DE102005042789B4

DE102005042789B4 - Schwingkreis und Oszillator mit Schwingkreis

Info

Publication number: DE102005042789B4
Application number: DE102005042789A
Authority: DE
Inventors: Tindaro Pittorino
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2005-09-08
Filing date: 2005-09-08
Publication date: 2008-04-03
Anticipated expiration: 2025-09-09
Also published as: DE102005042789A1; US7463107B2; US20070085613A1

Abstract

Schwingkreis, umfassend:
– ein frequenzbestimmendes Element (2);
– wenigstens ein parallel zu dem frequenzbestimmenden Element (2) angeordnetes schaltbares frequenzänderndes Element (1, 1a),
dadurch gekennzeichnet dass,
das frequenzändernde Element (1, 1a) aufweist:
– zwei in Reihe geschaltete Transistoren (T1, T2), deren Steueranschlüsse (13, 23) mit einem Knoten (90) zur Zuführung eines festen Potenzials (Vout) und deren erste Anschlüsse (12, 22) miteinander sowie mit einem Steuereingang (S1) zur Zuführung eines Steuersignals (CTRL, CTRL1) für ein Schalten des frequenzändernden Elements (1, 1a) verbunden sind.

Description

Die Erfindung betrifft einen Schwingkreis nach den Oberbegriffen der Ansprüche 1 und 13 und einen Oszillator mit dem Schwingkreis nach dem Oberbegriff des Anspruchs 16.
Oszillatoren dienen der Erzeugung eines Ausgangssignals mit einer bestimmten Frequenz. Die Frequenz des Ausgangssignals wird durch die Resonanzfrequenz eines in dem Oszillator vorhandenen Schwingkreises festgelegt. Dabei ist es möglich, durch geeignete Maßnahmen die Resonanzfrequenz des Schwingkreises durch Hinzufügen beziehungsweise Wegschalten frequenzändernder Elemente zu beeinflussen.
Allgemein wird dabei zwischen einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO – voltage controlled oscillator) und einem digital regelbaren Oszillator (DCO – digitally controlled oscillator) unterschieden. Bei spannungsgesteuerten Oszillatoren wird die Frequenz des Ausgangssignals über eine kontinuierlich veränderbare Gleichspannung beeinflusst. Damit wird eine gleichförmige und kontinuierliche Frequenzänderung des Ausgangssignals erreicht. Bei einem digital steuerbaren Oszillator werden abhängig von einem digitalen Steuerwort die frequenzändernden Elemente dem Schwingkreis hinzugefügt beziehungsweise von diesem getrennt. Dadurch ändert sich die Ausgangsfrequenz eines digital steuerbaren Oszillators in wertdiskreten Schritten.
Die Druckschrift von Thomas H. Lee: The Design of CMOS Radiofrequency integrated circuits, 2. Edition 2004 zeigt auf Sei te 643 in 17.36 eine einfache Darstellung eines Oszillators mit einer festen Ausgangsfrequenz. Diese wird durch den Schwingkreis aus den beiden Spulen L und der Kapazität C bestimmt.
Durch zusätzliche schaltbare frequenzändernde Elemente lässt sich die Ausgangsfrequenz des dargestellten Oszillators beeinflussen.
Die Druckschriften US 5,739,730 und US 2005/0174184 zeigen verschiedene Ausgestaltungen eines Schwingkreises mit abstimmbaren Elementen. Dabei wird ein die Resonanzfrequenz des Schwingkreises änderndes Element mittels Transistoren in den Schwingkreis geschaltet. Die Druckschrift DE 103 92 359 T2 zeigt einen HF-Schalter mit einem Transistor, der über seinen Drain-Anschluss aktivierbar ist.
5 zeigt einen weiteren bekannten Schwingkreis mit einem frequenzändernden Element. Das frequenzändernde Element umfasst dabei die beiden in Reihe geschalteten Kondensatoren C1 und C2. Diese sind parallel zu der Spule L1 angeordnet. Die Ausgangsknoten O1 und O2 dienen zum Abgriff eines Differenzsignals mit der Resonanzfrequenz des dargestellten Schwingkreises. Zwischen den beiden in Reihe geschalteten Kondensatoren C1 und C2 des frequenzverändernden Elementes sind die Transistoren T1 und T2 angeordnet. Ein erster Anschluss eines jeden Transistors ist mit je einem Anschluss eines der Kondensatoren C1, C2 verbunden. Des Weiteren sind die ersten Anschlüsse der beiden Transistoren über je einen Widerstand R1 mit dem Massepotenzialanschluss M1 verbunden. Ebenso sind die Substratanschlüsse der beiden Transistoren T1 und T2 mit dem Massepotenzial M1 gekoppelt. Die jeweils zweiten Anschlüsse der Transistoren sind miteinander gekoppelt.
Die Transistoren T1 und T2 dienen dazu, in einem Betrieb des Schwingkreises mithilfe eines Steuersignals an den Steueranschlüssen SC1 das frequenzändernde Element in den Schwingkreis zu schalten und so die Resonanzfrequenz des Schwingkreises zu verändern.
Für den Fall, dass die beiden Transistoren T1 und T2 in einen leitenden Zustand geschaltet sind, verhalten sich die Transistoren wie Widerstände mit niedrigen Widerstandswerten. Die beiden Kondensatoren C1, C2 sind dann in den Schwingkreis geschaltet. Falls die Kapazitätswerte der beiden Kondensatoren C1 und C2 gleich sind, beträgt die Gesamtkapazität des frequenzändernden Elementes C/2. Wenn die beiden Transistoren T1 und T2 in einen sperrenden Zustand geschaltet sind, verhalten sie sich wie ein offener Schalter mit einem hohen ohmschen Widerstand. In einem solchen Fall ergibt sich die Gesamtkapazität durch den Ausdruck
Dabei stellt der Kapazitätswert C_par eine durch die beiden Transistoren induzierte parasitäre Kapazität dar. Dies ist eine Eigenschaft der verwendeten Transistoren und beispielsweise vom Aufbau, der Art und dem Material der Transistoren abhängig. Da die Transistoren, in dem geschlossenen Zustand, dem so genannten "On-State" einen möglichst geringen Widerstand aufweisen sollten, sind ihre Abmessungen relativ groß. Daraus folgt, dass für gewöhnlich die verwendeten MOS-Feldeffekttransistoren auch große parasitäre Kapazitäten aufweisen. Damit wird auch eine effektive Kapazitätsänderung zwischen dem angeschalteten Zustand, dem "On-State" und dem abgeschalteten Zustand, dem "Off-State" reduziert.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Schwingkreis anzugeben, bei dem das frequenzändernde Element ohne große parasitäre Kapazitäten schaltbar ist. Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, einen Oszillator mit dem Schwingkreis und mit einem verbesserten Phasenrauschen bereitzustellen.
Diese Aufgaben werden mit den Gegenständen der unabhängigen Patentansprüche 1, 13 und 16 gelöst. Ausgestaltungsformen und Ausführungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Nach dem vorgeschlagenen Prinzip umfasst der Schwingkreis ein frequenzbestimmendes Element sowie wenigstens ein parallel zu dem frequenzbestimmenden Element angeordnetes schaltbares frequenzänderndes Element. Dieses enthält wenigstens zwei in Reihe geschaltete Transistoren, deren Steueranschlüsse mit einem Knoten zur Zuführung eines festen Potenzials und deren erste Anschlüsse miteinander sowie mit einem Steuereingang zur Zuführung eines Regelsignals für ein Schalten des frequenzändernden Elementes verbunden sind.
Die Erfindung löst das oben genannte Problem, in dem die Steuerung zum Schalten des frequenzändernden Elementes von den Steueranschlüssen der Transistoren weg und auf deren Quellenanschlüsse gelegt wird. Gleichzeitig wird den Steueranschlüssen der Transistoren ein festes Potenzial oder eine Steuerspannung zugeführt. Diese kann von einer geregelten Spannung abgeleitet sein.
Damit ist bei der Erfindung die Spannung am Steueranschluss unabhängig von dem Schaltzustand der Transistoren, eine Änderung des Schaltzustandes erfolgt über eine Änderung der Spannung an einem der Anschlüsse der Transistoren und nicht mehr am Steueranschluss. Somit ist eine zugeführte Steuerspannung am Steueranschluss unabhängig von dem Schaltzustand der Transistoren im Wesentlichen konstant. Durch diese neuartige Ansteuerung des Schalters verringern sich die parasitären Kapazitäten auch in einem abgeschalteten Zustand der Transistoren.
Zweckmäßig ist der Differenzbetrag zwischen dem fest angelegten Potenzial und dem Quellenpotenzial der beiden Transisto ren in einem geschalteten Zustand, dem "On-State" größer als der Betrag einer Schwellenspannung der Transistoren. In einem, einen offenen Schalter repräsentierenden Zustand, dem "Off-State" der Transistoren ist bezogen auf das Massepotenzial die Spannung am Steueranschluss der Transistoren ebenfalls größer als die Schwellenspannung. Entsprechend ist in einer Ausführung die Steuerspannung am Steueranschluss vom Betrag her größer als die Schwellenspannung der Transistoren des Schalters.
In einer Weiterbildung der Erfindung umfasst das frequenzändernde Element zwei in Reihe geschaltete Ladungsspeicher. Zwischen diesen sind die beiden in Reihe geschalteten Transistoren angeordnet. In einer Ausgestaltung sind die zwei Transistoren als Metall-Isolator-Feldeffekttransistoren ausgebildet. Alternativ werden die zwei Transistoren durch Metall-Oxid-Feldeffekttransistoren gebildet. In einer anderen Ausgestaltung sind die als Schalter ausgeführten Transistoren als JFE-Transistoren (junction field effect transistor) oder als HEM-Transistoren (high electron mobility transistor) ausgeführt. Dabei können die Transistoren sowohl als n-Kanalals auch als p-Kanal-Transistoren ausgebildet sein.
In einer Weiterbildung der Erfindung umfassen die zwei Transistoren jeweils einen Substratanschluss, der mit einem Bezugspotenzial verbunden ist. Dieses kann beispielsweise das Massepotenzial sein. In einer anderen Ausgestaltungsform der Erfindung umfasst das frequenzbestimmende Element weiterhin eine Induktivität oder einen Ladungsspeicher mit einer festen Kapazität. Das frequenzbestimmende Element kann als Teil eines LC-Schwingkreises oder auch eines RC-Schwingkreises ausgeführt sein.
In einer Weiterbildung der Erfindung umfasst das Regelsignal, welches dem Steuereingang zuführbar ist ein erstes Potenzial oder wenigstens ein zweites Potenzial. Das erste Potenzial stellt dabei das feste Potenzial dar. Das wenigstens eine zweite Potenzial ist in seiner Ausgestaltung durch das Bezugspotenzial gebildet.
Zur Bereitstellung eines geeigneten Regelsignals bietet sich in einer Weiterbildung der Erfindung an, den Steuereingang mit einer Inverterschaltung zu koppeln. Diese kann beispielsweise an eine geregelte Spannungsquelle angeschlossen sein, dessen Ausgangsspannung größer als die Schwellenspannung der Transistoren ist. Dadurch wird ein geeigneter und von Versorgungsspannungsschwankungen weitgehend unabhängiges Regelsignal erzeugt.
Zur Bildung eines Oszillators sind zudem ein erster Abgriff sowie ein zweiter Abgriff vorgesehen, an denen in einem Betrieb des Oszillators ein Differenzoszillatorsignal abgreifbar ist. Der Oszillator umfasst neben dem Schwingkreis zusätzlich ein verstärkendes Element, welches parallel zu dem frequenzbestimmenden Element des Schwingkreises angeordnet ist. Bevorzugt ist das verstärkende Element mit einer negativen Impedanz ausgeführt, die eine Dämpfung hervorgerufen durch den Schwingkreis korrigiert.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung im Detail erläutert.
Es zeigen:
1 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schwingkreises,
2 ein Ausführungsbeispiel eines Oszillators mit mehreren schaltbaren frequenzändernden Elementen,
2a ein anderes Ausführungsbeispiel eines Oszillators mit schaltbarem frequenzändernden Element,
3 eine Ausgestaltungsform einer Treiberschaltung zur Erzeugung des Steuersignals,
4 ein Spannungskapazitätsdiagramm zur Erläuterung des erfinderischen Prinzips,
5 einen bekannten Schwingkreis mit einem frequenzändernden Element.
1 zeigt eine Ausgestaltungsform des erfindungsgemäßen Schwingkreises. Der Schwingkreis umfasst dabei ein erstes frequenzbestimmendes Element 2 mit einer Spule L1 sowie mit einem dazu parallel angeordneten Kondensator CS. Mit der Spule L1 und dem Kondensator CS sind jeweils zwei Ausgangsabgriffe O1 und O2 verbunden. An diesen wird in einem Betrieb des Schwingkreises ein Differenzsignal bereitgestellt. Die Frequenz des Differenzsignals entspricht im eingeschwungenen Zustand des Schwingkreises der Resonanzfrequenz, die durch das frequenzbestimmende Element 2 sowie dem frequenzändernden Element 1 bestimmt ist.
Das frequenzändernde Element 1 ist ebenfalls parallel zu dem frequenzbestimmenden Element 2 und im Besonderen zu der Spule L1 und dem Kondensator CS angeordnet. Das Element 1 umfasst zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren C1, C2, deren Kapazitätswerte im Ausführungsbeispiel gleich groß gewählt sind. Zwischen den beiden Kondensatoren C1 und C2 sind die Transistoren T1, T2 als Schalter angeordnet. In einem Betrieb des Schwingkreises wirken sie als Schalter und schalten somit das frequenzändernde Element zu dem Schwingkreis hinzu oder trennen das Element 1 von dem Schwingkreis. Dadurch ändert sich die gesamte Kapazität des Schwingkreises und somit die Resonanzfrequenz.
Die beiden Transistoren T1, T2 sind mit ihren jeweils ersten Anschlüssen 11, 21 an die Kondensatoren C1 beziehungsweise C2 angeschlossen. Die jeweils zweiten Anschlüsse 12, 22 der Transistoren T1 und T2 sind mit dem Steuereingang S1 für den Schaltvorgang mit dem Steuersignal CTRL verbunden. Die Steueranschlüsse 13, 23 führen zu dem Eingang 90.
Dem Eingang 90 wird im Betrieb ein festes Potenzial zugeführt. Im Fall der hier gezeigten n-MOS-Feldeffekttransistoren ist dies das Potenzial Vout, das beispielsweise von einer geregelten Spannungsquelle bereitgestellt werden kann und von einem Versorgungspotenzial abgeleitet ist. Durch Zuführung des Steuersignals CTRL am Steuereingang S1 lassen sich die Transistoren T1, T2 in einen leitenden beziehungsweise sperrenden Zustand schalten und somit das frequenzändernde Element 1 dem Schwingkreis hinzufügen beziehungsweise wegschalten. Damit werden nicht mehr die Steueranschlüsse zur Regelung des Schaltverhaltens der Transistoren, sondern die entsprechenden Quellen- oder Senkenanschlüsse verwendet.
Im Folgenden soll als nicht einschränkendes Beispiel zur Verdeutlichung angenommen werden, dass die dargestellten Transistoren als n-Kanal-Feldeffekttransistoren ausgeführt sind.
Weiterhin soll das Potenzial Vout größer als das Massepotenzial GND sein. Wenn nun beispielsweise das Steuersignal CTRL auf das Massepotenzial GND gezogen ist, wird die Spannung bei geeignet großer Wahl von Vout zwischen den Anschlüssen 13, 23 und 12, 22 größer als die Schwellenspannung U_TH (engl.: Threshold-Spannung) der Transistoren. Dies bedeutet, dass die Transistoren einen leitfähigen Kanal ausbilden. Die beiden Transistoren T1, T2 befinden sich im leitenden Zustand, der als "On-State" bezeichnet wird.
Aufgrund einer AC-Kopplung durch die beiden Kondensatoren C1 und C2 fließt kein Gleichstromanteil durch das frequenzändernde Element 1. Der Regeleingang S1 wirkt vielmehr als Wechselspannungsmasse. Die Transistoren T1, T2 verhalten sich im leitenden Zustand wie einfache Widerstände, wobei der Widerstand von den Abmessungen der beiden Transistoren, insbesondere von der Kanallänge sowie der Kanalbreite abhängt.
Wenn hingegen das Kontrollsignal CTRL am Regeleingang S1 auf ein hohes Potenzial, beispielsweise das Potenzial Vout gezogen wird, verhalten sich die beiden Transistoren T1, T2 wie in Sperrrichtung geschaltete Dioden. Dadurch wird ein ausgebildeter leitender Kanal zerstört und der Widerstand der Struktur erhöht sich stark. Das frequenzändernde Element 1 verhält sich nun so, als sei es vom Rest des Schwingkreises abgetrennt.
Die parasitäre Kapazität C_par eines Transistors ist abhängig von einer Veränderung des Potenzials am Steueranschluss oder, bezogen beispielsweise auf in Massepotenzial abhängig von der Spannung am Steueranschluss. Diese Abhängigkeit ist im Diagramm gemäß 4 für einen MOS-Feldeffekttransistor mit einem p-dotierten Substrat dargestellt. Das Substrat bildet die Basiszelle für einen n-MOS-Feldeffekttransistor.
Die Kurve CK1 in der 4 zeigt die parasitäre Kapazität C_HF eines derartigen Transistors in Abhängigkeit der Spannung am Steueranschluss V_G für Eingangssignale mit hohen Frequenzen am Quellen- und Senkenanschluss. Entsprechend bildet die Kurve CK2 den Verlauf der parasitären Kapazität C_LF für niedrige Frequenzen in Abhängigkeit der Steuerspannung V_G ab. Für Steuerspannungen größer als die Schwellenspannung V_TH wird die parasitäre Kapazität C_par für hohe Frequenzen gering, während sie für niedrige Frequenzen wieder ansteigt.
Da bei der Erfindung die Steueranschlüsse der Transistoren immer auf einem festen Potenzial liegen, das bezüglich des Massepotenzials vom Betrag her größer ist als ein Betrag des entsprechenden Schwellenpotenzials bezüglich des Massepotenzials, ergibt sich eine geringe parasitäre Kapazität für die Transistoren T1 und T2. Vereinfacht gesagt gilt, dass die fest eingestellte Gate- oder Steuerspannung V_G an den Transistoren vom Betrag her immer Größer ist als die Schwellenspannung V_TH. Unter dem Begriff Betrag ist der vorzeichenlose Wert der Spannung oder des Potenzials zu verstehen.
Die geringere parasitäre Kapazität C_par ist unabhängig von dem zugeführten Steuersignal CTRL. Bei dem bekannten Ausführungsbeispiel in 5 ändert sich das Signal am Steueranschluss C1. In dem sperrenden Zustand der Transistoren T1 und T2 nach der bekannten Ausführungsform in 5 führt dies dazu, dass die Potenzialdifferenz am Steueranschluss bezüglich des Massepotenzials geringer wird als das Schwellenpotenzial bezüglich des Massepotenzials. Dies bedeutet, dass bei der bekannten Ausführungsform die Steuerspannung V_G im sperrenden Zustand der Transistoren kleiner ist als die Schwellenspannung V_TH. Wie in dem Diagramm in 4 zu entnehmen ist, steigt bei einer kleinen Steuerspannung V_G die parasitäre Kapazität Ci wieder an.
Die Erfindung verhindert somit eine nachteilhafte Änderung der parasitären Kapazität in Abhängigkeit des Schaltzustandes der Transistoren T1 und T2 und ermöglicht die Realisierung eines Schalters mit einer vom Schaltzustand unabhängigen geringen parasitären Kapazität. Da die parasitären Kapazitäten bei hohen Frequenzen nun kleiner sind, lassen sich die die Abmessungen der Kondensatoren C1 und C2 der frequenzändernden Elemente reduzieren und/oder eine Induktivität des Schwingkreises vergrößern. Insgesamt sinkt der Platzverbrauch des erfindungsgemäßen Schwingkreises. Gleichzeitig wird aber auch das Amplitudensignal größer und damit das Phasenrauschen des Schwingkreises verbessert.
Für n-Kanal-Transistoren kann beispielsweise als Steuerspannung im Bereich von 0,8 V bis 3,0 V, insbesondere im Bereich von 0,8 bis 1,5 V verwendet werden, beispielsweise 1 V oder 1,2 V verwendet werden. Ein möglicher und keineswegs einschränkender Spannungswert am Steueranschluss für p-Kanal-Transistoren beträgt 0V.
Das hier dargestellte Prinzip lässt sich in gleicher Weise auch auf p-Kanal-Feldeffekttransistoren anwenden. In einem solchen Fall sind die Steueranschlüsse 13 und 23 der beiden Transistoren T1 und T2 auf ein niedriges, beispielsweise bezüglich des Massepotenzials GND negatives Potenzial zu legen. Ein leitender Zustand für p-Kanal-Feldeffekttransistoren wird mit dem Kontrollsignal CTRL dann erreicht, wenn dieses auf das Massepotenzial gezogen wird. Für einen sperrenden Zustand muss das Kontrollsignal ein negatives Potenzial aufweisen.
Abhängig von der gewählten Art des Transistors, beispielsweise selbstsperrend, wie hier dargestellt oder selbstleitend, dem Kanaltyp und anderen Parametern sind verschiedene Abwandlungen der zu wählenden Potenziale und Spannungen möglich. Wesentlich ist jedoch, dass die Steuerspannung so gewählt ist, dass sie betragsmäßig größer als die Schwellenspannung ist.
2 zeigt eine Ausgestaltungsform eines Oszillators mit einem Schwingkreis und darin mehreren frequenzändernden Elementen. Die frequenzändernden Elemente 1, 1a sind wiederum parallel zu dem frequenzbestimmenden Element 2 mit der Kapazität CS und der Spule L1 angeordnet. Zwischen den Knoten K1 und K3 des ersten und des zweiten frequenzändernden Elementes 1, 1a ist der Ausgangsabgriff O1 vorgesehen. Entsprechend ist der Ausgangsabgriff O2 zwischen den Knoten K2 und K4 der frequenzändernden Elemente 1, 1a angeordnet.
Jedes der frequenzändernden Elemente 1, 1a enthält zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren C1, C2 sowie C3, C4, deren Kapazitätswerte jeweils gleich groß sind. Zwischen den Kondensatoren C1 bis C4 der frequenzändernden Elemente 1, 1a sind jeweils zwei Feldeffekttransistoren T1 bis T4 angeordnet. Ihren Steueranschlüssen wird im Betrieb das geregelte Potenzial Vout zugeführt, welches betragsmäßig größer als das entsprechende Schwellenpotenzial der Transistoren T1 bis T4 ist. Die Substratanschlüsse der einzelnen Transistoren sind wiederum mit einem Anschluss für das Massepotenzial GND verbunden.
Zur Frequenzänderung des dargestellten Oszillators wird das digitale Kontrollwort CTRL1 den Regeleingängen S1 oder S2 zugeführt. Abhängig von der gewünschten Ausgangsfrequenz werden dadurch die als Schalter wirkenden Transistoren in einen leitenden beziehungsweise einen sperrenden Zustand geschaltet. Die Frequenz eines Ausgangssignals an den Abgriffen O1, O2 ändert sich durch Hinzufügen oder Wegschalten der frequenzändernden Elemente 1, 1a.
Zur Korrektur der Dämpfung oder positiven Impedanz des Resonanzkreises aus dem frequenzbestimmenden Element 2 und den frequenzändernden Elementen 1, 1a sind jeweils zwei negative Impedanzverstärker vorgesehen. Diese umfassen jeweils ein paar kreuzgekoppelter Feldeffekttransistoren V1 bis V4. Im Einzelnen sind erste Anschlüsse der p-Kanal-Feldeffekttransistoren V1, V2 an den Versorgungseingang 95 zur Zuführung des Versorgungspotenzials VDD angeschlossen. Ihre Steueranschlüsse sind mit dem zweiten Anschluss des jeweils anderen Transistors verbunden. In entsprechender Weise ist ein zweiter negativer Impedanzverstärker mit den n-Kanal-Feldeffekttransistoren V3, V4 zwischen den Massepotenzialanschluss 96 für das Massepotenzial GND und den Knoten K3, K4 geschaltet.
Der in 2 dargestellte wertdiskret einstellbare Oszillator dient zur Erzeugung von Ausgangssignalen mit vier unterschiedlichen Frequenzen. Diese lassen sich durch die 2 Bitwertigen Steuersignale CTRL1 und CTRL2 einstellen. Durch eine entsprechende weitere Parallelschaltung zusätzlicher frequenzändernder Elemente lässt sich der wertdiskret abstimmbare Oszillator erweitern. Je nach gewünschter Frequenz werden die Bits des Steuersignals CTRL1 oder CTRL2 auf den logischen Zustand "low" oder "high" geschaltet, was durch Signale mit niedrigem oder hohem Pegel erfolgt. Den Steuereingängen S1, S2 werden dadurch entweder das Massepotenzial oder ein zweites Potenzial zugeführt. Dabei ist es möglich, dass alle zusätzlichen Kondensatoren C1, C2 und C3, C4 im Wesentlichen gleiche Kapazitätswerte aufweisen. Ebenso ist es denkbar, diese mit unterschiedlichen Kapazitätswerten auszubilden, sodass sich beispielsweise zwei benachbarte frequenzändernde Elemente um jeweils den Faktor zwei unterscheiden. Dies erlaubt eine binäre Gewichtung der einzelnen frequenzändernden Elemente.
Die Steuereingänge S1, S2 des erfindungsgemäßen Schwingkreises bilden aufgrund der AC-Kopplung und des differenziellen Abgriffs eine Wechselspannungsmasse. Zur Reduzierung eines Rauschanteils an den Eingängen S1, S2 kann ein weiterer Kondensator als Filter hinzugeschaltet werden.
2a zeigt eine leicht abgewandelte Ausgestaltung eines Oszillators mit einem frequenzändernden Element in seinem Schwingkreis. Wirkungs- bzw. funktionsgleiche Bauelemente tragen die gleichen Bezugszeichen. In dieser Ausführung sind zwei Spulen L1 in Serie zu dem Kondensator Cs geschaltet und bilden gemeinsam mit ihm das frequenzbestimmende Element. Dies ermöglicht eine Differenzsignalverarbeitung. Hier ist nur ein einzelner Entdämpfungsverstärker mit einem Transistorpaar V3, V4 vorgesehen, die durch n-Kanal Feldeffekttransistoren gebildet werden. Das frequenzändernde Element mit den beiden über die Transistoren T1, T2 schaltbaren Kondensatoren C1 und C2 ist wieder parallel zu dem Kondensator Cs angeordnet.
3 zeigt eine Ausgestaltungsform einer Treiberschaltung für die Bereitstellung des Steuersignals CTRL. Wirkungs- be ziehungsweise funktionsgleiche Bauelemente tragen wieder die gleichen Bezugszeichen. Die Treiberschaltung enthält zwei nacheinander angeordnete Inverterschaltungen I1, I2. Diese umfassen jeweils zwei in Reihe geschaltete Feldeffekttransistoren unterschiedlichen Kanaltyps. Die Eingangsanschlüsse der zweiten Inverterschaltung I2 sind an den Ausgang der ersten Inverterschaltung I1 angeschlossen. Den Eingangsanschlüssen der ersten Inverterschaltung I1 wird das eigentliche Kontrollsignal CTRL' am Regeleingang S99 zugeführt.
Zur Verringerung möglicher Spannungsschwankungen und damit einer Änderung des Steuersignals CTRL am Ausgang S1 der zweiten Inverterschaltung I2, werden diese von einer Bandabstands-Referenzspannungsquelle versorgt. Anstatt der Bandabstandsreferenz lässt sich auch jede andere Referenzspannungsquelle einsetzen. Die dargestellte Quelle umfasst einen Operationsverstärker OP, dessen Ausgang mit den Inverterschaltungen I1 und I2 verbunden sind. Ein Teil der Ausgangsspannung Vout des Operationsverstärkers OP wird über den Widerstand R5 auf die Basisanschlüsse der Referenztransistoren ST1 und ST2 rückgeführt. Gleichzeitig wird mit dem Verhältnis der Widerstände R5 und R4 die Ausgangsspannung Vout eingestellt.
Gleichzeitig lässt sich die eigentliche Referenzspannungsquelle durch die Transistoren ST1 und ST2 aus der Ausgangsspannung Vout über die Widerstände R3 und R3' betreiben. Es ergibt sich eine wesentlich bessere Unterdrückung von möglichen Eingangsspannungsschwankungen. Bei einer geeignete Wahl der Widerstände R1 und R2 erzeugt der Operationsverstärker OP eine konstante Ausgangsspannung Vout mit geringen Toleranzen und niedrigen Temperaturabhängigkeiten. Die Ausgangsspannung Vout wird ebenfalls den Eingängen 90 und 91 der Schwingkreise nach 1 und 2, 2a zugeführt.
Der erfindungsgemäße Schwingkreis und der Oszillator eignen sich vor allem für hochfrequente mobile Applikationen, beispielsweise zur Bereitstellung eines Lokaloszillatorsignals in einem Phasenregelkreis eines Sendeempfängers. Wegen der höheren Elektronenbeweglichkeit bieten n-Kanal-Feldeffekttransistoren einen geringeren Widerstand im leitenden Zustand. Durch eine entsprechende Vertauschung der dargestellten Potenziale sowie eine Änderung den Steuereingängen zugeführten Steuersignale lassen sich p-Kanal-Feldeffekttransistoren verwenden.
Erfindungsgemäß wird somit im Betrieb des Schwingkreises die Steuerspannung bei n-Kanal-Feldeffekttransistoren immer größer und bei p-Kanal-Feldeffekttransistoren immer kleiner als die Schwellenspannung gehalten. Dadurch verringert sich bei Signalfrequenzen im Bereich von 1 GHz und höher die parasitären Kapazitäten gegenüber herkömmlichen Schwingkreisen deutlich. Gleichzeitig erfolgt eine selbsttätige Einstellung des Arbeitspunktes ähnlich dem Betrieb in einer Diode.

1, 1: frequenzänderndes Element
2: frequenzbestimmendes Element
90: Steuereingang
13, 23: Steueranschluss

12, 22: erster Anschluss
11, 21: zweiter Anschluss
95, 96: Versorgungsanschlüsse
K1, K2, K3, K4: Knoten
CK1, CK2: Kurven
O1, O2: Ausgangsabgriffe
V1, V2, V3, V4: Impedanzverstärkertransistoren
CS: Kondensator
L1: Spule
T1, T2: Feldeffekttransistoren
C1, C2: Kondensatoren
S1, S2: Steuereingänge
CTRL, CTRL1: Steuersignale
CTRL': Steuersignal
GND: Massepotenzial
VDD: Versorgungspotenzial
I1, I2: Inverter
S99: Steuereingang
SPG: geregelte Spannungsquelle
OP: Operationsverstärker
R1, R2, ..., R5: Widerstände
SC1: Steuersignal
ST1, ST2: Transistoren

Claims

Schwingkreis, umfassend: – ein frequenzbestimmendes Element (2); – wenigstens ein parallel zu dem frequenzbestimmenden Element (2) angeordnetes schaltbares frequenzänderndes Element (1, 1a), dadurch gekennzeichnet dass, das frequenzändernde Element (1, 1a) aufweist: – zwei in Reihe geschaltete Transistoren (T1, T2), deren Steueranschlüsse (13, 23) mit einem Knoten (90) zur Zuführung eines festen Potenzials (Vout) und deren erste Anschlüsse (12, 22) miteinander sowie mit einem Steuereingang (S1) zur Zuführung eines Steuersignals (CTRL, CTRL1) für ein Schalten des frequenzändernden Elements (1, 1a) verbunden sind.
Schwingkreis nach Anspruch 1, bei dem das frequenzändernde Element (1, 1a) zwei in Reihe geschaltete Ladungsspeicher (C1, C2) umfasst, zwischen denen die zwei in Reihe geschalteten Transistoren (T1, T2) angeordnet sind.
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 2, bei dem die zwei Transistoren (T1, T2) als Metall-Isolator-Feldeffekttransistoren ausgebildet sind.
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem eine Differenz zwischen dem festen Potential (Vout) am Steueranschluss (13, 23) und einem Bezugspotenzial vom Betrag her größer ist als eine Schwellenspannung (V_TH) der zwei Transistoren (1, 1a).
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die Transistoren (T1, T2) vom n-Leitfähigkeitstyp sind und eine Steuerspannung am Steueranschluss (13, 23) größer ist als eine Schwellenspannung der Transistoren (T1, T2).
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Transistoren (T1, T2) vom p-Leitfähigkeitstyp sind und eine Steuerspannung am Steueranschluss (13, 23) kleiner ist als eine Schwellenspannung der Transistoren (T1, T2).
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die zwei Transistoren (1, 1a) jeweils einen Substratanschluss aufweisen, der mit einem Bezugspotenzial (GND) verbunden ist.
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem das frequenzbestimmende Element (2) eine Induktivität (L1) umfasst.
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem das frequenzbestimmende Element (2) einen Ladungsspeicher (CS) mit einer festen Kapazität umfasst.
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem das Steuersignal (CTRL, CTRL1) ein erstes Potenzial oder wenigstens ein zweites Potenzial aufweist, wobei das erste Potenzial das feste Potenzial (Vout) und das wenigstens eine zweite Potenzial ein Bezugspotenzial (GND) ist.
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei dem eine geregelte Spannungsquelle (SPG) zur Bereitstellung des festen Potentials (Vout) vorgesehen ist.
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 11, bei dem der Steuereingang (S1) zur Zuführung eines Steuersignals (CTRL) mit einem Ausgang eines Inverters (I2) gekoppelt ist, der zu Versorgung an die geregelte Spannungsquelle (SPG) angeschlossen ist.
Ein abstimmbarer Schwingkreis, umfassend: – einen ersten Schwingkreis; – wenigstens ein parallel zu dem ersten Schwingkreis angeordnetes kapazitives Element (1, 1a); – einen mit Transistoren (T1, T2) ausgebildeten Schalter, gekoppelt mit dem kapazitives Element (1, 1a) zum Schalten des wenigstens einen kapazitiven Elements (1, 1a) in den ersten Schwingkreis, dadurch gekennzeichnet, dass die Transistoren (1, 1a) zwei einnehmbare Schaltzustände aufweisen, wobei in den zwei einnehmbaren Schaltzuständen eine an je einem Steueranschluss (13, 23) der Transistoren (T1, T2) zugeführte Spannung während eines Schaltvorgangs konstant bleibt und ein Schaltvorgang durch ein Steuersignal (CTRL) an jeweils einem ersten Anschluss (12, 22) der Transistoren (T1, T2) erfolgt.
Schwingkreis nach Anspruch 13, bei dem die am Steueranschluss (13, 23) zugeführte Spannung vom Betrag größer ist als eine Schwellenspannung (V_TH) des wenigstens einen Transistors (1, 1a).
Schwingkreis nach einem der Ansprüche 13 bis 14, bei dem das kapazitive Element (1, 1a) eine Reihenschaltung mit zwei Ladungsspeichern (C1, C2) umfasst, zwischen denen der Schalter angeordnet ist.
Oszillator mit einem Schwingkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 15, weiter umfassend: – einen ersten Abgriff (O1) und einen zweiten Abgriff (O2) zur Abgabe eines Differenzoszillatorsignals; – ein verstärkendes Element (V1, V2, V3, V4) mit negativer Impedanz, das parallel zu dem frequenzbestimmenden Element (2) angeordnet ist.
Oszillator nach Anspruch 16, bei dem das verstärkende Element (V1, V2, V3, V4) wenigstens ein Transistorpaar (V1, V2) umfasst, deren Steueranschlüsse mit einem ersten Anschluss des jeweils anderen Transistoren (V2, V1) verbunden und deren zweite Anschlüsse an einen Potenzialanschluss (95, 96) angeschlossen sind.
Oszillator nach einem der Ansprüche 16 bis 17, der einen Einstelleingang zur Zuführung eines digitalen Einstellsignals für eine Frequenzeinstellung umfasst, wobei das Steuersignal (CTRL, CTRL1) für ein Schalten des frequenzändernden Elements (1, 1a) aus dem digitalen Einstellsignal abgeleitet ist.