DE19630404B4

DE19630404B4 - Spannungsgesteuerter Oszillator

Info

Publication number: DE19630404B4
Application number: DE19630404A
Authority: DE
Inventors: Jae-Sun Park
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1995-09-26
Filing date: 1996-07-26
Publication date: 2004-04-01
Anticipated expiration: 2016-07-27
Also published as: GB2305792A; CN1066868C; DE19630404A1; GB9616107D0; CN1152817A; KR970019221A; KR0153379B1; GB2305792B; US6081168A

Abstract

Spannungsgesteuerter Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln einer Resonanzfrequenz in einem digitalen Funkkommunikationssystem, mit:
einer Resonanzeinheit (100), welche eine Komponente mit variabler Kapazität parallel zu einem Serienresonanzschaltkreis aufweist, welcher aus einer Reihenschaltung einer Kapazitätsdiode (VD2) mit einer induktiven Komponente (L) besteht,
wobei die Serienresonanzfrequenz des Serienresonanzschaltkreises mit dem Pegel einer über der Kapazitätsdiode (VD2) angelegten Modespannung variiert werden kann, und
einer Oszillatoreinheit (200) zum Erzeugen einer Schwingung mit einer Frequenz (f_out), die mit einer durch die Resonanzeinheit (100) bestimmten Parallelresonanzfrequenz übereinstimmt dadurch gekennzeichnet, dass
die Modespannung während des Sendebetriebs des Funkkommunikationssystems einen Sendepegel (V_TX) und während des Empfangsbetriebs einen Empfangspegel (V_RX) aufweist, wobei sich Sende- und Empfangspegel jeweils nach einer voreingestellten Zeiteinheit einander abwechseln.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen spannungsgesteuerten Oszillator, dessen Resonanzfrequenz durch Variation der Spannung über einer Kapazitätsdiode abstimmbar ist, gemäß den Patentansprüchen 1, 5 und 10.

In frühen Funkkommunikationssystemen wurde ein Frequenzmultiplexzugriff mit analogem Format benutzt. Aber seit kurzem wird verstärkt ein Codemultiplexzugriff (im Folgenden mit FDMA bezeichnet) oder ein Zeitmultiplexzugriff (im Folgenden mit TDMA bezeichnet) mit digitalem Format in Funkkommunikationssystemen benutzt. Z.B. gibt es ein globales System für Mobilkommunikation (im Folgenden mit GSM bezeichnet) als ein repräsentatives, digitales Kommunikationssystem mit digitalem Format, wobei das FDMA zusammen mit dem TDMA benutzt wird. D.h., das GSM hat separate Sende- und Empfangsfrequenzen, die bei den jeweiligen aktiven Modes von einander unterschiedlich sind. Mit anderen Worten ist in einer mobilen Station des GSM der Bereich der Sendefrequenzen 890 ∼ 915 MHz und der Bereich der Empfangsfrequenzen 935 ∼ 960 MHz, was um 45 MHz höher ist als der der Sendefrequenzen. Auch hat ein Bandpaß der Sendefrequenzen wie oben allgemein 25 MHz, wobei die in Intervallen von 200 MHz aufgeteilte Frequenz für die Unterscheidung durch den Benutzer benutzt wird. Ferner wird das GSM mit abwechselndem Betrieb im Sendemode und im Empfangsmode innerhalb eines Rahmens, d.h. innerhalb einer Zeiteinheit, durchgeführt.

Das typische GSM schließt zwei getrennte, spannungsgesteuerte Oszillatoren als einen lokalen Oszillator zum Aufwärtswandeln, der auf der Sendefrequenz im Sendemode schwingt, und einen lokalen Oszillator zum Abwärtswandeln, der auf der Empfangsfrequenz im Empfangsmode schwingt, ein. Die zwei getrennten, spannungsgesteuerte Oszillatoren (im folgenden als VCO bezeichnet), die als ein lokaler Oszillator zum Aufwärtswandeln und als ein lokaler Oszillator zum Abwärtswandeln in dem GSM benutzt werden, geben eine Oszillatorfrequenz mit einem Bereich aus, der direkt entsprechend einer eingegebenen Steuerungsspannung vari iert. Deshalb verlangt der VCO eine Charakteristik des linearen Wandelns der Oszillatorfrequenz aus der eingegebenen Steuerungsspannung. Ferner kann der VCO verwirklicht werden unter Benutzung einer Diode mit veränderlichen Kapazität, eines Multivibrators oder eines CMOS.

1 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach dem Stand der Technik veranschaulicht. In 1 benutzt ein Oszillatorschaltkreis eine Diode mit veränderlicher Kapazität als eine mit der Spannung sich verändernde Reaktanzkomponente. Dieser VCO ist aus der koreanischen Patentanmeldungsveröffentlichung KR 101996000###### bekannt.

Unter Bezug auf 1, die einen Frequenzresonator 2 und einen negativen Widerstandsgenerator 4 enthält, ist eine Reaktanzdiode, deren Kapazität sich entsprechend einer eingegebenen Steuerungsspannung VCTR verändert, in Serie mit einem Kondensator C1 geschaltet, um als eine einzige Komponente mit variabler Kapazität betrieben zu werden, und ein Induktor L ist als eine induktive Komponente parallel zu der Komponente mit variabler Kapazität geschaltet, um dadurch den Frequenzresonator 2 zu bilden. Dazu bildet der Frequenzresonator 2 einen LC-Parallelresonanzschaltkreis. Auch enthält der negative Widerstandsgenerator 4 einen Transistor TR und Rückwirkungskondensatoren C3 und C4, die zwischen den Emitteranschluß des Transistors TR und seinen Basisanschluß bzw. zwischen seinen Emitteranschluß und den Masseanschluß geschaltet sind. Hier erzeugt der negative Widerstandsgenerator 4 einen Widerstand für den Frequenzresonator 2, d.h. einen negativen Widerstand zum Beseitigen eines Verlustfaktors. Zusätzlich verhält sich der negative Widerstandsgenerator 4 als eine Art Schwingungseinrichtung zur Ausgabe einer Oszillatorfrequenz f_OUT mit der durch den Frequenzresonator 2 bestimmten Resonanzfrequenz.

Unter Betrachtung der Konstruktion von 1 stellt R1 einen Widerstand zum Koppeln der Steuerungsspannung VCTR auf eine Komponente variabler Kapazität dar, wobei die Reaktanzdiode VD mit dem Kondensator C1 in Serie verbunden ist, und C2 stellt einen Kondensator für die Kopplung des LC-Parallelresonanzschaltkrei ses an den Transistor TR dar. Darüber hinaus werden R2 und R3 als Vorspannungswiderstände bezeichnet, zum Aufteilen der Versorgungsspannung Vcc auf Spannungen mit vorgegebenem Pegel und zum Zuführen dieser aufgeteilten Spannung als Vorspannung des Transistors TR. Auch wird R4 als Emitterwiderstand des Transistors TR bezeichnet, C5 wird als Kondensator bezeichnet, der zwischen den Kollektoranschluß des Transistors TR und dem Masseanschluß zum Beseitigen des Versorgungsspannungsrauschens geschaltet ist, C6 wird als Kondensator bezeichnet, der zwischen den Emitteranschluß des Transistors TR und einem Ausgabeanschluß zum Sperren des Gleichstroms DC geschaltet ist, und f_OUT wird als ein Ausgabe des VCO bezeichnet, d.h. der Oszillatorfrequenz, die ausgegeben wird, nachdem die Steuerungsspannung VCTR durch den Frequenzresonator 2 und den negativen Widerstandsgenerator 4 durchgelassen wurde.

Wenn die Steuerungsspannung VCTR dem mit dem Frequenzresonator 2 und dem negativen Widerstandsgenerator 4 konstruierten VCO zugeführt wird, verändert sich, wie aus 1 erkannt werden kann, die Kapazität Cd der Reaktanzdiode VD mit der Veränderung einer Sperrspannung Vd, die an der Anode der Reaktanzdiode VD angelegt wird, und die Resonanzfrequenz des mit der Reaktanzdiode VD, dem Kondensator C1 und dem Induktor konstruierten LC-Parallelresonanzschaltkreises verändert sich auch. Folglich kann die Oszillatorfrequenz f_OUT entsprechend verändert werden. Deutlicher gesagt, kann die Kapazität Cd der Reaktanzdiode VD umgekehrt proportional zu der Vergrößerung der der Anode der Reaktanzdiode VD zugeführten Sperrspannung Vd verringert werden. Wie oben festgestellt, zeigt 2 eine charakteristische Kurve, die die Veränderung der Kapazität einer Reaktanzdiode durch eine an einen Frequenzresonator von 1 angelegte Steuerungsspannung veranschaulicht.

In dem GSM wird der wie oben beschrieben arbeitende VCO benutzt als lokaler Oszillator für Aufwärtswandeln als auch als lokaler Oszillator für Abwärtswandeln. Jedoch tendiert der VCO jüngst dazu, verwirklicht zu werden, indem zwei VCO, d.h. der VCO für Aufwärtswandeln und der VCO für Abwärtswandeln, zu einem einzigen VCO zusammengebracht werden, um die Gesamtabmessungen des Systems zu verringern und um das System ökonomisch zu verwirklichen. Die koreanische Gebrauchsmusteranmeldung KR 958687 zeigt den einzigen VCO für Aufwärtswandeln und Abwärtswandeln, wie zuvor beschrieben. In der oben erwähnten Veröffentlichung wird der einzige VCO als lokaler Oszillator für Aufwärtswandeln bei Signalaussendung und als lokaler Oszillator für Abwärtswandeln bei Signalempfang benutzt.

Um jedoch den in 1 gezeigten VCO nach dem Stand der Technik als den lokalen Oszillator für Aufwärts-/Abwärtswandeln zu benutzen, muß der Bereich von Veränderungen in der Oszillatorfrequenz vorzugsweise genügend vergrößert werden, um sowohl einen Sendefrequenzbandpaß als auch einen Empfangsfrequenzbandpaß abzudecken. Wenn z.B. die Charakteristik der Veränderungen in der Ausgabefrequenz über der Steuerungsspannung VCTR in dem VCO als dem lokalen Oszillator für Aufwärtswandeln dieselbe ist wie durch eine Kurve A1 von 3A gezeigt, dann muß der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz f_OUT in dem VCO als dem lokalen Oszillator für Aufwärts-/Abwärtswandeln vergrößert werden, wie durch eine Kurve A2 von 3A gezeigt. Wenn dazu die Charakteristik der Veränderungen in der Ausgabefrequenz über der Steuerungsspannung VCTR in dem VCO als dem lokalen Oszillator für Abwärtswandeln dieselbe, ist wie durch eine Kurve B1 von 3B gezeigt, dann muß der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz f_OUT in dem VCO als dem lokalen Oszillator für Aufwärts-/Abwärtswandeln vergrößert werden, wie durch eine Kurve B2 von 3B gezeigt.

Für den Zweck der Vergrößerung des Bereichs der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz f_OUT in dem in 1 gezeigten VCO gibt es ein Verfahren zur Vergrößerung der Kapazität des Kondensators C1. Dazu zeigt die US-PS-5144264 ein anderes Verfahren zum Vergrößern des Bereichs der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz f_OUT des VCO. Insoweit wie der in der vorgenannten U.S.-Patentschrift offengelegte Frequenzresonator des VCO zwei parallelgeschaltete Reaktanzdioden hat, kann unter Zuführen der Steuerungsspannung VCTR zum Frequenzresonator des VCO der Bereich der Veränderungen in seiner Oszillatorfrequenz folglich vergrößert werden.

Dazu kann für den Fall der Vergrößerung des Bereichs der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz durch Vergrößern der Kapazität des Kondensators C1 des Frequenzresonators oder durch Parallelschalten der zwei Reaktanzdioden ein durch die Veränderung der externen Umgebung verursachtes Rauschen in der Steuerungsspannung VCTR eingeschlossen werden, so daß dadurch die Oszillatorfrequenz leicht beeinflußt werden kann. Schließlich ergibt sich ein Problem, daß das für den VCO charakteristische Phasenrauschen sich verschlechtert. Darüber hinaus verschlechtert sich bei der obigen U.S.-Patentanmeldung eine Konstruktion des VCO zur Verbesserung der Charakteristik des Phasenrauschens mit der Vergrößerung des Bereichs der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz. Wenn nämlich der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz sich verändert, stimmt die Impedanz des Frequenzresonators nicht mit dem des negativen Widerstandsgenerators überein. Dazu wird zum Zwecke der Anpassung der Impedanz des Frequenzresonators mit dem des negativen Widerstandsgenerators ein LC-Serienresonanzschaltkreis in einer Rückwirkungseinheit des in der obigen U.S.-Patentschrift offengelegten, negativen Widerstandsgenerators eingefügt. Nach der vorliegenden Erfindung, die wie oben erwähnt konstruiert ist, kann der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz vergrößert werden und zugleich die Charakteristik des Phasenrauschens des VCO verbessert werden. Jedoch kann ein Faktor, der bewirkt, daß die Charakteristik seines Phasenrauschens sich verschlechtert, nicht grundsätzlich reduziert werden.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, einen spannungsgesteuerten Oszillator für ein digitales Funkkommunikationssystem bereitzustellen, der sich sowohl während eines Empfangsbetriebs als auch während eines Sendebetriebs durch eine verringerte Empfindlichkeit seiner Ausgangsfrequenz gegenüber externem Rauschen auszeichnet.

Diese Aufgabe wird durch die in den unabhängigen Patentansprüchen 1, 5 und 10 beanspruchten Merkmalen gelöst.

Diese Aufgabe kann gemäß der Erfindung mit einem spannungsgesteuerten Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln gelöst werden, wobei eine Steuerungsspannung zum Bestimmen des Bereichs der Veränderung in einer Oszillatorfrequenz als auch eine Spannung, die einen aktiven Mode eines Systems repräsentiert, einem Frequenzresonator zugeführt werden, so daß ein Parallelresonanzpunkt bestimmt wird, um den vergrößerten Frequenzbandpaß zu repräsentieren, und dadurch die Oszillatorfrequenz ausgibt, die mit dem bestimmten Parallelresonanzpunkt korrespondiert.

Es folgt eine detaillierte Beschreibung von vier Ausführungsbeispielen der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen, wobei:
1 ein Blockdiagramm ist, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach dem Stand der Technik veranschaulicht;
2 eine charakteristische Kurve zeigt, die die Veränderung der Kapazität einer Reaktanzdiode über einer Steuerungsspannung zeigt, welche einem Frequenzresonator von 1 zugeführt wird;
3A und 3B charakteristische Kurven zeigen, die die Veränderungen der Oszillatorfrequenzen über einer Steuerungsspannung zeigt, welche einem Frequenzresonator von 1 zugeführt wird;
4 ein Blockdiagramm ist, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
5 ein Diagramm ist, das die Veränderungen in einer Modespannung veranschaulicht, die einem Addierer von 4 entsprechend einem aktiven Mode zugeführt wird;
6 eine charakteristische Kurve zeigt, die die Veränderungen in einer Oszillatorfrequenz über einer Steuerungsspannung veranschaulicht, die einem Frequenzresonator von 4 zugeführt wird;
7 ein Blockdiagramm ist, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
8 ein Blockdiagramm ist, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht; und
9 ein Blockdiagramm ist, das die Konstruktion eines spannungsgesteuerten Oszillators nach einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Vor allem wird bemerkt, daß über alle Zeichnungen hinweg dasselbe Bezugszeichen benutzt wird, um gleiche oder gleichwertige Elemente mit derselben Funktion zu bezeichnen. Ferner werden in der folgenden Beschreibung viele spezifische Details vorgestellt, um ein gründlicheres Verständnis der vorliegenden Erfindung vorzusehen. Es ist jedoch für einen in der Technik Bewanderten offenkundig, daß die vorliegende Erfindung auch ohne diese spezifischen Details ausgeführt werden kann. Die detaillierte Beschreibung bekannter Funktionen und Konstruktionen, die unnötigerweise den Gegenstand der vorliegenden Erfindung verschleiern, werden in der vorliegenden Erfindung vermieden.
4 ist ein Blockdiagramm, das einen VCO nach einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, der enthält: einen Frequenzresonator 100 und einen negativen Widerstandsgenerator 200. In Gegenüberstellung mit dem VCO nach dem Stand der Technik, wie in 1 gezeigt, ist der Frequenzresonator 100 in dem VCO nach der vorliegenden Erfindung unterschiedlich zum Frequenzresonator 2 nach dem Stand der Technik, und der negative Widerstandsgenerator 200 hat eine identische Konstruktion wie der negative Widerstandsgenerator 4 nach dem Stand der Technik.
Unter Bezug auf 4 bilden ein Kondensator C1 und eine Reaktanzdiode VD1 in dem Frequezresonator 100 die Komponente mit variabler Kapazität, die eine Kapazität hat, welche umgekehrt proportional zur Steuerungsspannung VCTR ist, und einen Induktor L und eine Reaktanzdiode VD2 bilden einen Serienresonanzschaltkreis mit einem Serienresonanzpunkt, der sich entsprechend der von einem Addierer 10 ausgegebenen Spannung verändert. Schließlich bildet der Frequenzresonator 100 einen Parallelresonanzschaltkreis.
5 ist ein Diagramm, das die Veränderungen in einer Modespannung veranschaulicht, die einem Addierer von 4 entsprechend einem aktiven Mode zugeführt wird, in dem eine Sendemodespanung V_TX und eine Empfangsmodespannung V_RX einander abwechselnd zugeführt werden.
6 zeigt eine charakteristische Kurve, die die Veränderungen in einer Oszillatorfrequenz f_OUT über einer Steuerungsspannung VCTR veranschaulicht, die einem Frequenzresonator von 4 zugeführt wird.
Wenn nun die Steuerungsspannung VCTR der Reaktanzdiode VD1 über den Widerstand R1 zugeführt wird, wird die Kapazität der Reaktanzdiode VD1 in einer zur zugeführten Steuerungsspannung VCTR umgekehrten Proportion verändert, wie durch die charakteristische Kurve von 2 gezeigt. Dazu wird die Kapazität einer anderen Reaktanzdiode VD2 auch in einer zur zugeführten Steuerungsspannung umgekehrten Proportion verändert. Bei der Beobachtung des Frequenzresonators 100 von 4 bilden ein Induktor L und die Reaktanzdiode VD2 den Serienresonanzschaltkreis, und der Kondensator C1 und die Reaktanzdiode VD1 sind zueinander parallelgeschaltet und bilden dadurch den Parallelresonanzschaltkreis. Während der Induktor L des Serienresonanzschaltkreises ein konzentriertes Element wie das aus einer Spule bei niedriger Frequenz gefertigte Element benutzt, kann er bei der hohen Frequenz in gleicher Weise aber auch durch Anwendung einer Mikrostreifenleitung oder einer Streifenleitung gefertigt werden. Konventionell wird in dem digitalen Funkkommunikationssystem die Mikrostreifenleitung oder die Streifenleitung als der Induktor L verwendet. In dem wie oben beschrieben gebildeten Parallelresonanzschaltkreis kann nach Veränderung der Kapazität der Reaktanzdiode VD1 durch die Steuerungsspannung VCTR der Parallelresonanzpunkt des Frequenzresonators 100 verändert werden, so daß die Oszillatorfrequenz f_OUT des negativen Widerstandsgenerators 200 als der Oszillatoreinrichtung entsprechend verändert werden kann.
Mit der Vergrößerung der Kapazität des Kondensators C1 im Frequenzresonator 100 wird der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz f_OU _T wegen der zugeführten Steuerungsspannung VCTR vergrößert. Im Gegensatz wird mit der Verkleinerung der Kapazität des Kondensators C1 in dem Frequenzresonator 100 der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz durch relative Verkleinerung der Veränderungen in der Kapazität der Reaktanzdiode VD1 wegen der zugeführten Steuerungsspannung VCTR verkleinert. D.h., der Bereich der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz f_OUT des VCO wird hauptsächlich von der Kapazität des Kondensators C1 bestimmt. Auch ermöglicht der Serienresonanzschaltkreis, der aus dem Induktor L und der Reaktanzdiode VD2 gebildet wird, daß die Oszillatorfrequenz f_OU _T in dem VCO mit der Veränderung des Serienresonanzpunktes wegen der Veränderung der Kapazität der Reaktanzdiode VD" verändert wird. Die an die Reaktanzdiode VD2 geführte Spannung wird als Ausgabe (V_TX oder V_RX) von einem Addierer 10 bezeichnet. Hier wird Vfo als die Spannung für Feineinstellung der Oszillatorfrequenz f_OU _T bezeichnet, die durch die Veränderung aller Teile erzeugt wird, und V_TX oder V_RX wird als die Spannung zum Schalten einer Zentralfrequenz in dem VCO bei Sendemode und bei Empfangsmode bezeichnet.
Wie in 4 gezeigt, wird die Spannung V_TX + Vfo im Sendemode über den Addierer 10 der Reaktanzdiode VD2 zugeführt, und die Spannung V_RX + Vfo wird im Empfangsmode über den Addierer 10 der Reaktanzdiode VD2 zugeführt. So wird die Kapazität entsprechend der in jedem Mode zugeführten Spannung erzeugt. Während der aus dem Induktor L und der Reaktanzdiode VD2 gebildete Serienresonanzschaltkreis im Sendemode einen mit dem Sendemode korrespondierenden Serienresonanzpunkt hat, hat folglich der Serienresonanzschaltkreis im Empfangsmode einen mit dem Empfangsmode korrespondierenden Serienresonanzpunkt. Mit anderen Worten wird die Serienresonanzfrequenz entsprechend dem Sendemode und dem Empfangsmode unterschiedlich bestimmt. Da die Kapazität der Reaktanzdiode VD1 durch die Steuerungsspannung VCTR verändert wird, wird aus diesem Grund die charakteristische Kurve der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz f_OU _T abhängig von der Sperrspannung erhalten, wie durch die Kurven D1 und D2 von 6 gezeigt.
Unter Bezug auf 4 ist der negative Widerstandsgenerator 200 mit dem Frequenzresonator 100 über den Koppelkondensator C2 verbunden, die Kondensatoren C3 und C4 werden als Rückwirkungskondensatoren bezeichnet, die Widerstände R2, R3 und R4 werden als Vorspannungswiderstände des Transistors TR bezeichnet, der Kondensator C6 dient zum Absperren des Gleichstroms bei der Ausgabe der Oszillatorfrequenz f_OUT, und der Kondensator C5 dient zum Beseitigen von Störungen, die in der Stromversorgungsspannung Vcc enthalten sind. Die Oszillatorfrequenz f_OUT ergibt sich im wesentlichen aus der gegenseitigen Wirkung durch die Kombination des Frequenzresonators 100 und des negativen Widerstandsgenerators 200. Insoweit die genaue Beschreibung der obigen Operationen mit bekannten Funktionen und Konstruktionen korrespondiert, ist es jedoch einem in der Technik Bewanderten geläufig, daß die Erfindung ohne diese spezifischen Details ausgeführt werden kann.
Wie oben beschrieben wird in dem digitalen Funkkommunikationssystem wie dem GSM zur Anwendung des TDMA und bei getrennter Nutzung der Sendefrequenz und der Empfangsfrequenz und bei Benutzung des VCO als dem lokalen Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln die charakteristische Kurve der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz abhängig von der an den VCO geführten Steuerungsspannung durch die Kurven D1 und D2 von 6 gezeigt, bei Zuführung der Modespannung an den VCO wie in 5 gezeigt. Folglich wird der Bereich der Frequenz im Sendemode und im Empfangsmode getrennt benutzt. Das soll bedeuten, daß die Kurve D1 von 6 mit der charakteristischen Kurve der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz abhängig von der Steuerungsspannung im Sendemode korrespondiert, und daß die Kurve D2 von 6 mit der charakteristischen Kurve der Veränderungen in der Oszillatorfrequenz abhängig von der Steuerungsspannung im Empfangsmode korrespondiert. Falls in dem GSM eine Zwischenfrequenz für das Senden 264 MHz und der Bereich der Sendefrequenzen 890 915 MHz ist, verlangt die lokale Oszillatorfrequenz für Aufwärtswandeln im Sendemode die Veränderungen in der Frequenz entsprechend 264 MHz + (890 ∼ 915 MHz) = 1154 ∼ 1179. Falls eine Zwischenfrequenz für Empfang 244 MHz und der Bereich der Empfangsfrequenzen 935 ∼ 960 MHz ist, verlangt auch die lokale Oszillatorfrequenz für Abwärtswandeln im Empfangsmode die Veränderungen in der Frequenz entsprechend 244 MHz + (935 ∼ 960 MHz) = 1179 ∼ 1204 MHz. Dementsprechend werden die Veränderungen in der Frequenz entsprechend 1154 ∼ 1205 MHz verlangt, um den VCO als lokalen Oszillator für Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln zu benutzen.
Für den Fall der Benutzung des in 1 gezeigten VCO nach dem Stand der Technik als lokalen Oszillator für Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln werden die Veränderungen in der Frequenz mit dem vergrößerten Bereich, wie durch die Kurve E von 6 gezeigt, notwendigerweise verlangt. Jedoch werden für den Fall der Benutzung des VCO nach der vorliegenden Erfindung, wie in 4 dargestellt, als lokalen Oszillator für Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln die Veränderungen in der Frequenz mit einem schmaleren Bereich als durch die Kurve E von 6 notwendigerweise verlangt, wie durch die Kurven D1 und D2 von 6 gezeigt. Wegen der Tatsache, daß der Bereich der Veränderungen in der Frequenz breit ist, heißt das, daß die Veränderungen in der Frequenz leicht durch externe Störungen beeinflußt werden können, und die Charakteristik des Phasenrauschens des VCO wird durch externe Störungen verschlechtert. Weil jedoch die vorliegende Erfindung dadurch verwirklicht wird, daß der Bereich der Veränderungen in der Frequenz schmaler wird, kann sie den VCO mit der verbesserten Charakteristik des Phasenrauschens verwirklichen.
7 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion eines VCO nach einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Hier bilden der Kondensator C1 und die Reaktanzdiode VD1 die Komponente mit variabler Kapazität, der Kondensator C7 und die Reaktanzdiode VD2 bilden eine andere Komponente mit variabler Kapazität, und der Induktor L ist parallel zu den Komponenten mit variabler Kapazität geschaltet. Schließlich bildet der Frequenzresonator 100 den Parallelresonanzschaltkreis.
Unter Betrachtung von 7 wird die Steuerungsspannung VCTR der Reaktanzdiode VD1 zugeführt, wobei ihre Kapazität entsprechend der zugeführten Steuerungsspannung VCTR bestimmt wird. Die Kapazität der Reaktanzdiode wird nämlich als umgekehrt proportional zur Steuerungsspannung VCTR bestimmt. Zusätzlich addiert der Addierer 10 eine geringe Einstellspannung Vfo der Oszillatorfrequenz f_OUT zur Sendemodespannung V_T _X oder zur Empfangsmodespannung V_RX, um dann der Reaktanzdiode VD2 zugeführt zu werden.
Da die Kapazitäten der Reaktanzdioden durch die Steuerungsspannung VCTR und die Ausgangsspannung des Addierers 10 bestimmt werden, und der Resonanzpunkt des Parallelresonanzschaltkreises durch die Induktanz des Induktors L bestimmt wird, erzeugt der negative Widerstandsgenerator 200, wie hier oben beschrieben, die Oszillatorfrequenz f_OUT, die mit dem bestimmten Resonanzpunkt korrespondiert.
8 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion eines VCO nach einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Wie in dem Schaltkreis von 8 dargestellt, bilden der Kondensator C1 und die Reaktanzdiode VD1 die Komponente mit variabler Kapazität, und der Kondensator C7 und die Reaktanzdiode VD2 bilden eine andere Komponente mit variabler Kapazität. Jedoch ist ein dielektrischer Resonator 20 als eine induktive Komponente zu den Komponenten mit variabler Kapazität parallelgeschaltet, und bildet dadurch allgemein den Parallelresonanzschaltkreis. Wie zuvor ist die Benutzung eines dielektrischen Resonators 20 an Stelle des Induktors L eine wohlbekannte Möglichkeit auf dem Feld der vorliegenden Erfindung zur Verwirklichung des VCO. In diesem Fall ist die Betriebscharakteristik des VCO nahezu ähnlich zu dem von 7.
9 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion eines VCO nach einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, wobei der Kondensator C1, die Reaktanzdiode VD1, der Kondensator C7 und die Reaktanzdiode VD2 zu einander in Serie geschaltet sind, um dadurch einen in Serie geschalteten Schaltkreis zu bilden. Ebenso ist der Induktor L zum Serienschaltkreis parallelgeschaltet, und der Widerstand R5 ist zur Reaktanzdiode VD2 und dem Kondensator C7 parallelgeschaltet.
Schließlich bildet der Frequenzresonator 100 den Parallelresonanzschaltkreis.
Wie aus 9 erkannt werden kann, addiert der Addierer 10 die geringe Einstellspannung Vfo der Oszillatorfrequenz f_OUT zur Sendemodespannung V_TX oder zur Empfangsmodespannung V_RX, um dann der Reaktanzdiode VD2 zugeführt zu werden. In diesem Fall wird die Kapazität der Reaktanzdiode VD2 durch die Ausgangsspannung des Addierers 10 bestimmt. Die Kapazität der Reaktanzdiode VD2 wird nämlich als umgekehrt proportional zur Ausgangsspannung des Addierers 10 bestimmt. Wie oben festgestellt, wird die Steuerungsspannung VCTR der Reaktanzdiode VD1 in dem Zustand zugeführt, in dem die Kapazität der Reaktanzdiode VD2 bestimmt ist. Dann wird die Kapazität der Reaktanzdiode VD1 durch die angelegte Steuerungsspannung VCTR bestimmt. D.h., die Kapazität der Reaktanzdiode VD1 wird als umgekehrt proportional zur Steuerungsspannung VCTR bestimmt, so daß der Kondensator C1, die Reaktanzdiode VD1, der Kondensator C7 und die Reaktanzdiode VD2 entsprechend bestimmt werden können. Da der Parallelresonanzpunkt des Parallelresonanzschaltkreises durch die Induktanz des Induktors L und der Kapazität bestimmt wird, erzeugt der negative Widerstandsgenerator 200 wieder die Oszillatorfrequenz f_OUT, die mit dem bestimmten Resonanzpunkt korrespondiert.
In der in 9 gezeigten, vierten Ausführungsform kann die vorliegende Erfindung unter Benutzung des dielektrischen Resonators von 8 an Stelle des Induktors L verwirklicht werden.
Wie aus dem vorgenannten offenkundig wurde, ist die vorliegende Erfindung vorteilhaft, indem die lokale Oszillatorfrequenz für Senden/Empfangen, die in jedem Mode gefordert wird, durch Zuführen der für den Sendemode oder den Empfangsmode bezeichnenden Spannungen ausgegeben werden, ohne Vergrößerung des Bereichs der Veränderung in der Oszillatorfrequenz.

Claims

Spannungsgesteuerter Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln einer Resonanzfrequenz in einem digitalen Funkkommunikationssystem, mit: einer Resonanzeinheit (100), welche eine Komponente mit variabler Kapazität parallel zu einem Serienresonanzschaltkreis aufweist, welcher aus einer Reihenschaltung einer Kapazitätsdiode (VD2) mit einer induktiven Komponente (L) besteht, wobei die Serienresonanzfrequenz des Serienresonanzschaltkreises mit dem Pegel einer über der Kapazitätsdiode (VD2) angelegten Modespannung variiert werden kann, und einer Oszillatoreinheit (200) zum Erzeugen einer Schwingung mit einer Frequenz (f_out), die mit einer durch die Resonanzeinheit (100) bestimmten Parallelresonanzfrequenz übereinstimmt dadurch gekennzeichnet, dass die Modespannung während des Sendebetriebs des Funkkommunikationssystems einen Sendepegel (V_TX) und während des Empfangsbetriebs einen Empfangspegel (V_RX) aufweist, wobei sich Sende- und Empfangspegel jeweils nach einer voreingestellten Zeiteinheit einander abwechseln.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sich die Kapazität der Kapazitätsdiode (VD2) entsprechend dem jeweils angelegten Sende- (V_TX) oder Empfangspegel (V_RX) ändert.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Kapazitätsdiode (VD2) zusätzlich eine Einstellungsspannung (V_fo) zum Einstellen der von der Oszillatoreinheit (200) erzeugten Frequenz (f_out) , zugeführt wird.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzeinheit (100) ferner eine Addierereinheit (10) aufweist, zum Addieren der Einstellungsspannung (V_fo) zu dem Sende- oder Empfangspegel der Modespannung und zum Zuführen einer resultierenden Spannung an die Kapazitätsdiode (VD2).
Spannungsgesteuerter Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln einer Resonanzfrequenz in einem digitalen Funkkommunikationssystem, mit: einer Resonanzeinheit (100), in der eine erste Komponente mit variabler Kapazität, eine zweite Komponente mit variabler Kapazität, die eine Kapazitätsdiode (VD2) aufweist, sowie eine induktive Komponente (L) zu einander parallelgeschaltet sind, wobei die Resonanzfrequenz der Resonanzeinheit (100) mit dem Pegel einer über der Kapazitätsdiode (VD2) angelegten Modespannung umgeschaltet werden kann, einer Oszillatoreinheit (200) zum Erzeugen einer Schwingung mit einer Frequenz (f_out), die der Resonanzfrequenz der Resonanzeinheit (100) entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass die Modespannung während des Sendebetriebs des Funkkommunikationssystems einen Sendepegel (V_TX) und während des Empfangsbetriebs einen Empfangspegel (V_RX) aufweist, wobei sich Sende- und Empfangspegel jeweils nach einer voreingestellten Zeiteinheit einander abwechseln.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Kapazitätsdiode (VD2) zusätzlich eine Einstellungsspannung (V_fo) zum Einstellen der von der Oszillatoreinheit (200) erzeugten Frequenz (f_ou _t), zugeführt wird.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzeinheit (100) ferner eine Addierereinheit (10) aufweist, zum Addieren der Einstellungsspannung (V_fo) zu dem Sende- oder Empfangspegel der Modusspannung und zum Zuführen der so aufaddierten Spannung an die Kapazitätsdiode (VD2).
Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die induktive Komponente ein Induktor ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die induktive Komponente ein dielektrischer Resonator (20) ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator zum Aufwärtswandeln/Abwärtswandeln einer Resonanzfrequenz in einem digitalen Funkkommunikationssystem, mit: einer Resonanzeinheit (100), welche aus einer Reihenschaltung mit dazu parallelgeschalteter induktiver Komponente (L) besteht, wobei in der Reihenschaltung eine erste Komponente mit variabler Kapazität mit einer zweiten Komponente mit variabler Kapazität in Reihe geschaltet ist und die zweite Komponente eine Kapazitätsdiode (VD2) aufweist, wobei die Resonanzfrequenz der Resonanzeinheit (100) mit dem Pegel einer über der Kapazitätsdiode (VD2) angelegten Modespannung umgeschaltet werden kann, und einer Oszillatoreinheit (200) zum Erzeugen einer Schwingung mit einer Frequenz (Font), die der Resonanzfrequenz der Resonanzeinheit (100) entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass die Modespannung während des Sendebetriebs des Funkkommunikationssystems einen Sendepegel (V_TX) und während des Empfangsbetriebs einen Empfangspegel (V_RX) aufweist, wobei sich Sende- und Empfangspegel jeweils nach einer voreingestellten Zeiteinheit einander abwechseln.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Kapazitätsdiode (VD2) zusätzlich eine Einstellungsspannung (V_fo) zum Einstellen der von der Oszillatoreinheit (200) erzeugten Frequenz (f_out) , zugeführt wird.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzeinheit (100) ferner eine Addierereinheit (10) aufweist, zum Addieren der Einstellungsspannung (V_fo) zu dem Sende- oder Empfangspegel der Modespannung und zum Zuführen der addierten Spannung an die Kapazitätsdiode (VD2).
Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die induktive Komponente (L) ein Induktor ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die induktive Komponente ein dielektrischer Resonator (20) ist.