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- Für
diese Anmeldung wird die Priorität
der koreanischen Patentanmeldung Nr. 2005-86519, angemeldet am 15.
September 2005 beim koreanischen Patentamt, beansprucht, deren Offenbarung
durch Bezugnahme hier eingeschlossen ist.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator,
welcher in einem RF-Transceiver, der Quadraturmodulation/demodulation
durchführt,
verwendet wird. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung
einen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator, welcher einen gemeinsamen
Knoten aufweist, der als Induktivität gestaltet ist, um ein Quadratursignal
ohne Verwendung einer aktiven Vorrichtung zu differenzieren, wodurch
verbesserte Phasenrauscheigenschaften und geringerer Stromverbrauch
erreicht werden.
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Während der
letzten Jahre ist die Nachfrage nach drahtloser Kommunikation weltweit
angestiegen. Jedoch treiben begrenzt verfügbare Frequenzen die Lizenzgebühren für eine bestimmte
Frequenz in die Höhe.
Dementsprechend haben Firmen und verwandte Organisationen nach einer
komplizierteren Modulation gesucht, um die Effizienz bei der Frequenznutzung
zu verbessern. Ebenfalls haben derartig begrenzte Frequenzen zu
einer Nachfrage nach höheren
Frequenzen und integrierten RF-Schaltungen (RFIC = Radio Frequency
Integrated Circuits), welche die höhere Frequenz verarbeiten können, geführt.
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Hier
wird die höchste
durch RF verarbeitbare Datenrate durch ein Modulationsverfahren, üblicherweise
QAM (Quadraturamplitudenmodulation) (wird, bei Kabelfernsehen (CATV)
verwendet) bestimmt, was die höchste
Effizienz bei der Frequenznutzung sicherstellt. Das QAM-System ist
durch zwei verschiedene Signalwellenformen in der gleichen Frequenz
und eine Phasendifferenz von 90° zwischen den
Signalen gekennzeichnet.
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Eins
der Signale wird im Allgemeinen als In-Phase-Signal (I) und das
andere als Quadraturphase-Signal (Q) bezeichnet. Die I/Q-Signale
werden üblicherweise
durch ein Signal moduliert und demoduliert, das von einem spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO = Voltage Controlled Oscillator) erzeugt wird.
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Indessen
wird eine Frequenz in einem RF-Empfänger herunterkonvertiert. An
diesem Punkt ist Phasenrauschen des VCO ein entscheidender Faktor
zum Bestimmen der Leistungsfähigkeit
des Empfängers.
Des Weiteren wurde in letzter Zeit erforderlich, dass der Empfänger Integration,
Miniaturisierung und geringeren Stromverbrauch erreicht, und ebenfalls
sind I/Q-Signale zwecks Steigerung der Datengeschwindigkeit erforderlich.
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Ein
Verfahren zum Erzeugen der I/Q-Signale ist im Wesentlichen abhängig von
der Phasenverschiebung in Kopplungs- und Injektionsverfahren kategorisiert.
Ebenfalls ist das I/Q-Signalerzeugungsverfahren abhängig von
der Verwendung einer aktiven Vorrichtung in aktive und passive Verfahren
unterteilt.
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Als
Erstes werden, insbesondere im Fall der Verwendung eines VCO und
eines Frequenzverteilers, durch ein Tastverhältnis des VCO von weniger als
50% die I/Q-Signale ungenau. Hier wirken üblicherweise Lasten des Frequenzverteilers
als Widerstände,
die jedoch so unterschiedlich groß sind, dass die Genauigkeit
der IQ-Signale beeinträchtigt
ist.
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Als
Zweites ist in dem Fall, dass ein VCO und ein Multiphasenfilter
verwendet werden, aufgrund wesentlichen Signalverlustes ein zusätzlicher
Verstärker
erforderlich, was erheblichen zusätzlichen Stromverbrauch zur
Folge hat.
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Als
Drittes wird in dem Fall, dass zwei getrennte VCOs und eine Kopplung
verwendet werden, ein Kopplungstransistor verwendet, um die VCOs
zu koppeln, wodurch Phasenrauschen erhöht wird.
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Unter
Bezugnahme auf 1 wird
ein herkömmlicher,
auf einem Injektionsverfahren basierender spannungsgesteuerter Quadraturoszillator
erläutert.
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1 ist ein Schaltdiagramm,
in welchem der herkömmliche
spannungsgesteuerte Quadraturoszillator dargestellt ist.
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Der
in 1 dargestellte herkömmliche spannungsgesteuerte
Quadraturoszillator ist ein differentieller, kreuzgekoppelter, LC-abgestimmter, spannungsgesteuerter
Oszillator. Der spannungsgesteuerte Oszillator weist einen ersten
Oszillator 10, einen zweiten Oszillator 20, einen
Transformator 30 und eine Stromquelle 40 auf.
Der erste Oszillator 10 erzeugt erste und zweite Signale
V1 und V2 mit einer Phasendifferenz von 180°. Der zweite Oszillator 20 erzeugt
dritte und vierte Signale V3 und V4 mit einer Phasendifferenz von
180°. Der
Transformator 30 umfasst zwei Spulen Ls1 und Ls2, mit welchen
das erste und zweite Signal V1 und V2 und das dritte und vierte Signal
V3 und V4 magnetische Induktionskopplung in der phasenverschobenen
Beziehung durchführen. Der
Transformator 30 behält
eine voreingestellte Phasendifferenz zwischen den Spulen Ls1 und
Ls2 bei. Die Stromquelle 40 ist für gewöhnlich mit dem Transformator
verbunden und geerdet.
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Der
spannungsgesteuerte Oszillator weist einen ersten und einen zweiten
geerdeten Kondensator Cs1 und Cs2 auf, die jeweils mit den Spulen
Ls1 und Ls2 des Transformators 30 verbunden sind. Des Weiteren
ermöglichen
der erste und zweite Kondensator Cs1 und Cs2 Injektion durch größere Impedanz.
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Ein
derartiger spannungsgesteuerter Quadraturoszillator ist im US-Patent
Nr. 6,911,870 genau beschrieben.
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Bei
dem herkömmlichen
spannungsgesteuerten Quadraturoszillator sind die Spulen Ls1 und Ls2
verbunden und hinsichtlich Injektion gesperrt mit den Spannungen
Vs1 und Vs2, die jeweils eine Frequenz aufweisen, die das Doppelte
einer Ausgangsfrequenz jedes der Oszillatoren beträgt, um das
Quadratursignal zu erzeugen. Dadurch werden Phasenrauscheigenschaften
verbessert und das Erfordernis einer zusätzlichen aktiven Vorrichtung
vermieden.
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Nachteilig
ist jedoch, dass die Spulen Ls1 und Ls2 in ein IC (integrierte Schaltung)
des herkömmlichen
spannungsgesteuerten Quadraturoszillators integriert werden müssen.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung wurde gemacht, um die vorgenannten Probleme
im Stand der Technik zu lösen,
und der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, einen spannungsgesteuerten
Quadraturoszillator zu schaffen, welcher in einem RF-Transceiver
verwendet wird, welcher Quadraturmodulation/-demodulation durchführt und
einen gemeinsamen Knoten aufweist, der als Induktivität gestaltet
ist, um ein Quadratursignal zu differenzieren, ohne dass eine aktive
Vorrichtung erforderlich ist, wodurch verbesserte Phasenrauscheigenschaften
sowie ein geringerer Stromverbrauch erhalten werden.
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Zur
Lösung
dieser Aufgabe ist ein spannungsgesteuerter Quadraturoszillator
vorgesehen, welcher aufweist: einen ersten Oszillator mit einem ersten
Resonanzkreis, um eine voreingestellte erste Resonanzfrequenz zu
erzeugen, und einem ersten Paar kreuzgekoppelter Transistoren zum
Liefern von Energie an die erste Resonanzfrequenz, um ein erstes
und zweites Signal mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen;
einen zweiten Oszillator mit einem zweiten Resonanzkreis, um eine
voreingestellte zweite Resonanzfrequenz zu erzeugen, und einem zweiten
Paar kreuzgekoppelter Transistoren zum Liefern von Energie an die
zweite Resonanzfrequenz, um ein drittes und viertes Signal mit einer Phasendifferenz
von 180° zu
erzeugen; eine erste Stromquelle, die zwischen einem ersten gemeinsamen
Knoten des ersten kreuzgekoppelten Transistorpaars und Masse angeschlossen
ist; eine zweite Stromquelle, die zwischen einem zweiten gemeinsamen
Knoten des zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaars und Masse angeschlossen
ist; und eine Differentiallast, die zwischen einem dritten gemeinsamen
Knoten der ersten und zweiten Stromquelle und Masse angeschlossen
ist.
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Der
erste Resonanzkreis weist ein erstes Induktivität-Bauteil mit zwei Induktivitäten auf,
die jeweils ein erstes und zweites Ende aufweisen, wobei die ersten
Enden parallel zu einem Spannungsversorgungsanschluss verbunden
sind; und ein erstes Kondensator-Bauteil zum Liefern von Kapazität als Reaktion
auf eine erste gesteuerte Spannung und das mit dem ersten Induktivität-Bauteil
zusammenwirkt, um die erste Resonanzfrequenz zu erzeugen, wobei
der erste Kondensator mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten des
ersten Induktivität-Bauteils
verbunden ist.
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Die
erste Stromquelle weist einen Metalloxid-Halbleiter- (MOS = Metal
Oxide Semiconductor) Transistor mit einem Gate zum Empfangen eines
ersten Steuersignals, einen mit dem ersten gemeinsamen Knoten verbundenen
Drain und eine mit dem dritten gemeinsamen Knoten verbundene Source auf,
wobei der MOS-Transistor Strom steuert, der zwischen dem Drain und
der Source als Reaktion auf das erste Steuersignal fließt.
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Der
zweite Resonanzkreis weist ein zweites Induktivität-Bauteil
mit zwei Induktivitäten
auf, die jeweils ein erstes und zweites Ende aufweisen, wobei die
ersten Enden parallel zu einem Spannungsversorgungsanschluss verbunden
sind; und ein zweites Kondensator-Bauteil zum Liefern von Kapazität als Reaktion
auf eine zweite Steuerspannung und das mit dem zweiten Induktivität-Bauteil
zusammenwirkt, um die zweite Resonanzfrequenz zu erzeugen, wobei
der zweite Kondensator mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten des
zweiten Induktivität-Bauteils
verbunden ist.
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Hier
weist die zweite Stromquelle einen MOS-Transistor mit einem Gate
zum Empfangen eines zweiten Steuersignals, einen mit dem zweiten gemeinsamen Knoten
verbundenen Drain und eine mit dem dritten gemeinsamen Knoten verbundene Source
auf, wobei der MOS-Transistor Strom steuert, der zwischen dem Drain
und der Source als Reaktion auf das zweite Steuersignal fließt.
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Die
Differentiallast weist eine Induktivität auf, um Wechselstrom zu induzieren.
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Das
erste und zweite Signal des ersten Oszillators haben eine Phasendifferenz
von 90° jeweils bezogen
auf das dritte und vierte Signal des zweiten Oszillators.
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Die
erste Stromquelle weist des Weiteren einen mit dem Gate des MOS-Transistors verbundenen
Widerstand auf.
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Die
zweite Stromquelle weist des Weiteren einen mit dem Gate des MOS-Transistors verbundenen
Widerstand auf.
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Das
erste Kondensator-Bauteil weist zwei in Reihe mit den zweiten Enden
der jeweiligen Induktivitäten
des ersten Induktivität-Bauteils
verbundene Kondensatoren auf, wobei die Kondensatoren des ersten
Kondensator-Bauteils eine Kapazität liefern, die entsprechend
der ersten Steuerspannung veränderlich
ist.
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Das
zweite Kondensator-Bauteil weist zwei in Reihe mit den anderen Enden
der jeweiligen Induktivitäten
des zweiten Induktivität-Bauteils
verbundene Kondensatoren auf, wobei die Kondensatoren des zweiten
Kondensator-Bauteils eine Kapazität liefern, die entsprechend
der zweiten Steuerspannung veränderlich
ist.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Weitere
Vorteile und Einzelheiten der vorliegenden Erfindung werden besser
verständlich
anhand der folgenden genauen Beschreibung in Verbindung mit den
beigefügten
Zeichnungen, in denen:
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1 ein
Schaltdiagramm ist, welches einen herkömmlichen spannungsgesteuerten
Quadraturoszillator darstellt;
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2 ein
Schaltdiagramm ist, welches einen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator
gemäß der Erfindung
darstellt;
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3 ein
Schaltdiagramm ist, welches die erste und zweite Stromquelle aus 2 darstellt;
und
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4 ein
Wellenformdiagramm ist, welches ein Quadratursignal aus 2 darstellt.
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GENAUE BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung werden nun genauer unter Bezugnahme auf
die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, in denen gleiche Bezugsziffern in den verschiedenen
Zeichnungen verwendet werden, um gleiche oder ähnliche Bestandteile zu kennzeichnen.
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2 ist
ein Schaltdiagramm, welches einen spannungsgesteuerten Quadraturoszillator
gemäß der Erfindung
darstellt.
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Unter
Bezugnahme auf 2 weist der spannungsgesteuerte
Quadraturoszillator gemäß der Erfindung
einen ersten Oszillator 100, einen zweiten Oszillator 200,
eine erste Stromquelle 300, eine zweite Stromquelle 400 und
eine Differentiallast 500 auf.
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Der
erste Oszillator 100 weist einen ersten Resonanzkreis 110 zum
Erzeugen einer voreingestellten ersten Resonanzfrequenz und ein
Paar erster kreuzgekoppelter Transistoren M11 und M12 zum Liefern
von Energie an die erste Resonanzfrequenz auf, um ein erstes und
zweites Signal V1 und V2 mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen.
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Der
zweite Oszillator 200 weist einen zweiten Resonanzkreis 210 zum
Erzeugen einer voreingestellten zweiten Resonanzfrequenz und ein
zweites Paar kreuzgekoppelter Transistoren M21 und M22 zum Liefern
von Energie an die zweite Resonanzfrequenz auf, um ein drittes und
viertes Signal V3 und V4 mit einer Phasendifferenz von 180° zu erzeugen.
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Die
erste Stromquelle 300 ist zwischen einem ersten gemeinsamen
Knoten N1 des ersten kreuzgekoppelten Transistorpaars M11 und M12
und einer Erde angeschlossen, und die zweite Stromquelle 400 ist
zwischen einem zweiten gemeinsamen Knoten N2 des zweiten kreuzgekoppelten
Transistorpaars M21 und M22 und Masse angeschlossen.
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Die
Differentiallast 500 ist zwischen einem dritten gemeinsamen
Knoten N3 der ersten und zweiten Stromquelle 300 und 400 und
Masse angeschlossen. Zum Beispiel kann die Differentiallast 500 als
Induktivität
zum Induzieren eines Wechselstroms strukturiert sein.
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Des
Weiteren weisen das erste und zweite Signal des ersten Oszillators 100 jeweils
eine Phasendifferenz von 90° bezogen
auf das dritte und vierte Signal des zweiten Oszillators 200 auf.
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Insbesondere
weist der erste Resonanzkreis 110 ein erstes Induktivität-Bauteil
L10 und ein erstes Kondensator-Bauteil CV10 auf. Das erste Induktivität-Bauteil
L10 weist zwei Induktivitäten
L11 und L12 auf, die jeweils ein erstes und zweites Ende umfassen.
Die ersten Enden der Induktivitäten
L11 und L12 sind jeweils parallel mit einem Spannungsversorgungsanschluss
Vdd verbunden. Der erste Kondensator CV10 ist jeweils mit dem zweiten
Ende der Induktivitäten
L11 und L12 des ersten Induktivität-Bauteils L10 verbunden. Der
erste Kondensator CV10 liefert eine Kapazität als Reaktion auf eine erste
Steuerspannung VC1 und wirkt mit der ersten Induktivität L10 zusammen,
um die erste Resonanzfrequenz zu erzeugen.
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Hier
ist die erste Stromquelle 300 als Metalloxid-Halbleiter-
(MOS) Transistor mit einem Gate zum Empfangen eines ersten Steuersignals,
einem mit dem ersten gemeinsamen Knoten N1 verbundenen Drain und
einer mit dem dritten gemeinsamen Knoten N3 verbundenen Source konfiguriert.
Der MOS-Transistor steuert Strom, der durch den Drain und die Source
als Reaktion auf das erste Steuersignal fließt.
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Des
Weiteren weist das erste Kondensator-Bauteil CV10 zwei Kondensatoren
CV11 und CV12 auf, die in Reihe mit den zweiten Enden der jeweiligen
Induktivitäten
L11 und L12 des ersten Induktivität-Bauteils L10 verbunden sind.
Die zwei Kondensatoren CV11 und CV12 des ersten Kondensator-Bauteils
CV10 liefern eine Kapazität,
welche entsprechend einer ersten Steuerspannung VC1 veränderlich
ist. Hier sind die Kondensatoren CV11 und CV12 als variable Kapazitätsvorrichtung
wie beispielsweise eine Varaktordiode strukturiert.
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Des
Weiteren weist der zweite Resonanzkreis 210 insbesondere
ein zweites Induktivität-Bauteil
L20 und einen zweiten Kondensator CV20 auf. Das zweite Induktivität-Bauteil
L20 weist zwei Induktivitäten
L21 und L22 auf, die jeweils ein erstes und zweites Ende aufweisen.
Das erste Ende der Induktivitäten
L21 und L22 ist jeweils parallel zu dem Spannungsversorgungsanschluss
Vdd verbunden. Der zweite Kondensator CV20 ist jeweils mit dem zweiten Ende
der Induktivitäten
L21 und L22 des zweiten Induktivität-Bauteils L20 verbunden. Der
zweite Kondensator CV20 liefert eine Kapazität als Reaktion auf eine zweite
Steuerspannung VC2 und wirkt mit der zweiten Induktivität L20 zusammen,
um die zweite Resonanzfrequenz zu erzeugen.
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Die
zweite Stromquelle 400 ist als MOS-Transistor mit einem
Gate zum Empfangen eines zweiten Steuersignals, einem mit dem zweiten gemeinsamen
Knoten N2 verbundenen Drain und einer mit dem dritten gemeinsamen
Knoten N3 verbundenen Source konfiguriert. Der MOS-Transistor steuert
Strom, der durch den Drain und die Source als Reaktion auf das zweite
Steuersignal fließt.
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Das
zweite Kondensator-Bauteil CV20 weist zwei Kondensatoren CV21 und
CV22 auf, die in Reihe mit den zweiten Enden der jeweiligen Induktivitäten L21
und L22 des zweiten Induktivität-Bauteils
L20 verbunden sind. Die Kondensatoren CV21 und CV22 des zweiten
Kondensator-Bauteils CV20 liefern eine Kapazität, welche entsprechend einer
zweiten Steuerspannung VC2 veränderlich
ist. Hier sind die Kondensatoren CV21 und CV22 als variable Kapazitätsvorrichtung
wie beispielsweise eine Varaktordiode strukturiert.
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3 ist
ein Schaltdiagramm, welches die erste und zweite Stromquelle aus 2 darstellt.
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Unter
Bezugnahme auf 3 weist die erste Stromquelle 300 weiter
einen Widerstand R11 auf, der mit einem Gate-Anschluss des MOS-Transistors M3
verbunden ist. Gleichermaßen
weist die zweite Stromquelle 400 des Weiteren einen Widerstand
R21 auf, der mit einem Gate-Anschluss des MOS-Transistors M4 verbunden
ist.
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4 ist
ein Wellenformdiagramm, welches das Quadratursignal aus 2 darstellt.
Unter Bezugnahme auf 4 kennzeichnen V1 und V2 jeweils
das von dem ersten Oszillator 100 erzeugte erste und zweite
Signal. Das erste und zweite Signal V1 und V2 sind wie oben beschrieben
um 180° zueinander
phasenverschoben. V3 und V4 kennzeichnen das von dem zweiten Oszillator 200 erzeugte
dritte und vierte Signal. Das dritte und vierte Signal V3 und V4
sind ebenfalls um 180° zueinander
phasenverschoben. Das erste und dritte Signal V1 und V3 weisen eine
Phasendifferenz von 90° auf,
und das zweite und vierte Signal V2 und V4 weisen eine Phasendifferenz
von 90° auf.
Dementsprechend bilden das erste bis vierte Signal V1 bis V4 ein
Quadratursignal.
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Wenn
angenommen wird, dass das erste und zweite Signal V1 und V2 ein
I-Signal sind, dann sind das dritte und vierte Signal V3 und V4
ein Q-Signal und umgekehrt.
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Die
Betriebsweise und die Wirkungen der Erfindung werden genauer unter
Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben.
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Der
spannungsgesteuerte Quadraturoszillator gemäß der Erfindung differenziert
ein Quadratursignal unter Verwendung einer Induktivität, wobei kein
Phasenrauschen erzeugt wird und eher sichergestellt wird, dass das
Quadratursignal differentiell ist. Eine genaue Erläuterung
wird unter Bezugnahme auf 2 bis 4 gegeben.
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Unter
Bezugnahme auf 2 erzeugt zunächst der
erste Oszillator 100 des spannungsgesteuerten Quadraturoszillators
gemäß der Erfindung das
erste und zweite Signal V1 und V2, welche zueinander um 180° phasenverschoben
sind. Als weitere Erläuterung
erzeugt der erste Resonanzkreis 110 des ersten Oszillators 100 die
voreingestellte erste Resonanzfrequenz. Gleichzeitig wird die erste
Resonanzfrequenz oszilliert, wenn von dem ersten kreuzgekoppelten
Transistorpaar M11 und M12 Energie geliefert wird. Des Weiteren
erzeugt das erste kreuzgekoppelte Transistorpaar M11 und M12 das
erste und zweite Signal V1 und V2, welche zueinander um 180° phasenverschoben
sind.
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Bei
dem ersten Oszillator 100 schwingt die voreingestellte
Frequenz durch die Induktanz von dem ersten Induktivität-Bauteil
L10 des ersten Resonanzkreises 110 und durch die Kapazität von dem ersten
Kondensator-Bauteil CV10 des ersten Resonanzkreises 110.
Hier kann, in dem Fall, dass die Kondensatoren des ersten Kondensator-Bauteils CV10
als variable Kapazitätsvorrichtung
wie beispielsweise eine Varaktordiode strukturiert sind, die Kapazität der abstimmbaren
Kapazitätsvorrichtung durch
eine Steuerspannung verändert
werden, um die Resonanzfrequenz in eine gewünschte Frequenz zu ändern.
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Die
erste Stromquelle 300 gemäß der Erfindung ist zwischen
dem ersten gemeinsamen Knoten N1 des ersten kreuzgekoppelten Transistorpaars M11
und M12 und Masse angeschlossen. Dadurch wird möglich, dass Strom konstant
in dem ersten kreuzgekoppelten Transistorpaar M11 und M12 des ersten
Oszillators 100 fließt,
wodurch die Oszillation des ersten Oszillators 100 stabilisiert
wird.
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Zusätzlich wird
in dem Fall, dass die erste Stromquelle 300 als MOS-Transistor
konfiguriert ist, das erste Steuersignal Sc1 zu dem Gate des MOS-Transistors
geliefert, wodurch Strom zwischen dem Drain und der Source des MOS-Transistors gesteuert
wird.
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Gleichzeitig
erzeugt der zweite Oszillator 200 des spannungsgesteuerten
Quadraturoszillators gemäß der Erfindung
das dritte und vierte Signal V3 und V4, welche zueinander um 180° phasenverschoben
sind. Als weitere Erläuterung
erzeugt der zweite Resonanzkreis 210 des zweiten Oszillators 200 die voreingestellte
zweite Resonanzfrequenz. Gleichzeitig wird die zweite Resonanzfrequenz
oszilliert, wenn von dem zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaar M21
und M22 Energie geliefert wird. Des Weiteren erzeugt das zweite
kreuzgekoppelte Transistorpaar M21 und M22 das dritte und vierte
Signal V3 und V4, welche zueinander um 180° phasenverschoben sind.
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Bei
dem zweiten Oszillator 200 schwingt die voreingestellte
Frequenz durch die Induktanz von dem zweiten Induktivität-Bauteil
L20 des zweiten Resonanzkreises 210 und durch die Kapazität von dem zweiten
Kondensator-Bauteil CV20 des zweiten Resonanzkreises 210.
Hier kann, in dem Fall, dass die Kondensatoren des zweiten Kondensator-Bauteils CV20
als Varaktordiode strukturiert sind, die Kapazität der veränderbaren Kapazitätsvorrichtung
durch eine Steuerspannung verändert
werden, um die Resonanzfrequenz in eine gewünschte Frequenz zu ändern.
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Die
zweite Stromquelle 400 funktioniert wie die erste Stromquelle 300.
Das heißt,
dass die zweite Stromquelle 400 gemäß der Erfindung mit dem zweiten
gemeinsamen Knoten N2 des zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaars
M21 und M22 und Masse verbunden ist. Dadurch wird möglich, dass
Strom konstant in dem zweiten kreuzgekoppelten Transistorpaar M21
und M22 des zweiten Oszillators 200 fließt, wodurch
die Oszillation des zweiten Oszillators 200 stabilisiert
wird.
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Zusätzlich wird
in dem Fall, dass die zweite Stromquelle 400 als MOS-Transistor
konfiguriert ist, das zweite Steuersignal Sc2 auf das Gate des MOS-Transistors
angelegt, wodurch Strom zwischen dem Drain und der Source des MOS-Transistors gesteuert
wird.
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Des
Weiteren wird die Differentiallast 500 zwischen dem dritten
gemeinsamen Knoten N3 der ersten Stromquelle 300 und der
zweiten Stromquelle 400 und der Erde angeschlossen. Die
Differentiallast 500 differenziert die erste und zweite
Stromquelle 300 und 400, so dass sichergestellt
wird, dass das erste bis vierte Signal ein Quadratursignal bilden.
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Auf
diese Weise weist der spannungsgesteuerte Quadraturoszillator gemäß der Erfindung
einen ersten und zweiten Oszillator 100 und 200 auf
sowie eine Differentiallast 500, die mit dem gemeinsamen Knoten
der ersten und zweiten Stromquelle 300 und 400 der
beiden unabhängigen
Oszillatoren 100 und 200 verbunden ist. Hier können die
unabhängigen Oszillatoren 100 und 200 I/Q-Signale nur anlegen, wenn
der erste gemeinsame Knoten N1 und der zweite gemeinsame Knoten
N2 verschieden sind. Zunächst
erzeugen die beiden Oszillatoren 100 und 200 jeweils
verschiedene Signale V1, V2, V3 und V4.
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Hier
haben der erste und zweite gemeinsame Knoten N1 und N2 doppelt so
hohe Frequenzbestandteile wie die des ersten bis vierten Signals
V1, V2, V3 und V4 aufgrund eines Push-Push-Vorgangs des Differentialverstärkers. Jedoch
können
ohne Kopplung zwischen den beiden gemeinsamen Knoten N1 und N2 die
Signale an dem ersten und zweiten gemeinsamen Knoten N1 und N2 nicht
verschieden zueinander sein, und dadurch können in den Oszillatoren keine
I/Q-Signale erzeugt
werden.
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Jedoch
wird, wie in 2 dargestellt ist, bei der Erfindung
eine Induktivität
zum Induzieren eines Wechselstroms verwendet, wodurch ermöglicht wird, dass
Signale an den gemeinsamen Knoten N1 und N2 verschieden zueinander
sind.
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Indessen
sind, unter Bezugnahme auf 3, die Widerstände R11
und R12 mit den jeweiligen Gates der MOS-Transistoren M3 und M4
in der ersten und zweiten Stromquelle 300 und 400 verbunden.
Die Widerstände
R11 und R12 stellen weiter sicher, dass die MOS-Transistoren M3
und M4 verschieden zueinander sind. Dies ist so, da ohne die Widerstände in den
MOS-Transistoren M3 und M4 die Gates der MOS-Transistoren M3 und
M4 sowohl Gleichstrom-gerichtet als auch Wechselstrom-geerdet sein
können.
Dies verhindert, dass die MOS-Transistoren M3 und M4 verschieden
arbeiten. Am Ende können
der erste und zweite gemeinsame Knoten N1 und N2 nicht verschieden
zueinander sein.
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Somit
stellen gemäß der Erfindung
die mit dem Gate der MOS-Transistoren M3 und M4 verbundenen Widerstände des
Weiteren sicher, dass die MOS-Transistoren
M3 und M4 verschieden wirken.
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Als
Folge weisen, wie in 4 dargestellt, gemäß dem spannungsgesteuerten
Quadraturoszillator der Erfindung das erste bis vierte Signal V1,
V2, V3 und V4 eine Phasendifferenz von 90° auf, so dass der erste und
zweite gemeinsame Knoten N1 und N2 zueinander verschieden sind.
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Wie
soeben beschrieben, wird mit der Erfindung das herkömmliche
Problem des Phasenrauschens, das durch Phasenverschiebung der gekoppelten
Transistoren verursacht wird, vermieden. Des Weiteren wird mit der
Erfindung, um Phasenrauschen zu eliminieren, die Anzahl der Induktivitäten verringert,
welche für
eine IC-Integration hinderlich sind.
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Wie
oben beschrieben, ist die Erfindung bei einen RF-Transceiver anwendbar,
der Quadraturmodulation/-demodulation durchführt, bei dem ein gemeinsamer
Knoten als Induktivität
konfiguriert ist, um ein Quadratursignal zu differenzieren. Dadurch
wird das Erfordernis einer aktiven Vorrichtung vermieden, wodurch
Phasenrausch-Eigenschaften
verbessert werden und der Stromverbrauch gesenkt wird.
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Das
heißt,
dass durch Fehlen der aktiven Vorrichtung kein Anstieg im Phasenrauschen
und kein Erfordernis für
zusätzliche
Transistoren besteht.
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Dadurch
wird kein zusätzlicher
Strom verbraucht und die Oszillation wird bei Spitzen-Impedanz einer
LC-Kombination genauer ausgeführt,
wodurch der Anstieg von Phasenrauschen vermieden wird. Des Weiteren
kann eine zusätzliche
Induktivität extern
angeschlossen werden, um die IC-Integration zu verbessern.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung in Verbindung mit bevorzugten Ausführungsformen
beschrieben und dargestellt wurde, wird dem Fachmann offensichtlich
sein, dass Modifikationen und Änderungen
vorgenommen werden können,
ohne von dem Schutzbereich der Erfindung wie durch die beigefügten Ansprüche definiert
abzuweichen.