスを実現可能である。このよう
な回路が図３に示され、インダクタ１６’の端子間に接
続されたバラクタ４０ａ及び４０ｂを含んでいる。ＢＡ
ＳＥ ＴＵＮＥ信号が入力４２に印加され、バラクタ４
０によってインダクタ１６’に提供されるキャパシタン
スを制御する。図示したバラクタ４０はシーメンスのＢ
Ｂ１０５型のバラクタでり、バイアス電圧が２０ないし
４ボルトの範囲にあるばあい、約２ないし８ピコファラ
ッドのキャパシタンス範囲を有している。
【００１８】所定の任意の周波数で、トランジスタのベ
ースに付与される誘導性リアクタンスはベース・バラク
タを同調することによって修正できる。ベース・タンク
の共振周波数が発振周波数に極めて近接して同調される
と、誘導性リアクタンスは発振が停止するポイントまで
極めて大きくなることがある。ＢＡＳＥ ＴＵＮＥ信号
用の最適な電圧は回路が全出力発振を保証するのに充分
なだけの過剰利得を得るまで、ベース・タンクの共振周
波数を低下させることによって見出すことができる。図
３の回路は５００−１０００ＭＨｚオクターブに亘る位
相ノイズの３ｄＢの向上を示している。表２の結果を達
成するために、５００ＭＨｚでの６０ｎＨから１ＧＨｚ
での３０ｎＨまでの実効インダクタンスが使用された。
ースに付与される誘導性リアクタンスはベース・バラク
タを同調することによって修正できる。ベース・タンク
の共振周波数が発振周波数に極めて近接して同調される
と、誘導性リアクタンスは発振が停止するポイントまで
極めて大きくなることがある。ＢＡＳＥ ＴＵＮＥ信号
用の最適な電圧は回路が全出力発振を保証するのに充分
なだけの過剰利得を得るまで、ベース・タンクの共振周
波数を低下させることによって見出すことができる。図
３の回路は５００−１０００ＭＨｚオクターブに亘る位
相ノイズの３ｄＢの向上を示している。表２の結果を達
成するために、５００ＭＨｚでの６０ｎＨから１ＧＨｚ
での３０ｎＨまでの実効インダクタンスが使用された。
【００１９】
【表２】
【００２０】図４は同調可能素子（この場合も一対のバ
ラクタ４３）がベース・インダクタ１６”と接続された
別のベース回路網を示している。当業者にはその他の種
々の電子的に同調可能な回路トポロジーが可能であるこ
とが明白であろう。
ラクタ４３）がベース・インダクタ１６”と接続された
別のベース回路網を示している。当業者にはその他の種
々の電子的に同調可能な回路トポロジーが可能であるこ
とが明白であろう。
【００２１】このような実施例の全てにおいて、ＢＡＳ
Ｅ ＴＵＮＥ信号は縦列に変化するようにＦＲＥＱＵＥ
ＮＣＹ ＣＯＮＴＲＯＬ信号に従動することが望まし
い。実施例では、各周波数用の最適なＴＵＮＥ電圧は経
験的に定められ、次に、そこに入力されたＦＲＥＱＵＥ
ＮＣＹ ＣＯＮＴＲＯＬ信号に応動して所望のＢＡＳＥ
ＴＵＮＥ信号（又はその近似信号）を出力するように設
計される。場合によっては、勿論、ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ
ＣＯＮＴＲＯＬ信号を直接ＢＡＳＥ ＴＵＮＥ信号と
して使用でき、その場合は介在回路網は必要ない。しか
し、より一般的には、ある種の変換回路が使用される。
回路網４４はその最も簡単な形式では、抵抗回路のよう
な純粋に受動的な回路であってもよい。あるいは、より
複雑な非直線転送特性を達成するために、単数又は複数
の能動素子を使用することができる。更に別の実施例で
は、回路網は各々の異なるＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＣＯＮ
ＴＲＯＬ信号用の所望のＢＡＳＥ ＴＵＮＥ信号を出力
するために探索テーブルとして機能するＲＯＭを備える
こともできる。（このような実施例では勿論、アナログ
とディジタル領域間の適宜の変換が必要である。）更に
別の構成では、ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＣＯＮＴＲＯＬ信
号に応動して複数の不連続ＢＡＳＥ ＴＵＮＥ電圧を供
給するために例えばしきい値検出器を使用することによ
って、不連続の転送特性を実現することができる。
Ｅ ＴＵＮＥ信号は縦列に変化するようにＦＲＥＱＵＥ
ＮＣＹ ＣＯＮＴＲＯＬ信号に従動することが望まし
い。実施例では、各周波数用の最適なＴＵＮＥ電圧は経
験的に定められ、次に、そこに入力されたＦＲＥＱＵＥ
ＮＣＹ ＣＯＮＴＲＯＬ信号に応動して所望のＢＡＳＥ
ＴＵＮＥ信号（又はその近似信号）を出力するように設
計される。場合によっては、勿論、ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ
ＣＯＮＴＲＯＬ信号を直接ＢＡＳＥ ＴＵＮＥ信号と
して使用でき、その場合は介在回路網は必要ない。しか
し、より一般的には、ある種の変換回路が使用される。
回路網４４はその最も簡単な形式では、抵抗回路のよう
な純粋に受動的な回路であってもよい。あるいは、より
複雑な非直線転送特性を達成するために、単数又は複数
の能動素子を使用することができる。更に別の実施例で
は、回路網は各々の異なるＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＣＯＮ
ＴＲＯＬ信号用の所望のＢＡＳＥ ＴＵＮＥ信号を出力
するために探索テーブルとして機能するＲＯＭを備える
こともできる。（このような実施例では勿論、アナログ
とディジタル領域間の適宜の変換が必要である。）更に
別の構成では、ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＣＯＮＴＲＯＬ信
号に応動して複数の不連続ＢＡＳＥ ＴＵＮＥ電圧を供
給するために例えばしきい値検出器を使用することによ
って、不連続の転送特性を実現することができる。
【００２２】上記の説明から、本発明は従来までは広帯
域発振器に固有の欠点として甘受されてきた問題点（す
なわち固定されたベース・インダクタンスに関連する問
題点）への簡単であるが、有効な解決策を提案するもの
であることが理解されよう。位相ノイズ及び出力電力を
考慮した広帯域発振器を更に参照したい場合は、本発明
に参考により組み込まれているそれぞれＭｃＪｕｎｋｉ
ｎ氏に付与された米国特許第５，０４５，８２５号、第
５，０９７，２２８号、及び第５，１３０，６７３号を
参照されたい。
域発振器に固有の欠点として甘受されてきた問題点（す
なわち固定されたベース・インダクタンスに関連する問
題点）への簡単であるが、有効な解決策を提案するもの
であることが理解されよう。位相ノイズ及び出力電力を
考慮した広帯域発振器を更に参照したい場合は、本発明
に参考により組み込まれているそれぞれＭｃＪｕｎｋｉ
ｎ氏に付与された米国特許第５，０４５，８２５号、第
５，０９７，２２８号、及び第５，１３０，６７３号を
参照されたい。
【００２３】本発明の原理を実施例に沿ってこれまで説
明してきたが、本発明は上記の原理から離れることなく
構成と細部を修正可能であることは明白である。例え
ば、本発明をバイポーラ・トランジスタ発振器に関連し
て説明してきたが、本発明はＦＥＴ発振器及びその他の
素子を使用した発振器にも等しく応用できる。従って、
“ベース”という用語は、電界効果型トランジスタのゲ
ート等のような別の素子における対応部分をも含むもの
と了解されるべきものである。同様に、本発明は発振周
波数が変化する際に位相ノイズを最適化するためのシス
テムに関連して説明してきたが、周波数又はその他の変
数に応動して別の発振器パラメータを最適化するために
本発明と同一の原理を応用できることが理解されよう。
同様に、本発明を集中素子インダクタ１６を使用した回
路に関連して説明してきたが、本発明がマイクロストリ
ップ及び同様の技術に基づく回路に応用するにも適して
いることが理解されよう。
明してきたが、本発明は上記の原理から離れることなく
構成と細部を修正可能であることは明白である。例え
ば、本発明をバイポーラ・トランジスタ発振器に関連し
て説明してきたが、本発明はＦＥＴ発振器及びその他の
素子を使用した発振器にも等しく応用できる。従って、
“ベース”という用語は、電界効果型トランジスタのゲ
ート等のような別の素子における対応部分をも含むもの
と了解されるべきものである。同様に、本発明は発振周
波数が変化する際に位相ノイズを最適化するためのシス
テムに関連して説明してきたが、周波数又はその他の変
数に応動して別の発振器パラメータを最適化するために
本発明と同一の原理を応用できることが理解されよう。
同様に、本発明を集中素子インダクタ１６を使用した回
路に関連して説明してきたが、本発明がマイクロストリ
ップ及び同様の技術に基づく回路に応用するにも適して
いることが理解されよう。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いるこ
とにより、広帯域にわたって位相ノイズ等の性能が良好
な発振器を提供することができる。
とにより、広帯域にわたって位相ノイズ等の性能が良好
な発振器を提供することができる。
【図１】従来の広帯域負性抵抗発振器の概略図である。
【図２】スミス・チャートを示す図である。
【図３】本発明の一実施例を示す図である。
【図４】本発明の別の実施例を示す図である。
１４：周波数設定タンク回路 ３８：バラクタ同調タンク回路
Claims (1)
- 【請求項１】第１、第２、第３端子を有する能動素子
と、 前記第１端子に結合され、第１制御信号に応答して共振
周波数を変える共振回路と、 前記第３端子に結合された、発振器出力を提供する出力
手段と、 前記第２端子に結合され、第２制御信号に応答してリア
クタンスを変えるリアクタンス回路と、 を備えて成る発振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/006,878 US5373264A (en) | 1993-01-21 | 1993-01-21 | Negative resistance oscillator with electronically tunable base inductance |
| US006,878 | 1993-01-21 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07307619A true JPH07307619A (ja) | 1995-11-21 |
Family
ID=21723062
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6021977A Pending JPH07307619A (ja) | 1993-01-21 | 1994-01-21 | 発振器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5373264A (ja) |
| JP (1) | JPH07307619A (ja) |
| DE (1) | DE4327138A1 (ja) |
| GB (1) | GB2274562B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003110359A (ja) * | 2001-09-28 | 2003-04-11 | Mitsumi Electric Co Ltd | 電圧制御発振回路及びこれを用いた受信機 |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI97925C (fi) * | 1994-06-21 | 1997-03-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Virityslineaarisuudeltaan parannettu jänniteohjattu oskillaattori |
| JPH0879069A (ja) * | 1994-09-08 | 1996-03-22 | Mitsubishi Electric Corp | Ｖｃｏ回路及びｐｌｌ回路 |
| JPH08148933A (ja) * | 1994-11-22 | 1996-06-07 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御型発振器 |
| JP2793521B2 (ja) * | 1995-07-13 | 1998-09-03 | 埼玉日本電気株式会社 | 電圧制御発振器 |
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| US5834983A (en) * | 1997-09-30 | 1998-11-10 | Hewlett-Packard Company | Wideband oscillator with automatic bias control |
| US6363102B1 (en) | 1999-04-23 | 2002-03-26 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for frequency offset correction |
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| KR100471156B1 (ko) | 2002-12-03 | 2005-03-10 | 삼성전기주식회사 | 주파수 분배방식을 이용한 광대역 주파수 발생 장치 |
| JP4305618B2 (ja) * | 2002-12-06 | 2009-07-29 | 日本電気株式会社 | 負性抵抗回路、及びアクティブフィルタ |
| US7196591B2 (en) | 2003-08-06 | 2007-03-27 | Synergy Microwave Corporation | Tunable frequency, low phase noise and low thermal drift oscillator |
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| US7088189B2 (en) * | 2003-09-09 | 2006-08-08 | Synergy Microwave Corporation | Integrated low noise microwave wideband push-push VCO |
| JP4903570B2 (ja) * | 2003-09-09 | 2012-03-28 | シナジー マイクロウェーブ コーポレーション | 周波数可変発振器 |
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| EP1886403B1 (en) * | 2005-05-20 | 2018-12-26 | Synergy Microwave Corporation | Tunable oscillator having series and parallel tuned resonant circuits |
| CA2566283C (en) | 2005-11-02 | 2011-10-18 | Synergy Microwave Corporation | User-definable, low cost, low phase hit and spectrally pure tunable oscillator |
| EP1786096A3 (en) * | 2005-11-15 | 2007-06-27 | Synergy Microwave Corproation | Low cost multi-octave-band tunable oscillator having low and uniform phase noise |
| DE102006009467A1 (de) * | 2006-03-01 | 2007-09-06 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Oszillator mit mitgeführtem Verstärker |
| DE102006017189B4 (de) * | 2006-04-12 | 2010-10-21 | Atmel Automotive Gmbh | Integrierte Oszillatorschaltung mit wenigstens zwei Schwingkreisen |
| WO2009138817A1 (en) * | 2008-05-13 | 2009-11-19 | Freescale Semiconductor, Inc. | Voltage-controlled oscillator and radar system |
| GB2569345A (en) | 2017-12-14 | 2019-06-19 | Univ Pretoria | A negative-resistance circuit and active filter for millimetre wave frequencies |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US3582823A (en) * | 1969-02-24 | 1971-06-01 | Fairchild Camera Instr Co | Voltage controlled oscillator in which capacitive diodes become resistive during portions of each cycle |
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| US4510465A (en) * | 1983-08-12 | 1985-04-09 | Motorola, Inc. | Linear gain voltage controlled oscillator with modulation compensation |
| US5055889A (en) * | 1989-10-31 | 1991-10-08 | Knauf Fiber Glass, Gmbh | Lateral varactor with staggered punch-through and method of fabrication |
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| US5097228A (en) * | 1991-02-28 | 1992-03-17 | Hewlett-Packard Company | Wideband oscillator with bias compensation |
-
1993
- 1993-01-21 US US08/006,878 patent/US5373264A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-08-12 DE DE4327138A patent/DE4327138A1/de not_active Ceased
-
1994
- 1994-01-07 GB GB9400193A patent/GB2274562B/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-01-21 JP JP6021977A patent/JPH07307619A/ja active Pending
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|---|---|---|---|---|
| JP2003110359A (ja) * | 2001-09-28 | 2003-04-11 | Mitsumi Electric Co Ltd | 電圧制御発振回路及びこれを用いた受信機 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9400193D0 (en) | 1994-03-02 |
| DE4327138A1 (de) | 1994-07-28 |
| GB2274562A (en) | 1994-07-27 |
| GB2274562B (en) | 1997-01-15 |
| US5373264A (en) | 1994-12-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20060425 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20060428 |