DE3128331C2

DE3128331C2 -

Info

Publication number: DE3128331C2
Application number: DE3128331A
Authority: DE
Inventors: Jakob M. Venthone Ch Luscher
Original assignee: Asulab AG
Current assignee: Asulab AG
Priority date: 1980-07-21
Filing date: 1981-07-17
Publication date: 1991-04-04
Also published as: CH640693B; DE3128331A1; US4405906A; CH640693GA3; JPS6322642B2; JPS5752206A

Description

Die Erfindung betrifft eine C-MOS-Oszillatorschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Sie bezieht sich insbesondere auf eine Oszillatorschaltung zur Verwendung in einer Quarzarmbanduhr. Auf diesem Gebiet besteht gegenwärtig die Tendenz, einerseits zu versuchen, soweit als irgend möglich den Leistungsverbrauch der integrierten elektronischen Schaltungen abzusenken, um eine Betriebsautonomie dieser Uhren für mehrere Jahre zu gewährleisten, obgleich diese nur Batterien geringen Volumens und demgemäß geringer Energiekapazität enthalten können. Andererseits versucht man aus ökonomischen Gründen, Schalt kreise zu konzipieren, die weitgehend unempfindlich sind gegen unvermeidliche Schwankungen während der Herstellungs verfahren.

Ein wichtiger Parameter für alle MOS-Schaltkreise ist der Wert der Transistor-Schwellenspannung. Wenn die Differenzen zwischen den Schwellenspannungen der Transistoren ein- und desselben Schaltkreises normalerweise extrem gering sind (in der Größenordnung von hundertstel Volt), ist dies jedoch nicht der Fall für Differenzen zwischen den Schwellungs spannungen von Transistoren von einem Schaltkreis zum anderen. Hier können diese Differenzen nämlich mehrere zehntel Volt erreichen. Um ein Minimum an Ausschuß während der Fabrikation zu erzielen, ist es wichtig, daß die Funktion der Schaltkreise durch derartige Variationen nicht infrage gestellt wird.

Die meisten gegenwärtig marktüblichen elektronischen Uhren haben als Zeitbasis einen Quarz von 32 768 Hz. Ihr Frequenzteiler ebenso wie das System, erforderlich zum Antrieb eines Schrittmotors oder zum Steuern einer Digital anzeige, bestehen aus C-MOS Schaltkreisen. Diese Technik eignet sich sehr gut für alle jene Schaltkreise, in denen die Transistoren praktisch als Schalter im "Ein-Aus-Betrieb" arbeiten. Dies war jedoch gegenwärtig nicht der Fall beim Oszillatorkreis, bei dem es sich um eine analog arbeitende Schaltung handelt, obwohl es vom ökonomischen Standpunkt höchst wünschenswert wäre, die Oszillatorschaltung mit denselben Verfahren integrieren zu können, die für die übrigen Schaltkreise der Uhr erforderlich sind.

Um Quarzoszillatoren mit sehr niedrigem Verbrauch zu realisieren, wurden beispielsweise Widerstände verwendet, insbesondere Dioden aus polykristallinem Silicium, die relativ hohe Widerstände ausbilden können. Schichten von Silicium werden mittels des CVD-Verfahrens auf der Siliciumdioxydschicht niedergeschlagen und dann p-dotiert und n-dotiert, um Dioden auszubilden, deren Kennlinien sich mehr oder weniger denjenigen von Widerständen annähern. Diese Kennlinien sind schwierig zu reproduzieren, und die Notwendigkeit, auf Wider stände zurückzugreifen, bildet demgemäß einen erheblichen Nachteil.

Eine C-MOS-Oszillatorschaltung, die gegenwärtig weit verbreitet ist, ist in der FR-PS 21 10 109 offenbart.

Das aktive Element wird von einem Inverter gebildet, gespeist von einer Gleichspannungsquelle. Ein Polarisations widerstand hinreichend großer Resistenz (über 10 MΩ) zum Begrenzen der Verluste ist zwischen den Ausgang und den Eingang des Inverters gelegt, parallel zum Quarzresonator. Zwei Kapazitäten sind zwischen eine Klemme der Spannungs quelle und den Eingang bzw. Ausgang des Inverters gelegt. Eine dieser Kapazitäten ist variabel, um die Schwingungs frequenz einregulieren zu können. Neben der Tatsache, daß sie einen Widerstand enthält, weist diese Oszillator schaltung die folgenden Nachteile auf: Da die Steilheit der Transistoren mit der Amplitude ihrer Steuerspannung erheblich anwächst, erfolgt die Amplitudenbegrenzung durch eine Übersteuerung der Transistoren. Daraus ergibt sich ein erhöhter Verbrauch. Darüber hinaus erhöht bekanntlich die Übersteuerung die Phasenverschiebung zwischen den Aus gangs- und Eingangsspannungen der aktiven Transistoren, was die Frequenzstabilität des Oszillators verringert.

Damit darüber hinaus der Oszillator anschwingt, ist es erforderlich, daß die beiden Transistoren gleichzeitig durchschalten, was für die Schaltung eine Speisespannung erforderlich macht, die höher liegt, als die Summe der Schwellenspannungen beider Transistoren. Dies bedingt ernsthafte Beschränkungen hinsichtlich der zulässigen Toleranzen für die Schwellenspannungen der Transistoren, wenn die Speisespannung niedrig ist, wie dies bei einer elektronischen Uhr zutrifft.

Bei den meisten gegenwärtigen elektronischen Uhren kann die Schwellenspannung der verwendeten Transistoren in den digitalen Schaltkreisen zwischen etwa 0,3 Volt und V_p-ΔV liegen, wobei V_p die Spannung der Batterie be zeichnet und ΔV die Minimalabweichung zwischen der Steuer spannung und der Schwellenspannung der Transistoren in den Frequenzteilerschaltkreisen.

Wenn die Schwellenspannung unter 0,3 Volt läge, könnten die Ströme infolge des Betriebs mit geringer Inversion der Transistoren der Gesamtheit der Schaltungen die Ursache für einen unzulässigen Energieverbrauch sein. Für diesen Oszillator muß demgemäß die Summe der Schwellenspannungen der beiden Transistortypen zwischen 0,6 Volt und V_p-2ΔV liegen. Für eine Speisespannung von z. B. 1,2 Volt und mit der Annahme, daß eine Differenz ΔV von 0,1 Volt hinreicht, um das Anschwingen sicherzustellen, kann die Summe der Schwellenspannungen der Transistoren vom Typ P und vom Typ N zwischen 0,6 und 1 Volt liegen, was viel engere Toleranzen für die Herstellung des Oszillators erfordert als für die digitalen Schaltkreise. Für die letzteren kann selbst bei Zulassung von ΔV bei 0,2 Volt die Schwellenspannung jedes Transistortyps zwischen 0,3 und 1 Volt liegen.

Eine Lösung, die es ermöglicht, in einem gewissen Maße die Übersteuerung der Transistoren zu vermeiden und infolgedessen den Stromverbrauch zu verringern, ist in der CH-PS 5 96 598 be schrieben. Der in dieser Patentschrift beschriebene Oszillator kreis, dargestellt in Fig. ₁, weist jedoch die beiden anderen Nachteile der oben erwähnten FR-PS auf, nämlich, daß die Schaltung einen Widerstand R aufweist, und daß die Anforderungen hinsichtlich der Toleranzen für die Schwellenspannung der Transistoren ebenso erheblich sind. Während des Einschaltens nämlich wird die Kapazität C_p entladen und die Steuerelektroden der Transistoren T₁ und T₂ liegen auf gleichem Potential. Da diese Transistoren unter diesen Bedingungen gleichzeitig durchschalten müssen, muß die Speisespannung höher liegen als die Summe ihrer Schwellen spannungen. Ein weiterer Nachteil resultiert aus der Tatsache, daß der die Transistoren T₃ und T₄ durchfließende Strom im eingeschwungenen Zustand von den Schwellenspannungswerten abhängt, d. h., daß die Steuerbedingungen ihrerseits in diesem Falle in gewissem Maße von den Schwellenspannungen abhängen.

Schließlich offenbart die CH-Patentanmeldung 6 13 357G einen Oszillator, bei dem die beiden komplementären Transistoren getrennt polarisiert werden in der Absicht, die Energieumsetzung zu verringern. In diesem in Fig. 2 dargestellten Oszillator sind die Steuerelektroden der Transistoren T₁ und T₂ vom Typ P bzw. Typ N mit der negativen Klemme bzw. positiven Klemme der Speisespannungsquelle über Widerstände R₁ bzw. R₂ verbunden. Zwei Koppelkondensatoren C und C′ verbinden die Steuerelektroden von T₁ und T₂ mit einer Klemme des Quarzresonators Q, dessen andere Klemme mit dem Ausgang des Inverters verbunden ist.

Eine solche Lösung erlaubt im Prinzip die Herabsetzung der Speisespannung auf einen Wert etwas oberhalb der höchsten Schwellenspannung beider Transistoren, vermeidet jedoch nicht das Problem der Übersteuerung der Transistoren, und der Strom verbrauch bleibt relativ hoch. Daneben weist dieser Oszillator auch Widerstände auf.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Oszillator schaltung, die es gestattet, jegliche Übersteuerung der aktiven Transistoren zu vermeiden, wo daß ein niedriger Energieverbrauch erzielbar ist, wobei die Schaltung ohne besonderen Vorsichts maßnahmen mit den ihr zugeordneten digitalen Schaltkreisen integriert werden kann.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 de finiert; die Unteransprüche definieren Wetierbildungen dieses Kon zepts.

Es ist anzumerken, daß aus DE-25 02 697 A1 bekannt ist, bei einem C- MOS-Oszillator eine Stromquelle zwischen das jeweilige Gate des C-MOS-Inverters und eine Versorgungsspannungsquelle zu schalten. Dabei bildet jede Stromquelle mit dem zugehörigen Transistor einen Span nungsteiler, und es ist unter sonst gleichen Bedingungen ein höherer Stromverbrauch zu erwarten als bei der erfindungsgemäßen Schaltung.

Nachstehend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen im einzelnen erläutert.

Fig. 1 und 2 zeigen die Schaltelemente bekannter Oszillator schaltungen;

Fig. 3 zeigt das Schaltbild einer ersten Ausführungsform der Oszillatorschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 4 ist ein Schaltschema für einen Schaltkreis, der verwendet werden kann, um die Stromquellen der Schaltung nach Fig. 3 zu steuern;

Fig. 5 ist ein Erläuterungsdiagramm;

Fig. 6 zeigt das Schema der Oszillatorschaltung gemäß Fig. 3, ergänzt um einen Hilfsschaltkreis zum Auslösen der Schwingung in einer ersten Ausführungsform und

Fig. 7 ist das Schaltkreis einer Oszillatorschaltung gemäß Fig. 3, ergänzt um einen Hilfsschaltkreis zum Auslösen des Anschwingens in einer zweiten Ausführungsform.

Die Fig. 1 und 2 wurden einleitend bei der Diskussion des Standes der Technik bereits erörtert.

Der in Fig. 3 dargestellte Oszillator gemäß der Erfindung umfaßt einen P-Transistor T₁ und einen N-Transistor T₂, deren Drainanschlüsse miteinander verbunden sind. Die Sourceanschlüsse von T₁ und T₂ liegen an den Speiseklemmen P bzw. M der Schaltung, über die eine Gleichspannungsversorgungsquelle gelegt ist, im allgemeinen eine Batterie. Der positive Pol der Speisespannungs quelle ist mit dem Punkt P verbunden.

Der Quarzresonator Q liegt zwischen dem gemeinsamen Punkt b der Drains von T₁ und T₂ und einem Punkt a, der einerseits verbunden ist mit dem Gate von T₁ über einen Kondensator C′₃ und mit dem Gate von T₂ über einen Kondensator C₃, dessen Kapazität im wesentlichen gleich der von C′₃ ist. Zwei weitere Kapazitäten C′₄ und C₄, im wesentlichen gleicher Größe, ver binden die Gates von T₁ und T₂ mit den Klemmen P bzw. M. Die Ausgangskapazität C₂ wird von einem variablen Kondensator gebildet, der zwischen dem Punkt b und der Klemme M liegt, parallel mit der Eingangskapazität eines an den Oszillator angeschlossenen Schaltkreises, beispielsweise eines Frequenz teilers. Diese Eingangskapazität ist der Figur gestrichelt angedeutet.

Der Oszillator umfaßt ferner einen dritten Transistor T₃ vom Typ P, dessen Gate und Drain mit dem Gate von T₁ verbunden sind, und dessen Source mit dem Drain von T₁ verbunden ist. In ähnlicher Weise liegt ein vierter Transistor T₄ vom Typ N mit seinem Sourceanschluß am Drain von T₂ und mit seinem Gate und seinem Drain an dem Gate von T₂.

Das Gate von T₁ ist ferner verbunden mit dem Drain eines Transistors T₆ vom Typ N, dessen Source mit der Klemme M verbunden ist. Dieser Transistor, gesteuert von einer Gleichspannung nahe seiner Schwellenspannung, bildet eine Stromquelle zum Liefern eines sehr niedrigen Stromes (einige Nanoampere). In ähnlicher Weise ist das Gate des Transistors T₂ mit der Speisequelle P über die Stromquelle verbunden, welche von dem Transistor T₅ mit P-Kanal gebildet wird.

Man kann zum Steuern der Stromquellen T₅ und T₆ an sich bekannte Schaltkreise verwenden, wie jenen, der in Fig. 4 dargestellt ist, und sogenannte Stromspiegel schaltkreise verwendet. In dieser Schaltung haben die Transistoren T₇ und T₉ den gleichen Typ wie der Transistor T₅, d. h. P-Kanal, während die Transistoren T₁₀ und T₁₂, wie der Transistor T₆ vom N-Kanal-Typ sind. Der Strom I₀, der die Transistoren T₇ und T₁₀ durchfließt, wird festgelegt durch die Speisespannung und die Kennlinien des Transistors T₇, insbesondere durch das Verhältnis zwischen der Breite und der Länge seines Kanals. T₇ wird demgemäß mit einem Kanal gefertigt, der eine viel größere Länge als Breite aufweist, um einen Strom I₀ geringster Höhe zu erreichen.

Man weiß darüber hinaus, daß die Drain-Ströme von Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps, die in ein und demselben Schaltkreis integriert sind und im Sättigungsbereich arbeiten, in erster Annäherung proportional sind zu ihrem Dimensionsverhältnis W_i/L_i, wobei W_i bzw. L_i die Breite bzw. Länge des Transistorkanals definieren. Der vom Transistor T₆ eingeprägte Strom I₆ ist demgemäß gegeben durch

In ähnlicher Weise wird der vom Transistor T₅ eingeprägte Strom I₅

Diese Ströme liegen in der Größenordnung von Nanoampere.

Schließlich umfaßt die Oszillatorschaltung nach Fig. 3 einen Transistor T₈ vom N-Typ, geschaltet zwischen den Punkt ª und die Klemme M, dessen Gate mit demjenigen von T₆ ver bunden ist. Dieser Transistor dient ausschließlich dazu, das Dauerpotential des Punktes a festzulegen.

Anstatt einen Transistor zu verwenden, könnte man an den Punkten a eine unabhängige p- oder n-Zone klemmen.

Fig. 3 zeigt, daß die Oszillatorschaltung zwei Elementar kreise T₁, T₃, T₆, C′₃, C′₄, bzw. T₂, T₄, T₅, C₃, C₄ umfaßt, welche abgesehen vom Leitfähigkeitstyp des Transistors identisch sind hinsichtlich Aufbau und Verschaltung der Komponenten, wobei die den beiden Schaltkreisen zugeordneten Komponenten einen symmetrischen Platz relativ zum Resonator Q einnehmen. Man kann sich demgemäß für die Beschreibung der Arbeitsweise der Oszillatorschaltung auf den einen oder anderen dieser Elementarkreise beziehen, die in analoger Weise arbeiten, beispielsweise auf den Schaltkreis mit dem Transistor T₂.

Beim Anschalten der Speisequelle schwingt der Oszillator an, sobald die Eingangsgleichspannungen der Transistoren T₁ und T₂ hinreichend die Schwellenspannung überschritten haben, für die die Schwingungen erfüllt sind. Die Amplitudenbe grenzung der Schwingung erfolgt wie nachstehend erläutert:

Man kann zeigen, daß die Polarisationsspannung V_do des Transistors T₂ ziemlich genau gegeben ist durch

wobei V_Dmin der augenblickliche Minimalwert der Spannung Source-Drain des Transistors T₂ ist, V_d die Amplitude der Steuerspannung des Transistors T₂ ist, V_T4 die extrapolierte Schwellenspannung des Transistors T₄ ist, β ein Koeffizient ist, definiert als der Kehrwert des Produkts aus der thermo dynamischen Spannung U_T und dem Imissionskoeffizienten n des Transistors, wobei der Wert in der Größenordnung von 20-30 V^-1 je nach der Dotierung des Transistorsubstrats und der Dicke der Gateoxidschicht ist, i_s der von der Stromquelle T₅ eingeprägte Strom ist und i₀₄ der Stromwert des Transistors T₄ ist entsprechend seiner extrapolierten Schwellenspannung.

Die Steuerspannung V′_d, welche während eines Bruchteils der Periodendauer des Eingangssignals die extrapolierte Schwellenspannung des Transistors T₂ übersteigt, ist

V′_d = V_d + V_do - V_T2.

Da die extrapolierten Schwellenspannungen der Transistoren T₄ und T₂ gleich sind, erhält man für diese Spannung durch Ersetzen von V_do durch seinen Wert

Man kann den Transistor T₄ und die Stromquelle T₅ mit ihrer Steuerung leicht derart dimensionieren, da i₀₄ im wesentlichen gleich i_s ist. Der Ausdruck wird dem gemäß praktisch null.

Die Tatsache, daß die Steuerspannung, welche die Schwellen spannung des Transistors T₂ übersteigt, unabhängig vom Wert der letzteren gleich der Minimalspannung des Drains dieses Transistors ist, ist sehr wichtig, denn genau für diesen Fall gilt, daß jegliche Übersteuerung vermieden wird. Diese quasi idealen Steuerbedingungen stellen sich automatisch ein. Die bestimmende Steilheit für die Verstärker, welche von den Transistoren T₁ und T₂ mit ihrer Belastung gebildet werden, verringert sich nämlich stark mit der Verringerung von V_Dmin′ d. h. mit der Erhöhung der Ausgangsspannung, und die Begrenzung dieser letzteren erfolgt demgemäß ohne irgendeine Übersteuerung der Transistoren.

Um alle unerwünschten Einflüsse der n-p Sperrschichten, zugeordnet den Transistoren T₄ und T₅, zu vermeiden, muß der Spannungsteiler C₃/C₄ so dimensioniert werden, daß

V_d 1/2 (V_T + V_Dmin)

wird, worin V_T der kleinste Schwellenspannungswert ist, der in der Produktion erwartet werden kann.

Fig. 5 zeigt die Spannungen V_b, V_c, V_d an den Punkten b, c, d der Schaltung in Abhängigkeit von der Zeit. V_TN bezeichnet die Schwellenspannung des N-Kanal Transistors.

Bei Verwendung von entsprechend dimensionierten Komponenten kann man mit dem Oszillator gemäß der Erfindung eine Ausgangs spannung erreichen, deren Spitze-Spitze-Wert etwa 90 Prozent der Versorgungsgleichspannung erreicht. Da die Transistoren praktisch nicht übersteuert werden, bleibt der Stromverbrauch sehr niedrig, trotz der relativ hohen Amplitude des Ausgangssignals. Wenn man den Wirkungsgrad η des Oszillators als Verhältnis zwischen der vom Quarz dissipierten Leistung P_q und der Speiseleistung P_e der Transistoren T₁ und T₂, welche den eigentlichen Oszillatorantriebskreis bilden, definiert, kann man zeigen, daß dieser Wirkungsgrad etwa beträgt:

Dies ergibt sich beispielsweise mit folgenden Daten:

Versorgungsspannung V_p=1,2
Quarz: Schwingfrequenz 32 768 Hz
Statische Kapazität: 1 pF
Ausgangskapazität: C₂ : 10 pFEingangskapazität C₁ = 2 : 10 pF
Amplitude der Ausgangsspannung: V_b : 0,55 V.

Die im Quarz dissipierte Leistung beträgt 20 nW, was für den oben angegebenen Wirkungsgrad einen Speisestrom von etwa 20 nA bedeutet. Zu diesem Strom kommen hinzu die Ströme der Stromquellen, die 1 bis 2 nA betragen können, und der Strom I₀ (Fig. 4) für die Steuerung dieser Quellen. Mit einem Strom I₀ in der Größenordnung von 10 nA kann man ohne weiteres einen Stromverbrauch in der Größenordnung von nur einigen zehn Nanoampere erzielen.

Da die Transistoren T₁ und T₂ getrennt polarisiert werden, braucht die Versorgungsspannung nicht größer zu sein als der höchste Schwellenspannungswert der Transistoren. Dies ermöglicht sehr breite Toleranzen für die Schwellungsspannungswerte, die von 0,3 bis 1 V reichen können, für eine Versorgungsspannung von etwa 1,2 V. Dank diesem Umstand und der Tatsache, daß er keinen Widerstand enthält, ist der Oszillator in hohem Maße unempfindlich gegenüber Veränderungen der Fabrikationsparameter, und kann ohne besondere Vorsichtsmaßnahme integriert werden, unter Verwendung nur derselben Verfahrensschritte, wie sie üblicherweise bei der Fertigung von digitalen C-MOS-Schaltkreisen für eine elektronische Uhr eingesetzt werden.

Der beschriebene Oszillator kann auch durchaus für Resonatoren mit hoher Frequenz (einige MHz) verwendet werden, ebenso wie für niedrige Frequenzen in der Größenordnung von 32 kHz. Im Falle eines Resonators mit niedriger Frequenz jedoch kann unter bestimmten Umständen kein Anschwingen stattfinden, und zwar aus folgenden Gründen: beim Anschließen der Versorgungsspannungsquelle können die an den Gates der Transistoren T₁ und T₂ liegenden Gleich spannungen sehr schnell relativ hohe Werte relativ zu der Schwellen spannung erreichen. Diese Transistoren werden demgemäß von einem ziemlich hohen Strom durchflossen und bilden jeweils, unter Transformation der Quarzbelastung auf den Ausgang, einen in Klasse A polarisierten Verstärker. Wegen der niedrigen dynamischen differentiellen Widerstände, die dann von den Transistoren T₃ und T₄ dargestellt werden, können möglicherweise die Phasen bedingungen, welche für das Anschwingen erforderlich sind, nicht erfüllt sein.

Dieses Phänomen, das insbesondere vorliegen kann, wenn es sich um Kapazitäten geringen Wertes handelt, um den Verbrauch zu begrenzen, kann vermieden werden, indem man den Oszillator mit einem Hilfsschaltkreis verbindet, wie er etwa in Fig. 6 dargestellt ist.

Man erkennt in dieser Figur wieder den eigentlichen Oszillator aus Fig. 3, wobei die verschiedenen Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen kenntlich gemacht sind. Darüber hinaus kann man feststellen, daß der Hilfsschaltkreis für das Anschwingen die gleiche Symmetrie bezüglich der die Punkte ª und b verbindenden Linie aufweist, wie der eigentliche Oszillator kreis. Die vier Transistoren, die sich oberhalb dieser Linie befinden, sind vom P-Typ, während die vier korrespondierenden Transistoren unterhalb der Linie vom N-Kanal-Typ sind.

Der Anschwingschaltkreis umfaßt zwei Transistoren T₁₈ und T₁₉, deren Gates mit dem gemeinsamen Anschlußpunkt b der Drains der Transistoren T₁ und T₂ verbunden sind, und deren Sourceanschlüsse mit den Klemmen M bzw. P der Schaltung verbunden sind.

Stromquellen T₁₇ und T₂₀ sind zwischen den Drainanschluß von T₁₈ und die Klemme P zwischen den Drainanschluß von T₁₉ und die Klemme M gelegt.

Die Gates der Stromquellen T₁₇ und T₂₀ sind mit jenen der Quellen T₅ bzw. T₆ verbunden. Jeder der Transistoren T₁₈ und T₁₉ bildet mit seiner zugeordneten Stromquelle einen Spannungsverstärker. Zwei Kapazitäten C₅ bzw. C′₅ sind zwischen Drain und Source von T₁₈ bzw. Drain und Source von T₁₉ gelegt.

Der Anschwingschaltkreis umfaßt ferner einen Transistor T₁₃ in Diodenschaltung, dessen Drain mit dem Gate von Transistor T₁ verbunden ist, und einen Transistor T₁₅ zwischen Source von T₁₃ und Klemme P. Die Steuerelektrode von T₁₅ ist verbunden mit dem Drain von T₁₉. In gleicher Weise ist ein Transistor T₁₄ in Diodenschaltung vorgesehen und ein Transistor 16, dessen Gate mit dem Drain von T₁₈ verbunden ist; T₁₄ und T₁₆ liegen zwischen dem Gate von T₂ und der Klemme M.

Beim Anliegen der Versorgungsspannungsquelle befinden sich alle diese Transistoren in einem Betriebszustand geringer Inversion. Die Transistoren T₁₈ und T₁₉ sind zunächst praktisch gesperrt; der Verbindungspunkt e wird auf das Potential der positiven Klemme der Versorgungsspannung gebracht und der Punkt f auf das des negativen Pols. Die Transistoren T₁₅ und T₁₆ sind infolgedessen leitend. Wegen der Transistoren T₁₃ und T₁₄ bleiben die Steuergleichspannungen der Transistoren T₁ und T₂ nahe deren Schwellenspannung. Die Transistoren T₁₃ und T₁₄ bilden jeweils mit T₁ bzw. T₂ Stromspiegel.

Man kann die Transistoren T₁ und T₁₃ derart dimensionieren, daß der in T₁ fließende Strom beispielsweise hundert mal höher ist als der in T₁₃; entsprechendes gilt für die Transistoren T₂ und T₁₄.

Wenn beispielsweise angenommen wird, daß sich nur der Transistor T₂ in dem Sättigungsbereich befindet, so steigt das Potential des Punktes b relativ zu dem des Punktes M. Sobald die Ausgangsspannung einen Wert nahe der Schwellenspannung der N-Transistoren erreicht, wird T₁₈ leitend und das positive Potential des Punktes e fällt ab, was zur Folge hat, daß der Transistor T₁₆ gesperrt wird. Der Potentialanstieg des Verbindungspunktes d relativ zu dem des Punktes M, der darauf folgt, hat einen inversen Effekt; er stellt sehr schnell einen Gleich gewicht ein, bei dem die Ausgangsspannung nahe der Schwellen spannung der N-Transistoren ist, und die Transistoren T₁ und T₂ sich im Sättigungsbereich befinden. Ein ähnlicher Prozeß ergibt sich für die Transistoren T₁₃, T₁₅, T₁₉ und T₂₀, wenn beim Anschließen der Versorgungsspannungsquelle sich nur der Transistor T₁ im Sättigungsbereich befindet. Die Ausgangsspannung des Oszillators erreicht demgemäß die Schwellenspannung der P-Kanal Transistoren.

In diesem Zustand sind die Transistoren T₃ und T₄ gesperrt, und es ist leicht, die verschiedenen Komponenten des Schaltkreises so zu dimensionieren, daß die für die Schwingung erforderlichen Bedingungen dann erfüllt werden.

Wenn die Schwingung ausgelöst ist und ein Gleichge wichtszustand sich eingestellt hat, werden die Transistoren T₁₈ und T₁₉ alternierend und periodisch in den leitenden Zustand gebracht. Wenn die Stromquellen T₁₇ und T₂₀ in ihrem Polarisationssystem T₇, T₉, T₁₀, T₁₂ (Fig. 4) so dimensioniert sind, daß Ströme von einigen Nanoampere eingeprägt werden, genügt es für eine Frequenz von 32 kHz der Schwingungen, daß die Werte der Kapazitäten C₅ und C′₅ einige Picofarad betragen, um die Fluktuationen der Spannungen an den Verbindungspunkten e und f unter 0,1 Volt zu halten. Die mittlere Spannung zwischen den Punkten e und M ist damit praktisch gleich der Versorgungsspannung V_p. Die Transistoren T₁₅ und T₁₆ bleiben gesperrt und die Funktion des Oszillators im eigentlichen Betriebszustand ist demgemäß identisch mit der, wie sie oben unter Bezugnahme auf Fig. 3 erläutert wurde.

Obwohl meist ein Interesse besteht, den Oszillator so arbeiten zu lassen, daß man eine geringstmögliche Schwingungs amplitude erzielt, kompatibel mit der Steuerung des nachfol genden Schaltkreises, kann manchmal ein Bedürfnis für ein Aus gangssignal großer Amplitude bestehen, und für die Speisung des Oszillators mit einer relativ hohen Spannung, größer als die Summe der Schwellenspannung der beiden Transistortypen.

In diesem Falle kann es vorkommen, daß der beschriebene Hilfsschaltkreis nicht immer in seiner symmetrischen Version das Anschwingen ermöglicht. Es ist möglich, diesen Nachteil zu vermeiden, indem man sicherstellt, daß einer der Transistoren T₁ bzw. T₂ im Augenblick des Anschwingens des Oszillators ungesättigt ist. Dies läßt sich beispielsweise dadurch verwirk lichen (für den Transistor T₁) daß die Source des Transistors T₁₃ direkt an die Klemme P gelegt wird, während die Transistoren T₁₅, T₂₀ und die Kapazität C′₅ weggelassen werden, und daß man diesen Transistor T₁₃ derart bemißt, daß er einen sehr langen, jedoch schmalen Kanal aufweist, verglichen mit jenem des Transistors T₁₄.

Eine weitere Lösung, ausgewertet in der Ausführungs form des Anschwingschaltkreises gemäß Fig. 7, besteht darin, im Augenblick des Einschaltens den Sourceanschluß des Transistors T₁₃ auf ein bestimmtes Potential zu bringen, das niedriger liegt als das des positiven Pols der Versorgungsspannungsquelle, um so die Polarisationsspannung des Transistors T₁ zu regulieren und infolgedessen den Anschwingstrom des Oszillators auf den gewünschten Wert. Die Schaltung nach Fig. 7, in der die der Fig. 6 entsprechenden Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen versehen wurden, unterscheidet sich von der letztgenannten durch die Tatsache, daß der Transistor T₁₅, der Verstärker T₁₉, T₂₀, die ihm zugeordnet sind, und auch der Kondensator C′₅ weggelassen sind, und daß der Sourceanschluß des Transistors T₁₃ jetzt mit dem Verbindungspunkt g verbunden ist, zwischen dem Drain eines Transistors T₂₁ vom P-Typ und dem Source eines anderen Transistors T₂₂ ebenfalls vom P-Typ, wobei diese beiden Transistoren T₂₁, T₂₂ in Serie geschaltet sind zwischen die Klemmen P und M der Versorgungsspannungsquelle und mit ihren Gates beide an das Gate der Stromquelle T₅ angeschlossen sind. Der Transistor T₂₁, als Stromquelle, und der Transistor T₂₂ bilden eine Spannungsquelle.

Wenn man einen Strom i₆ vorsieht, eingeprägt vom Transistor T₆, der kleiner ist als der Strom i₂₁, welcher den Transistor T₂₁ durchfließt, erscheint am Punkt g beim Einschalten des Oszillators ein Potential V_g, das niedriger liegt, als das der Klemme P der Schaltung und in hohem Maße unabhängig ist vom Strom i₂₁. Man kann zeigen, daß dieses Potential V_g im wesentlichen gleich ist

wobei W₂₁/L₂₁ bzw. W₂₂/L₂₂ die Abmessungsverhältnisse der Transistoren T₂₁ bzw. T₂₂ sind, i₂₂ der Strom im Transistor T₂₂, β der Kehrwert des Produkts der thermodynamischen Spannung und des Emissionskoeffizienten und x ein Parameter, dessen Größe bestimmt wird durch den "body effect", der für den Transistor T₂₂ zutrifft; mit dem Ausdruck "body effect" be zeichnet man das Phänomen, durch das ein Transistor seine Schwellenspannung modifiziert "sieht", sobald seine Source auf ein Potential abweichend von dem des Substrats gebracht wird.

Der Ausdruck ln (i₂₂/i₂₂+i₆) ist dabei klein gegenüber dem Ausdruck ln Das Potential V_g und infolgedessen der Anschwingstrom im Transistor T₁ werden demgemäß im wesentlichen bestimmt durch die Konfiguration der Transistoren T₂₁ und T₂₂.

Die Bedingung, daß i₆ kleiner ist als i₂₁, wird leicht realisiert durch entsprechende Dimensionierung des Transistors T₂₁ relativ zu den Transistoren T₅, T₆.

Im Normalbetrieb des Oszillators wird der Transistor T₁₃, dessen Source demgemäß auf ein Potential gelegt ist, das etwas kleiner ist als dasjenige, das an ihm im Augenblick des Anschwingens liegt, wobei der Strom i₆ demgemäß durch den Transistor T₃ fließt, dauernd von einem Strom durchflossen, doch hat dieser sehr kleine Strom praktisch keinerlei Einfluß.

Es ist anzumerken, daß anstelle der Transistoren T₁₅, T₁₉, T₂₀ und des Kondensators C′₅ die Transistoren T₁₆, T₁₇, T₁₈ und der Kondensator C₅ weggelassen werden könnten, und die Source des Transistors T₁₄ auf ein bestimmtes Potential gebracht werden könnte, das höher liegt als das der Klemme M, mit Hilfe einer Spannungsquelle, die in analoger Form realisiert würde, zu der Konfiguration aus T₂₁, T₂₂, dargestellt in Fig. 7 und ausgerüstet mit Transistoren vom N-Typ.

Die Erfindung ist natürlich nicht auf die dargestellten und beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Man kann beispielsweise im Falle von höheren Frequenzen als Kondensatoren C′₄ und C₄ die Kapazitäten Gate/Substrat der Transistoren T₁ und T₂ verwenden und im Falle von niedrigen Frequenzen eine Eingangs kapazität vorsehen, die zwischen die Punkte ª und M der Schaltung gelegt ist, um den Platz zu verringern, der von den auf dem integrierten Schaltkreis von den Kapazitäten eingenommen wird. Es ist nicht erforderlich, daß es sich um einen Quarzresonator handelt. Diese Schaltung ermöglicht die Verwendung anderer Typen von Resonatoren, Piezo-elektrischen oder anderen, beispielsweise einen L-C-Kreis.

Daneben sind auch andere als die dargestellten Ausführungs formen möglich als Hilfsschaltkreise zum Anschwingenlassen des Oszillators.

Claims

1. C-MOS-Oszillatorschaltung mit geringem Leistungsverbrauch mit einer Eingangs- und einer Ausgangsklemme, zwischen die ein Resonator schaltbar ist, mit einer ersten, am positiven Pol einer Spannungs quelle anschließbaren und einer zweiten, am negativen Pol derselben an schließbaren Speiseklemme, mit einem ersten MOS-Transistor mit P-Kanal und einem zweiten MOS-Transistor mit N-Kanal, deren Source-Anschlüsse mit der ersten bzw. zweiten Speiseklemme und deren Drain-Anschlüsse mitein ander sowie mit der Ausgangsklemme verbunden sind, mit einer Ausgangska pazität, die zwischen die Ausgangsklemme und eine der Speiseklemmen ge schaltet ist, und mit Schaltungskomponenten zum Sicherstellen der Vor spannung des ersten und zweiten Transistors unabhängig voneinander, wel che Schaltungskomponenten einen dritten MOS-Transistor mit P-Kanal, der mit seinem Gate-Anschluß und seinem Drain-Anschluß an den Gate-Anschluß des ersten Transistor sowie mit seinem Source-Anschluß an den Drain-An schluß des ersten Transistors angeschlossen ist, und einen vierten MOS- Transistor mit N-Kanal umfassen, der mit seinem Gate-Anschluß und seinem Drain-Anschluß an den Gate-Anschluß des zweiten Transistors sowie mit seinem Source-Anschluß mit dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungskomponenten zur Sicherstellung der Vorspannung ferner umfassen:
Einerseits eine erste, zwischen den Gate-Anschluß des ersten Tran sistors (T1) und die zweite Speiseklemme (M) geschaltete Stromquelle (T6) und einen ersten kapazitiven Spannungsteiler (C′3, C′4), geschaltet zwischen die Eingangsklemme (a) und die erste Speiseklemme (P), während der Mittelabgriff mit dem Gate-Anschluß des ersten Transistors verbunden ist, und andererseits eine zweite, zwischen den Gate-Anschluß des zwei ten Transistors (T2) und die erste Speiseklemme (P) geschaltete Strom quelle (T5) und einen zweiten kapazitiven Spannungsteiler (C3, C4), an geschlossen zwischen der Eingangsklemme (a) und der zweiten Speisequelle (M), während der Mittelabgriff mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transi stors (T2) verbunden ist, und daß die erste und die zweite Stromquelle sowie der dritte und der vierte Transistor (T3, T4) derart dimensioniert sind, daß die von der ersten und der zweiten Stromquelle gelieferten Stromgrößen im wesentlichen gleich sind den Stromgrößen in dem dritten beziehungsweise vierten Transistor, welche den extrapolierten Schwellen spannungen dieser Transistoren entsprechen.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie zusätzlich einen Hilfsschaltkreis zur Sicherstellung des Anschwingens aufweist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsschaltkreis einen fünften MOS-Transistor (T₁₃) und einen sechsten MOS-Transistor (T₁₅) mit P-Kanal umfaßt, in Serie zwischen das Gate des ersten Transistors (T₁) und die erste Speiseklamme (P) geschaltet, wobei Gate und Drain des fünften Transistors miteinander verbunden sind, daß ein siebter MOS-Transistor (T₁₄) und ein achter MOS-Transistor (T₁₆) mit N-Kanal in Serie zwischen das Gate des zweiten Transistors (T₂) und die zweite Speise klemme (M) gelegt sind, wobei Gate und Drain des siebten Transistors (T₁₄) miteinander verbunden sind, und daß Steuer elemente an den Eingang (b) der Oszillatorschaltung ange schlossen sind zum Steuern des sechsten und achten Transistors derart, daß sie beim Ausbleiben der Schwingung durchschalten und gesperrt werden, sobald ein stabiler Schwingungszustand aufgebaut ist.

4. Oszillatorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekenn zeichnet, daß die Steuerelemente des sechsten und achten Transistors einerseits für die Steuerung des sechsten Transistors (T₁₅) einen neunten MOS-Transistor (T₁₉) mit P-Kanal umfassen, dessen Source, Gate und Drain mit der ersten Speiseklemme (P), der Ausgangsklemme (b) der Schaltung bzw. dem Gate des sechsten Transistors (T₁₅) verbunden sind, ferner eine dritte Stromquelle (20) umfassen, die zwischen das Drain des neunten Transistors (T₁₉) und die zweite Speisequelle (M) gelegt ist, sowie eine Kapazität (C′₅) umfassen, die zwischen Source und Drain des neunten Transistors gelegt ist, und anderersetis für die Steuerung des achten Transistors (T₁₆) einen zehnten MOS-Transistor (T₁₈) mit N-Kanal umfassen, dessen Source, Gate und Drain mit der zweiten Speiseklemme (M), der Ausgangsklemme (b) der Schaltung bzw. dem Gate des achten Transistors (T₁₆) verbunden sind, ferner eine vierte Stromquelle (T₁₇) um fassen, die zwischen die erste Speiseklemme (P) und das Drain des zehnten Transistors (T₁₆) gelegt ist, sowie einen Kondensator (C₅) umfassen, zwischen Source und Drain des zehnten Transistors geschaltet.

5. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsschaltkreis umfaßt: einen fünften MOS-Transistor (T₁₃) mit P-Kanal, der mit seinem Gate und seinem Drain an das Gate des ersten Transistors (T₁) angeschlossen ist, eine Spannungsquelle (T₂₁, T₂₂) zum Setzen des Source-An schlusses des fünften Transistors (T₁₃) auf ein bestimmtes Potential, das niedriger liegt, als das Potential der ersten Speisequelle, zumindest solange, bis ein stabiler Schwingungszustand erreicht ist, einen sechsten MOS- Transistor (T₁₄) und einen siebten MOS-Transistor (T₁₆) mit N-Kanal, in serie zwischen das Gate des zweiten Transistors (T₂) und die zweite Speiseklemme (M) geschaltet, wobei der sechste Transistor (T₁₄) mit seinem Gate an sein Drain angeschlossen ist, und Steuerelemente, die an den Ausgang (b) der Oszillatorschaltung angekoppelt sind zum Steuern des siebten Transistors (T₁₆) derart, daß er bei ausbleibenden Schwingungen durchschaltet, jedoch gesperrt wird, sobald ein stabiler Schwingungszustand sich eingestellt hat.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelemente des siebten Transistors (T₁₆) einen achten MOS-Transistor (T₁₈) mit N-Kanal umfassen, dessen Source, Gate und Drain mit der zweiten Speisequelle (M), der Ausgangsklemme (b) bzw. dem Gate des siebten Transistors (T₁₆) verbunden sind, ferner eine dritte Stromquelle (T₁₇) umfassen, zwischen die erste Speiseklemme (P) und das Drain des achten Transistors (T₁₈) gelegt, sowie eine Kapazität (C₅) umfassen, angeschlossen zwischen dem Source und dem Drain des achten Transistors.

7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekenn zeichnet, daß die Spannungsquelle einen neunten MOS-Transistor [T₂₁) mit P-Kanal umfaßt, dessen Source mit der ersten Speise quelle (P) verbunden ist und der derart steuerbar ist, daß er eine Stromquelle bildet, sowie einen zehnten MOS-Transistor (T₂₂), ebenfalls mit P-Kanal, umfassen, dessen Source, Drain und Gate mit dem Drain des neunten Transistors (T₂₁), mit der zweiten Speisequelle (M) bzw. mit dem Gate des neunten Transistors (T₂₁) verbunden sind, und daß die Source des fünften Transistors (T₁₃) mit dem Verbindungspunkt (g) zwischen dem Drain des neunten Transistor (T₂₁) und der Source des zehnten Transistors (T₂₂) verbunden ist.

8. Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn zeichnet, daß der Hilfsschaltkreis einen fünften MOS-Transistor [T₁₃) und einen schsten MOS-Transistor (T₁₅) mit P-Kanal umfaßt, in Serie zwischen das Gate des ersten Transistors (T₁) und die erste Speiseklemme (P) gelegt, wobei der fünfte Transistor mit seinem Gate an sein Drain angeschlossen ist, ferner Steuerelemente, die an den Ausgang (b) der Oszillatorschaltung angeschlossen sind, umfaßt zum Steuern des sechsten Transistors derart, daß er bei Ausbleiben der Schwingungen durchschaltet, aber blockiert wird, sobald ein stabiler Schwingungszustand sich einge stellt hat, schließlich einen siebten MOS-Transistor (T₁₄) mit N-Kanal umfaßt der mit Gate und Drain an das Gate des zuweiten Transistors (T₂) angeschlossen ist, und eine Spannungsquelle umfaßt zum Klemmen der Source des siebten Transistors auf ein bestimmtes Potential oberhalb des Potentials der zweiten Speiseklemme mindestens solange, bis ein stabiler Schwingungszustand erreicht ist.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelemente des sechsten Transistors (T₁₅) einen achten MOS-Transistor (T₁₉) mit P-Kanal umfassen, dessen Source, Gate und Drain mit der ersten Speisequelle (P), der Ausgangsklemme (b) der Schaltung bzw. dem Gate des sechsten Transistors (T₁₅) verbunden sind, ferner eine dritte Stromquelle (T₂₀) umfassen, die zwischen das Drain des achten Transistors (T₁₉) und die zweite Speiseklemme (M) gelegt ist, sowie schließlich eine Kapazität (C′₅) umfassen, die zwischen Source und Drain des achten Transistors liegt.

10. Schaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekenn zeichnet, daß die Spannungsquelle einen neunten MOS-Transistor mit N-Kanal umfaßt, dessen Source mit der zweiten Speiseklemme verbunden ist und der derart steuerbar ist, daß er eine Stromquelle bildet, sowie einen zehnten MOS-Transistor, eben falls mit N-Kanal umfaßt, dessen Source, Drain und Gate mit dem Drain des neunten Transistors mit der ersten Speise klemme bzw. mit dem Gate des neunten Transistors verbunden sind, wobei die Source des siebten Transistors mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Drain des neunten Transistors und der Source des zehnten Transistors verbunden ist.