DE19929234B4

DE19929234B4 - Ladungspumpenschaltung, insbesondere für eine elektrische Phasenregelschleife

Info

Publication number: DE19929234B4
Application number: DE1999129234
Authority: DE
Inventors: Timo Gossmann
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 1999-06-25
Filing date: 1999-06-25
Publication date: 2006-12-21
Anticipated expiration: 2019-06-26
Also published as: DE19929234A1

Abstract

Ladungspumpenschaltung, insbesondere für eine Phasenregelschleife, aufweisend
a) eine von ein em ersten digitalen Ansteuersignal (UP) schaltbare Stromquelleneinheit, welche bei Aktivierung durch das erste Ansteuersignal (UP) einen Strom definierter Stärke an einen Ausgang (CP_out) der Ladungspumpenschaltung liefert,
b) wobei die Stromquelleneinheit eine ersten einstellbare Konstantstromquelle (MP_out, MPL) umfasst, welche im Strompfad vom positiveren Potential (VDD) der Versorgungsspannung der Ladungspumpenschaltung zum Ausgang (CP_out) der Ladungspumpenschaltung liegt und so eingestellt ist, dass bei geschlossenem Strompfad der Strom definierter Stärke zum Ausgang (CP_out) fließt, und
c) wobei die Stromquelleneinheit einen ersten steuerbaren elektronischen Schalter (S2B) umfasst, welcher im Strompfad vom positiveren Potential (VDD) der Versorgungsspannung zum Ausgang (CP_out) angeordnet ist und diesen abhängig vom ersten Ansteuersignal (UP) schaltet;
d) eine von einem zweiten digitalen Ansteuersignal (DOWN) schaltbare Stromsenkeneinheit, welche bei Aktivierung durch das zweite Ansteuersignal (DOWN) einen Strom definierter Stärke vom Ausgang (CP_out) der Ladungspumpenschaltung abführt,
e) wobei die...

Description

Die Erfindung betrifft eine Ladungspumpenschaltung (Charge Pump).
Phasenregelschleifen, die auch als PLL (Phased Locked Loop) bezeichnet werden, ermöglichen es, mit Hilfe einer hochgenauen Referenzfrequenz eine weitere hochgenaue und stabile Frequenz zu erzeugen, die von der Referenzfrequenz abweichen kann. In digitalen Phasenregelschleifen wird gewöhnlich im Anschluss an den Phasen- oder Phasen-Frequenz-Detektor eine Ladungspumpenschaltung eingesetzt.
1 zeigt das Prinzip einer digitalen Phasenregelschleife in Form eines Blockschaltbildes. Im Folgenden wird die Funktion einer solchen bekannten Schaltung erläutert. Mit der in 1 dargestellten digitalen Phasenregelschleife soll, unterstützt durch eine hochgenaue Referenzfrequenz F_ref, eine hochgenaue und stabile Frequenz F_VCO erzeugt werden. Die erzeugte stabile Frequenz F_VCO kann ungleich der Referenzfrequenz F_ref sein und beträgt insbesondere ein ganzzahliges Vielfaches der Referenzfrequenz F_ref.
Wie in 1 dargestellt, erzeugt ein Quarz-stabilisierter Oscillator Q eine Frequenz F_Q, welche mit einem Referenzteiler R bis auf die benötigte Referenzfrequenz F_ref heruntergeteilt wird. Die Ausgangsfrequenz F_VCO eines spannungsgesteuerten Oszillators (Voltage Control Oscillator) VCO wird ebenfalls mittels eines weiteren Frequenzteilers N heruntergeteilt.
Die beiden Signale mit der Referenzfrequenz F_ref und der heruntergeteilten Frequenz F_VCO/N des spannungsgesteuerten Oszillators werden in einem Phasen(-Frequenz-)-Detektor PD mitein ander verglichen. Der Phasendetektor PD erzeugt an seinem Ausgang zwei Pulsweiten-modulierte Impulsfolgen UP und DOWN, die in fester Beziehung zum Phasen- bzw. Frequenzunterschied der beiden Signale an seinen beiden Eingängen stehen. Wenn die geteilte Frequenz F_VCO/N zu hoch gegenüber der Referenzfrequenz F_ref ist, bzw. wenn die Phase des Signals mit der Frequenz F_VCO/N derjenigen des Signals mit der Frequenz F_ref voreilt, wird der Phasendetektor PD seinen für die Impulsfolge DOWN zuständigen Ausgang gegenüber seinem für die Impulsfolge UP zuständigen Ausgang länger „einschalten". Umgekehrtes gilt bei entgegengesetzten Phasenlagen.
Bei genau gleicher Phasenlage der beiden Eingangssignale am Phasendetektor PD werden seine beiden Ausgänge für eine kurze Zeit genau gleich lang eingeschaltet. Dieser Vorgang wird als Anti-Backlash-Impuls (ABL) bezeichnet. Das Einfügen eines solchen Anti-Backlash-Impulses ist aus dynamischer Sicht günstiger als keinen der beiden Ausgänge einzuschalten, da bei sehr kleinen Phasenabweichungen durch die Trägheit der Schaltung sonst unter Umständen keine definierten Strompulse geliefert werden könnten und sich eine Tot-Zeit der Regelung ergeben würde.
Die UP- und DOWN-Impulsfolgen steuern eine Ladungspumpe CP an, an deren Ausgang ein Schleifenfilter LF angeschlossen ist, das als Integrator des Pumpenstroms wirkt und an dessen Ausgang eine Steuerspannung V_tune erzeugt wird. Ein Impuls auf der die Impulsfolge UP übertragenden Leitung veranlasst die Ladungspumpe CP dazu, einen Strom definierter Stärke in das Tiefpass-Schleifenfilter LF zu leiten („Sourcen"), so dass die Steuerspannung V_tune am Ausgang des Tiefpass-Schleifenfilters LF durch die in dieses Filter LF transportierte Ladungsmenge über die Dauer des Impulses steigt. Ein Impuls auf der die Impulsfolge DOWN übertragenden Leitung zieht einen Strom aus dem Schleifenfilter LF heraus („Sinken"), so dass die Steuerspannung V_tune über die Dauer des betreffenden Impulses fällt. Die mittlere Spannungsänderung am Schleifenfilter LF wird also bei gleich großen Strömen ausschließlich von der relativen Dauer der Impulse der Impulsfolgen UP und DOWN zueinander bestimmt.
Bei genau gleichen Phasen der hinsichtlich ihrer Frequenz geteilten Eingangssignale des Phasendetektors PD, also beim Auftreten des Anti-Backlash-Impulses am Ausgang des Phasendetektors PD, ändert sich die Steuerspannung V_tune am Ausgang des Schleifenfilters LF idealerweise nicht, da der Nettostrom in das Schleifenfilter LF dann Null ist, und auch keine Nettoladungsmenge in das Schleifenfilter oder vom Schleifenfilter LF weg transportiert wird. Die sich am Schleifenfilter LF einstellende Ausgangsspannung V_tune dient nun als Steuerspannung für den spannungsgesteuerten Oszillator VCO, dessen Frequenz F_VCO somit durch die Phasenregelschleife an die Frequenz des Quarz-stabilisierten Oszillators Q gekoppelt wird.
Die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO ergibt sich aus dem Produkt der Referenzfrequenz und dem Teilerverhältnis N, da die Phasenregelschleife die Tuningspannung V_tune so lange verändern wird, bis die sich dann ergebende Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO geteilt durch den Faktor N der Referenzfrequenz F_ref entspricht. Um die gesamte Steuerkennlinie des spannungsgesteuerten Oszillators VCO ausnutzen zu können, muss die Steuerspannung V_tune des VCO und damit die Ausgangsspannung des passiven Schleifenfilters LF einen großen Spannungsbereich abdecken können.
Der nutzbare Spannungsbereich der Steuerspannung V_tune soll also idealerweise bis nahe an das Null-Potential und nahe an die Versorgungsspannung heranreichen. Dies ist vor allem in portablen Anwendungen wichtig, da dort die Versorgungsspannungen im 3 V-Bereich liegen und tendenziell in der Richtung 2,7 V gehen.
Für das stabile Einrasten einer Phasenregelschleife ist es zwingend erforderlich, dass während eines Referenz-Zyklus die von der Ladungspumpe CP in das Tiefpass-Schleifenfilter LF transportierte Nettoladung Null ist, da sich erst dann im Mittel eine stabile Steuerspannung V_tune für den spannungsgesteuerten Oszillator VCO einstellen kann. Wenn dies der Fall ist, ist im Frequenzspektrum des VCO eine einzige Linie zu sehen, die lediglich systembedingt von einem mehr oder weniger ausgeprägten Rauschmantel umgeben ist.
In der Praxis treten allerdings durch stets vorhandene Nicht-Idealitäten in der Schaltungsanordnung der Ladungspumpe CP Störungen auf, die der Tuning-Spannung einen – wenn auch sehr kleinen – zusätzlichen transienten und periodisch mit der Referenzfrequenz verlaufenden Beitrag aufmodulieren. Im Spektrum des Signals des spannungsgesteuerten Oszillators VCO existieren daher Nebenwellenspitzen (Spurs) auf beiden Seiten der Trägerfrequenz F_VCO in einem Abstand, der dem Einfachen bzw. Mehrfachen der Referenzfrequenz entspricht.
2 zeigt eine bekannte Ladungspumpenschaltung in CMOS-Technik, die in verschiedenen integrierten PLL-Schaltungsbausteinen Anwendung finden soll.
Der aus vier PMOS-Transistoren MP1, MP2, MP3 und MP4 bestehende SOURCE-Zweig stellt einen geschalteten Stromspiegel dar, der einen Referenzstrom I_refSOURCE mit einem bestimmten Spiegelverhältnis multipliziert und von der Spannungsversorgung VDD in einen Ausgangsanschluss CP_out über den oberen in 2 fett eingezeichneten Weg leitet, sobald ein an einen Steuereingang UPN angelegtes Steuersignal logisches LOW-Potential aufweist. An den Steuereingang UPN wird die invertierte Impulsfolge UP vom ersten Ausgang des in 1 dargestellten Phasendetektors PD angelegt. Der das Spiegelverhältnis angebende Strommultiplikationsfaktor kann beispielsweise, wie in dem in 2 dargestellten Ausführungsbeispiel, gleich 12 sein.
Eine entsprechende Funktion für den SINK-Zweig der in 2 dargestellten Ladungsschaltung haben vier NMOS-Transistoren NM1, NM2, NM3 und NM4, die dafür sorgen, dass während eines logischen HIGH-Potentials der am Steuereingang DOWN zugeführten Impulsfolge der mit dem Spiegelverhältnis multiplizierte Strom I_refSINK aus dem Ausgangsanschluss CP_out über den unteren in 2 fett eingezeichneten Weg in Richtung des Massepotentials VSS geleitet wird. An dem Steuereingang DOWN wird die Impulsfolge DOWN vom zweiten Ausgang des in 1 dargestellten Phasendetektors PD angelegt.
In der Ladungspumpenschaltung nach 2 ebenfalls in CMOS-Technologie vorgesehene Transistoren C_SOURCE und C_SINK dienen aufgrund ihrer Verschaltung dazu, den Einschaltvorgang des SOURCE- bzw. SINK-Pumpenzweigs kapazitiv zu beschleunigen. Der Anti-Backlash-Impuls kann deshalb kurz (ca. 2 – 6 ns) gehalten werden, wobei sich bei eingerasteter Phasenregelschleife nominell nur während dieser Zeit Auswirkungen auf die Steuerspannung V_tune ergeben können, da nur dann die Stromquellen bzw. die Stromquelle und die Stromsenke eingeschaltet sind.
Bei realen Schaltungsanordnungen ergeben sich jedoch Unterschiede zu diesem idealen Verhalten. Dazu müssen die Ladungsverteilungen in der Ausgangsstufe während des ABL-Pulses und nach dessen Abklingen betrachtet werden. Zur Vereinfachung sollen im Folgenden nur die Verhältnisse für den SINK-Zweig der Ladungspumpe betrachtet werden. Die Abläufe im SOURCE-Zweig erfolgen entsprechend, allerdings auf das Versorgungspotential VDD bezogen.
Während des RBL-Impulses wird der NMOS-Transistor MN2 eingeschaltet, zieht einen zwischen den NMOS-Transistoren MN1 und MN2 liegenden Schaltungsknoten A auf ein niedrigeres Potential von ca. 0 V und ermöglicht somit durch den NMOS-Transistor MN1 einen SINK-Strom, dessen absolute Größe durch das Vorspannungspotential auf der Leitung I_refSINK eingestellt wird.
Nach Ende des ABL-Impulses wird der Schaltungsknoten A wieder vom Spannungspotential VSS (= Masse) weggeschaltet.
Nach dem Abschalten würde sich der Knoten A jetzt über den Ausgangstransistor MN1 so lange aufladen und damit einen Strom aus dem an den Ausgang CP_out angeschlossenen Schleifenfilter LF (in 1 dargestellt) ziehen, bis der Potentialunterschied zwischen den Knoten I_refSINK und A auf die Einsatzspannung V_TN von MN1 abgeklungen ist. Bei sehr kleinen Referenzfrequenzen würde sich der Knoten A sogar bis auf die Spannung an CP_out aufladen, da MN1 auch im Subthreshold-Bereich einen endlichen Strom leiten kann. Der Ausgangstransistor MN1 sperrt dann, abgesehen vom Subthreshold-Bereich, und stoppt den Entladevorgang des Schleifenfilters LF.
Da die Transistoren MN1 und MN2 eine sehr große Weite besitzen können, ist die parasitäre Kapazität am Schaltungsknoten A sehr groß und dieser Vorgang kann relativ lange andauern. Dieser Effekt tritt ebenfalls im SOURCE-Zweig der Ladungspumpe am zwischen den beiden PMOS-Transistoren MP1 und MP2 liegenden Schaltungsknoten B auf. Selbst durch ein nominelles Angleichen der parasitären Kapazitäten an Knoten A und B lassen sich die Effekte nicht für alle möglichen Betriebszustände der Ladungspumpe gegenseitig kompensieren.
Es wird als in jedem Referenzzyklus nach dem Anti-Backlash-Impuls ABL netto eine bestimmte Ladungsmenge im Schleifenfilter LF umgesetzt. Diese muss die Phasenregelschleife durch Verziehen des ABL-Impulses, d.h. durch Verlängern entweder der SOURCE- oder SINK-Dauer, wieder ausgleichen. Dadurch entstehen insgesamt also Transienten der Steuerspannung V_tune, die als Nebenwellenspitzen (Spurious) im Frequenzspektrum des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators VCO zu sehen sind. Zur Vermeidung dieses Effekts ist es bekannt, in den Ladungspumpenschaltungen zusätzliche Entladungstransistoren N_DISCH und P_DISCH in der in 2 dargestellten Weise vorzusehen. Im SINK-Zweig der Ladungspumpe ist der Entlade transistor P_DISCH ein PMOS-Transistor und im SOURCE-Zweig ist der Entladetransistor N_DISCH ein NMOS-Transistor. Im Fall des SINK-Zweigs wird bei nicht aktiver SINK, d.h. bei in seinen nicht leitenden Zustand geschaltetem Transistor MN2, der Schaltungsknoten A schnell auf das Versorgungsspannungspotential VDD aufgeladen.
Damit wird auch die GATE-SOURCE-Spannung des Ausgangstransistors MN1 schnell negativ, wodurch dieser Transistor dann ebenfalls sehr schnell sperrt und nur für sehr kurze Zeit nach dem ABL-Impuls einen Fehlerstrom aus dem Schleifenfilter LF zieht. Dadurch ergibt sich im mittleren Spannungsbereich der Steuerspannung V_tune eine erhebliche Reduktion der Nebenwellenspitzen (Spurious).
In der in 2 dargestellten Ladungspumpenschaltung wirken sich die Entladetransistoren N_DISCH und P_DISCH jedoch negativ auf den nutzbaren Spannungsbereich der Steuerspannung V_tun an CP_out aus. Die das Zustandekommen dieses Nachteils beschreibende Erklärung wird im Folgenden wieder stellvertretend für den SINK-Zweig der Ladungspumpe gegeben:
Wenn die Steuerspannung V_tune auf einem so niedrigen Potential liegt, dass der Ausgangsknoten der Ladungspumpe um etwa die Einsatzspannung V_TN des eingesetzten NMOS-Transistors MN1 niedriger ist als das GATE-Vorspannungspotential V_refSINK liegt, tauschen dessen DRAIN- und SOURCE-Anschlüsse die Rolle. Da zwischen den ABL-Impulsen der Entladetransistor P_DISCH ebenfalls leitet, kann während dieser Zeit ein Dauerstrom in das Schleifenfilter LF fließen. Der SINK-Zweig der Ladungspumpe wirkt dann als SOURCE in der Zeit zwischen den ABL-Impulsen.
Diese Ladungsmenge muss die Ladungspumpe während des ABL-Impulses wieder kompensieren. Unter Umständen ist dies sogar unmöglich und die Phasenregelschleife bleibt nicht mehr im Einrastzustand (LOCK). In jedem Fall wird der Steuerspannung V_tune in den besseren Bereichen eine Wechselkomponente überlagert, die die Nebenwellenspitzen (Seitenlinien) in ganzzahligen Abständen der Referenzfrequenz F_ref von der Trägerfrequenz F_VCO des spannungsgesteuerten Oszillators VCO erheblich ansteigen lässt.
Da die Ausgangstransistoren in der Regel sehr große GATE-Weiten haben, tritt dieser Effekt nicht erst dann auf, wenn die Steuerspannung V_tune auf den Spannungswert V_refSINK – V_TN abgesunken ist, sondern auch schon früher, wenn der Subthreshold-Effekt bereits nennenswerte Auswirkungen hat. Deshalb wird bei eingesetzten Ladungspumpen der verwendbare Bereich der Steuerspannung V_tune auf Spannungen eingeschränkt, die lediglich bis etwa 0,7 V an die Versorgungsspannungen heranreichen. Bei niedrigen Versorgungsspannungen, beispielsweise 2,7 V, wird dann der Abstimmbereich für den spannungsgesteuerten Oszillator VCO zu klein.

In dem Dokument US 5,473,283 ist eine Ladungspumpenschaltung angegeben. Dabei sind Stromspiegel vorgesehen, die über jeweilige Stromschalter an einen Ausgang angeschlossen sind.

Eine komplementäre Ladungspumpenschaltung ist in dem Dokument US 5,592,370 angegeben. Dort sind zwei Regler vorgesehen, mit denen interne Schaltungsknoten auf eine geringe Knotenspannung bzw. auf eine hohe Knotenspannung gelegt werden in Abhängigkeit vom Ausgang der Ladungspumpe.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Ladungspumpenschaltung, insbesondere für eine Phasenregelschleife, zu schaffen, bei der ein schnelles Abschalten des am Ausgang der Ladungspumpenschaltung wirksamen Stroms gewährleistet wird, so dass störende Nebenwellenspitzen im Frequenzspektrum des spannungsgesteuerten Oszillators bei einem Einsatz der erfindungsgemäßen Ladungspumpenschaltung in einer Phasenregelschleife verringert werden. Zudem soll ein ausreichend großer Abstimmbereich bei einem Einsatz in einer Phasenregelschleife ermöglicht sowie kapazitive Umladeströme beim Einschalten verringert werden.

Die Erfindung löst diese Aufgabe mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1.

Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, dass durch eine Ausgestaltung der schaltbaren Stromquelleneinheit bzw. der schaltbaren Stromsenkeneinheit derart, dass der steuerbare Schalter im SOURCE-Zweig bzw. SINK-Zweig jeweils zwischen dem Ausgangsknoten und der gegen das jeweilige Potential der Versorgungsspannung geschalteten einstellbaren Konstantstromquelle der Stromquelleneinheit bzw. Stromsenkeneinheit ein schnelleres Abschalten erreichbar ist, als dies bei der Ausführungsform nach 2 (Stand der Technik) der Fall ist, bei der umgekehrt jeweils die Konstantstromquelle der Stromquelleneinheit bzw. Stromsenkeneinheit unmittelbar mit dem Ausgangsknoten der Ladungspumpenschaltung verbunden ist. Das schnelle Auftrennen des jeweiligen Strompfades zwischen dem Ausgang CP_out erfolgt im Wesentlichen unabhängig von den Eigenschaften der Konstantstromquelle der Stromquelleneinheit bzw. Stromsenkeneinheit in dem betreffenden Pfad. Zumindest beim Auftrennen der betreffenden Strompfade zwischen dem Ausgang CP_out und dem jeweiligen Potential der Versorgungsspannung sind somit Einflüsse des Zwischenknotens zwischen dem jeweiligen steuerbaren Schalter und der jeweiligen Konstantstromquelle ausgeschlossen.

Die Konstantstromquellen sind vorzugsweise als Stromspiegel ausgebildet und der Spiegeltransistor (MP_out) der ersten Konstantstromquelle und der Spiegeltransistor (MN_out) der zweiten Konstantstromquelle sind jeweils im geschalteten Strompfad angeordnet. Die Spiegeltransistoren (MP_out, MN_out) sind vorzugsweise als Feldeffekttransistoren ausgebildet.

Der erste (S2B) und zweite steuerbare elektronische Schalter (S1B) sind nach einer Ausführungsform der Erfindung als Transistoren (MNS2, MPS2; MNS1, MPS1), vorzugsweise Feldeffekttransitoren, ausgebildet.

Gemäß der Erfindung ist zusätzlich eine Spannungsverstärker vorgesehen, dessen Eingang die am Ausgang CP_out der Ladungspumpenschaltung anliegende Spannung zugeführt ist und dessen Ausgangsspannung in voller Höhe oder nach Subtrahieren bzw. Addieren einer Teilspannung dem Knoten zwischen dem jeweiligen steuerbaren Schalter und der betreffenden Konstantstromquelle im Pfad zwischen dem Ausgang CP_out und dem jeweiligen Bezugspotential der Versorgungsspannung zugeführt ist. Das Zuführen der Ausgangsspannung bzw. des Teils der Ausgangsspannung des Spannungsverstärkers erfolgt jeweils über einen steuerbaren Schalter, der mit demselben Steuersignal beaufschlagt wird, wie der jeweilige steuerbare Schalter im Pfad zwischen dem Knoten CP_out und dem jeweiligen Bezugspotential der Versorgungsspannung. Dieser steuerbare Schalter schaltet jedoch, bezogen auf die steuerbaren Schalter im Ausgangspfad, bei gleichem Steuersignal in den jeweils entgegengesetzten Schaltzustand. Auf diese Weise wird unmittelbar nach einem Auftrennen des jeweiligen Ausgangs-Strompfads der Knoten zwischen dem steuerbaren Schalter und der Konstantstromquelle auf die am Ausgang aus CP_out entstehende Spannung gebracht oder auf dieser gehalten bzw. auf eine entsprechend geringere Teilspannung gebracht. Das Potential des betreffenden Knotens wird somit bereits vor dem Einschalten der Konstantstromquelle bzw. des Spiegeltransistors der Konstantstromquelle auf einen Wert vorgesetzt, der unkontrollierte kapazitive Umladeströme beim Einschalten der Pumpe minimiert.

In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist jeweils im Strompfad zwischen dem Ausgang CP_out und dem jeweiligen Bezugspotential der Versorgungsspannung ein weiterer steuerbarer elektronischer Schalter vorgesehen, der zwischen dem jeweiligen Bezugspotential und der jeweiligen Konstantstromquelle angeordnet ist. Dieser jeweils weitere steuerbare elektronische Schalter wird im Wesentlichen gleichzeitig zusammen mit dem zwingend vorhandenen steuerbaren Schalter im jeweiligen Strompfad geschaltet. Auf diese Weise ergibt sich der Vorteil, dass der jeweilige Ausgangs-Strompfad beiderseits der Konstantstromquelle aufgetrennt wird. Hierdurch werden die parasitären Kapazitäten der Schalter bzw. Konstantstromquellen im Zeitraum zwischen dem ABL-Impulsen komplett vom Ausgang CP_out weggeschaltet. Zudem muss der bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung vorgesehene Spannungsverstärker zum Aufladen des jeweiligen Knotens im jewei ligen Ausgangs-Strompfad nicht dauernd einen Strom gegen das betreffende eine der Bezugspotentiale der Versorgungsspannung liefern, wenn der betreffende zwingend vorhandene steuerbare Schalter in dem Ausgangs-Strompfad geöffnet ist. Hierdurch ergibt sich der Vorteil einer geringen Strom- bzw. Leistungsaufnahme.

Nach einer Ausführungsform der Erfindung, bei der nur ein Teil der Ausgangsspannung des vorzugsweise vorgesehenen Spannungsverstärkers dem betreffenden Knoten des Ausgangs-Strompfads zugeführt ist, wird diese Teilspannung mittels eines Spannungsteilers erzeugt, der einen Widerstand mit einem festen Widerstandswert und einer weiteren steuerbaren Stromquelle aufweist, wobei die Steuerspannung für den steuerbaren Widerstand dieselbe ist, wie die Steuerspannung für die jeweilige Konstantstromquelle bzw. den Spiegeltransistor der jeweiligen Konstantstromquelle im Ausgangs-Strompfad der Ladungspumpenschaltung.

Weitere Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Zeichnungen erläutert. In der Zeichnung zeigen:
1 das bereits beschriebene Blockschaltbild einer üblichen digitalen Phasenregelschleife (PLL),
2 die bereits beschriebene bekannte Ladungspumpenschaltung,
3 ein Prinzip-Stromlauf einer Ausführungsform der Erfindung,
4 einen weiter detaillierten Stromlauf der Ausführungsform in 3, und
5 ein Beispiel eines Frequenzspektrums, das am Ausgang eines spannungsgesteuerten Oszillators einer realisierten digitalen Phasenregelschleife unter Verwendung einer Ladungspumpenschaltung nach der Erfindung gemäß 4 gemessen wurde.
Der in 3 dargestellte prinzipielle Stromlauf einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Ladungspumpenschaltung weist in ihrem SOURCE-Zweig eine schaltbare Stromquelleneinheit auf, die eine als Stromspiegel ausgebildete Konstantstromquelle umfasst. Der Stromspiegel umfasst die PMOS-Transistoren MPL und MP_out, wobei der Spiegeltransistor MP_out im Ausgangs-Strompfad zwischen dem positiveren Bezugspotential VDD der Versorgungsspannung und dem Ausgang CP_out der Ladungspumpenschaltung wirkt. Im Ausgangs-Strompfad ist beiderseits der Konstantstromquelle bzw. des Spiegeltransistors MP_out, der als PMOS-Transistor ausgeführt sein kann, ein steuerbarer elektronischer Schalter S2A, S2B vorgesehen. Der Stromspiegel multipliziert den in den Anschluss I_refSINK eingespeisten Referenzstrom mit dem Spiegelverhältnis und stellt einen Strom mit entsprechend multiplizierter Stärke am Ausgang CP_out zur Verfügung. Am Eingang UPN wird das invertierte Signal UP des Spannungsdetektors nach 1 angelegt. Des Weiteren ist ein steuerbarer elektronischer Schalter S2C vorgesehen, der die Ausgangsspannung eines Spannungsverstärkers VREP dem Knoten KI2 zwischen dem steuerbaren Widerstand MP_out und dem steuerbaren Schalter S2B zuführt. Der steuerbare Schalter S2C wird ebenso wie die beiden steuerbaren elektronischen Schalter S2A und S2B von dem invertierten Signal UP beaufschlagt, welches am Eingang UPN anliegt. Dabei ist der steuerbare Schalter S2C jedoch so ausgebildet, dass er von dem invertierten Signal UP in den geschlossenen Zustand gesteuert wird, wenn die Schalter S2R und S2B in den geöffneten Zustand gesteuert werden.
Der Spannungsverstärker VREP ist mit seinem Eingang mit dem Ausgangsknoten CP_out der Ladungspumpenschaltung verbunden. Der Spannungsverstärker VREP kann, wie in 2 dargestellt, als Spannungsfolger geschaltet sein.
Der SINK-Zweig der in 3 dargestellten Ladungspumpenschaltung ist entsprechend aufgebaut. Im Ausgangs-Strompfad zwischen dem Ausgang CP_out und dem negativeren Potential der Versorgungsspannung VSS (Masse) ist wiederum eine Konstantstromquelle vorgesehen, die jedoch hier als Stromsenke wirkt. Die Konstantstromquelle als Teil einer schaltbaren Stromsenkeneinheit im SINK-Zweig weist einen NMOS-Transistors MN_out auf, der zusammen mit dem NMOS-Transistor MNL einen Stromspiegel bildet. Beiderseits der Konstantstromquelle bzw. des Spiegeltransistors MN_out sind im Strompfad zwischen dem Ausgang CP_out und dem negativeren Bezugspotential VSS wiederum zwei steuerbare elektronische Schalter S1A und S1B vorgesehen. Die steuerbaren elektronischen Schalter S1A und S1B werden mit dem DOWN-Signal am Ausgang des Phasendetektors PD beaufschlagt. Dabei sind die Zustände der Schalter S1A und S1B mit dem Potential am DOWN-Steuereingang so verknüpft, dass ein HIGH-Pegel am DOWN-Eingang die Schalter schließt. Die Ausgangsspannung des Spannungsverstärkers VREP ist wiederum über einen weiteren steuerbaren elektronischen Schalter S1C dem Knoten KI1 zwischen dem steuerbaren elektronischen Schalter S1B und dem Spiegeltransistor MN_out zugeführt. Der steuerbare Schalter S1C ist ebenfalls mit dem am DOWN-Eingang anliegenden DOWN-Signal des Phasendetektors beaufschlagt und so ausgebildet, dass ein HIGH-Pegel des DOWN-Signals den Schalter S1C öffnet.
Im Folgenden wird die Funktion des SINK-Zweigs der Ladungspumpenschaltung in 3 näher erläutert. Die Funktion des SOURCE-Zweigs der Ladungspumpenschaltung ist dazu „spiegelbildlich", d.h. auch die Ansteuersignale haben gegenüber denen im SINK-Zweig vertauschte Polaritäten.
Liegt ein HIGH-Pegel am DOWN-Eingang des SINK-Zweigs an, wie dies beispielsweise während des ABL-Impulses der Fall ist, so stellt sich am Knoten KA1 zwischen dem Spiegeltransistor MN_out und dem steuerbaren Schalter S1A im wesentlichen Massepotential ein. Das Potential am Knoten KI1 passt sich der am Eingang des Schleifenfilters LF bzw. am Ausgang CP_out der Pumpenschaltung anliegenden Spannung an. Bedingt durch die bei Ladungspumpen meistens erforderlichen großen Pumpenströme und somit relativ großen Weiten der Ausgangstransistoren der Stromspiegel, d.h. hier des Spiegeltransistors MN_out, ist am Knoten KI1 eine relativ große parasitäre Kapazität lokalisiert. Diese muss nach Schließen der steuerbaren Schalter S1A und S1B zunächst auf die Spannung am Ausgang CP_out aufgeladen werden. Obwohl durch den Schalter S1B bzw. die beiden Schalter S1B und S1A erfindungsgemäß ein schnelles Abschalten des Ausgangs-Strompfads zwischen CP_out und VSS erreicht wird, würde ohne Vorhandensein des Spannungsverstärkers VREP unmittelbar nach dem Einschalten der steuerbaren Schalter S1A und S1B zunächst ein undefinierter Strom aus dem Schleifenfilter LF oder gar aus dem SOURCE-Zweig der Pumpe herausgezogen. Diesem Effekt wirkt das Vorsehen des Spannungsverstärkers VREP zusammen mit dem Schalter S1C entgegen. Der Spannungsverstärker muss einen sehr großen Eingangswiderstand haben, beispielsweise in Form einer MOS-Eingangsstufe, um keinen zusätzlichen Strom aus dem Schleifenfilter LF herauszuziehen und die Schleifenfilterspannung bzw. die am Ausgang CP_out anliegende Spannung möglichst ideal an seinem Ausgang zu reproduzieren. Diese Spannung wird über den Schalter S1C an den Knoten KI1 geführt und zwar immer dann, wenn die Schalter S1A und S1B geöffnet sind, d.h. immer dann, wenn der SINK-Strom abgeschaltet ist. Dadurch wird das Potential bereits vor dem Einschalten der Stromsenke bzw. des Stromspiegels des SINK-Zweigs auf einen Wert gesetzt, der unkontrollierte kapazitive Umladeströme beim Einschalten der Pumpe minimiert.
Grundsätzlich würde die Ladungspumpenschaltung gemäß 3 auch ohne den Schalter S1A funktionieren, bzw. wenn dieser immer geschlossen bleibt. Allerdings würde dann über den steuerbaren Widerstand MN_out auch bei geöffnetem Schalter S1B ein Strom gegen das Potential VSS geleitet. Da dieses nicht aus dem Schleifenfilter LF gezogen werden kann, muss er vom Spannungsverstärker VREP über den (in diesem Zustand) geschlossenen Schalter (S1C) bereitgestellt werden. Dies bedeutet einerseits einen zusätzlichen Stromverbrauch. Andererseits muss der Spannungsverstärker VREP so dimensioniert werden, dass er die benötigte Ausgangsspannung auch dann bereitstellen kann, wenn er den betreffenden Ausgangsstrom liefern muss.
Der Spannungsverstärker VREP muss einen möglichst großen COMMON-MODE-Eingangs- und auch -Ausgangsspannungsbereich aufweisen, da er erst dann die Schleifenfilterspannung über einen möglichst großen Bereich kopieren kann.
Ein konkretes Ausführungsbeispiel der in 3 prinzipiell dargestellten Ausführungsform ist in 4 dargestellt. Anders als im Prinzip-Stromlauf nach 3 sind in 4 zum einen reale Bauelemente vorgesehen und zum anderen zusätzliche Maßnahmen ergriffen, um die nicht-idealen Eigenschaften der realen Bauelemente zu kompensieren. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist der Spannungsverstärker VREP weggelassen und anstelle dessen ein Eingang VREP_out vorgesehen, welcher mit dem Ausgang des Spannungsverstärkers verbunden ist. Die Ausbildung des Spannungsverstärkers ist an sich bekannter Art, so dass hier nicht näher darauf eingegangen werden muss.
Auch bei der folgenden Erläuterung des Stromlaufs in 4 wird wiederum nur der SINK-Zweig der Ladungspumpenschaltung beschrieben, da sich der SOURCE-Zweig hierzu wiederum „spiegelbildlich" verhält.
Der Steuereingang DOWN hat die bereits vorstehend beschriebene Funktion. Der Steuereingang DOWN_N führt die hierzu invertierten Pegel. Diese müssen durch entsprechend vorgeschaltete und hier nicht näher dargestellte Inverterstrukturen erzeugt werden.
Wie in der Prinzipschaltung nach 3 stellen die NMOS-Transistoren MNL und MN_out einen Stromspiegel dar. Dieser kann den am Eingang I_refSINK eingespeisten Referenzstrom um das Spiegelverhältnis verstärkt aus dem Ausgang CP_out beziehen, wenn der Ausgangs-Strompfad zwischen CP_out und VSS eingeschaltet ist.
Der Schalter S1A ist bei der Ausführungsform gemäß 4 durch den NMOS-Transistor MNT realisiert, der mit einem HIGH-Pegel am Steuereingang DOWN einen Stromfluss ermöglicht. Der Schalter S1B ist durch ein CMOS-Transfer-Gate, bestehend aus den Transistoren MPS1 und MNS1, realisiert. Das Transfer-Gate wird ebenfalls mit einem HIGH-Pegel am Eingang DOWN bzw. mit einem LOW-Pegel am Steuereingang DOWN_N eingeschaltet.
Die Ausbildung des Schalters S1B durch ein Transfer-Gate hat den Vorteil, dass durch die entgegengesetzt gerichteten Schaltsignale an den Steuereingängen DOWN und DOWN_N die kapazitiven Überkopplungen der Schaltsignale auf den Ausgang CP_out kompensiert werden können (Clock-Feedthrough-Cancellation).
Der Schalter S1C ist bei der Ausführungsform in 4 ebenfalls durch ein CMOS-Transfer-Gate realisiert, welches aus den Transistoren MNT1 und MNTT1 besteht. Der wesentliche Grund für die Ausbildung des Schalters S1C als Transfer-Gate ist jedoch in diesem Fall in dem gegenüber einem Einzeltransistor geringerem Durchgangswiderstand zu sehen. Die Verwendung eines einzelnen NMOS-Transistors ist nicht ausgeschlossen. Ein Verzicht auf die Transfergatestruktur ist grundsätzlich ebenso möglich, wobei jedoch ggf. entstehende Performanceverluste hingenommen werden müssen. Der Schalter S1B würde dann durch einen NMOS-Transistor und der Schalter S2B durch einen PMOS Transistor realisiert.
Durch die aus 4 ersichtliche Verschaltung der Transistoren MPS1, MNS2, MPT1, MNT1 und MNT im Hinblick auf die Ansteuersignale DOWN und DOWN_N gewährleistet, dass bei einem HIGH-Pegel des Signals DOWN bzw. einem LOW-Pegel des Signals DOWN_N ein Stromfluss vom Ausgang CP_out der Ladungspumpe zum negativen Bezugspotential VSS der Ladungspumpe stattfinden kann und dass bei invertierten Pegeln die rückgeführte Schleifenfilterspannung an den internen Knoten KI1 geführt wird.
Wie aus 4 ersichtlich, wird jedoch die replizierte Schleifenfilterspannung nicht direkt an das dem Schalter S1C entsprechende Transfer-Gate gelegt, sondern hiervon erst noch eine Teilspannung abgezogen. Dies wird durch einen Widerstand R1 erreicht, der von einem definierten Offset-Ruhestrom durchflossen wird. Dieser wird mit Hilfe eines am Stromspiegel angeschlossenen Transistor MNB erzeugt. Durch diesen Spannungsoffset wird erreicht, dass bereits im Ruhezustand der Pumpe der Spannungsabfall am ausgangsseitigen Transfer-Gate eingestellt wird, der sich beim Ausgangsnennstrom durch den Innenwiderstand des Transfer-Gates ohnehin ergibt. Dadurch kann der transiente Anfangsstromverlauf im Ausgangszweig besser kontrolliert werden.
Der Widerstand R1 kann als Variante ebenfalls durch einen MOS-Transistor oder ein weiteres Transfer-Gate ersetzt werden.
Die Transistoren MNLT und MNBT dienen zur korrekten Einstellung des Stromspiegelverhältnisses zwischen dem am Steuereingang I_refSINK eingespeisten Referenzstrom und dem Ausgangsstrom bzw. zur korrekten Einstellung des Offset-Stroms. Diese Transistoren können bei entsprechend anderer Dimensionierung des Widerstands R1 und des Transistors NMB bzw. des Widerstands R2 und des Transistors PMB auch entfallen.
Der NMOS-Transistor MNS dient zur Stabilisierung der Bias-Spannung am Steuereingang I_refSINK, da sich beim Einschalten der Pumpe durch die ggf. sehr weiteren Schalttransistoren kapazitive Störungen ergeben können. Durch entsprechende Dimensionierung des Transistors MNS können diese klein gehalten oder so ausgebildet werden, dass der Einschaltvorgang des Ausgangsstromes optimiert wird.
5 zeigt ein Messergebnis für das Spektrum der Ausgangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators VCO im Fall einer Phasenregelschleife, welche unter Verwendung der erfindungsgemäßen Ladungspumpenschaltung realsiert wurde. Die Frequenz F_VCO, betrug hierbei 900 MHz. Das Spektrum zeigt demzufolge die zentrale Spektrallinie bei 900 MHz und die Spektralanteile erster und zweiter Ordnung im beiderseitigen Abstand von 200 KHz von der zentralen Spektrallinie. Wie aus 5 ersichtlich, beträgt die Dämpfung der Spurious, bezogen auf die zentrale Spektrallinie bei 900 MHz, mehr als ca. 75 dB.

A: Schaltungsknoten
B: Schaltungsknoten
CP: Ladungspumpe (Charge Pump)
CP_out: Ausgang der Ladungspumpe
C_SINK: NMOS-Transistor, wirksam als Boostkapazität
C_SOURCE: PMOS-Transistor, wirksam als Boostkapazität
DOWN: Zweite Impulsfolge, Steuereingang
F: Frequenz im Spektrum
F_Q: Quarz-stabilisierte Frequenz
F_ref: Referenzfrequenz
F_VCO: Ausgangsfrequenz des VCO
F_VCO/N: Durch N geteilte Frequenz F_VCO
I_refSINK: SINK-Referenzstrom
I_refSOURCE: SOURCE-Referenzstrom
LF: Tiefpass-Schleifenfilter
MN1 ... MN4: NMOS-Transistoren
MP1 ... MP4: PMOS-Transistoren
N: Frequenzteiler
N_DISCH: NMOS-Entladetransistor
Q: Quarz-stabilisierter Oszillator
PD: Phasen(-Frequenz-)-Detektor
P_DISCH: PMOS-Transistor
R: Referenzteiler
UP: Erste Impulsfolge, Steuereingang
UPN: Steuereingang für invertierte Impulsfolge UP
VSS: Spannungspotential (Masse)
VCO: Spannungsgesteuerter Oszillator (VCO)
VDD: Versorgungsspannung
V_tune: Steuerspannung
MP_out, MN_out: steuerbare Widerstände, Feldeffekttransistoren
S1A, S1B, S1C: steuerbare elektronische Schalter
: im SINK-Zweig
S2A, S2B, S2C: steuerbare elektronische Schalter
: im SOURCE-Zweig
KI1, KA1,
KI2, KA2: Schaltungsknoten
MPL, MNL: Feldeffekttransistoren der Stromspiegel
VREP: Spannungsverstärker zum Replizieren der
: Schleifenfilterspannung
MNS1, MPS1: Transfergate bildende Feldeffekttransistoren
: für Schalter S1B
MPS2, MNS2: Transfergate bildende Feldeffekttransistoren
: für Schalter S2B
MNT1, MPT1: Transfergate bildende Feldeffektttransistoren
: für Schalter S1C
MPT2, MNT2: Transfergate bildende Feldeffekttransistoren
: für Schalter S2C
MNT: Feldeffekttransistor für Realisierung S1A
MPH: Feldeffekttransistor für Realisierung S2A
MNLT, MPLH: Feldeffekttransistoren zur Einstellung der
: Spiegelverhältnisse
MNBT, MPBH,
MNB, MPB: Feldeffekttransistoren zur Einstellung und Er
: zeugung der Offsetspannung
R1, R2: Widerstände
MPS, MNS: Feldeffekttransistoren zur Stabilisierung

Claims

Ladungspumpenschaltung, insbesondere für eine Phasenregelschleife, aufweisend a) eine von ein em ersten digitalen Ansteuersignal (UP) schaltbare Stromquelleneinheit, welche bei Aktivierung durch das erste Ansteuersignal (UP) einen Strom definierter Stärke an einen Ausgang (CP_out) der Ladungspumpenschaltung liefert, b) wobei die Stromquelleneinheit eine ersten einstellbare Konstantstromquelle (MP_out, MPL) umfasst, welche im Strompfad vom positiveren Potential (VDD) der Versorgungsspannung der Ladungspumpenschaltung zum Ausgang (CP_out) der Ladungspumpenschaltung liegt und so eingestellt ist, dass bei geschlossenem Strompfad der Strom definierter Stärke zum Ausgang (CP_out) fließt, und c) wobei die Stromquelleneinheit einen ersten steuerbaren elektronischen Schalter (S2B) umfasst, welcher im Strompfad vom positiveren Potential (VDD) der Versorgungsspannung zum Ausgang (CP_out) angeordnet ist und diesen abhängig vom ersten Ansteuersignal (UP) schaltet; d) eine von einem zweiten digitalen Ansteuersignal (DOWN) schaltbare Stromsenkeneinheit, welche bei Aktivierung durch das zweite Ansteuersignal (DOWN) einen Strom definierter Stärke vom Ausgang (CP_out) der Ladungspumpenschaltung abführt, e) wobei die Stromsenkeneinheit eine zweite einstellbare, als Stromsenke wirkende Konstantstromquelle (MN_out, MNL) umfasst, welche im Strompfad vom Ausgang (CP_out) der Ladungspumpenschaltung zum negativeren Potential (VSS) der Versorgungsspannung der Ladungspumpenschaltung liegt und so gesteuert ist, dass bei geschlossenem Strompfad der Strom definierter Stärke vom Ausgang (CP_out) abgeführt wird, und f) wobei die Stromsenkeneinheit einen zweiten steuerbaren elektronischen Schalter (S1B) umfasst, welcher im Strompfad vom Ausgang (CP_out) zum negativeren Potential (VSS) der Versorgungsspannung liegt und diesen abhängig vom zweiten Ansteuersignal (DOWN) schaltet, g) wobei der erste elektronische steuerbare Schalter (S2B) im Strompfad zwischen der ersten einstellbaren Konstantstromquelle (MP_out, MPL) und dem Ausgang (CP_out) angeordnet ist und h) wobei der zweite elektronische steuerbare Schalter (S1B) im Strompfad zwischen dem Ausgang (CP_out) und der zweiten einstellbaren Konstantstromquelle (MN_out, MNL) angeordnet ist; und i) einen Spannungsverstärker (VREP), dessen Eingang die am Ausgang (CP_out) der Ladungspumpenschaltung anliegende Spannung zugeführt ist und dessen Ausgangsspannung in voller Höhe oder nach Subtrahieren einer Teilspannung dem Knoten (KI2) zwischen der ersten Konstantstromquelle (MP_out, MPL) und dem ersten steuerbaren Schalter (S2B) und dem Knoten (KI1) zwischen der zweiten Konstantstromquelle (MN_out, MNL) und dem zweiten steuerbaren Schalter (S1B) zugeführt ist, wobei im Strompfad zwischen dem Ausgang des Spannungsverstärkers (VREP) und dem Knoten (KI2) zwischen der ersten Konstantstromquelle (MP_out, MPL) und dem ersten steuerbaren Schalter (S2B) ein dritter elektronischer Schalter (S2C) vorgesehen ist, welcher abhängig vom ersten Ansteuersignal (UP) in den geschlossenen Zustand gesteuert wird, wenn der erste steuerbare Schalter (S2B) in den geöffneten Zustand gesteuert wird, und wobei im Strompfad zwischen dem Ausgang des Spannungsverstärkers und dem Knoten (KI1) zwischen der zweiten Konstantstromquelle (MN_out, MNL) und dem zweiten steuerbaren Schalter (S1B) ein vierter elektronischer Schalter (S1C) vorgesehen ist, welcher abhängig vom zweiten Ansteuersignal (DOWN) in den geschlossenen Zustand gesteuert wird, wenn der zweite steuerbare Schalter (S1B) in den geöffneten Zustand gesteuert wird.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Konstantstromquellen als Stromspiegel ausgebildet sind und der Spiegeltransistor (MP_out) der ersten Konstantstromquelle und der Spiegeltransistor (MN_out) der zweiten Konstantstromquelle jeweils im geschalteten Strompfad liegt und dass die Spiegeltransistoren (MP_out, MN_out) vorzugsweise als Feldeffekttransistoren ausgebildet sind.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste (S2B) und zweite steuerbare elektronische Schalter (S1B) als Transistoren (MNS2, MPS2; MNS1, MPS1), vorzugsweise Feldeffekttransistoren, ausgebildet sind.
Ladungspumpenschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der erste (S2B) und zweite elektronische Schalter (S1B) jeweils aus zwei Feldeffekttransistoren bestehen, die jeweils ein Transfergate (MPS2, MNS2; MPS1, MNS1) bilden.
Ladungspumpenschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte (S2C) und vierte (S1C) elektronische Schalter jeweils aus zwei Feldeffekttransistoren (MPT2, MNT2; MPT1, MNT1) bestehen, die jeweils ein Transfergate bilden.
Ladungspumpenschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein fünfter steuerbarer elektronischer Schalter (S2A) vorgesehen ist, welcher den Strompfad zwischen der ersten Konstantstromquelle (MP_out, MPL) und dem positiveren Potential (VDD) der Spannungsversorgung schaltet, wobei das Schalten zusammen mit dem ersten steuerbaren Schalter (S2B) abhängig vom ersten Ansteuersignal (UP) erfolgt, und dass ein sechster steuerbarer elektronischer Schalter (S1A) vorgesehen ist, welcher den Strompfad zwischen der zweiten Konstantstromquelle (MN_out, MNL) und dem negativeren Potential (VSS) der Spannungsversorgung schaltet, wobei das Schalten zusammen mit dem zweiten steuerbaren Schalter (S1B) abhängig vom zweiten Ansteuersignal (DOWN) erfolgt.
Ladungspumpenschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für das Zuführen einer Teilspannung der Ausgangsspannung des Spannungsverstärkers (VREF) an den Knoten (KI2) zwischen der ersten Konstantstromquelle (MP_out, MPL) und dem ersten steuerbaren Schalter (S2B) ein Spannungsteiler vorgesehen ist, welcher einen Widerstand (R2) und eine weitere steuerbare Stromquelle (MPB) aufweist, welche mit der auch für die erste Konstantstromquelle (MP_out, MPL) oder den Spiegeltransistor (MP_out) der Konstantstromquelle wirksamen Steuerspannung oder einer hiervon abgeleiteten Steuerspannung angesteuert ist, und dass für das Zuführen einer Teilspannung der Ausgangsspannung des Spannungsverstärkers (VREP) an den Knoten (KI1) zwischen der zweiten Konstantstromquelle (MN_out, MNL) und dem zweiten steuerbaren Schalter (S1B) ein Spannungsteiler vorgesehen ist, welcher einen Widerstand (R1) mit festem Widerstandswert und eine weitere steuerbare Stromquelle (MNB) aufweist, welche mit der auch für die zweite Konstantstromquelle (S1B) oder den Spiegeltransistor (MN_out) der Konstantstromquelle wirksamen Steuerspannung oder einer hiervon abgeleiteten Steuerspannung angesteuert ist.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die weiteren gesteuerten Stromquellen (MPB, MNB) der Spannungsteiler als Feldeffekttransistoren, vorzugsweise MOS-Feldeffekttransistoren ausgebildet sind.