DE60030589T2

DE60030589T2 - Verfahren zur steuerspannungsversorgung für varaktoren, zur verminderung des phasenrauschens in elektronischen oszillatoren

Info

Publication number: DE60030589T2
Application number: DE60030589T
Authority: DE
Inventors: Alejandro Ramon Irvine GOMEZ; M. Lawrence Irvine BURNS; Alex Irvine KRAL
Original assignee: Broadcom Corp
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 1999-12-14
Filing date: 2000-12-14
Publication date: 2007-09-13
Anticipated expiration: 2020-12-15
Also published as: US20030164743A1; AU2580601A; DE60030589D1; EP1247331B1; WO2001045251A1; ATE339029T1; EP1247331A1; US6806787B2; US6563392B2; US20020008593A1; US20050083143A1; US6985044B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Kommunikationssysteme verwenden Oszillatoren zur Verarbeitung verschiedener Signale, die in dem Kommunikationsprozess verwendet werden. In einem typischen Kommunikationssystem wird ein Informationssignal (z.B. ein Fernsehprogramm) auf ein Hochfrequenz-Trägersignal moduliert, um die Übertragung des Signals zu erleichtern. Eine solche Modulation kann erzielt werden, indem zum Beispiel die Phase des Trägersignals gemäß den Informationen in dem Signal verändert wird. Durch die Verwendung von unterschiedlichen Trägersignalen mit unterschiedlichen Frequenzen können viele Informationssignale gleichzeitig in einem Kommunikationssystem übertragen werden. Ein Empfänger in dem Kommunikationssystem verwendet typischerweise einen Oszillator, um das Informationssignal von dem Trägersignal zu trennen. Darüber hinaus kann der Oszillator steuerbar sein, um an die verschiedenen Trägerfrequenzen angepasst werden zu können, so dass die Frequenz des Signals, das von dem Oszillator erzeugt wird, je nach Bedarf variiert werden kann.
In der Praxis erzeugen Oszillatoren kein perfektes Signal; das heißt, ein Signal mit genau festgelegten Frequenz-, Amplituden- und Phasencharakteristiken. Vielmehr verändern sich die Frequenz, die Amplitude und die Phase eines Oszillators bedingt durch eine Vielzahl von Faktoren, die das Eigenrauschen einschließen, das von den elektronischen Bauteilen des Oszillators erzeugt wird, über einen ziemlich engen Bereich durch die Zeit hindurch.
Rauscharme elektronische Oszillatoren sind entscheidend für den effektiven Betrieb von Kommunikationsempfängern und -sendern, die Superheterodyn-Techniken und -Modulationsformate verwenden, die die Phase des Signals mit einbeziehen. Wie oben angegeben worden ist, ist die Amplituden- und Phasenmodulation in allen reellen Oszillatoren anwesend; aber die Natur von Oszillatoren ist derart, dass für Frequenzen, die sich der Mittenfrequenz der Oszillation annähern, das Rauschen von Phasenschwankungen beherrscht wird. Schwankungen in der Phase der Sender- oder Empfängeroszillatoren verfälschen die geplante Phasenmodulation des Signals in den Systemen, die eine Phasen- oder Frequenzmodulation verwenden. Das Phasenrauschen kann auch die Fähigkeit eines Funksystems verringern, Störkanäle, die sich bezüglich der Frequenz nahe bei dem Nutzkanal befinden, zu sperren oder zu unterscheiden.
Im Stand der Technik existieren verschiedene Techniken, um das Phasenrauschen zu verringern, wie etwa die Phasenverriegelung auf ein weniger verrauschtes Referenzsignal und die Verwendung von rückverfolgenden Phasenregelschleifen in dem Empfänger. Nichtsdestotrotz wird die Systemleistung oftmals durch die Qualität der zur Verfügung stehenden Oszillatoren auf den praktischen Ebenen der Kosten, der Größe und des Leistungsverlusts beschränkt.
Oszillatoren können auch an einem beträchtlichen Pegel von Rauschen leiden, der durch die Aufwärtskonvertierung von Funkel-(1/f)-Rauschen von niedrigen Frequenzen auf nahe bei der Mittenfrequenz des Oszillators bedingt ist. Das Funkelrauschen tritt bei niedrigen Frequenzen in nahezu allen elektronischen Komponenten auf.
Die US-A-5,739,730 betrifft eine bezüglich des Frequenzbandes schaltbare Schaltung für einen spannungsgesteuerten Oszillator, die eine induktive Komponente parallel zu einer Vielzahl von Varaktordioden aufweist, wobei einige der Varaktordioden wahlweise ansteuerbar sind, um den Frequenzbereich der Schaltungsoperation zu steuern.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, reibungslose Übergänge in einer Abstimmspannung bereitzustellen, die einem Oszillator mit einer Vielzahl von Varaktoren zugeführt wird.
Dieses Problem wird von dem steuerbaren Oszillator von Anspruch 1 und dem Steuerverfahren von Anspruch 7 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsbeispiele sind in den Unteransprüchen definiert.
Die Erfindung ist auf Verfahren zum Reduzieren des Rauschens in elektronischen Oszillatoren ausgerichtet. Es wird ein Faltungsverfahren zur Steuerung von Schaltungsparametern in einem elektronischen Oszillator, in dem eine Vielzahl von Schaltungselementen, die diese Parameter beeinträchtigen, separat gesteuert werden, beschrieben. Durch die Verwendung einer Vielzahl von Schaltungselementen kann eine beträchtliche Rauschreduzierung erzielt werden. Außerdem erleichtert die Verwendung eines Faltungsverfahrens das Erzielen von reibungslosen Übergängen, wenn die Schaltungselemente sequentiell aktiviert werden. Somit gewährleistet das hier beschriebene Faltungsverfahren, dass der kombinierte Effekt der einstellbaren Schaltungselemente zu einer relativ reibungslosen Einstellung der Schaltungsparameter führt.
In einem Ausführungsbeispiel umfasst der Oszillator eine Vielzahl von Varaktoren in dem Schwingkreis des Oszillators. Die Frequenz des Oszillators wird teilweise durch das Variieren der Spannung quer durch die Varaktoren gesteuert. Durch die Verwendung von mehreren Varaktoren, die eine relativ kleine Kapazität aufweisen. anstatt eines einzigen Varaktors, der eine relativ große Kapazität aufweist, kann das Funkelrauschen in dem Oszillator beträchtlich reduziert werden. Außerdem wird eine faltbare Schaltung bzw. Faltungsschaltung verwendet, um die Varaktoren so zu steuern, dass jeder Varaktor in einer im Wesentlichen sequentiellen Art und Weise relativ zu den anderen derart aktiviert wird, dass die gesamte Veränderung in der Kapazität des Oszillatorschwingkreises in einer relativ reibungslosen Art und Weise ohne beträchtliche Ausgleichsvorgänge stattfindet.
In einem Ausführungsbeispiel nutzt das Faltungsverfahren ein s-förmiges Ansprechverhalten der Varaktorkomponenten aus. Dieses s-förmige Ansprechverhalten hat die Wirkung, dass sich die Kapazität des Varaktors in einer im Wesentlichen linearen Art und Weise verändert, wenn ein bestimmter Bereich von Spannungen quer durch den Varaktor angelegt wird. Außerhalb dieses Spannungsbereichs bleibt die Kapazität des Varaktors aber relativ konstant. Durch das korrekte Falten der variablen Kapazität jedes dieser Varaktoren in den Schwingkreis des Oszillators erzielt die Erfindung eine sehr niedrige Rauschkurve in einem steuerbaren Oszillator.
In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung aktiviert eine faltbare Schaltung die Varaktoren in der Schaltung im Wesentlichen derart, dass dann, wenn die Schaltung bereit ist, einen neuen Varaktor in die Schaltung hineinzufalten, die faltbare Schaltung eine feste Kapazität mit dem Schwingkreis koppelt, um einen Varaktor zu ersetzen, der dann von der Schaltung isoliert wird. Wiederum ermöglicht die faltbare Schaltung reibungslose Übergänge in der gesamten Kapazität des Oszillatorschwingkreises.
Demgemäß umfasst ein Oszillator, der in Übereinstimmung mit der Erfindung aufgebaut ist, wenigstens eine faltbare Schaltung, die auf wenigstens ein Steuersignal anspricht, wobei die faltbare Schaltung eine Vielzahl von Varaktorsteuersignalen erzeugt; und wenigstens eine Oszillator-Schaltung, die eine Vielzahl von Varaktoren umfasst, die auf die Vielzahl von Steuersignalen ansprechen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den Zeichnungen, die einen Teil dieser Patentschrift bilden, wird ein exemplarisches Ausführungsbeispiel erläutert, das verschiedene Ziele und Merkmale davon zeigt, wobei insbesondere:
1 ein Blockdiagramm ist, das eine integrierte Schaltung zeigt, die einen Oszillator mit einer Varaktorfaltungsschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält;
2 ein schematisches Diagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel eines Oszillators veranschaulicht, der mehrere Varaktoren und assoziierte Steuerleitungen enthält;
3 eine graphische Darstellung ist, die Transferfunktionen für eine Eingangssteuerspannung und Varaktorsteuerspannungen gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht;
4 ein schematisches Diagramm einer faltbaren Schaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist;
5 eine graphische Darstellung einer Kurve von C_gs gegen V_gs für einen CMOSFET-Varaktor ist, die veranschaulicht, dass die Kurve eine s-förmige Funktion bildet;
6 eine graphische Darstellung ist, die Transferfunktionen für eine Eingangssteuerspannung und Varaktorsteuerspannungen gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht; und
7 ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels einer faltbaren Schaltung ist, die Transferfunktionen implementiert, wie diese von 6 beschrieben sind.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung wird unten unter Bezugnahme auf ausführliche veranschaulichende Ausführungsbeispiele beschrieben. Es wird offensichtlich sein, dass die Erfindung in einer breiten Vielfalt von Formen verkörpert werden kann, von denen sich einige von denjenigen der offenbarten Ausführungsbeispiele ziemlich unterscheiden können. Folglich sind die hier offenbarten spezifischen strukturellen und funktionalen Einzelheiten lediglich repräsentativ und beschränken nicht den Schutzumfang der Erfindung.
Nun wird zuerst Bezug auf 1 genommen, in der in einem Ausführungsbeispiel eine Schaltung, die in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung konstruiert ist, in einem Tuner-Synthesizer-Chip (d.h., einer integrierten Schaltung) 10 implementiert ist. Der Tuner-Synthesizer 10 enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator ("VCO"; voltage-controlled oscillator) 12, der ein Signal in einem bestimmten Bereich von Frequenzen erzeugt. Wie in dem Fachgebiet bekannt ist, kann das Oszillatorsignal für eine Vielzahl von Operationen wie etwa das Mischen mit verschiedenen Eingangs- und/oder Ausgangssignalen für den Zweck der Aufwärtskonvertierung oder der Abwärtskonvertierung von Signalen zwischen Trägerfrequenzen (z.B. f_c) und Zwischenfrequenzen (z.B. f_LO) verwendet werden.
In Übereinstimmung mit der Erfindung umfasst der spannungsgesteuerte Oszillator 12 eine faltbare Schaltung 14, die in Verbindung mit einer Oszillator-Schaltung 16 arbeitet, um ein Ausgangssignal 18 einer gewünschten Frequenz zu erzeugen, wie dies von einem Abstimmungssteuersignal 20 oder anderen Systemanforderungen spezifiziert ist. Die Oszillator-Schaltung 16 umfasst mehrere Varaktoren 22 in ihrem reaktiven Schwingkreis. Die Spannung quer durch diese Varaktoren 22 wird individuell von der faltbaren Schaltung 14 gesteuert. Die faltbare Schaltung 14 wiederum wird von einem Steuersignal von einer Oszillatorsteuerschaltung 24 gesteuert.
Nun wird unter Bezugnahme auf 2 eine vereinfachte schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels eines CMOS-Differential-LC-Oszillators mit Varaktorabstimmung beschrieben. Wie in 2 dargestellt ist, verwendet die Erfindung eher mehrere relativ kleine Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B anstatt eines einzigen Varaktors (oder ein differentielles Paar von Varaktoren), wie dies allgemein für die Frequenzabstimmung verwendet wird. Als ein Beispiel kann eine äquivalente Schaltung gemäß der Erfindung dann, wenn eine herkömmliche Schaltung einen einzigen Varaktor verwendet, der eine Kapazität C aufweist, N kleinere Varaktoren aufweisen, von denen jeder eine Kapazität von etwa C/N aufweist.
Ein herkömmlicher, mittels eines Varaktors abgestimmter, spannungsgesteuerter Oszillator empfängt normalerweise eine Steuerspannung, eine variable Gleichspannung, die die Kapazität des Varaktors (und deshalb die Oszillationsfre quenz) ändert, indem sie die nichtlineare Kapazität gegenüber der Spannungscharakteristik des Varaktorelements nutzt. In der Praxis wird die nichtlineare Kapazität des Varaktors aber ebenfalls von den niederfrequenten Funkelrauschenfluktuationen moduliert, was ein unerwünschtes Phasenrauschen bewirkt. Dies wird in der folgenden Gleichung beschrieben:
wobei f_Offset die Frequenz der Flackerrauschkomponente ist, die berücksichtigt wird. Diese Gleichung ergibt sich aus der allgemein bekannten FM-Modulationstheorie.
Zur Erzielung einer optimalen Oszillatoroperation ist es wünschenswert, den Wert von C_Varaktor relativ zu der festen Kapazität der Schaltung zu verringern, um den Einfluss zu verringern, den ihre Schwankungen auf die Mittenfrequenz und dadurch auf die Phase ausüben wird. Ein Lösungsweg war, C_Varaktor auf den Minimumwert zu reduzieren, der notwendig ist, um eine thermische Änderung der Mittenfrequenz abzudecken (so dass die Mittenfrequenz konstant gehalten werden kann, während der Sender oder der Empfänger die Temperatur verändert), und die restliche Kapazitätsabstimmung wird mit geschalteten festen (konstanten) Kondensatoren erzielt, die nicht schwanken und deshalb das Flackerrauschen nicht aufwärtskonvertieren.
Die vorliegende Erfindung macht es möglich, dass die Varaktorkapazität noch weiter verringert werden kann. In einem Ausführungsbeispiel ist der ursprüngliche einzelne Kondensator in der Tat in mehrere kleinere Varaktoren aufgeteilt. Jeder kleine Varaktor wird dann von seiner eigenen Steuerspannung angesteuert. Die mehreren Steuerspannungen werden von der ursprünglichen einzelnen Steuerspannung derart abgeleitet, dass nur einer der kleinen Kondensatoren für die Modulation seiner nichtlinearen Kapazität durch Flackerrauschenfluktuationen anfällig ist. Tests haben gezeigt, dass dieses Verfahren die Flackerrauschen-Aufwärtskonvertierung um 201g₁₀N dB verringern kann.
Es sollte klar sein, dass 2 eine vereinfachte Schaltung schematisch veranschaulicht, um die Diskussion der vorliegenden Erfindung zu vereinfachen. In der Praxis können die Varaktoren (z.B. 26A und 26B), die mit einem gegebenen Steuersignal (z.B. 34A) assoziiert sind, in separate Schaltungen eingebettet werden. Ein solches Design würde potentielle Interferenzen eines Varaktors mit einem anderen Varaktor verringern. Darüber hinaus ist die Erfindung, obwohl 2 eine CMOS-Schaltung beschreibt, auf tatsächlich alle elektronischen Oszillatoren anwendbar, die Varaktoren verwenden, die an einer Flackerrauschen-Aufwärtskonvertierung auf die Mittenfrequenz über eine Modulation der nichtlinearen Varaktorkapazität leiden.
Es sollte ebenfalls klar sein, dass die Anzahl an Varaktoren und der assoziierten Steuersignale, die in einer gegebenen faltbaren Schaltung und in einem gegebenen Oszillator verwendet werden, von dem Steuerbereich abhängen, der gegenüber der Frequenz des Oszillators gewünscht wird. Wenn ein breiter Frequenzbereich erwünscht ist, dann kann es sein, dass die effektive Größe des Varaktors (d.h., die Summe der Kapazität der einzelnen Varaktoren) größer sein muss. Dies kann die Verwendung von mehr einzelnen Varaktoren notwendig machen, um die gewünschten Rauschcharakteristiken aufrecht zu erhalten.
Die Lehren der Erfindung können auf viele Arten implementiert werden. In einem Lösungsweg wird die S-Form der Kurve von C_gs gegenüber V_gs eines MOSFET-Varaktors ausgenutzt. Dieser Lösungsweg ist in Verbindung mit den 3, 4 und 5 beschrieben. Wenn die Varaktoren keine s-förmige C-V-Charakteristik aufweisen, kann ein anderer Lösungsweg, wie er in Verbindung mit den 6 und 7 beschrieben wird, verwendet werden.
Nun wird Bezug auf 3 genommen, in der drei graphische Darstellungen Transferfunktionen darstellen, die die Beziehung zwischen der Eingangssteuerspan nung V_in 32 und den Varaktor-Steuerspannungen 34A–C beschreiben. Jedes der N MOSFET-Varaktorpaare (z.B. die Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B, die in 2 dargestellt sind) wird durch seinen vollen linearen Bereich sequentiell von einer faltbaren Schaltung mit einem Eingang und N Ausgängen ausgesteuert. In diesem Beispiel ist N gleich drei. Somit konvertiert die faltbare Schaltung ein relativ großes Eingangssignal effektiv in mehrere Transferfunktionen mit verringertem Ausgabebereich.
4 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer CMOS-Implementierung der Transferfunktionen von 3, die die s-förmigen Charakteristiken bestimmter MOSFET-Varaktoren nutzt. Die faltbare Schaltung F von 4 umfasst drei Feldeffekttransistoren ("FETs") 36A–C, die mit ihren Gates 38A–C parallel geschaltet sind und von einem Steuersignal 32 angesteuert werden (z.B. ein Phasenregelschleifen-Steuersignal). Die Sources 42A–C jedes FET 36A–C sind über die Widerstände 44A–C an Masse gelegt, von denen jeder den gleichen Widerstandswert aufweist, der R genannt wird. Stromquellen 46A–C werden in die Source-Punkte 42A–C jedes FET 36A–C so injiziert, dass die Gleichspannung an jeder Source 42A–C progressiv höher ist. Das heißt, die Stromquellen 46A–C weisen sukzessive höhere Konstantstromabgaben auf, wie dies zum Beispiel jeweils von den Bezeichnungen 0I, 1I und 2I dargestellt ist. Somit wird die Spannung an der ersten Source 42A auf einen erwünschten Gleichstrompegel wie etwa 1 V unter Vorspannung gesetzt. Die Spannung an der zweiten Source 42B ist um eine definierte Einheit wie etwa 0,5 V höher. Die Spannung an der dritten Quelle 42C ist noch mal um eine Einheit höher als die Spannung an der zweiten Source. Folglich sind die zweite und die dritte Source 42B–C in diesem Beispiel jeweils auf 1,5 V bzw. 2 V vorgespannt.
Unter erneuter Bezugnahme auf die Transferfunktionen, die in 3 veranschaulicht sind, wird die faltbare Schaltung F von 4, wenn das Steuersignal 32 bezüglich des Wertes zunimmt (V_in steigt von links nach rechts an), drei Ausgangssignale (V_control1 34A, V_control2 34B und V_control3 34C) erzeugen, die in ihrem jeweiligen Gleichstrompegel gestaffelt sind. Wenn man zum Beispiel annimmt, dass ein Potential von 1 V quer durch den Übergang vom Gate zur Source (V_gs) benötigt wird, um die FETs 36A–C zu aktivieren; und wenn das Steuersignal 32 unter 2 V liegt, dann wird die Spannung an den Ausgangssignalen 34A–C etwa gleich der VDD (positive Versorgungsspannung) sein. Wenn der Pegel des Steuersignals 32 oberhalb von 2 V liegt (was in 3 mit V1 bezeichnet wird), wird der Spannungspegel des ersten Ausgangs 34A fallen. Wenn das Steuersignal 32 oberhalb von 2,5 V liegt (was in 3 mit V2 bezeichnet wird), dann wird der zweite Ausgang 34B fallen. Wenn das Steuersignal 32 oberhalb von 3 V liegt (was in 3 mit V3 bezeichnet wird), dann wird der dritte Ausgang 34C fallen.
Die Ausgangssignale (V_control1 34A, V_control2 34B und V_control3 34C) steuern die Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B in 2 an. Signifikanterweise definiert die Kurve 48 von Cgs gegen Vgs in einigen Ausführungsbeispielen für die Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B eine S-Form, wie dies zum Beispiel in 5 veranschaulicht ist. Wie 5 zeigt, schwankt die Kapazität der Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B nahe der Mitte C der Kurve 48 im Ansprechen auf eine Steuerspannung (V_gs) in einer relativ linearen Art und Weise. Aber die beiden Enden E der Kurve sind tatsächlich gekappt. Somit ändert sich in den Endbereichen E die Kapazität eines Varaktors nicht merklich im Ansprechen auf Veränderungen in der Steuerspannung (V_gs).
Die s-förmige Charakteristik der Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B erleichtert die Verwendung einer Schaltung, wodurch alle der Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B mit dem Oszillatorschwingkreis T zu allen Zeiten elektrisch gekoppelt sind. In diesem Fall wird eine Steuerspannung 32 in der Tat sukzessive an die Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B derart angelegt, dass für einen gegebenen Bereich der Steuerspannung 32 nur einer der Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B in seinem im Wesentlichen linearen Bereich liegt. Unter der Voraussetzung, dass die Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B ihre Kapazität nur geringfügig verändern, wenn sie außerhalb ihres im Wesentlichen linearen Bereichs arbeiten (aufgrund des Kappeffektes, der oben beschrieben ist), ändern die Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B die Mittenfrequenz des Schwingkreises T nicht wesentlich, wenn ihre Steuerspannung (V_gs) außerhalb des im Wesentlichen linearen Bereichs des Varaktors liegt. Somit wird die Kapazität des Schwingkreises T zum größten Teil durch das Steuern eines einzigen Varaktors zur gleichen Zeit geändert.
Typischerweise stellt die Erfindung reibungslose Übergänge bereit, wenn sie eine Faltung von einem Varaktor zum nächsten vornimmt, indem sie eine gewisse Überlappung zwischen dem kapazitiven Effekt jedes Varaktors auf den Schwingkreis T integriert. Zum Beispiel können die Schaltungsparameter von 4 (z.B. die Werte der Widerstände, die Größe des Stromflusses von den Stromquellen) so ausgewählt werden, dass V_control2 34B damit beginnt, sich ausgehend von seinem eingeschwungenen Zustand zu verändern (zu welcher Zeit es beginnt, die Kapazität der Varaktoren 28A und 28B zu verändern), bevor V_control1 34A in seinen eingeschwungenen Zustand geht (zu welcher Zeit es aufhört, die Kapazität der Varaktoren 26A und 26B zu verändern). Folglich entsprechen in 3 dann, wenn V_in 32 gleich V2 ist, sowohl V_control1 34A als auch V_control2 34B eher den Punkten auf dem schrägen Teil ihrer jeweiligen Kurven als den horizontalen Abschnitten der Kurven. Durch das Bereitstellen einer ausreichenden Überlappung verringert die faltbare Schaltung die Wahrscheinlichkeit, dass es Totzonen geben wird, die sich auf die Operation des VCO auswirken.
Zur Erzielung von ausreichend reibungslosen Übergängen sollten gewisse Beschränkungen (Constraints) berücksichtigt werden, wenn eine VCO-Schaltung in Übereinstimmung mit der Erfindung ausgelegt wird. Es ist wichtig, dass Schwankungen, die in df_VCO/dV_control auftreten können, wenn der VCO abgestimmt wird, während der Stabilitäts- und Rauschanalysestufe des Designvorgangs für jegliche Rückkopplungsregelschleife, d.h., Phasenregelschleifen, die den VCO enthalten, richtig berücksichtigt werden. Der VCO sollte ausreichende Stabilitätsgrenzwerte aufweisen. Und in einigen Ausführungsbeispielen kann es vorzuziehen sein, zu gewährleisten, dass die Neigung der df/dv-Kurve sich nicht übermäßig verändert.
Die Erfindung stellt signifikante Vorteile gegenüber Designs bereit, die lediglich feste Kondensatoren in den Schwingkreis hineinschalten oder daraus herausschalten. Die Erfindung stellt reibungslose Übergänge bereit, während die Schaltung in jedem sukzessiven Varaktor/Kondensator einen Faltungsvorgang durchführt. Deshalb werden Phasensynchronisierungsschleifen in einem Empfänger, der den VCO verwendet, nicht dazu gezwungen, jedes Mal dann erneut einzuschalten (re-lock), wenn ein Schaltungselement in die Schaltung hinein oder aus der Schaltung heraus gefaltet wird. Dies steht in einem markanten Kontrast zu einer hart schaltenden Vorrichtung, in der ein derartiges erneutes Einschalten jedes Mal dann auftreten könnte, wenn ein Kondensator in die Schaltung hinein oder aus der Schaltung heraus geschaltet würde.
Kurz gesagt, die Schaltung von 4 wird in den Kurven C_gs gegen V_gs und V_out gegen V_in reibungslose Übergänge aufweisen. Darüber hinaus kann durch das Erlauben einer gewissen Überlappung eine reibungslose Abstimmcharakteristik f_Oszillator gegen V_in erzielt werden.
In dem Fall, in dem die Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B keine s-förmige C-V-(Kapazität gegenüber Spannung)-Charakteristik aufweisen, kann die Erfindung eine faltbare Schaltung verwenden, die so ausgelegt ist, dass sie die Transferfunktionen aufweist, wie diese in 6 veranschaulicht sind. In den hochohmigen Bereichen 50A–C und 52A–C jeder Transferfunktion ist das entsprechende Steuersignal (z.B. V_control1 34A) effektiv eine Leerlaufschaltung (open-circuit). Als eine Folge davon sind die Varaktoren (z.B. die Varaktoren 26A–B), die von diesem Steuersignal gesteuert werden, effektiv elektrisch gegenüber dem Schwingkreis T isoliert. Konsequenterweise leistet ein Varaktor nur dann bis zu einem beträchtlichen Grad einen Beitrag zu den Oszillatoroperationen, wie zum Beispiel der Aufwärtskonvertierung, wenn das Steuersignal des Varaktors in dem niederohmigen Bereich der Transferfunktion arbeitet.
In diesem Ausführungsbeispiel wird ein zusätzlicher Pfad bereitgestellt, der reibungslos in den Schwingkreis T eines festen Kondensators schaltet, der eine Kapazität aufweist, die gleich der maximalen Varaktorkapazität an dem oberen Limit des Abstimmbereichs eines entsprechenden Varaktors ist. Obwohl der Varaktor in diesem Ausführungsbeispiel keine Kappkapazitätscharakteristik aufweist, die den Varaktor auf natürliche Weise aus dem Schaltkreis herausnimmt, erzielen Umschaltungen in der faltbaren Schaltung die gleiche Wirkung und führen dies auf eine relativ reibungslose Art und Weise durch.
7 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer CMOS-Faltungsschaltung, die die Transferfunktionen von 6 implementiert. Die Schaltung von 7 umfasst drei FETs 54A–C, die mit ihren Gates 56A–C parallel geschaltet sind und von einem Steuersignal 32 angesteuert werden. Verbunden mit der Source 58A–C jedes FET 54A–C ist ein Widerstand 60A–C. In diesem Ausführungsbeispiel weisen die Widerstände 60A–C für die drei FETs 54A–C unterschiedliche Widerstandswerte auf. Der Widerstand der Widerstände 60A–C wird jeweils für den ersten FET 56A mit R bezeichnet, für den zweiten FET 54B mit 2R bezeichnet (d.h., zweimal der Widerstand des ersten Widerstands 60A) und für den dritten FET 56C mit 3R bezeichnet. Die Widerstände 60A–C wiederum sind an die Stromquellen 62A–C angeschlossen, die in diesem Ausführungsbeispiel jede den gleichen Betrag an Ansteuerungsstrom bereitstellen, der mit I bezeichnet wird. Der Stromfluss durch die Widerstände 60A–C erzeugt unterschiedliche Spannungspegel an jeder der FET-Sources 58A–C. In einer Art und Weise, die der ähnlich ist, die in Verbindung mit dem Ausführungsbeispiel von 4 besprochen worden ist, werden die Werte für die Stromquellen 62A–C und die Widerstände ausgewählt, um Spannungspegel bereitzustellen, die die Schaltung in die Lage versetzen, sukzessive die Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B zu steuern.
In dem Ausführungsbeispiel von 7 wird jedes Ausgangssignal (V_control1 34A, V_control2 34B und V_control3 34C) über ein Paar aus nFET und pFET zugeführt. V_n und V_p sind Vorspannsignale (bias signals), die an die Gates der nFETs 64A–C und der pFETs 66A–C angelegt werden. Diese Vorspannsignale werden zusammen mit den Spannungspegeln, die für die FETs 54A–B und andere Schaltungskomponenten gesetzt sind, so ausgewählt, dass das nFET- und pFET-Paar für jedes Ausgangssignal 34A–C zu der geeigneten Zeit durchschaltet bzw. leitet, um die gewünschten Transferfunktionen zu erzeugen (d.h., wie diese in 6 gezeigt sind).
Aus Gründen der Erleichterung werden sowohl das Ausführungsbeispiel von 4 als auch das Ausführungsbeispiel von 7 als die Varaktoren in 2 steuernd beschrieben. Es sollte jedoch klar sein, dass die beiden Ausführungsbeispiele typischerweise verwendet würden, um auch andere Typen von Varaktoren zu steuern als dies hier diskutiert wird.
Unter Bezugnahme auf die 6 und 7, wobei V_in 32 bei oder nahe bei 0 V liegt, wird keiner der FETs 54A–C eingeschaltet. Als eine Folge davon wird die Spannung an den Sourcen 68A–C der nFETs 64A–C etwa bei 0 V liegt. Unter diesen Umständen werden die nFETs 64A–C eingeschaltet sein, weil eine ausreichende Vorspannung quer durch ihren Gate-zur-Source-Übergang vorhanden ist; wobei V_n für jeden nFET 64A–C größer spezifiziert ist als die Schwellenwertspannung eines Gate-zur-Source-Übergangs. Aber die pFETs 66A–C werden nicht eingeschaltet sein, weil quer durch ihren Gate-zur-Source-Übergang keine ausreichende Vorspannung vorhanden ist. Dies liegt daran, dass die Spannung an der Source der pFETs 66A–C nicht höher als V_p sein wird. Somit wird jede der Ausgabeleitungen 34A–C den Varaktoren 26A–B, 28A–B und 30A–B eine hohe Impedanz präsentieren, wie dies von den hochohmigen Linien 50A–C in 6 dargestellt ist.
Wenn V_in 32 ansteigt (von links nach rechts in der graphischen Darstellung in 6 hindurchlaufend), wird der erste FET 54A damit beginnen, durchzuschalten, wenn V_in 32 eine Größe erreicht (die in 6 mit V_A bezeichnet wird), mit der es eine ausreichende Spannung quer durch den Gate-Source-Übergang des FET 54A bereitstellt. Es sei aber angemerkt, dass bedingt durch die Benutzung von größeren Widerständen 60B–C für die zweiten und dritten FETs 54B–C die FETs 54B–C nicht eingeschaltet werden, wenn der erste FET 54A zu anfangs eingeschaltet wird. Wenn der erste FET 54A eingeschaltet wird, wird die Spannung an der Source 68A ansteigen. Wenn diese Source-Spannung auf einen Pegel oberhalb von V_p plus die entsprechenden Übergangsspannungen für pFET 66A und nFET 64A ansteigt, dann wird der pFET 66A einschalten. An diesem Punkt wird das Signal V_control1 34A aktiv und wird in einer im Wesentlichen linearen Art und Weise ansteigen, wie V_in ansteigt (siehe den niederohmigen Abschnitt 70A der Transferfunktion, die in 6 dargestellt ist). Wenn V_in 32 weiter ansteigt, wird die Spannung an der Source 68A des nFET 64A schließlich einen Pegel erreichen, an dem sie höher als V_n minus die Schwellenwertspannung für den nFET 64A ist. An diesem Punkt wird der nFET 64A ausgeschaltet und die Leitung V_control1 34A wird wiederum eine hohe Impedanz 52A präsentieren, wie dies in 6 dargestellt ist.
Wenn V_in 32 weiter ansteigt, wird schließlich der zweite FET 54B einschalten, und eine ähnliche Sequenz von Ereignissen, wie sie gerade für V_control1 34A beschrieben worden ist, wird passieren, um V_control2 34B zu aktivieren. Wenn V_in 32 immer noch weiter ansteigt, wird der dritte FET 54C eingeschaltet und die Schaltung wird das Signal V_control3 34C erzeugen. Somit wird jedes Ausgangssteuersignal 34A–C sequentiell über einen vorbestimmten Bereich aktiviert. Wenn ein gegebenes Steuersignal 34A–C nicht aktiviert ist, präsentiert es seinem Varaktor 26A–B, 28A–B und 30A–B eine hohe Impedanz.
Wenn ein Steuersignal in einen hochohmigen Zustand übergeht, werden die assoziierten Varaktoren effektiv von dem Oszillatorschwingkreis T isoliert. Um die entsprechende Verringerung in der Kapazität in dem Oszillatorschwingkreis T auszugleichen, werden die FETs 72A–C verwendet, um die Kondensatoren 74A–C elektrisch in den Schwingkreis T einzukoppeln (z.B. zu schalten). Wenn ein FET 72A–C abgeschaltet wird (aufgrund einer zu niedrigen Spannung an seinem Gate), stellt der FET 72A–C eine hohe Impedanz bereit, die effektiv den assoziierten Kondensator 74A–C von dem Schwingkreis T isoliert.
Die Vorspannungs- bzw. Ansteuersignale (bias signals) V_f für die FETs 72A–C werden so gesetzt, dass dann, wenn ein nFET (z.B. 64A) abschaltet, der entsprechende FET (z.B. 72A) einschaltet. Wenn der FET 72A einschaltet, stellt er einen relativ niederohmigen Pfad zur Wechselstrom-Masse bereit, der effektiv den Kondensator 74A mit dem Schwingkreis T koppelt. Die Werte für die Kondensatoren 74A–C werden so gewählt, dass die Kapazität, die in den Schwingkreis T hineingekoppelt wird, wenn ein FET 72A–C einschaltet, der gleiche Wert an Kapazität ist, der von dem Varaktor 26A–B, 28A–B oder 30A–B gerade in dem Augenblick bereitgestellt wurde, bevor das Steuersignal 34A–C für den Varaktor 26A–B, 28A–B oder 30A–B zurück zu dem hochohmigen Zustand 52A–C gegangen ist (6). Somit stellt eine Schaltung, die gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung aufgebaut ist, reibungslose Übergänge bereit, während sie sequentiell jeden Varaktor 26A–B, 28A–B oder 30A–B in den Schwingkreis T hineinfaltet oder aus diesem herausfaltet. Bezeichnenderweise begrenzt die Erfindung aufgrund der Reibungslosigkeit dieses Prozesses den Betrag an Rauschen, der ansonsten in das System durch die Addition und/oder die Subtraktion von Schaltungselementen zu dem bzw. von dem Oszillator durch harte Schaltverfahren eingeführt würde.
Aus dem Obigen wird ersichtlich, dass durch die richtige Auswahl der Vorspannsignale (z.B. V_p, V_n und V_f) und der Gleichstrom-Offsets (DC offsets) (z.B. die Spannung, die an der Source der FETs gebildet wird, um den entsprechenden FET in die Lage zu versetzen, bei einem bestimmten Pegel von V_in einzuschalten) das vorliegende Ausführungsbeispiel der Erfindung gestaffelte s-förmige Charakteristiken erzielen kann, die der Schaltung von 4 ähnlich sind. Diese Auswahl hängt neben anderen Faktoren auch von der Anzahl von FETs in der Schaltung ab. Wenn mehrere FETs verwendet werden, um eine große Anzahl an Schritten bereitzustellen, wird jeder der Offsets und der Gleichstrom-Offsets spezifiziert werden müssen, so dass die Stufen in einer im Wesentlichen sequentiellen Reihenfolge aktiviert werden.
Es sollte auch klar sein, dass die faltbaren Schaltungen, die hier beschrieben werden, reibungslose Übergänge bereitstellen, auch wenn V_in abnimmt. In diesem Fall, wenn V_in abnimmt, falten sich die Stufen sequentiell in einer Reihenfolge hinein und heraus, die der oben beschriebenen entgegengesetzt ist.
Wie hier diskutiert worden ist, verwendet die Erfindung Faltungstechniken anstatt ein hartes Schalten, um mehrere kleine Varaktoren sequentiell und reibungslos in den frequenzbestimmenden Schaltkreis eines VCO einzufügen. Verglichen mit dem harten Schalten von festen Kondensatoren erlauben die hier beschriebenen Techniken, dass der VCO eine gewünschte Frequenz im Angesicht von Temperatur- und anderen Umgebungs- und elektrischen Schwankungen ohne unerwünschte Phasen- und Amplitudenübergänge aufrecht erhalten kann.
Diese Faltungstechnik, die an die Varaktorsteuerung angelegt wird, ist in der Lage, das Phasenrauschen in VCOs beträchtlich zu reduzieren, in denen das Flackerrauschen, das von der nichtlinearen Varaktorkapazität aufwärtskonvertiert wird, der vorherrschende Rauschmechanismus ist. Weil die Frequenzempfindlichkeit jeder Varaktorsteuerleitung um etwa N gegenüber der Einzelvaraktorsteuerung verringert wird, sind die Rauschanforderungen, die an die faltbare Schaltung angelegt werden, bescheiden, und eine große Verlustleistung und ein großer Leistungsbereich ist nicht erforderlich. Somit ist es im Allgemeinen erwünscht, sehr kleine Varaktoren (d.h. mit einer niedrigen Kapazität) zu verwenden, um das Signalrauschen so weit wie möglich zu reduzieren. Diese Designauswahl muss natürlich unter Berücksichtigung anderer Beschränkungen des Schaltungsdesigns getroffen werden.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Schaltung von 7 werden die kleinen Varaktoren sukzessive durch feste Kondensatoren ersetzt. Durch die Verwendung von festen Kondensatoren kann der effektive Q des Oszillatorschwingkreises verbessert werden. Dies liegt daran, dass feste Kondensatoren, die im Allgemeinen mit Metallelektroden und einem verlustarmen Dielektrikum wie etwa Siliziumdioxid auf einer integrierten Schaltung realisiert sind, weniger Reihenwiderstand aufweisen werden als ein Varaktor, der mit einer Halbleiterstruktur realisiert ist. Der niedrigere Reihenwiderstand führt zu weniger Verlust und einem höheren Q. Dies wiederum reduziert das Phasenrauschen, was im Stand der Technik allgemein bekannt ist.
Die verbesserte Leistung des VCO kann für eine verbesserte Systemleistung ausgenutzt werden, oder alternativ kann die VCO-Leistung verkleinert werden, um den Systemleistungsverlust bei dem gleichen Strom zu reduzieren.
Aus dem oben Aufgeführten kann man sehen, dass die Erfindung effektive Techniken zur Reduzierung der Flackerrauschen-Aufwärtskonvertierung in Oszillatoren bereitstellt, in denen die Mittenfrequenz unter Verwendung von Elementen mit variabler Kapazität (Varaktoren) abgestimmt wird. Insbesondere stellt die Erfindung ein Verfahren zur Reduzierung von Flackerrauschen bereit, das von internen Komponenten des Oszillators erzeugt wird. Obwohl bestimmte beispielhafte Strukturen und Operationen beschrieben worden sind, ist die Erfindung nicht darauf beschränkt. Zum Beispiel kann eine Vielfalt von Schaltkreisen verwendet werden, um die Funktionen der FETs bereitzustellen, die hier beschrieben worden sind. Ein Oszillator kann mit einer oder mehreren faltbaren Schaltungen ausgelegt werden, oder er kann ein oder mehrere VCO-Steuersignale umfassen. Somit soll der Schutzbereich der Erfindung gemäß den Ansprüchen bestimmt werden, die unten dargelegt sind.

Claims

Steuerbarer Oszillator (12) mit: einer faltbaren Schaltung (14), die auf ein Steuersignal (32) anspricht, das eine Vielzahl von Spannungsbereichen definiert, und die eine Vielzahl von Varaktor-Steuersignalen (34) erzeugen kann, wobei jedes der Varaktor-Steuersignale (34) mit wenigstens einem Spannungsbereich assoziiert ist, und wobei die faltbare Schaltung (14) ein ausgewähltes Varaktor-Steuersignal (34) erzeugt, wenn sich ein Pegel eines Steuersignals (32) innerhalb eines Spannungsbereichs befindet, der mit dem ausgewählten Varaktor-Steuersignal (34) assoziiert ist, wobei die faltbare Schaltung (14) aufweist: einen ersten Transistor (36, 54) zum Erzeugen eines ersten der Varaktor-Steuersignale (34), um einen ersten der Varaktoren (22) zu steuern, im Ansprechen auf das Steuersignal (32), das einen ersten der Spannungsbereiche definiert; und einen zweiten Transistor (36, 54) zum Erzeugen eines zweiten der Varaktor-Steuersignale (34), um einen zweiten der Varaktoren (22) zu steuern, im Ansprechen auf das Steuersignal (32), das einen zweiten der Spannungsbereiche definiert, wobei der Oszillator (12) des Weiteren aufweist: eine Oszillator-Schaltung (16), die eine Vielzahl von Varaktoren (22) umfasst, die mit dem Oszillator (12) jeweils elektrisch gekoppelt sind, und die reibungslos zwischen der Vielzahl von Varaktoren (22) im Ansprechen auf die Vielzahl von Varaktor-Steuersignalen (34) übergeht, wobei die Varaktoren die Betriebsfrequenz des Oszillators (12) beeinflussen.
Steuerbarer Oszillator (12) nach Anspruch 1, wobei jedes der Varaktor-Steuersignale (34) mit einem einzigen Spannungsbereich assoziiert ist.
Verfahren zum Steuern der Betriebsfrequenz eines Oszillators (12), das die folgenden Schritte umfasst: Empfangen eines Signals (32), das sich auf eine erwünschte Veränderung der Betriebsfrequenz des Oszillators (12) bezieht; Bereitstellen einer Vielzahl von Varaktor-Steuersignalen (34) zum kontinuierlichen Übergang zwischen einer Vielzahl von Varaktoren (22), um die Betriebsfrequenz des Oszillators (12) zu verändern; wobei die Varaktoren (22) mit dem Oszillator (12) jeweils elektrisch gekoppelt sind; und wobei ein erstes Varaktor-Steuersignal (34) erzeugt wird, wenn ein Pegel des Steuersignals (32) gleich einem ersten Signalpegel ist, wobei das erste Varaktor-Steuersignal (34) für einen ersten der Vielzahl von Varaktoren (22) bereitgestellt wird, um den ersten der Varaktoren (22) zu steuern; und wobei ein zweites Varaktor-Steuersignal (34) erzeugt wird, wenn ein Pegel des Steuersignals (32) gleich einem zweiten Signalpegel ist, wobei das zweite Varaktor-Steuersignal (24) für einen zweiten der Vielzahl von Varaktoren (22) bereitgestellt wird, um den zweiten der Varaktoren (22) zu steuern.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei das erste Varaktor-Steuersignal (34) für den ersten der Vielzahl von Varaktoren (22) bereitgestellt wird, um die Kapazität des ersten Varaktors zu ändern, um die Betriebsfrequenz des Oszillators (12) zu verändern; und wobei das zweite Varaktor-Steuersignal (34) für den zweiten der Vielzahl von Varaktoren (22) bereitgestellt wird, um reibungslos zwischen dem ersten und dem zweiten Varaktor überzugehen, um eine Veränderung der Betriebsfrequenz des Oszillators (12) zu bewirken.
Steuerbarer Oszillator (12) nach Anspruch 1, wobei die Phase und Frequenz des Oszillators (12) sich während reibungsloser Übergänge zwischen der Vielzahl von Varaktoren (22) kontinuierlich ändern.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Schritt des Bereitstellens einer Vielzahl von Varaktor-Steuersignalen (34) des Weiteren umfasst, dass die Phase und Frequenz des Oszillators (12) während reibungsloser Übergänge kontinuierlich gehalten werden.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der Schritt des Bereitstellens des zweiten Varaktor-Steuersignals (34) des Weiteren das Verändern der Betriebsfrequenz des Oszillators (12) ohne Phasen- oder Frequenzunterbrechungen umfasst.