DE4327138A1 - Oszillator mit negativem Widerstand mit elektronisch abstimmbarer Basisinduktivität - Google Patents

Oszillator mit negativem Widerstand mit elektronisch abstimmbarer Basisinduktivität

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Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Oszillatorschal­ tungen und im besonderen auf ein Verfahren und eine An­ ordnung zum Verbessern des Betriebs eines Oszillators mit negativem Widerstand.
Es gibt eine Anzahl von Betriebsparametern, die für den Oszillatorbetrieb, abhängig von der geplanten Anwendung des Oszillators, in Betracht kommen können. Bei Oszillatoren, die z. B. für Meßinstrumentanwendungen geplant sind, ist das Phasenrauschen oft ein kritischer Parameter. Andere interes­ sierende Parameter können die Ausgangsleistung und die Kom­ pressionscharakteristik einschließen. Viele dieser Parameter sind durch die Basisinduktivität (oder Gate-Induktivität) des Oszillatortransistors beeinflußt.
Bei einem Oszillator, der für festen Frequenzbetrieb geplant ist, ist es relativ einfach, eine Basisinduktivität auszu­ wählen, die die Parameter von besonderem Interesse opti­ miert. Ein ernstes Problem besteht bei Oszillatoren, die abgestimmt werden können, um über ein breites Frequenzband betrieben zu werden, in der Auswahl der geeigneten Basis­ induktivität.
Der gewöhnliche Ansatz ist es, eine feste Kompromißbasis­ induktivität auszuwählen, die einen annehmbaren (und nicht optimalen) Oszillatorbetrieb über einen erwünschten Bereich von Frequenzen erlaubt. Dadurch wird jedoch ein optimales oszillatorverhalten nur bei einer Frequenz erreicht, wenn überhaupt. Ferner beschränkt die Verwendung einer festen Basisinduktivität notwendigerweise den Bereich von möglichen Betriebsfrequenzen, was manchmal verhindert, daß bestimmte Entwurfskriterien erfüllt werden.
Ein alternativer Ansatz ist es, die Topologie des Basisin­ duktivitätsnetzwerkes elektronisch zu ändern, um verschiede­ ne Induktivitäten bei verschiedenen Frequenzen zu schaffen. Dies kann durch Einrichtungen, wie z. B. PIN-Dioden, erreicht werden, die bestimmte Schaltungselemente in oder aus der Schaltung schalten, wenn vorher festgelegte Abstimmspan­ nungsschwellen überschritten werden. Dieser Ansatz leidet jedoch unter seiner Komplexität und an parasitären Proble­ men, die mit den zusätzlichen Schaltungselementen zusammen­ hängen.
Ein weiterer Ansatz ist es, ein Netzwerk zu entwerfen, das eine erwünschte Charakteristik der Reaktanz gegenüber der Frequenz über das interessierende Band erreicht. Dieser An­ satz ist jedoch schwierig auszuführen, ohne zu große Ver­ luste herbeizuführen.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Oszil­ lator und ein Verfahren zum Betreiben eines Oszillators zu schaffen, der über seine Basisinduktivität auf verschiedene Frequenzen über eine interessierende Bandbreite hinweg mit geringer Komplexität, geringen parasitären Problemen und ohne zu hohe Verluste eingestellt werden kann.
Diese Aufgabe wird durch einen Oszillator nach Anspruch 1 und durch ein Verfahren zum Betreiben eines Oszillators nach Anspruch 4 gelöst.
In Übereinstimmung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird die induktive Reaktanz an der Basis eines Oszillators mit negativem Widerstand als Funktion der Frequenz durch elektronisches Abstimmen einer Blindkomponente verändert. Dies führt zu einer optimierten Basisinduktivität ohne die Nachteile, die mit dem Topo­ logie-Umschalten oder komplexen Netzwerkanordnungen verbun­ den sind. In einem besonderen Beispiel wird die Veränderung der Basisinduktivität durch Verwendung eines Varaktor-ab­ stimmbaren Schwingkreises erreicht. Wenn die Schwingfrequenz verändert wird, wird der Varaktor entsprechend abgestimmt, um eine optimale Basisreaktanz zu schaffen.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nach­ folgend unter Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung eines breitbandigen Oszillators mit negativem Widerstand nach dem Stand der Technik;
Fig. 2 ein Smith-Diagramm, das Schwingkreisimpedanzkreise bei 500 MHz und 1 GHz zeigt, und den inversen Transistorreflektionskoeffizienten als Funktion der Frequenz zeigt;
Fig. 3 eine schematische Darstellung eines Breitbandbi­ polaroszillators gemäß der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 4 eine teilweise Oszillatordarstellung, die ein alternatives abstimmbares Basisnetzwerk und ein Umwandlungsnetzwerk zum Ableiten des Basisabstimm­ signals aus dem Frequenzsteuerungssignal zeigt.
Bezugnehmend auf Fig. 1 umfaßt ein spannungsgesteuerter Os­ zillator VCO (VCO = voltage controlled oscillator = span­ nungsgesteuerter Oszillator) mit negativem Widerstand 10 nach dem Stand der Technik typischerweise ein aktives Bau­ element 12, einen Frequenz-bestimmenden Schwingkreis 14, eine Basisinduktivität 16 und eine Ausgangslast 18 (die Vor­ spannungsschaltung des Oszillators ist in Fig. 1 aus Gründen der Klarheit der Darstellung weggelassen).
Das dargestellte aktive Bauelement 12 ist ein Bipolartran­ sistor, wie z. B. ein NEC NE21935, und hat Emitter-, Basis- und Kollektoranschlüsse 20, 22, 24. Der Schwingkreis 14 legt die Schwingfrequenz fest und schließt hier eine Induktivität 26 ein, die mit zwei seriell verbundenen Varaktordioden 28a, 28b parallel geschaltet ist. Es ist in Fachkreisen gut be­ kannt, daß die Varaktordioden ein kapazitives Verhalten zei­ gen, dessen Betrag durch eine Abstimmspannung, die an ein Frequenzsteuerungseingangstor 30 angelegt wird, elektronisch steuerbar ist. Bei dem dargestellten Oszillator sind die Varaktoren 28 vom Typ Siemens BB109 und zeigen einen kapa­ zitiven Bereich von etwa 6-24 Picofarad, wenn die Vorspan­ nungsspannung von 20-4 Volt reicht.
Bei Oszillatoren mit negativem Widerstand stellt die Basis­ induktivität 16 (in Verbindung mit dem Lastwiderstand 18 und der parasitären Kapazität des Transistors) die Impedanz fest, die beim Hineinschauen in den Emitter 20 des Tran­ sistors festgestellt wird. Diese Impedanz wird durch ihren Reflektionskoeffizienten ΓE bezeichnet und schließt eine Blindkomponente und eine negative Widerstandskomponente ein. Wenn der Betrag des negativen Widerstandes kleiner ist als der Parallelwiderstand des Oszillatorschwingkreises 14, wird die parallele Kombination der zwei ein negativer Widerstand sein, was zu einer ansteigenden Schwingung führt. Die Schwingung steigt an, bis ein Begrenzungsmechanismus in der Schaltung 10 die Verstärkung der Schaltung reduziert, was den Wert des negativen Realteiles der Emitterimpedanz er­ niedrigt. Die Schwingung stabilisiert sich, wenn der Real­ teil der Emitterimpedanz gleich dem parallelen Widerstand des Schwingkreises 14 ist und dessen entgegengesetztes Vor­ zeichen hat, was zu einem Schwingkreis mit unendlicher Güte Q führt.
Das beste Phasenrauschen wird erreicht, wenn sich die Schwingfrequenz bei oder sehr nahe an der Parallelresonanz des Schwingkreises 14 stabilisiert, nachdem die Schwing­ kreisimpedanz in diesem Punkt die steilste Phasensteigung hat. Es ist deshalb wünschenswert, einen Blindanteil der Transistorimpedanz zu haben, der so klein ist, wie es er­ reicht werden kann ist, um den Betrag zu minimieren, um den die Schwingfrequenz gezogen wird.
Ein nützliches Gerät zum Analysieren dieses Problems ist es, die Reflektionskoeffizienten des Schwingkreises (ΓT) und der Transistorschaltung (ΓE) separat in ein Smith-Diagramm zu zeichnen. Nachdem die Transistorimpedanz einen negativen Realteil hat, ist ΓE größer als 1 und schlingt sich außer­ halb des Smith-Diagramms. Diese Schleife kann recht groß werden, es ist deshalb nützlicher, ΓE -1 zu zeichnen; alle Punkte außerhalb des Einheitskreises werden innerhalb abge­ bildet. Die Impedanz, die in dem Smith-Diagramm gezeigt ist, wird ein entgegengesetztes Vorzeichen haben, aber im be­ tragsmäßig gleich der tatsächlichen Emitterimpedanz sein.
Wie in Fig. 2 dargestellt, erzeugt eine Abbildung von ΓT für einen parallelen Resonanzschwingkreis 14 in einem Smith-Dia­ gramm einen Kreis 32, der den Einheitskreis bei -1 tangiert; dies ist ein Kreis konstanter Admittance. Wenn das Reziproke des Emitterreflektionskoeffizienten ΓE -1 34 in den Schwing­ kreis-Kreis 32 fällt, dann ist der Betrag des negativen Wi­ derstandes, der durch den Emitter 20 gezeigt ist, kleiner als der Widerstand des Schwingkreises 14 und die Schaltung wird schwingen. Das Auswählen eines Wertes für die Basis­ induktivität 16, die den Startpunkt für den Transistor gerade innerhalb des Schwingkreises-Kreises 32 und so nahe an die reelle Achse 36 wie möglich setzt, wird sicherstel­ len, daß die Schwingung so nahe wie möglich an der Parallel­ resonanzfrequenz des Schwingkreises beginnt. Wenn die In­ duktivität 16 jedoch zu groß gemacht wird, liegt der Start­ punkt außerhalb des Schwingkreis-Kreises 32 und die Schal­ tung 10 wird nicht schwingen.
Diese Übung ist für eine einzelne Frequenz einfach, aber bei einem Breitband-VCO muß ΓE -1 bei allen erwünschten Schwing­ frequenzen in den Schwingkreis-Kreis 32 fallen. Wenn die Schwingkreisgüte Q konstant ist, wird sich der Parallel­ widerstand einer Varaktor-abgestimmten Schwingungskreisschaltung um einen Faktor von 4 zu 1 über eine Oktave Abstimmbereich erhöhen und der negative Widerstand des Transistors folgt dieser Veränderung nicht notwendigerweise ordnungsgemäß. Typischerweise erhöht sich der negative Widerstand am hohen Ende des Frequenzbereiches schneller als die Schwingkreis­ impedanz, aufgrund der niedrigeren Verstärkung im Tran­ sistor. Das Ergebnis ist, daß das Auswählen einer Basis­ induktivität 16, die genug Verstärkung zur Schwingung des hohen Ende des Abstimmbereiches erlaubt, für ein gutes Phasenrauschen an dem niederen Ende zu klein sein wird.
In Fig. 2 sind die ΓE -1-Kurven für feste Basisinduktivitäten von 30 nH und 40 nH dargestellt und zeigen die Reflektions­ koeffizienten über den Frequenzbereich von 500-1000 MHz. Es ist zu erkennen, daß wenn sich die Frequenz erhöht, der Emitterreflektionskoeffizient ΓE -1 34 bewegt sich nach rechts, entsprechend einer Zunahme des parallelen negativen Widerstandes. Es ist zu beachten, daß bei 1000 NHz ΓE -1 gerade innerhalb des 1000 MHz Schwingkreis-Kreises sehr nahe der Parallelresonanz für die 30 nH Basisinduktivität ist. Bei 500 NHz ist ΓE -1 aber weit innerhalb des 500 NHz Schwing­ kreis-Kreises und bestimmt nicht optimal. Es gibt zu viel Überschußverstärkung und die Schwingfrequenz kann sich weit von der Parallelresonanzfrequenz stabilisieren, was zu einem schlechten Phasenrauschen führt. Eine Erhöhung auf 47 nH ist eine Verbesserung bei 500 NHz, liegt aber außerhalb des Schwingkreisimpedanzkreises bei 1000 MHz, so daß er dort nicht schwingen wird.
Empirische Daten zeigen diesen Effekt ebenfalls. Verschie­ dene Basisinduktivitätswerte wurden in einer Brettschaltung der obigen Schaltung versucht. Tabelle 1 zeigt das erreichte Phasenrauschen in dBc/Hz als Funktion der Frequenz und des Basisinduktivitätswertes.
Tabelle 1
Phasenrauschen gegenüber Basisinduktivität
Es wird darauf hingewiesen, daß das beste Phasenrauschen bei 1000 MHz mit einer 30 nH Basisinduktivität erreicht wird, kurz bevor der Oszillator aus der Verstärkung heraus läuft. Mit einer 33 nH Basisinduktivität gibt es nicht genug Über­ schußverstärkung, um bei voller Leistung zu begrenzen. Eine bedeutend höhere Basisinduktivität wird jedoch zum besten Betrieb bei niedrigen Frequenzen benötigt. Größere Induk­ tivitäten als 36 nH führen zu einer weiteren Verbesserung bei 500 MHz. In diesem Fall wird das beste Gesamtrauschen bei voller Leistung mit einer Basisinduktivität von 30 nH erreicht, mit einem Phasenrauschen, das überall besser als -134 dBc/Hz ist. Wenn eine unterschiedliche Basisinduk­ tivität für jede Frequenz ausgewählt werden könnte, könnte das Rauschen im schlimmsten Fall jedoch -137 dBc/Hz über die gesamte Oktave sein.
Ein Verfahren zum Erreichen dieses Zieles ist es, verschie­ dene Basisinduktivitäten bei verschiedenen Frequenzen ein­ zuschalten, wie z. B. durch Verwendung von PIN-Dioden. Dieser Ansatz ist jedoch komplex und kann an parasitären Effekten und an Verlusten bei UHF-Oszillatoren leiden. Ein anderer Ansatz ist es, ein Netzwerk zu entwerfen, das die erwünsch­ ten Reaktanzcharakteristika über das Band erreicht. Dies ist jedoch schwierig zu erreichen, ohne zu große Verluste her­ beizuführen.
Diese Nachteile können durch Verwendung eines Varaktor-abge­ stimmten Schwingkreises 38 als Basis-"Induktivität" über­ wunden werden. Beim Betrieb etwas unterhalb der Parallelre­ sonanz kann ein weiter Bereich von induktiven Reaktanzen realisiert werden. Eine solche Schaltung ist in Fig. 3 ge­ zeigt und schließt Varaktoren 40a und 40b ein, die parallel mit einer Induktivität 16′ geschaltet sind. Ein Basisab­ stimmsignal wird an den Eingang 42 angelegt und steuert die Kapazität, die über die Induktivität 16′ durch die Varakto­ ren 40 dargestellt ist. Die dargestellten Varaktoren 40 sind vom Typ Siemens BB105 und zeigen einen kapazitiven Bereich von etwa 2-8 Picofarad, wenn die Vorspannungsspannung von 20-4 Volt reicht.
Bei jeglicher gegebenen Frequenz kann die induktive Reak­ tanz, die durch die Basis des Transistors gesehen wird, durch Abstimmen der Basisvaraktoren verändert werden. Wenn die Resonanzfrequenz des Basisschwingkreises sehr nahe der Schwingfrequenz abgestimmt wird, kann die induktive Reaktanz recht groß werden, bis zu dem Punkt des Beendens der Schwingung. Die optimale Spannung für das Basisabstimmsignal kann durch Absenken der Basisschwingkreisresonanzfrequenz, bis die Schaltung nur genug Überschußverstärkung hat, um eine Volleistungsschwingung sicherzustellen, gefunden werden.
Die Schaltung aus Fig. 3 zeigt eine 3 dB-Verbesserung des Phasenrauschens über die 500-1000 MHz Oktave. Effektive Induktivitäten von 60 nH bei 500 MHz bis 30 nH bei 1 GHz wurden verwendet, um die Ergebnisse in Tabelle 2 zu er­ reichen.
Tabelle 2
Phasenrauschen: feste gegenüber abgestimmte Basisinduktivität
Fig. 4 zeigt ein alternatives Basisnetzwerk, bei dem das ab­ stimmbare Element (wiederum ein Paar Varaktoren 43) seriell mit einer Basisinduktivität 16′′ verbunden ist. Eine Vielzahl anderer elektronisch abstimmbarer Basisnetzwerktopologien werden für Fachleute offensichtlich sein.
Bei allen Ausführungsbeispielen ist das Basisabstimmsignal wünscheswert mit dem Frequenzsteuerungssignal derart gekop­ pelt, daß sie sich zusammen ändern. In dem bevorzugten Aus­ führungsbeispiel wird die optimale Basisabstimmspannung für jede Frequenz empirisch festgelegt und ein Netzwerk 44 wird dann entworfen, um das erwünschte Basisabstimmsignal (oder eine Approximation dessen) als Reaktion auf die Frequenz­ steuerungssignaleingabe an dieses einzugeben. In einigen Fällen kann das Frequenzsteuerungssignal natürlich direkt als Basisabstimmsignal verwendet werden, in diesem Fall wird kein dazwischenliegendes Netzwerk benötigt. Herkömmlicher­ weise wird jedoch eine Art von Umwandlungsnetzwerk ver­ wendet. In seiner einfachsten Form kann das Netzwerk 44 rein passiv sein, wie z. B. ein Widerstandsnetzwerk. Alternativ kann es ein oder mehrere aktive Bauelemente verwenden, um komplexere, nicht lineare Übertragungscharakteristika zu erreichen. In wiederum anderen Ausführungsbeispielen kann das Netzwerk einen Nur-Lese-Speicher (ROM) einschließen, der als eine Nachschlagtabelle dient, um ein erwünschtes Basisabstimmsignal für jedes unterschiedliche Frequenz­ steuerungssignal auszugeben (eine entsprechende Umwandlung zwischen dem analogen und dem digitalen Bereich ist in solche einer Ausführung selbstverständlich erforderlich). In wiederum anderen Anordnungen können diskontinuierliche Über­ tragungscharakteristika ausgeführt werden, wie z. B. durch Verwendung eines Schwellenerfassers, um eine einer Mehrzahl von diskreten Basisabstimmspannungen als Reaktion auf das Frequenzsteuerungssignal zu schaffen.
Aus dem Vorangegangenen ist zu erkennen, daß die vorliegende Erfindung eine einfache, jedoch effektive, Lösung für eine Klasse von Problemen (d. h. solche, die mit festen Basisin­ duktivitäten zusammenhängen), die bisher als Fehler akzep­ tiert wurden, die den Breitbandoszillatoren eigen sind, schafft.
Zusätzliche Informationen über Breitbandoszillatoren, ein­ schließlich über Phasenrauschen und Ausgangsleistungsbe­ trachtungen, werden in den US-Patenten 5,045825, 5,097,228 und 5,130,673 offenbart, deren Offenbarung hiermit durch Be­ zugnahme aufgenommen ist.
Nachdem die Prinzipien der Erfindung mit Bezug auf ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben und dargestellt wurden, ist es offensichtlich, daß die Erfindung in ihrer Anordnung und im Detail geändert werden kann, ohne sich von diesen Prinzipien zu entfernen. Während die Erfindung mit Bezug auf einen Bipolartransistoroszillator dargestellt wurde, ist es z. B. erkennbar, daß die Erfindung entsprechend auf FET-Oszillatoren und auf Oszillatoren, die andere Bau­ elemente verwenden, anwendbar ist. Entsprechend sollte der Begriff "Basis" in den Ansprüchen so ausgelegt werden, um Gegenstückelemente bei anderen Bauelementen, wie z. B. dem Gate eines Feldeffekttransistors, etc., einzuschließen. Während die Erfindung mit Bezug auf ein System zum Opti­ mieren des Phasenrauschens dargestellt wurde, wenn die Schwingfrequenz verändert wird, ist es offensichtlich, daß die gleichen erfindungsgemäßen Prinzipien verwendet werden können, um andere Oszillatorparameter als Reaktion auf die Frequenz oder andere Veränderliche zu optimieren. Während die Erfindung mit Bezug auf eine Schaltung dargestellt wurde, die ein konzentriertes Induktivitätselement 16 ver­ wendet, ist es offensichtlich, daß die Erfindung für An­ wendungen in Schaltungen, die auf Mikrostreifen- und ähn­ lichen Techniken basieren, gut geeignet ist.

Claims (7)

1. Oszillator (10), gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
ein aktives Bauelement (12) mit einem ersten, zweiten und dritten Anschluß (20, 22, 24);
eine Resonatorschaltung (14), die mit dem ersten An­ schluß (20) gekoppelt ist und mit dem aktiven Bauelement (12) zusammenwirkt, um die Frequenz des Oszil­ latorbetriebs festzulegen, wobei die Resonatorschaltung ein Frequenzsteuerungselement (28) einschließt, das auf ein Frequenzsteuerungssignal (30) zum Verändern der Re­ sonanzfrequenz der Resonatorschaltung anspricht;
einen Ausgang (18), der mit dem dritten Anschluß (24) gekoppelt ist, zum Schaffen eines Oszillatorausgangs­ signals; und
ein Netzwerk (38) von Schaltungselementen, die mit dem zweiten Anschluß (22) gekoppelt sind und eine induktive Reaktanz (16′) einschließen, wobei das Netzwerk ferner ein Abstimmelement (40) einschließt, das auf ein Ab­ stimmsignal (42) zum Verändern der Reaktanz, die durch das Netzwerk an dem zweiten Anschluß dargestellt wird, anspricht.
2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Abstimmelement (40) einen Varaktor umfaßt.
3. Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, ferner gekennzeichnet durch eine Einrichtung (44) zum Ableiten des Abstimmsignals (42) aus dem Frequenzsteuerungssignal (30).
4. Verfahren zum Betreiben eines Oszillators (10), wobei der Oszillator ein aktives Bauelement (12) einschließt, das einen Basisanschluß (22) hat, der über ein Basis­ netzwerk (38) auf Masse gekoppelt ist, gekennzeichnet durch folgende Schritte:
elektronisches Ändern einer Reaktanz des Basisnetzwerks, ohne Ändern der Topologie des Netzwerks.
5. Verfahren nach Anspruch 4, ferner gekennzeichnet durch elektronisches Abstimmen eines kapazitiven Elements (40), um die Reaktanz des Basisnetzwerks zu ändern.
6. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem der Oszillator als Reaktion auf ein Frequenzsteuerungssignal (30) elektro­ nisch abstimmbar ist, dadurch gekennzeichnet,
daß das Verfahren ferner die folgenden Schritte auf­ weist:
Ableiten (44) eines Basisabstimmsignals aus dem Fre­ quenzsteuerungssignal; und
Ändern des Wertes einer Komponente (40) in dem Basis­ netzwerk als Reaktion auf das Basisabstimmsignal.
7. Verfahren nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch Ändern des Basisabstimmsignals linear mit Änderungen des Frequenzsteuerungssignals.
DE4327138A 1993-01-21 1993-08-12 Oszillator mit negativem Widerstand mit elektronisch abstimmbarer Basisinduktivität Ceased DE4327138A1 (de)

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