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Die vorliegende Erfindung betrifft elektronische
Oszillatoren.
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Die digitale Kommunikation ist von genauer Taktgabe
abhängig; in diesem Zeitalter der digitalen Kommunikation
mit hohen Bitraten besteht ein großer Bedarf an
Hochfrequenzoszillatoren zum Takten der hochratigen digitalen
Schaltkreise. Weiterhin besteht aufgrund des Ausmaßes an
Miniaturisierung in der Industrie ein besonders großer
Bedarf an Miniaturoszillatoren, die in einer
kostengünstigen Technik der Höchstintegration (VLSI - very
large scale integration) wie die der
Metalloxidhalbleitertechnik (MOS) hergestellt werden können.
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Für die Genauigkeit, die dazu erforderlich ist, um
Kommunikationsschaltungen synchronisiert zu halten,
können die Oszillatoren von einem Resonator mit hoher
Güte gesteuert werden; zu gebräuchlichen Resonatoren
gehören L-C-Resonanzkreise, abgestimmte Hohlräume,
Quarzkristalle und keramische Resonatoren. Wenn ein
spannungssteuerbarer Oszillator mit einem Resonator hoher
Güte in einer Phasenregelschleife zur Anpassung einer
Frequenz an eine andere benutzt wird, muß seine Frequenz
über einen sinnvollen Bereich veränderlich sein. Es hat
sich erwiesen, daß diese Kombination von Anforderungen
schwierig zu niedrigen Kosten zu erreichen ist. Die
höchste Frequenz, mit der ein Oszillator arbeitet, ist
durch die Verstärkung des Oszillatortransistors begrenzt;
gleichermaßen ist der Frequenzbereich, über den ein
Oszillator nachgezogen werden kann, ebenfalls von seiner
Verstärkung begrenzt. Leider ist die Verstärkung von in
MOS-Technik hergestellten Halbleitertransistoren niedrig
im Vergleich zu beispielsweise der eines Transistors
ähnlicher Größe in Bipolartechnik . Wenn das Verhältnis
Breite zu Länge eines MOS-Transistors vergrößert wird um
die Verstärkung zu erhöhen, steigen jedoch die Gate-
Source- und Gate-Drain-Kapazitäten des Transistors
ebenfalls. Die resultierende erhöhte Belastung des
Oszillatorkreises wirkt der Erhöhung der Verstärkung
entgegen und es ergibt sich nur eine geringe Steigerung
der maximalen Betriebsfrequenz bei bedeutsamer Zunahme an
Stromaufnahme. Eine bedeutende weitere Verringerung der
effektiven Verstärkung von MOS-Transistoren wird durch
den Substratvorspannungseffekt bewirkt. Der
Frequenzbereich von Miniaturoszillatoren in verfügbarer VLSI-
Technik ist daher bislang sehr begrenzt gewesen.
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Wenn Oszillatoren in Taktgabeanwendungen für
digitale Schaltkreise benutzt werden, ist eine Rechteckwelle
mit einem Tastverhältnis von annähernd 50% wünschenswert,
um gleiche Zeitdauer für eine von entweder der
ansteigenden oder der abfallenden Impulsflanke ausgelöste
Schaltungstätigkeit zu erlauben. Wenn Oszillatoren jedoch
in der Nähe ihrer Höchstfrequenz betrieben werden, wird
das Tastverhältnis von Transistorparametern gesteuert,
die asymmetrisch sind. Um das Tastverhältnis auf 50% zu
zwingen, können gebräuchliche Rückkopplungsschaltungen
benutzt werden, aber damit kann die Oszillatorfrequenz
sehr begrenzt werden und sie sind oft eine Quelle
zusätzlichen Phasenrauschens.
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Im Technical Disclosure Bulletin von Motorola, Band
3, Nr. 1, März 1983, Seite 17, Schaumburg IL:P. Gailus et
al.: "High Pullability Voltage Controlled Crystal
Oscillator" (Spannungsgesteuerter Quarzoszillator mit hohem
Nachziehverrnögen) wird ein Oszillator offenbart, der aus
einer ersten Stufe mit einem n-Kanal-MOS-Transistor und
einer zweiten Stufe mit einem npn-Bipolartransistor
besteht (diese Vorrichtungen weisen dieselbe (n-Kanal)
Polarität auf) und Rückkopplung vom Ausgang der zweiten
Stufe zum Eingang der ersten Stufe aufweist.
Mit der Erfindung wird versucht, einen Oszillator
bereitzustellen, der in VLSI-Technik hergestellt werden
kann und einen bedeutend verbesserten Frequenzbereich und
einen großen Nachziehbereich aufweist.
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Nach der vorliegenden Erfindung ist ein
elektronischer Oszillator nach Anspruch 1 bereitgestellt.
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Das Tastverhältnis einer erfindungsgemäßen
Oszillatorschaltung kann leicht auf annähernd 50% geregelt
werden, ohne die maximale Schwingungsfrequenz wesentlich
zu begrenzen, und kann durch ein externes Signal über
einen gewählten gesteuerten Bereich proportional
verändert werden.
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Ein Tastverhältnis von annähernd 50% kann ohne
wesentliche Frequenzverringerung durch einen
bidirektionalen Spannungsbegrenzer sichergestellt werden, der
mit dein Resonatorknoten verbunden ist, um die
Schwingungen auf eine symmetrische Wellenform zu begrenzen, und
durch kapazitive Ankopplung an eine symmetrisch
vorgespannte Verstärkungsstufe.
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Durch die unterschiedlichen Triggerspannungen
verschiedener an den Oszillatorausgang angeschlossener Logik
bewirkte Veränderungen des Tastverhältnisses können durch
auswählbare Verlagerungen der Vorspannung für einen
Pufferverstärker kompensiert werden.
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Die Erfindung wird beispielhaf anhand der
beiliegenden Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen zeigen:
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FIG.1 ein Schaltschema eines spannungssteuerbaren
Quarzoszillators in CMOS-Technik nach der Erfindung; und
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FIG. 2 eine für die Erklärung eines
Tastverhältnisregelmerkmals des Oszillators der FIG. 1 nützliche
Ausgangswellenform.
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Der Einfachheit halber kann der Oszillator der
FIG. 1 in drei Teilen betrachtet werden - einen
Schwingungsteil 10, einen Spannungsbegrenzungsteil 30 und einen
Verstärkungsteil 50.
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Im Schwingungsteil 10 ist ein
N-Kanal-CMOS-Transistor 12 mit seiner Drainelektrode an eine
Betriebsspannungsquelle VDD und mit seiner Sourceelektrode über eine
Stromquelle 14 mit Erde verbunden. Die Gateelektrode des
Transistors 12 ist mit einem Resonatorknoten 18
verbunden. Ein P-Kanal-CMOS-Transistor 16 ist mit seiner
Drainelektrode mit Erde verbunden und mit seiner
Sourceelektrode über eine zweite Stromquelle 20 mit der Quelle
VDD verbunden. Ein Rückkopplungskompensator 22 verbindet
das Gate des Transistors 12 mit der Sourceelektrode des
Transistors 16 und ein zweiter Rückkopplungskondensator
24 verbindet die Sourceelektrode des Transistors 16 mit
Erde.
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Der Körper des Transistors 12 ist mit Erde
verbunden, während der Körper des Transistors 16 mit
seiner Sourceelektrode verbunden ist. Um den
Schwingungsteil des Schaltkreises zu vervollständigen,
ist die Reihenschaltung eines Quarzresonators 26, eines
Varaktors 28 und eines Festkondensators 29 zwischen
Resonatorknoten 18 und Erde geschaltet.
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Ein Oszillator kann als ein Verstärker mit
Rückkopplung angesehen werden. Der Verstärker des
Oszillatorteils 10 ist ein zweistufiger Verstärker mit sowohl
Transistoren 12 als auch 16. Die Kondensatoren 22 und 24
liefern die notwendige Rückkopplung über beide Stufen zum
Aufrechterhalten der Schwingungen.
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Der Transistor 12 ist in einer
Source-Folger-Konfiguration geschaltet. Als Ergebnis weist er eine sehr
niedrige Eingangskapazität und eine niedrige
Spannungsverstärkung auf. Es ist natürlich bekannt, daß eine
niedrige Eingangsschaltungskapazität und hohe Verstärkung
zur Erweitung des Frequenzbereichs eines Oszillators
beitragen. Auch ist darauf hinzuweisen, daß das Gate des
Transistors 12 über den Reihenweg der Kondensatoren 22
und 24 und auch über den Reihenweg des Resonators 26,
Kondensators 28 und Kondensators 29 mit Erde verbunden
ist. Man könnte daher erwarten, daß der Vorteil der
niedrigen Eingangskapazität, der durch eine Source-
Folger-Konfiguration der ersten Stufe zu gewinnen ist, in
der Eingangsschaltungskapazität verloren gehen würde und
daher durch den entstehenden Verstärkungsverlust mehr als
kompensiert werden würde. Es hat sich jedoch
herausgestellt, daß dies nicht der Fall ist. In der Tat wird,
wenn das Verhältnis Breite zu Länge des Transistors 12
sehr niedrig gemacht wird, die Steilheit gm wie auch die
Gate-Source- und Gate-Drain-Kapazität verringert. Die
niedrigere gm ergibt zwar eine leichte Verringerung der
Stufenverstärkung, doch kann eine zusätzliche
Verbesserung des Frequenzbereichs aufgrund der erweiterten
Kontrolle über die Resonatorknoten-Gesamtkapazität
erreicht werden.
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Da die erste Transistor- und Verstärkerstufe
vorteilhafterweise als Spannungsfolger strukturiert sind,
fällt im wesentlichen die gesamte Verstärkungsbürde der
zweiten Stufe zu. Um diesem Erfordernis in CMOS-Technik
zu genügen, kann der Transistor 16 ein viel größerer
Transistor mit einem viel größerem Verhältnis Breite zu
Länge sein.
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Im komplementären Metalloxid-Halbleiter-(CMOS-)-
Aufbau werden mit gut bekannten Verfahren viele
Transistoren mit isoliertem Gate, sowohl der P-Kanal- als auch
der N-Kanal-Arten in einem Halbleitersubstrat gebildet.
Bei Transistoren mit einer dem Substrat entgegengesetzten
Kanalart ist der Transistorkörper gewöhnlich das
Substrat. Das heißt beispielsweise, wenn das Substrat P-
Silizium ist, werden in ihm N-Gebiete gebildet, um die
Source bzw. Drain eines N-Kanal-Transistors
bereitzustellen. Der Körper solcher Transistoren ist das P-
Substrat selbst, das im allgemeinen mit Schaltungserde
verbunden ist. Bei Transistoren mit einer Kanalart, die
dieselbe ist wie die des Substrats, wird andererseits ein
Gebiet aus Material der entgegengesetzten Art oder eine
"Wanne" im Substrat gebildet, woraus der Körper des
Transistors wird. Beispielsweise werden kleine in einer
großen N-Wanne in einem P-Substrat gebildete P-Gebiete
zur Source und Drain eines P-Kanal-Transistors. Die
Wannen sind normalerweise mit der Betriebsspannungsquelle
VDD verbunden.
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Die normale Verbindung von Substrat mit Erde und der
Wannen mit der Betriebsspannungsquelle dient dazu, die
Source-Körper-Diode in Sperrichtung vorzuspannen und das
Gate den Source-Drain-Widerstand steuern zu lassen. Es
liefert jedoch auch andere als Substratvorspannungseffekt
bekannte Wirkungen, die die Verstärkung des Transistors
und damit die Frequenz des Oszillators verringern.
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Mit dem Oszillator der FIG. 1 wird diese Begrenzung
überwunden.
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In dem Schaltschema der FIG. 1 wird ein Substrat aus
P-Halbleitermaterial angenommen, obwohl die Erfindung
nicht darauf begrenzt ist.
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Es ist zu bemerken, daß, während der Körper des
Transistors 12 auf typische CMOS-weise mit Erde verbunden
ist, der des Transistors 16 anstatt mit VDD mit der
Sourceelektrode verbunden ist. Da der Transistor 16 in
einer Wanne gebildet ist, kann sein Körper wie gezeigt
mit seiner Source verbunden werden. Damit wird der
Substratvorspannungseffekt und seine entsprechende
Verstärkungsverringerung ausgeschaltet.
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Der CMOS-Verstärker des Schwingungsteil 10 weist
daher eine geringe von der ersten Stufe beigetragene
Eingangskapazität und eine große von der zweiten Stufe
beigetragene Verstärkung ohne bedeutenden
Substratvorspannungseffekt auf. Das optimale Größenverhältnis von
CMOS-Transistoren hängt natürlich von den vom
Herstellungsprozess erzeugten besonderen Eigenschaften ab.
Es hat sich herausgestellt, daß ein Verhältnis von 5:1
sehr zufriedenstellend wirkt und eine maximale
Schwingungsfrequenz von ca. 80MHz ergibt. Stromquellen 14 und
20 sind nach standardmäßigen CMOS-Verfahren konstruiert,
um die Verstärker-Gesamtverstärkung zu maximieren.
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Es ist von Bedeutung, darauf hinzuweisen, daß
während es vorteilhaft ist, daß der Transistor 12 der
ersten Stufe die mit CMOS- oder NMOS-Technik verbundene
kleine Größe und hohe Eingangsimpedanz aufweist, dasselbe
nicht für den Transistor 16 der zweiten Stufe zutrifft.
Die höhere gm anderer Techniken, wie beispielsweise der
Bipolartechnik, ist in der Tat in dieser Anwendung sehr
nützlich. Aus diesem Grund ist die als BIMOS-Technik
bekannte Technik, bei der Bipolartransistroren auf einen
MOS-Baustein integriert sind, auch für den
erfindungsgemäßen Oszillator sehr geeignet. Bei BIMOS kann der
Oszillator auf einem Baustein gebildet werden; der
Transistor der ersten Stufe kann für eine sehr niedrige
Eingangskapazität im MOS realisiert sein und der
Transistor der zweiten Stufe kann für hohe Steilheit in
Bipolartechnik realisiert sein.
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Wie schon erwähnt, ist die Ausführungsform der FIG.
1 als spannungssteuerbarer Quarzoszillator dargestellt,
obwohl die Erfindung nicht darauf begrenzt ist. Zur
Veränderung der Varaktorkapazität und damit der Frequenz
für Phasenregelschleifenanwendungen nützliche
Varaktorsteuernetzwerke
sind in der Technik gut bekannt. Ein
typisches derartiges Netzwerk könnte einen Verstärker 31
mit einer Verstärkung 1, einen Spannungsteiler mit 3
Widerständen 41, 42 und 43 und eine Bezugsspannungsquelle
44 enthalten. Der Verstärker dient zur Pufferung der an
seinen Eingangsanschluß 45 angelegten Steuerspannung. Die
Bezugsspannung von der Quelle 44 und der Spannungsteiler
stellen die Varaktorspannung auf eine maximale
Kapazitätsverschiebung entsprechend der Varaktorkennlinie ein.
Da in dem Schaltkreis kein Gleichstrom fließt, läßt sich
die Varaktorspannung festlegen als
Vsteuerung
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wobei Vsteurung die an den Anschluß 45 angelegte Spannung
und V&sub4;&sub4; die Bezugsspannung von der Quelle 44 ist. Obwohl
auch mit anderen Prozessen gebildete Varaktore
zufriedenstellend benutzt werden können, ist ein besonders
nützlicher Varaktor in unserer zugleich anstehenden, am 27.
November 1987 eingereichten und EP-A- 0,318,210
entsprechenden US-Anmeldung mit Seriennummer 126,132 mit der
Bezeichnung "Voltage Controlled Variable Capazitor"
(Spannungsgesteuerter veränderlicher Kondensator)
beschrieben. Er ist in CMOS herstellbar und kann daher zur
Kostenersparnis und optimalen Miniaturisierung auf
demselben Baustein integriert sein.
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Wo ein Betrieb mit fester Frequenz gewünscht ist,
kann der Resonator 26 zwischen dem Knoten 18 und entweder
VDD oder Erde geschaltet werden.
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Normalerweise erzeugt ein resonatorgesteuerter
Oszillator ohne besondere Resonatorbegrenzungsmittel eine
nichtsinusförmige Wellenform. Die Halbleitertransistoren
werden zwischen ihren linearen Bereichen und dem Eckpunkt
betrieben, und der Ausgangsspannungshub kann sich beinahe
über den vollen Bereich der Versorgungsspannung
erstrekken. Eine solche Betriebsweise ergibt im allgemeinen eine
nicht symmetrische Ausgangswellenform, die nicht für
Digitalschaltungstaktzwecke sinnvoll ist, da sie
hinsichtlich Spannungs-, Temperatur- und
Vorrichtungsherstellungstoleranzen nicht geregelt ist.
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Nach einem weiteren Aspekt der Ausführungsform der
FIG. 1 begrenzt der Spannungsbegrenzungsteil 30 der
Ausführungsform der FIG. 1 die Auslenkungen am
Resonatorknoten 18, um die Transistoren 12 und 16 in ihren
gesättigten Bereichen zu halten und eine gesteuerte
symmetrische Wellenform bereitzustellen.
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Im Teil 30 ist die Drain-Source-Strecke eines N-
Kanaltransistors 32 in Reihe mit der Source-Drain-Strecke
eines P-Kanaltransistors 43 an die
Betriebsspannungsquelle VDD angeschaltet. Die Source-Elektroden der
Transistoren 32 und 34 sind miteinander und mit dem
Resonatorknoten 18 verbunden. Ein diodengeschalteter
P-Kanaltransistor 36 ist mit seiner Sourceelektrode über eine
Stromquelle 38 mit der Spannungsquelle VDD und mit seinen
Drain-Gateelektroden mit einer Bezugsspannungsquelle 40
verbunden. Die Gateelektrode des Transistors 34 ist mit
der Bezugsspannungsquelle 40 verbunden und die
Gateelektrode des Transistors 32 ist mit der Stromquelle 38
verbunden.
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Die Funktionsweise des Begrenzers kann wie folgt
erläutert werden:
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Da die Gateelektrode des Transistors 34 mit der
Bezugsspannungsquelle 40 verbunden ist und die
Sourceelektrode mit dem Resonatorknoten 18 verbunden ist,
leitet der Transistor 34 jedesmal dann, wenn die Spannung
am Knoten 18 um mehr als die Schwellenspannung über der
Bezugsspannung 40 liegt. Gleichermaßen leitet der
Transistor 32 jedesmal dann, wenn die Spannung an seiner
Sourceelektrode um weniger als die Schwellenspannung
unterhalb seiner Gatespannung liegt. Da die in
Durchlaßrichtung vorgespannte Diode 36 mit einer der
Schwellenspannung des Transistors 32 annähernd gleichen Spannung
arbeitet, leitet der Transistor 32 jedesmal dann, wenn
die Spannung am Knoten 18 unter den annähernden Wert der
Bezugspannung 40 abfällt. Da der Resonator 26 schon durch
selbst geringe Ströme schnell belastet wird, begrenzt der
Begrenzer die Spannung am Knoten 18 auf ein Mindestmaß
der Bezugsspannung und ein Höchstmaß der Diodenspannung,
die größer als die Bezugsspannung sind. Damit wird
verhindert, daß die beiden Transistoren 12 und 16 des
Oszillatorteils den Sättigungsbetriebszustand verlassen
und dadurch gleichzeitig verhindert, daß Unterbrechungen
in der Wellenform entstehen, und Wellenformsymmetrie und
ein Tastverhältnis von 50% sichergestellt.
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Die Bezugsspannung 40 wird daher zum Einstellen der
Ruhespannung des Knotens 18 und der Stromquelle 38
gewählt, so daß der Transistor 36 auf einen stabilen
Leitungspunkt vorgespannt ist.
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Wenn zum Nachziehen der Oszillatorfrequenz ein
Varaktor benutzt wird, kann die Bezugsspannung 40 mit gut
bekannten Spannungsteilerverfahren von der Varaktor-
Steuerspannung abgeleitet werden.
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Ein mit niedrigem Pegel arbeitender CMOS-Oszillator
braucht Verstärkung, um ein nützliches Signal mit
digitalem Ausgangspegel zu liefern, und Pufferung, um zu
vermeiden, daß die Last seine Funktionsweise
beeinträchtigt. Dies sind Hauptfunktionen des Verstärkungsteil
50 der Ausführungsform der FIG. 1. Mit der besonderen
Auslegung des Teils 50 kann jedoch die Symmetrie der
Wellenform und damit das Tastverhältnis bewahrt werden,
ohne die Betriebsfrequenz zu opfern.
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Der Teil 50 kann vorteilhafterweise mehrere Paare
komplementärer Transistoren umfassen, wobei jedes Paar
mit seinen Source-Drain-Strecken in Reihe an die
Versorgungsspannung VDD angeschaltet ist und eine
invertierende Verstärkungsstufe bildet. Um das durch die
symmetrische Schwingung erzeugte Tastverhältnis von 50% zu
bewahren, muß jedoch der Nullsignal-Vorspannungspunkt für
jede Stufe annähernd VDD/2 betragen und die
Schwellenspannungen müssen für jede nachfolgende Stufe beinahe
konstant bleiben. Da das Ausgangssignal des
Schwingungsteils über einen Koppelkondensator 49 angeschaltet ist,
kann die Vorspannung anfangs durch ein erstes Paar
komplementärer als Dioden geschalteter Transistoren 51
und 52 eingestellt werden. Die Transistoren sind nach
standardmäßiger MOS-Praxis ausgelegt, um komplementäre
Eigenschaften zu erzeugen. Um konstante
Schwellenspannungen
zu bewahren, muß jedes nachfolgende Paar
komplementärer Transistoren, z.B. 53, 54 und 55, 56 eng
an die Transistoren 51 bzw. 52 angepaßt sein. Die
Anpassung wird durch Verwendung desselben Mehrfachen des
Verhältnisses Breite zu Länge für die Transistoren in
jedem Paar erreicht. Das heißt, wenn das Verhältnis
Breite zu Länge des Transistors 53 10,6 mal das
Verhältnis Breite zu Länge des Transistors 51 ist, sollte das
des Transistors 54 10,6 mal das des Transistors 52
innerhalb einiger weniger Prozente sein. Dasselbe gilt
für jede nachfolgende Stufe, obwohl das Verhältnis für
jede Stufe unterschiedlich sein kann. Die Anzahl von
Verstärkungsstufen kann so gewählt sein, daß sie den
Erfordernissen der bestimmten Anwendung entspricht.
Zusätzlich können sie in einem Puffer 57 mit 3
Ausgangszuständen abschließen, damit das Taktsignal ein- und
ausgeschaltet werden kann, ohne die Funktionsweise des
Schwingungsteils zu beeinflussen.
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Zur weiteren Verbesserung der Ausführungsform der
FIG. 1 kann eine Vorspannungsänderungsschaltung 70 an die
Gates der Transistoren 53, 54 angeschaltet sein, um das
Tastverhältnis zu modulieren und eine Taktwellenform mit
einem Tastverhältnis von annähernd 50% an Lasten von
verschiedenen Logikarten zu geben. Wenn ein symmetrisches
Taktsignal mit annähernd maximaler Frequenz in eine Last
abgegeben wird, können die Anstiegs- und Abfallzeiten der
Wellenform einen beträchtlichen Teil des Zyklus in
Anspruch nehmen. Das Ergebnis ist eine trapezförmige
Wellenform gleich der durchgezogenen Kurve 60 der FIG. 2.
Wenn die Last zufällig eine CMOS-Schaltung ist, würde der
Lastschaltungs-Triggerpegel, wie als Pegel 61 in FIG. 2
dargestellt, typischerweise annähernd VDD/2 betragen.
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Bei diesem Triggerpegel ist ersichtlich, daß das
effektive Tastverhältnis der Wellenform 60 in der Tat ca. 50%
ist. Wenn andererseits die Lastschaltung eine Transistor-
Transistor-Logik (TTL) ist, so ist ihr Triggerpegel viel
niedriger, typisch 1,4 Volt. Dieser Pegel wird durch die
gestrichelte Linie 62 dargestellt. Aus den Schnittpunkten
der Linie 62 mit der Wellenform 60 ist ersichtlich, daß
das effektive Tastverhältnis bei einer TTL-Last weit von
50% abliegt und daher nicht so nützlich ist. Eine
schaltbare Korrektur wird durch die
Vorspannungsverlagerungsschaltung 70 bereitgestellt. Die Schaltung 70 kann ein
erstes Paar komplementärer Transistoren 71 und 72
umfassen, deren Drains miteinander verbunden sind und deren
Drain-Source-Strecken zwischen VDD und Erde geschaltet
sind. Ein Paar P-Kanal Transistoren 73 und 74 sind mit
ihren Source-Drain-Strecken in Reihe zwischen VDD und den
Gates der Transistoren 53 und 54 geschaltet. Die
Vorrichtung 74 ist diodengeschaltet; das Gate des Transistors 73
ist mit den Drains der Transistoren 71 und 72 verbunden
und die Gates der Transistoren 71 und 72 sind über einen
Schalter 75 mit VDD oder Erde verbunden.
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Die Schaltung 70 funktioniert wie folgt:
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Wenn der Schalter 75 mit Erde verbunden ist, sperrt
der Transistor 72 und der Transistor 71 leitet. Damit
wird der Transistor 73 gesperrt und die Vorspannung der
Verstärkungsschaltung 50 ist unbeeinflußt. Die Wellenform
60 ist die effektive Ausgabe, die für eine CMOS-Last
ideal ist. Wenn der Schalter 75 andererseits mit VDD
verbunden ist, sperrt der Transistor 71 und der
Transistor 72 leitet. Damit wird der Transistor 73
durchgeschaltet und die Eingangsgleichspannung des
Verstärkungsteils 50 wird angehoben. Bei insgesamt invertierender
Eigenschaft der Kombination von Verstärkungs- und
Pufferstufen wird die Ausgangswellenform verschoben, um, wie in
der gepunkteten Wellenform 63 der FIG. 2 gezeigt, länger
in der Nähe von Erde zu verweilen. Die Schnittpunkte der
gepunkteten Wellenform 73 mit dem gepunkteten
Schwellenpegel 62 zeigen, daß auf diese Weise für eine TTL-Last
ein Tastverhältnis von 50% hergestellt werden kann. Es
ist nützlich zu bemerken, daß die
Vorspannungsverlagerungsschaltung 70 mit einer früheren Verstärkerstufe
verbunden sein sollte, wo das Oszillatorsignal noch eine
beträchtliche Anstiegs- und Abfallszeit aufweist; sie
würde bei einer Stufe mit beinahe Rechteckwelle eine viel
geringere Auswirkung auf das Tastverhältnis haben.
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Auch ist zu bemerken, daß ein in das Gate des
Transistors 54 eingeblendetes Analogsignal mit
entsprechender Amplitude eine Oszillatorschaltungsausgabevom
Puffer 57 bereitstellt, dessen Tastverhältnis
entsprechend dem Analogsignal moduliert ist. Dieses Analogsignal
weist eine Schwellwertveränderungswirkung gleich der der
Vorspannungsverlagerungsschaltung 70 auf. So ist eine in
VLSI-Technik herstellbare Oszillatorkleinschaltung
beschrieben worden, die bei einem Tastverhältnis von
annähernd 50% einen großen Frequenzbereich aufweist.
Weiterhin kann das Tastverhältnis durch ein Analogsignal
moduliert werden oder leicht für veränderliche
Schaltschwellwerte für unterschiedliche Logikarten kompensiert
werden.