DE4342655A1 - Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich allgemein auf eine spannungsgesteuerte Oszil
latorschaltung und insbesondere auf eine solche, bei der sich die Oszilla
torfrequenz in Antwort auf eine extern angelegte Steuerspannung ändert.
Eine derartige spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung wird nachfol
gend als spannungsgesteuerter Oszillator VCO (Voltage-Controlled Oscil
lator) bezeichnet.
Die Fig. 1 zeigt ein Schaltungsdigramm eines konventionellen VCO.
Gemäß Fig. 1 enthält der VCO 1 eine Oszillatorstufe 2, eine Pufferstufe 3
und eine Ausgangsanpassungsstufe 4. Die Oszillatorstufe 2 ändert ihre
Oszillatorfrequenz in Antwort auf eine Steuerspannung, die an ihren Steu
eranschluß C angelegt wird. Die Pufferstufe 3 verhindert, daß sich die
Oszillatorfrequenz der Oszillatorstufe 2 infolge von Lastschwankungen
ändert. Mit Hilfe der Ausgangsanpassungsstufe 4 erfolgt eine Anpassung
an eine nachfolgende Schaltungsstufe, die mit einem Ausgangsanschluß P
verbunden ist. Darüber hinaus unterdrückt die Ausgangsanpassungs
stufe 4 Oberwellen. Die Oszillatorstufe 2 enthält eine Resonanzschaltung
21. Diese Resonanzschaltung 21 weist eine Drosselspule L3, eine Varak
tordiode bzw. Kapazitätsdiode VD zur Frequenzänderung, einen Kop
plungskondensator C9 und eine Resonanzspule L2 auf. Eine Steuerspan
nung gelangt vom Steueranschluß C über die Drosselspule L3 zur Kathode
der Kapazitätsdiode VD und zu einem Ende des Kopplungskondensators
C9. Die Anode der Kapazitätsdiode VD ist geerdet, während das andere
Ende des Kopplungskondensators C9 mit einem Ende der Resonanzspule
L2 und mit einem Ende eines Kopplungskondensators C8 verbunden ist.
Das andere Ende der Resonanzspule L2 ist geerdet.
Die Oszillatorstufe 2 enthält einen Oszillationstransistor Q2, dessen
Basis mit dem anderen Ende des Kopplungskondensators C8 verbunden
ist. Die Basis des Oszillationstransistors Q2 ist ferner vorgespannt, und
zwar durch eine Spannung die mit Hilfe einer Reihenschaltung von Wider
ständen R1, R2 und R3 erzeugt wird, wobei die Reihenschaltung zwischen
einem Spannungsversorgungsanschluß B und Erde liegt. Dabei ist die
Basis des Transistors Q2 mit dem Leitungsverbindungsbereich verbun
den, der zwischen den Widerständen R2 und R3 liegt. Ein Kondensator C6
liegt zwischen der Basis und dem Emitter des Oszillationstransistors Q2,
während ein Widerstand R4 und ein Kondensator C7 parallel zueinander
einerseits und andererseits zwischen dem Emitter des Oszillationstran
sistors Q2 und Erde liegen. Die Kondensatoren C6 und C7 bilden eine so
genannte "COLPITTs Kapazität", während der Oszillationstransistor Q2
zusammen mit dem Kondensator C6, dem Kondensator C7 und der Reso
nanzspule L2 einen COLPITTs Oszillator bildet, der in Übereinstimmung
mit einer Frequenz schwingt, bei der in der Resonanzschaltung 21 eine Re
sonanz auftritt. Der Oszillatorausgang der Oszillatorstufe 2 gelangt über
einen Kopplungskondensator C5 zur Pufferstufe 3. Die Pufferstufe 3 ent
hält einen Puffertransistor Q1, dessen Basis den Oszillatorausgang der
Oszillatorstufe 2 empfängt, sowie einen Hochfrequenzüberbrückungs
kondensator C4 zwischen dem Emitter des Puffertransistors Q1 und Erde.
Der Emitter des Puffertransistors Q1 ist ferner mit dem Kollektor des Os
zillationstransistors Q2 verbunden, während die Basis des Puffertransis
tors Q1 mit einem Anschluß des Kopplungskondensators C5 und mit dem
jenigen Leitungsabschnitt verbunden ist, der zwischen den Widerständen
R1 und R2 liegt. Der andere Anschluß des Kopplungskondensators C5 ist
mit dem Emitter des Oszillationstransistors Q2 verbunden. Der Puffer
transistor Q1 liefert den Oszillatorausgang, der an seiner Basis zugeführt
wird, über seinen Kollektor zur Ausgangsanpassungsstufe 4.
Die Ausgangsanpassungsstufe 4 enthält eine Drosselspule L1, einen
Hochfrequenzüberbrückungskondensator C1, einen Kopplungskonden
sator C2 und einen Ausgangsanpassungskondensator C3. Der Hochfre
quenzüberbrückungskondensator C1 liegt zwischen dem Spannungsver
sorgungsanschluß B und Erde, wobei der Spannungsversorgungsan
schluß B ferner mit einem Ende der Drosselspule L1 und, wie bereits er
wähnt, mit dem Widerstand R1 verbunden ist. Das andere Ende der Dros
selspule L1 ist mit dem Kollektor des Puffertransistors Q1 und mit dem
Ausgangsanschluß P über den Kopplungskondensator C2 verbunden.
Darüber hinaus ist das andere Ende der Drosselspule L1 auch über den
Ausgangsanpassungskondensator C3 geerdet.
Beim VOC nach Fig. 1 ändert sich die Kapazität der Varaktordiode VD
innerhalb der Resonanzschaltung 21 in Antwort auf die zum Steueran
schluß C geführte Steuerspannung. Somit tritt in der Resonanzschaltung
21 eine Resonanz in Abhängigkeit der Kapazitäten von Kopplungskonden
sator C9 und Varaktordiode VD sowie in Abhängigkeit der Resonanzspule
L2 auf, wobei der Oszillationstransistor Q2 bei der Resonanzfrequenz
schwingt. Der Oszillationsausgang wird zur Basis des Puffertransistors
Q1 geliefert, und zwar über den Kopplungskondensator C5, so daß der
Oszillationsausgang ferner vom Kollektor des Puffertransistors Q1 über
den Kopplungskondensator C2 zum Ausgangsanschluß P gelangt.
Die Fig. 2 zeigt den Schaltungsaufbau eines anderen konventionellen
VCO. Der VCO 10 nach Fig. 2 enthält wie der VCO 1 nach Fig. 1 eine Oszil
latorstufe 2, eine Pufferstufe 30 und eine Ausgangsanpassungsstufe 4.
Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 sind Vorspannwiderstände R1, R2
und R3, in Reihe liegend, zwischen dem Spannungsversorgungsanschluß
B und Erde vorhanden, wobei eine Teilspannung, abgegriffen zwischen
den Widerständen R1 und R2, als Vorspannung zur Basis des Puffertran
sistors Q1 geliefert wird. Eine weitere Teilspannung abgegriffen zwischen
den Widerständen R2 und R3, wird als Vorspannung der Basis des Oszilla
tionstransistors Q2 zugeführt. Beim VCO 10 nach Fig. 2 sind demgegenü
ber aber getrennte Versorgungswege vorhanden, und zwar für die Oszilla
torstufe 2, sowie für die Pufferstufe 30 und die Ausgangsanpassungsstufe
4. Genauer gesagt ist beim VCO 10 nach Fig. 2 der Spannungsversor
gungsanschluß B mit dem Kollektor des Oszillationstransistors Q2 ver
bunden, sowie andererseits mit einer Reihenschaltung der Vorspann
widerstande R2 und R3. Diese Reihenschaltung aus den Widerständen R2
und R3 liegt zwischen dem Spannungsversorgungsanschluß B und Erde.
Eine Teilspannung am Verbindungspunkt der Vorspannwiderstände R2
und R3 wird als Vorspannung abgegriffen und der Basis des Oszillations
transistors Q2 zugeführt.
Ferner ist der Spannungsversorgungsanschluß B über die Drosselspule
L1 mit dem Kollektor des Puffertransistors Q1 verbunden sowie mit einer
Serienschaltung aus Serienwiderständen R5 und R6. Diese Serienschal
tung aus den Widerständen R5 und R6 liegt somit zwischen dem Span
nungsversorgungsanschluß B und Erde. Eine Teilspannung am Verbin
dungspunkt zwischen den Vorspannwiderständen R5 und R6 wird als Vor
spannung abgegriffen und der Basis des Puffertransistors Q1 zugeführt.
Hochfrequenzüberbrückungskondensatoren C4, C10 und C1 liegen je
weils zwischen Spannungsversorgungsleitungen BL2, BL3 und BL4, die
mit dem Spannungsversorgungsanschluß B verbunden sind, und Erde.
Auch beim VCO nach Fig. 2 schwingt die Oszillatorstufe 2 bei einer Fre
quenz, die durch eine an den Steueranschluß C angelegte Steuerspannung
bestimmt wird. Der Oszillatorausgang, der am Emitter des Oszillations
transistors Q2 vorhanden ist, wird über den Kondensator C5 der Basis des
Puffertransistors Q1 zugeführt. Sodann wird der Oszillationsausgang vom
Kollektor des Puffertransistors Q1 abgenommen und über den Kondensa
tor C2 dem Ausgangsanschluß P zugeführt.
Beim VCO nach Fig. 1 wird mit Hilfe des Hochfrequenzüberbrückungskon
densators C1, der zwischen der mit dem Spannungsversorgungsanschluß
B verbundenen Spannungsversorgungsleitung BL1 und Erde liegt, elektri
sches Rauschen auf der Spannungsversorgungsleitung BL1 zur Erdseite
hin abgeleitet. Dagegen wird beim VCO nach Fig. 2 elektrisch es
Rauschen durch die Hochfrequenzüberbrückungskondensatoren C4, C10
und C1 zur Erdseite hin abgeleitet, da diese Kondensatoren jeweils zwi
schen den Spannungsversorgungsleitungen BL2, BL3 und BL4 einerseits
sowie Erde andererseits liegen. Werden allerdings die VCOs 1 und 10 ge
mäß den Fig. 1 und 2 in einer PLL Schaltung verwendet (Phase Locked
Loop Schaltung), also in einem PLL-Kreis, so können sie nicht zur Erdseite
hin elektrisches Rauschen genügend ableiten, das eine bestimmte Fre
quenz aufweist, wie beispielsweise ein Signal einer Referenzfrequenz für
den PLL-Kreis oder Netzbrummen. Das durch sie nicht abgeleitete Rau
schen überlagert sich so mit den Basisanschlüssen und den Kollektoran
schlüssen von Puffertransistor Q1 und Oszillationstransistor Q2, was zu
einer Verschlechterung der Rauschcharakteristik der VCOs 1 und 10
führt, z. B. zu einer Verschlechterung der C/N-Charakteristik (Träger
signal/Rauschsignal Charakteristik) oder der S/N-Charakteristik (Nutz
signal/Rauschsignal Charakteristik, und dergleichen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde eine spannungsgesteuerte
Oszillatorschaltung zu schaffen, bei der in stärkerem Maße Rauschen auf
der Spannungsversorgungsleitung zur Erdseite hin abgeleitet werden
kann, um z. B. eine verbesserte C/N-Charakteristik und eine verbesserte
S/N-Charakteristik zu erhalten.
Die Schaltung nach der Erfindung enthält eine Oszillatorschaltung, deren
Oszillatorfrequenz in Antwort auf eine Steuerspannung veränderbar ist,
einen Spannungsversorgungsanschluß zur Lieferung einer Spannung zur
Oszillatorschaltung, sowie einen Tiefpaßfilter zwischen dem Spannungs
versorgungsanschluß und Erde.
Der Tiefpaßfilter enthält kapazitive Elemente, die zwischen dem Span
nungsversorgungsanschluß und Erde liegen, und Widerstandselemente,
die in Reihe zu einer Spannungsversorgungsleitung zwischen dem Span
nungsversorgungsanschluß und den kapazitiven Elementen liegen. Ge
nauer gesagt sind die Widerstandselemente zunächst mit dem Span
nungsversorgungsanschluß verbunden, wobei das vom Spannungsver
sorgungsanschluß abgewandte Ende eines jeweiligen Widerstandsele
ments über ein kapazitives Element an Erde gelegt ist. Die jeweils festen
kapazitiven Elemente und Widerstandselemente sind so eingestellt, daß
die Grenzfrequenz bzw. Abschneidfrequenz höchstens der Frequenz des
elektrischen Rauschens gleicht, das der Versorgungsspannung an der Sei
te des Spannungsversorgungsanschlusses bzw. der Spannungsversor
gungsleitung überlagert ist.
Erfindungsgemäß wird ein Tiefpaßfilter aus kapazitiven Elementen und
Widerstandselementen mit der Spannungsversorgungsleitung verbun
den, um auf der Spannungsversorgungsleitung vorhandenes Rauschen
wirksam zur Erdseite hin ableiten zu können. Hierdurch lassen sich eine
verbesserte C/N-Charakteristik und eine verbesserte S/N-Charakteristik
erzielen.
Nach einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist eine Pufferschal
tung vorgesehen, um zu verhindern, daß die Oszillatorfrequenz einer
Oszillatorschaltung infolge einer Laständerung geändert wird, wenn der
Oszillatorausgang der Oszillatorschaltung zur Last geliefert wird. Darü
ber hinaus sind für die Oszillatorschaltung und die Pufferschaltung sepa
rate Spannungsversorgungsleitungen vorgesehen, in denen sich jeweils
ein oder mehrere Tiefpaßfilter befinden.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung
näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 Ein Schaltungsdiagramm eines konventionellen spannungs
gesteuerten Oszillators VCO;
Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm eines anderen konventionellen
spannungsgesteuerten Oszillators VCO;
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispiels der
Erfindung;
Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm eines anderen Ausführungsbeispiels
der Erfindung;
Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm eines wesentlichen Teils eines noch
anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung; und
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm eines wesentlichen Teils eines
weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung.
Die Fig. 3 zeigt ein elektrisches Schaltungsdiagramm eines Ausführungs
beispiels der Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 ent
spricht im wesentlichen dem konventionellen VCO, weist jedoch einige
wesentliche Unterschiede auf. Genauer gesagt liegt ein Hochfrequenz
überbrückungskondensator C1 als Kapazitätselement zwischen der Span
nungsversorgungsleitung BL1 an der Seite des Spannungsversorgungsan
schlusses B und Erde. Ein Spannungsrückführungswiderstand R8 (Rück
kopplungswiderstand) liegt als Widerstandselement in Reihe mit der
Spannungsversorgungsleitung BL1, und zwar zwischen dem Spannungs
versorgungsanschluß B und dem Hochfrequenzüberbrückungskondensa
tor C1. Der Spannungsversorgungsanschluß B ist also über den Wider
stand R8 mit einem Eingang des Kondensators C1 verbunden, dessen an
derer Eingang auf Erde liegt. Ferner ist der mit dem Kondensator verbun
dene Anschluß des Widerstandes R8 mit einem Eingang der Spule L1 und
mit dem einen Ende des Widerstandes R1 verbunden. Der Hochfrequenz
überbrückungskondensator C1 und der Spannungsrückkopplungswider
stand R8 bilden somit ein Tiefpaßfilter LF1.
Bezüglich dieses Tiefpaßfilters LF1 sei angenommen, daß der Hochfre
quenzüberbrückungskondensator C1 eine Kapazität C1 aufweist, während
der Widerstandswert des Spannungsrückkopplungswiderstandes R8 der
Wert r8 sein soll. Für die Grenzfrequenz (cut off) fh gilt fh=1/(2πcl·r8).
Sei ferner die Frequenz des Rauschens, das auf der Spannungsversor
gungsleitung BL1 auftritt, f0, so werden der Kapazitätswert c1 und der Wi
derstandswert r8 so bestimmt, daß folgender Ausdruck erfüllt ist: fhf0.
Um das Rauschen bei f0=60kHz oder höher abzuschneiden wird z. B. die
Grenzfrequenz fh des Tiefpaß LF1 so eingestellt, daß fhf0=60kHz
ist. Zu diesem Zweck werden der Kapazitätswert des Hochfrequenzüber
brückungskondensators C1 und der Widerstandswert des Rückkop
plungswiderstandes R8 so gewählt, daß der folgende Ausdruck erfüllt ist.
c1×r82.7×10-6. Eine Rauschkomponente der Grenzfrequenz fh oder eine
eine höhere Frequenz aufweisende Rauschkomponente können sich somit
nicht mehr der Versorgungsspannung überlagern und so zu den Basisan
schlüssen und Kollektoranschlüssen von Puffertransistor Q1 und Oszil
lationstransistor Q2 im VCO gelangen. Aus diesem Grund weist der erfin
dungsgemäße VCO ein verbessertes C/N-Verhältnis und ein verbessertes
S/N-Verhältnis auf.
Es wurden Experimente durchgeführt, um die Eigenschaften des konven
tionellen VCO gemäß Fig. 1 mit den Eigenschaften des VCO gemäß Fig. 3 zu
vergleichen, und zwar hinsichtlich ihrer S/N-Charakteristika (Signal-
Rausch-Verhältnisse). Dabei wurde dem Spannungsversorgungsan
schluß B ein 60 kHz-Rauschen überlagert. Es wurde herausgefunden, daß
beim konventionellen VCO eine Verschlechterung des S/N-Verhältnisses
von etwa 20 dB auftrat, während überhaupt keine Verschlechterung beim
Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 beobachtet wurde.
Es sei darauf hingewiesen daß der Spannungsrückführungswiderstand
R8 beim VCO gemäß dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 eine Span
nungsrückführungs- bzw. Spannungsrückkopplungsfunktion hat, wo
durch die Kollektor-Emitter-Spannung abnimmt, und zwar in Antwort auf
eine Erhöhung des Kollektorstromes im Puffertransistor Q1 und im Oszil
lationstransistor Q2 bei den jeweiligen Temperaturen, wobei ein zweiter
Effekt auftritt, nämlich der, daß deren Betrieb bezüglich Temperaturände
rungen stabil ist.
Die Fig. 4 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines anderen Ausführungsbei
spiels nach der Erfindung. Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 ent
spricht im wesentlichen dem in Fig. 2 gezeigten Schaltungsaufbau, wobei
jedoch die nachfolgenden wesentlichen Unterschiede vorhanden sind. So
ist zunächst ein Spannungsrückkopplungswiderstand R9 mit der Span
nungsversorgungsleitung BL2 an der Seite der Oszillatorstufe 2 verbun
den. Mit anderen Worten ist ein Anschluß des Widerstandes R9 über die
Leitung BL2 mit dem Spannungsversorgungsanschluß B verbunden, wäh
rend das andere Ende des Widerstandes R9 mit einem Anschluß des Hoch
frequenzüberbrückungskondensators C4, mit dem Kollektor des Transis
tors Q2 und mit einem Ende des Widerstandes R2 verbunden ist. Der
andere Anschluß des Kondensators C4 ist mit Erde verbunden. Ferner
liegt der andere Anschluß des Widerstandes R2 an der Basis des Transis
tors Q2. Der Spannungsrückkopplungswiderstand R9 und der Hochfre
quenzüberbrückungskondensator C4 bilden dabei ein erstes Tiefpaßfilter
LF2.
Andererseits befindet sich ein Spannungsrückkopplungswiderstand R 10
In der Spannungsversorgungsleitung BL4 an der Seile der Pufferstufe 30.
Dabei ist ein Anschluß des Widerstandes R10 mit dem Spannungsversor
gungsanschluß B verbunden, wobei der andere Anschluß des Widerstan
des R10 mit einem Anschluß des Kondensators C1, mit der Spule L1 und
mit dem Widerstand R5 verbunden ist. Der andere Anschluß des Wider
stands des Kondensators C1 liegt auf Erde. Ansonsten entspricht der
Schaltungsaufbau dem in Fig. 2 gezeigten Schaltungsaufbau. Der Span
nungsrückkopplungswiderstand R10 und der Hochfrequenzüber
brückungskondensator C1 bilden ein zweites Tiefpaßfilter LF3.
Wie auch im Falle des Ausführungsbeispiels nach Fig. 3 werden die Kapa
zitätswerte c4 und c1 der Hochfrequenzüberbrückungskondensatoren C4
und C1 sowie die Widerstandswerte r9 und r10 der Spannungsrückfüh
rungswiderstände R9 und R10 so bestimmt, daß diese Tiefpaßfilter LF2
und LF3 bei bestimmten Frequenzen auftretendes Rauschen abschneiden,
das auf den Spannungsversorgungsleitungen BL2 und BL4 jeweils auf
tritt.
Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Oszillatorstufe 2 und die Puffer
stufe 3 einerseits sowie die Ausgangsanpassungsstufe 4 andererseits mit
separaten Spannungsversorgungswegen versehen, in denen jeweils die
separaten Filter LF2 und LF3 vorhanden sind. Insofern lassen sich die
C/N-Charakteristik und die S/N-Charakteristik im Verhältnis zum Aus
führungsbeispiel nach Fig. 3 noch weiter verbessern.
Die Fig. 5 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines wesentlichen Teils einer
verbesserten Version des Ausführungsbeispiels nach Fig. 4. Wie bereits
oben beschrieben, ist beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 der Span
nungsrückkopplungswiderstand R9 mit der Spannungsversorgungslei
tung BL2 verbunden, während der Spannungsrückkopplungswiderstand
R10 mit der Spannungsversorgungsleitung BL4 verbunden ist. Beim Aus
führungsbeispiel nach Fig. 5 liegt dagegen ein Spannungsrückkopplungs
widerstand R11 in Reihe mit der Spannungsversorgungsleitung BL5, also
direkt zwischen der Spannungsversorgungsleitung BL5 und dem Span
nungsversorgungsanschluß B. Dieser Widerstand R11 ersetzt somit die
Spannungsrückkopplungswiderstände R9 und R10 in Fig. 4. Das nicht mit
dem Anschluß B verbundene Ende des Widerstandes R11 ist also mit dem
jeweils einen Anschluß der Kondensatoren C4, C10 und C1 verbunden,
und zwar jeweils über die Leitungen BL5, BL2; BL5, BL3; und BL5, BL4.
Der Spannungsrückkopplungswiderstand R11 und der Hochfrequenz
überbrückungskondensator C4 bilden ein Tiefpaßfilter, während der
Spannungsrückkopplungswiderstand R11 und der Hochfrequenzüber
brückungskondensator C1 ein anderes Tiefpaßfilter bilden. Der Wider
standswert des Spannungsrückkopplungswiderstandes R11 und die Ka
pazitätswerte der Hochfrequenzüberbrückungskondensatoren C4 und C1
sind so bestimmt, daß dieselbe Wirkung wie beim Ausführungsbeispiel
nach Fig. 3 erzielt wird.
Die Fig. 6 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines wesentlichen Teils einer
anderen verbesserten Version des Ausführungsbeispiels nach Fig. 4. In
Fig. 6 ist zusätzlich zum Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 ein Hochfre
quenzüberbrückungskondensator C11 vorgesehen, der als Kapazitäts
element zwischen der Spannungsversorgungsleitung BL5 und Erde liegt.
Der Spannungsrückführungswiderstand R11 und der Hochfrequenz
überbrückungskondensator C11 bilden ein Tiefpaßfilter. Bezüglich dieses
Tiefpaßfilters sind der Widerstandswert des Spannungsrückkopplungs
widerstandes R11 und die Kapazität des Hochfrequenzüberbrückungs
kondensators C11 so bestimmt, daß dieselbe Wirkung wie beim Ausfüh
rungsbeispiel nach Fig. 3 erzielt wird. Es sei darauf hingewiesen, daß zu
sätzlich zum Hochfrequenzüberbrückungskondensator C11 auch die
Hochfrequenzüberbrückungskondensatoren C4 und C1 herangezogen
werden können, um bei entsprechender Einstellung der jeweiligen Kapazi
tätswerte ein Tiefpaßfilter mit der gewünschten Wirkung zu erhalten.
In den obigen Ausführungsbeispielen wurde beschrieben, daß ein Konden
sator und ein Widerstand als Komponenten zur Bildung eines Tiefpaßfil
ters herangezogen werden. Selbstverständlich können aber auch irgend
welche Kondensatorelemente oder Widerstandselemente zu diesem Zweck
eingesetzt werden, solange sie zu den genannten Kondensatoren und
Widerständen Äquivalente Kapazitätswerte bzw. Widerstandswerte auf
weisen.
In Übereinstimmung mit den Ausführungsbeispielen der Erfindung wird
unter Einsatz eines Tiefpaßfilters ein Rauschen abgeschnitten bzw. unter
drückt, das der Spannungsversorgung überlagert ist und am Spannungs
versorgungsanschluß B auftritt. Rauschen kann daher nicht in die Schal
tung eindringen, was zu einem verbesserten C/N-Verhältnis und zu einem
verbesserten S/N-Verhältnis führt.
Claims (5)
1. Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung, gekennzeichnet durch
- - eine Oszillatoreinrichtung (2), deren Oszillatorfrequenz in Antwort auf eine Steuerspannung veränderbar ist;
- - einen Spannungsversorgungsanschluß (B) zur Lieferung einer Ver sorgungsspannung zur Oszillatoreinrichtung (2); und
- - eine Tiefpaßfiltereinrichtung (LF1-LF3) mit einem Kapazitätsele ment (C1, C4, C11) zwischen dem Spannungsversorgungsanschluß (B) und Erde, sowie mit einem Widerstandselement (R8-R11) in Reihe mit einer Spannungsversorgungsleitung zwischen dem Span nungsversorgungsanschluß (B) und dem Kapazitätselement, wobei die feste Anzahl von Kapazitätselementen und Widerstandselemen ten so dimensioniert ist, daß die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilterein richtung höchstens der Frequenz des elektrischen Rauschens gleicht, das der Versorgungsspannung auf der Seite des Span nungsversorgungsanschlusses, einschließlich der Spannungs versorgungsleitung überlagert ist.
2. Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung, deren Oszillatorfrequenz
in Antwort auf eine Steuerspannung veränderbar ist,
gekennzeichnet durch:
- - eine Oszillatoreinrichtung (2), deren Oszillatorfrequenz in Antwort auf eine Steuerspannung einstellbar ist;
- - einen Ausgangsanschluß (P), mit dem eine Last verbindbar ist;
- - eine Ausgangsanpassungseinrichtung (4), um den Ausgang der Oszillatorschaltung und die Last einander anzupassen;
- - eine Puffereinrichtung (3, 30) zwischen dem Ausgangsanschluß der Oszillatorschaltung und der Ausgangsanpassungseinrichtung, um zu verhindern, daß die Oszillatorfrequenz der Oszillatoreinrichtung infolge von Änderungen der Last schwankt;
- - einen Spannungsversorgungsanschluß (B) zur Lieferung einer Ver sorgungsspannung zur Oszillatoreinrichtung; und
- - eine Tiefpaßfiltereinrichtung (LF1-LF3) mit einem Kapazitätsele ment (C1, C4, C11) zwischen dem Spannungsversorgungsanschluß (B) und Erde, sowie mit einem Widerstandselement (R8-R11) in Reihe mit einer Spannungsversorgungsleitung zwischen dem Span nungsversorgungsanschluß (B) und dem Kapazitätselement, wobei die feste Anzahl von Kapazitätselementen und Widerstandselemen ten so dimensioniert ist, daß die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilterein richtung höchstens der Frequenz des elektrischen Rauschens gleicht, das der Versorgungsspannung auf der Seite des Span nungsversorgungsanschlusses, einschließlich der Spannungs versorgungsleitung überlagert ist.
3. Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, ferner
gekennzeichnet durch:
- - eine gemeinsame Spannungsversorgungsleitung (BL1) zur Liefe rung der Versorgungsspannung vom Versorgungsspannungsan schluß sowohl zur Oszillatoreinrichtung als auch zur Puffereinrich tung, wobei
- - die Tiefpaßfiltereinrichtung in die gemeinsame Versorgungsspan nungsleitung eingesetzt ist.
4. Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, ferner
gekennzeichnet durch:
- - eine erste Versorgungsspannungsleitung (BL2) zur Lieferung einer Versorgungsspannung vom Versorgungsspannungsanschluß (B) zur Oszillatoreinrichtung; und
- - eine zweite Versorgungsspannungsleitung (BL4) zur Lieferung einer Versorgungsspannung vom Versorgungsspannungsanschluß (B) zur Puffereinrichtung, wobei
- - die Tiefpaßfiltereinrichtung einen ersten Tiefpaßfilter (LF2) in der ersten Versorgungsspannungsleitung und einen zweiten Tiefpaßfil ter (LF3) in der zweiten Versorgungsspannungsleitung aufweist.
5. Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, ferner
gekennzeichnet durch:
- - eine erste Versorgungsspannungsleitung (BL2) zur Lieferung einer Versorgungsspannung vom Versorgungsspannungsanschluß (B) zur Oszillatoreinrichtung; und
- - eine zweite Versorgungsspannungsleitung (BL4) zur Lieferung einer Versorgungsspannung vom Versorgungsspannungsanschluß (B) zur Puffereinrichtung; wobei
- - die Tiefpaßfiltereinrichtung folgendes aufweist:
- - ein Widerstandselement (R11) zwischen dem Versorgungsspan nungsanschluß (B) einerseits sowie der ersten und zweiten Versor gungsspannungsleitung andererseits;
- - ein erstes Kapazitätselement (C4) zwischen der ersten Versor gungsspannungsleitung (BL2) und Erde; und
- - ein zweites Kapazitätselement (C1) zwischen der zweiten Ver sorgungsspannungsleitung (BL4) und Erde.
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---|---|
DE4342655A1 true DE4342655A1 (de) | 1994-09-01 |
Family
ID=18295524
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DE4342655A Ceased DE4342655A1 (de) | 1992-12-16 | 1993-12-14 | Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung |
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Country | Link |
---|---|
US (1) | US5379003A (de) |
JP (1) | JPH06188729A (de) |
DE (1) | DE4342655A1 (de) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: PATENTANWAELTE MUELLER & HOFFMANN, 81667 MUENCHEN |
|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8131 | Rejection |